Uploaded by Cristian Benavides

T2-AS-CCastro

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Análisis de Sistemas
Tema 2: Sistemas LTI
Prof. Cristian Castro Lagos
Escuela de Ingeniería Eléctrica – PUCV
Curso obligatorio de Pregrado
Contenido
1. Definición de sistemas LTI
2. Convolución
3. Sistemas descritos por EDO
4. Transformada de Laplace
Definición de sistemas LTI
Definición de sistemas LTI
Antecedentes preliminares
La definición de sistemas LTI (Lineales Invariantes en el
Tiempo), viene dada por dos conceptos fundamentales:
Cumplen con la propiedad de superposición lo que los
hace lineales.
Son invariantes en el tiempo.
Es posible representar la salida de un sistema en función
de la superposición de señales de entradas básicas
(Tipos de entradas son descritos en el Tema 3).
Lec.
Definición de sistemas LTI
Respuesta al impulso
Suponga que una señal π‘₯ 𝑑 se puede aproximar como:
π‘₯ 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 𝛿 𝑑−𝜏
La señal π‘₯ 𝑑 puede ser
representada como la sumas
de impulsos.
Un sistema Lineal se describe en términos de su respuesta al
impulso.
La respuesta al impulso se define como la respuesta del sistema
(con condiciones iniciales cero) a un impulso aplicado al sistema.
Lec.
Definición de sistemas LTI
Respuesta al impulso
Como se mencionó gráficamente, es posible expresar cualquier
señal en el tiempo como la sumatoria lineal de señales simple como
𝛿 𝑑 . Es por esto que en el tiempo continuo, una señal puede ser
representada como al integral de los impulsos dada por:
∞
π‘₯ 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 𝛿 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Suponga que se tiene un sistema lineal 𝑣. Se define la respuesta de
este sistema al impulso trasladado para un instante 𝜏 de la siguiente
forma:
𝑣 𝛿 𝑑
=β„Ž 𝑑 →𝑣 𝛿 𝑑−𝜏
=β„Ž 𝑑−𝜏
Definición de sistemas LTI
Respuesta al impulso
Se puede encontrar que la respuesta al impulso para t=0 denotada
por h(t).
Suponga una excitación arbitraria:
∞
π‘₯ 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 𝛿 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
La respuesta al impulso de un sistema LTI:
β„Ž 𝑑 =𝑣 𝛿 𝑑
Como el sistema es lineal, la respuesta y(t) es
∞
𝑦 𝑑 =𝑣 π‘₯ 𝑑
=
∞
π‘₯ 𝜏 𝛿 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ =
−∞
π‘₯ 𝜏 𝑣 𝛿 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Lec.
Definición de sistemas LTI
Respuesta al impulso
Si un sistema es invariante en el tiempo, la forma de la respuesta al
impulso siempre es la misma para cualquier desplazamiento 𝜏 en
donde se inicie la excitación.
Para asegurar la linealidad del sistema, es necesario que en el
instante inmediatamente anterior al inicio de la excitación, el sistema
se encuentre en reposo. Esto quiere decir que si la entrada del
sistema es cero, entonces la salida es cero para 𝑑 ≤ 𝜏. De esta forma
podemos asegurar que las condiciones iniciales son nulas lo cual
nos asegura la linealidad del sistema. Además de la condición de
reposo inicial, también se puede asumir la causalidad del sistema.
Para determinar la salida de un sistema LTI a una entrada
determinada es necesario realizar una suma o integral de
convolución entre la respuesta al impulso del sistema y la
mencionada entrada.
Definición de sistemas LTI
Respuesta al impulso
Asegurando que el sistema
no varia en el tiempo
β„Ž 𝑑−𝜏 =𝑣 𝛿 𝑑−𝜏
la respuesta del sistema esta completamente caracterizada por la
respuesta al impulso.
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Esta integral se conoce como
integral de convolución.
La salida de cualquier sistema LTI es la convolución de la entrada
x(t) con la respuesta al impulso h(t).
β„Ž 𝑑
𝛿 𝑑
Sistema LTI
π‘₯ 𝑑
𝑦 𝑑 =π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
Lec.
Convolución
Convolución
Convolución de señales de tiempo continuo
Dada dos señales de tiempo continuo x(t) y h(t), la convolución de
ellas esta definida como:
∞
π‘₯ 𝑑 ∗𝑣 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Si π‘₯ 𝑑 y β„Ž 𝑑 son cero para 𝑑 < 0, entonces π‘₯ 𝜏 = 0 para todo
𝜏 < 0 y β„Ž 𝑑 − 𝜏 = 0 para todo 𝑑 − 𝜏 < 0. Para este caso se puede
definir la convolución como:
0
𝑑<0
𝑑
π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
0
𝑑≥0
funciones x(t) y h(t)
deben ser
absolutamente
integrables
Lec.
Convolución
Calculo de la convolución
Para calcular π‘₯ 𝑑 ∗ β„Ž 𝑑 es de ayuda graficar las funciones del
integrando de la integral de convolución.
Paso 1: Grafique π‘₯ 𝜏 y β„Ž −𝜏 como funciones de 𝜏.
Paso 2: Sea [0,a] el conjunto de todo t tal que
0≤𝑑≤π‘Ž
donde a es un número positivo. Para t igual a un punto arbitrario en
el intervalo, grafique β„Ž 𝑑 − 𝜏 y el producto π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 como
funciones de 𝜏.
Observar que:
a) β„Ž 𝑑 − 𝜏 es igual a 𝑣 −𝜏 desplazada a derecha en t unidades
de tiempo.
b) el valor de a en el intervalo [0,a] es el mayor valor de a para el
cual el producto π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 tiene la misma forma analítica para
todos los valores de tοƒŽ[0,a].
Lec.
Convolución
Calculo de la convolución
Observar que:
a) β„Ž 𝑑 − 𝜏 es igual a β„Ž −𝜏 desplazada a derecha en t unidades
de tiempo.
b) el valor de a en el intervalo [0,a] es el mayor valor de a para el
cual el producto π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 tiene la misma forma analítica para
todos los valores de tοƒŽ[0,a].
Paso 3: Integre el producto π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 como función de 𝜏, con
límites 𝜏 = 0 hasta 𝜏 = 𝑑.
Paso 4: Para t igual a un punto arbitrario en el intervalo [a,b],
grafique β„Ž 𝑑 − 𝜏 y el producto π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 como funciones de
𝜏....etc.
Lec.
Convolución
Ejemplo
Sean
π‘₯ 𝑑 =
β„Ž 𝑑 =
3
𝑑
2
0
0<𝑑<2
1
0
0<𝑑<3
𝑒𝑙 π‘Ÿπ‘’π‘ π‘‘π‘œ
𝑒𝑙 π‘Ÿπ‘’π‘ π‘‘π‘œ
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 1: Grafique π‘₯ 𝜏 y β„Ž −𝜏 como funciones de 𝜏.
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Comprobemos para
𝑑 < 0, en 𝑑 = −2
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
∞
=
0π‘‘πœ = 0
−∞
Para 𝑑 < 0 la
respuesta del
sistema será nula
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 2:
Para 0 < 𝑑 < 2, en 𝑑 = 1
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
1
=
0
3
3 2 3
πœπ‘‘πœ = 𝜏 =
2
4
4
Notar que la salida del
sistema presenta una
respuesta distinta de
cero para 𝑑 = 1
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 3:
Por lo tanto, para
0<𝑑<2
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
𝑑
=
0
3
3 2
πœπ‘‘πœ = 𝑑
2
4
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 3:
Para 2 < 𝑑 < 3
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
2
=
0
3
3 2
πœπ‘‘πœ = 𝜏 = 3
2
4
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 4:
Para 𝑑 > 3
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Solo queda definir
que ocurre con la
salida del sistema
para el tramo inicial
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo
Paso 4:
Para 𝑑 > 3
∞
𝑦 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
𝑦 𝑑 =0
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo 2
Sean las señales:
𝑑+4 −4≤𝑑 <0
π‘₯ 𝑑 = −𝑑 + 4
0≤𝑑≤4
0
π‘œπ‘‘π‘Ÿπ‘œ 𝑑
1
β„Ž 𝑑 =
0
−1 ≤ 𝑑 ≤ 1
π‘œπ‘‘π‘Ÿπ‘œ 𝑑
Assignment
Lec.
Convolución
Ejemplo 2 - Resultado
𝑑+1
𝑦 𝑑 =
𝜏 + 4 πœ•πœ
− 5 ≤ 𝑑 < −3
𝜏 + 4 πœ•πœ
− 3 ≤ 𝑑 < −1
−4
𝑑+1
𝑦 𝑑 =
𝑑−1
0
𝑦 𝑑 =
𝑑+1
𝜏 + 4 πœ•πœ +
𝑑−1
−𝜏 + 4 πœ•πœ
−1≤𝑑 <1
0
𝑑+1
𝑦 𝑑 =
−𝜏 + 4 πœ•πœ
1≤𝑑<3
𝑑−1
4
𝑦 𝑑 =
−𝜏 + 4 πœ•πœ
3≤𝑑<5
𝑑−1
Assignment
Lec.
Convolución
Propiedades de la Convolución
ASOCIATIVIDAD:
π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
∗𝑀 𝑑 =π‘₯ 𝑑 ∗ β„Ž 𝑑 ∗𝑀 𝑑
CONMUTATIVIDAD:
π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑 =β„Ž 𝑑 ∗π‘₯ 𝑑
∞
∞
π‘₯ 𝑑 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ =
−∞
β„Ž 𝑑 π‘₯ 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
−∞
DISTRIBUTIVA:
π‘₯ 𝑑 ∗ β„Ž 𝑑 +𝑀 𝑑
=π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑 +π‘₯ 𝑑 ∗𝑀 𝑑
Lec.
Convolución
Propiedades de la Convolución
PROPIEDAD DEL DESPLAZAMIENTO:
Sea
π‘₯𝑐 𝑑 = π‘₯ 𝑑 − 𝑐
𝑦 β„Žπ‘ 𝑑 = β„Ž 𝑑 − 𝑐
Entonces
𝑀 𝑑 − 𝑐 = π‘₯𝑐 𝑑 ∗ β„Ž 𝑑 = π‘₯ 𝑑 ∗ β„Žπ‘ 𝑑
Donde
𝑀 𝑑 =π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
PROPIEDAD DE LA DERIVADA:
Si π‘₯ 𝑑 existe, entonces:
𝑑
π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
𝑑𝑑
=π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
Lec.
Convolución
Propiedades de la Convolución
Si ambas señales tienen primera derivada, entonces:
𝑑2
= π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
𝑑𝑑 2
=π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑
PROPIEDAD DE INTEGRACION:
𝑑
Sea
π‘₯
−1
𝑑 =
π‘₯ 𝜏 π‘‘πœ
−∞
𝑑
β„Ž
−1
𝑑 =
β„Ž 𝜏 π‘‘πœ
−∞
Entonces
π‘₯∗β„Ž
−1
𝑑 =π‘₯
−1
𝑑 ∗β„Ž 𝑑 =π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž
−1
𝑑
Lec.
Convolución
CONVOLUCION CON EL IMPULSO UNITARIO
Sea (t) el impulso unitario en el origen, entonces:
∞
π‘₯ 𝑑 ∗𝛿 𝑑 =𝛿 𝑑 ∗π‘₯ 𝑑 =
−∞
∞
=π‘₯ 𝑑
𝛿 𝜏 π‘₯ 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
𝛿 𝜏 π‘‘πœ
−∞
=π‘₯ 𝑑
CONVOLUCION CON EL IMPULSO UNITARIO DESPLAZADO
sea
𝛿𝑐 𝑑 = 𝛿 𝑑 − 𝑐
Entonces
π‘₯ 𝑑 ∗ 𝛿𝑐 𝑑 = π‘₯ 𝑑 − 𝑐
Lec.
Sistemas descritos por EDO
Sistemas descritos por EDO
MODELADO DE SISTEMAS
Los modelos matemáticos son fundamentales en el control
automático y esa es la razón por la cual se les dedica
especial atención en los cursos de automática.
Un modelo matemático es una “réplica” de las relaciones
de entrada y salida de un sistema. En este caso, las
relaciones reales de la entrada y la salida de un sistema
se sustituyen por expresiones matemáticas.
Los sistemas dinámicos son usualmente modelados
mediante ecuaciones diferenciales lineales.
𝑑 𝑛 𝑦(𝑑)
𝑑 𝑛−1 𝑦(𝑑)
π‘Žπ‘›
+π‘Žπ‘›−1
+
𝑑𝑑 𝑛
𝑑𝑑 𝑛−1
𝑑𝑦(𝑑)
β‹― + π‘Ž1
+ π‘Ž0 𝑦
𝑑𝑑
𝑑 =
𝑑 π‘š 𝑒(𝑑)
𝑑 π‘š−1 𝑒(𝑑)
π‘π‘š
+ π‘π‘š−1 π‘š−1
𝑑𝑑 π‘š
𝑑𝑑
+ β‹― + 𝑏1
𝑑𝑒(𝑑)
+𝑏0 𝑒(𝑑)
𝑑𝑑
Lec.
Sistemas descritos por EDO
MODELADO DE SISTEMAS
El hecho de limitarse a esta clase de ecuaciones
diferenciales es debido a:
1. Sólo para esta clase de sistemas es posible establecer, en la
actualidad, una teoría que sea a la vez general y simple.
2. Al menos en una primera aproximación, gran parte de los
sistemas encontrados en la práctica admiten esta forma de
representación.
3. Como generalmente los procesos se encuentran en estado
estacionario (i.e. en un punto de operación), se utiliza Análisis
Lineal, es decir, pequeñas perturbaciones en torno al punto de
operación.
Sistemas descritos por EDO
Clasificación de ecuaciones diferenciales
Tipo
Si la función incógnita contiene una variable independiente, entonces
la ecuación se denomina ecuación diferencial ordinaria (EDO). En
otros casos seria llamada ecuación diferencial en derivadas
parciales.
Orden
Es la derivada de mas alto orden que aparece en la ecuación
diferencial.
Orden
𝑑 𝑛 𝑦(𝑑)
𝑑 𝑛−1 𝑦(𝑑)
π‘Žπ‘›
+π‘Žπ‘›−1
𝑑𝑑 𝑛
𝑑𝑑 𝑛−1
+ β‹―+
𝑑𝑦(𝑑)
π‘Ž1
𝑑𝑑
+ π‘Ž0 𝑦 𝑑 =
𝑑 π‘š 𝑒(𝑑)
π‘π‘š
𝑑𝑑 π‘š
+ β‹― + 𝑏1
𝑑𝑒(𝑑)
𝑑𝑑
+𝑏0 𝑒(𝑑)
Tipo
Lec.
Sistemas descritos por EDO
Solución de ecuaciones diferenciales
Se sabe que para obtener la solución de una ecuación diferencial
ordinaria a coeficientes constantes es necesario especificar las
condiciones iniciales de la misma.
Si bien la intuición diría que un sistema descrito por una ecuación
diferencial ordinaria es lineal, lo cierto es que ello dependerá de las
condiciones iniciales.
Recordar que la solución general de una EDO es una función de
𝑦 = 𝑓 π‘₯, 𝑐1 , 𝑐2 , …
𝑦 𝑑 = π‘¦β„Ž 𝑑 + 𝑦𝑝 𝑑
Solución homogénea
Solución particular
Lec.
Sistemas descritos por EDO
Ejemplo: sistema eléctrico
Sistemas Eléctricos (formación de un modelo):
Aplicación de leyes de Kirchhoff
𝑣 = 𝑅 βˆ™ 𝑖 + 𝑣𝑐
πΆπ‘œπ‘šπ‘œ 𝑖 = 𝐢 βˆ™
𝑑𝑣𝑐
𝑑𝑑
Finalmente
𝑑𝑣𝑐
𝑅𝐢 βˆ™
+ 𝑣𝑐 = 𝑣
𝑑𝑑
Ecuación diferencial que describe la relación
entre el voltaje 𝑣(𝑑) de entrada al sistema y el
voltaje 𝑣𝑐 (𝑑) de salida que cae en el capacitor.
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝑉
Sistema
Circuito RC serie
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, 𝑉𝑐
Lec.
Sistemas descritos por EDO
Otros ejemplos
Sistemas Eléctricos (bloques funcionales):
𝑣
𝑹
+
Resistor
−
𝑣 = π‘…βˆ™π‘–
𝑖
𝑣
π‘ͺ
+
+
𝑖
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, 𝑖
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝑣
Capacitor
−
𝑖=π‘βˆ™
𝑖
𝑣
𝑳
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, 𝑣
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝑖
𝑑𝑣
𝑑𝑑
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, 𝑣
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝑖
Inductor
−
𝑣=𝐿
𝑑𝑖
𝑑𝑑
Sistemas descritos por EDO
Ejemplo: sistema mecánico
Sistemas Mecánicos (formación de un modelo):
Aplicación de leyes físicas (Leyes de Newton)
πΉπ‘’π‘’π‘Ÿπ‘§π‘Ž π‘›π‘’π‘‘π‘Ž = 𝐹 − πΉπ‘Ÿ − πΉπ‘Ž
π‘₯(𝑑)
πΉπ‘Ÿ (𝑑)
π‘šβˆ™π‘Ž =𝐹−π‘˜βˆ™π‘₯−π‘βˆ™π‘£
𝐹(𝑑)
π‘šβˆ™π‘Ž+π‘βˆ™π‘£+π‘˜βˆ™π‘₯ = 𝐹
Finalmente
𝑑2π‘₯
𝑑π‘₯
π‘šβˆ™ 2 +π‘βˆ™
+π‘˜βˆ™π‘₯ =𝐹
𝑑𝑑
𝑑𝑑
πΉπ‘Ž (𝑑)
Ecuación diferencial que describe la relación
entre la fuerza 𝐹(𝑑) de entrada al sistema y
el desplazamiento π‘₯(𝑑) de salida.
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝐹
Sistema
masa-resorteamortiguador
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, π‘₯
Lec.
Sistemas descritos por EDO
Otros ejemplos
Sistemas Mecánicos (bloques funcionales):
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, π‘₯
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝐹
Resorte
𝐹=π‘˜βˆ™π‘₯
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, π‘₯
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝐹
Amortiguador
𝐹 =π‘βˆ™π‘£=𝑐
𝑑π‘₯
𝑑𝑑
π‘ π‘Žπ‘™π‘–π‘‘π‘Ž, π‘₯
π‘’π‘›π‘‘π‘Ÿπ‘Žπ‘‘π‘Ž, 𝐹
Masa
𝐹 =π‘šβˆ™π‘Ž=π‘š
𝑑𝑣
𝑑 2π‘₯
=𝑐 2
𝑑𝑑
𝑑𝑑
Sistemas descritos por EDO
Algunas consideraciones
Como el interés es con sistemas LTI, todos los sistemas deben estar
en reposo inicial, por lo que a entrada cero, la salida debe ser nula.
De esta forma se puede asegurar que las condiciones iniciales son
nulas, lo cual asegura la linealidad del sistema. Se puede verificar
que un sistema descrito por ecuaciones diferenciales a coeficientes
constantes con esta condición es también invariante en el tiempo.
Es fácil extender esto a sistemas descritos por ecuaciones
diferenciales de orden arbitrario con el fin de considerarlos como
sistemas LTI causales.
Transformada de Laplace
Transformada de Laplace
Antecedentes preliminares
La transformada de Fourier de una señal presentaba una dificultad
importante que dice relación con la convergencia. Esta no se
satisface en una gran variedad de señales de interés (escalón,
rampa, etc.).
Determinar la transformada Fourier de un escalón unitario:
Tenemos entonces
∞
𝑆 πœ” =
0
−π‘—πœ”π‘‘
𝑒
1 βˆ™ 𝑒 −π‘—πœ”π‘‘ 𝑑𝑑 =
−π‘—πœ”
∞
0
Se hace evidente que no es posible evaluar la expresión anterior ya
que el límite superior no esta definido unívocamente: no se verifica la
convergencia de la integral. Veamos que sucede si incorporamos a
la señal escalón un factor de convergencia del tipo 𝑒 −πœŽπ‘‘ .
Lec.
Transformada de Laplace
Antecedentes preliminares
∞
𝑆 πœ” =
0
𝑒 − 𝜎+π‘—πœ” 𝑑
−π‘—πœŽπ‘‘
−π‘—πœ”π‘‘
𝑒
βˆ™π‘’
𝑑𝑑 =
− 𝜎 + π‘—πœ”
∞
0
1
=
𝜎 + π‘—πœ”
Que, con 𝜎 → 0 se reduce a 1 π‘—πœ” . Sin embargo este límite no es,
matemáticamente, la transformada de Fourier de un escalón
unitario. Esta afirmación se comprueba al determinar la
transformada inversa de Fourier de 1 π‘—πœ” .
1
𝑓 𝑑 =
2πœ‹
∞
−∞
𝑒 π‘—πœ”π‘‘
1
π‘‘πœ” =
π‘—πœ”
πœ‹
∞
0
1
−
,
sin πœ”π‘‘
2
π‘‘πœ” =
1
πœ”
,
2
𝑑<0
𝑑≥0
Que no corresponde a un escalón unitario.
Lec.
Transformada de Laplace
Transformada de Laplace
La integral podrá
evaluarse en el límite
superior si y sólo si el
siguiente límite existe.
lim 𝑒 − 𝜎+π‘—πœ”
𝑑→∞
𝑑
𝜎>0
Si se define
𝑠 = 𝜎 + π‘—πœ”
Obtenemos para el resultado de la integral la expresión
1
𝑆 𝑠 =
𝑠
Lec.
Transformada de Laplace
Transformada de Laplace
La expresión anterior representa la transformada de Laplace de un
escalón unitario. Claramente S(s) representa una función compleja
de una variable compleja, es decir,
𝑠 = 𝑅𝑒 𝑠 + π‘—πΌπ‘š 𝑠
𝑆 𝑠 = 𝑅𝑒 𝑠 + π‘—πΌπ‘š 𝑠
Es importante destacar que la función S(s) esta definida sólo para
aquellos números complejos para los cuales la parte real de s es
estrictamente positiva. El conjunto de todos los números complejos
para los cuales e(s)>0 se denomina región de convergencia de la
transformada de Laplace.
Lec.
Transformada de Laplace
Transformada de Laplace Bilateral y
Unilateral
Se define la transformada de Laplace Bilateral como
∞
π‘₯ 𝑑 𝑒 −𝑠𝑑 𝑑𝑑
𝑋 𝑠 =
−∞
que puede verse como una generalización de la transformada de
Fourier de x(t). Para valores de las señales x(t) sólo para 𝑑 ≥ 0 se
utiliza la transformada de Laplace unilateral, definida como:
∞
π‘₯ 𝑑 𝑒 −𝑠𝑑 𝑑𝑑
𝑋 𝑠 =
0
La transformada de Laplace unilateral puede aplicarse a señales
que no son nulas para t<0, sin embargo estos valores no tendrán
efecto alguno en la transformada de Laplace unilateral de x(t).
Lec.
Transformada de Laplace
Región de convergencia
Los valores de frecuencia s para los cuales la transformada de
Laplace existe o converge se le conoce como región de
convergencia (ROC).
Convergencia depende
únicamente de la componente
real 𝜎 de la frecuencia compleja s.
𝜎 < −π‘Ž
−π‘Ž
∞
π‘₯ 𝑑 𝑒 −𝑠𝑑 𝑑𝑑
𝑋 𝑠 =
−∞
ROC de 𝑋 𝑠 consiste en bandas paralelas al eje πΌπ‘š 𝑠 = π‘—πœ” en el
plano s.
Lec.
Transformada de Laplace
Ejemplo 1: Región de convergencia
Calcule la transformada de Laplace de
π‘₯ 𝑑 = 𝑒 −π‘Žπ‘‘ 𝑒 𝑑
Se tiene que
∞
𝑒 −π‘Žπ‘‘ 𝑒 𝑑 𝑒 −𝑠𝑑 𝑑𝑑
𝑋 𝑠 =
−∞
𝑒 − π‘Ž+𝑠 𝑑
𝑋 𝑠 =−
π‘Ž+𝑠
1 − 𝑒 − π‘Ž+𝑠
𝑋 𝑠 =
π‘Ž+𝑠
∞
Assignment
Lec.
Transformada de Laplace
Ejemplo 1: Región de convergencia
La convergencia esta determinada por el termino
𝑒−
π‘Ž+𝑠 ∞
Por lo tanto, la expresión anterior converge si
𝑅𝑒 π‘Ž + 𝜎 > 0
Por lo tanto la convergencia de la transformada de Laplace es
𝑋 𝑠 =
1
π‘Ž+𝑠
𝑅𝑒 π‘Ž > −𝜎
Assignment
Lec.
Transformada de Laplace
Ejemplo 2: Región de convergencia
Encuentre la transformada de Laplace de
π‘₯ 𝑑 = 𝑒 −𝑏𝑑 𝑒 𝑑 + 𝑒 −𝑑 cos π‘Žπ‘‘ 𝑒 𝑑
Resultado
𝑋 𝑠 =
1
1
1
1
1
+
+
𝑏 + 𝑠 2 1 − π‘—π‘Ž + 𝑠 2 1 + π‘—π‘Ž + 𝑠
𝑅𝑂𝐢: 𝜎 > −𝑏
𝑅𝑂𝐢: 𝜎 > −1
𝑅𝑂𝐢: 𝜎 > −1
𝑅𝑂𝐢: 𝜎 > π‘šπ‘Žπ‘₯ −1, −𝑏
Assignment
Lec.
Transformada de Laplace
Algunas consideraciones
La transformada de Laplace bilateral esta directamente relacionada
con la transformada de Fourier, y la transformada de Laplace
unilateral es la herramienta ampliamente utilizada en ingeniera, que
se deriva de la transformada bilateral para señales causales. En la
literatura de ingeniera, la mayoría de las veces en que se habla de
transformada de Laplace se hace implícitamente referencia a su
versión unilateral.
∞
π‘₯ 𝑑 𝑒 −𝑠𝑑 𝑑𝑑
𝑋 𝑠 =
0
Transformada de Laplace
Propiedades de la Transformada de Laplace
Linealidad
π‘Žπ‘₯ 𝑑 + 𝑏𝑣 𝑑 ↔ π‘Žπ‘‹ 𝑠 + 𝑏𝑉 𝑠
Desplazamiento temporal a derecha
π‘₯ 𝑑 − 𝑐 𝑠 𝑑 − 𝑐 ↔ 𝑒 −𝑐𝑠 𝑋 𝑠
Escalamiento temporal
1
𝑠
π‘₯ π‘Žπ‘‘ ↔ 𝑋
π‘Ž
π‘Ž
Multiplicación por potencias de t
𝑛
𝑑
𝑑 𝑛 π‘₯ 𝑑 ↔ −1 𝑛 𝑛 𝑋 𝑠
𝑑𝑠
Lec.
Transformada de Laplace
Propiedades de la Transformada de Laplace
Multiplicación por una exponencial
𝑒 ±π‘Žπ‘‘ π‘₯ 𝑑 ↔ 𝑋 𝑠 βˆ“ π‘Ž
Derivada temporal
En general
π‘₯
𝑁
π‘₯ 𝑑 ↔ 𝑠𝑋 𝑠 − π‘₯ 0
𝑑 ↔ 𝑠 𝑁 𝑋 𝑠 − 𝑠 𝑁−1 π‘₯ 0 − 𝑠 𝑁−2 π‘₯ 0 − β‹― 𝑠π‘₯ 𝑁−2 0 − π‘₯ 𝑁−1 0
Integración
𝑑
π‘₯ 𝜏 π‘‘πœ ↔
0
1
𝑋 𝑠
𝑠
Lec.
Transformada de Laplace
Propiedades de la Transformada de Laplace
Convolución
𝑑
π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑 =
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
𝑋 𝑠 𝐻 𝑠
0
Teorema del valor inicial
π‘₯
𝑁
0 ↔ lim 𝑠 𝑁+1 𝑋 𝑠 − 𝑠 𝑁 π‘₯ 0 − 𝑠 𝑁−1 π‘₯ 0 − β‹― 𝑠π‘₯ 𝑁−1 0
𝑠→∞
Teorema del valor final
lim π‘₯ 𝑑 = lim 𝑠𝑋 𝑠
𝑑→∞
𝑠→0
Lec.
Transformada de Laplace
Transformada Inversa de Laplace
Puede obtenerse la Transformada inversa de Laplace de una señal
X(s) aplicando la expresión:
π‘₯ 𝑑 =
1
2πœ‹π‘—
𝑐+𝑗∞
𝑋 𝑠 𝑒 𝑠𝑑 𝑑𝑠
𝑐−𝑗∞
Esta expresión debe evaluarse sobre el camino 𝑠 = 𝑐 + π‘—πœ” en el
plano complejo, desde 𝑐 − 𝑗∞ hasta 𝑐 + 𝑗∞, donde c es cualquier
numero real para el cual el camino (o paso), se encuentra en la
región de convergencia de X(s). Sin duda es una expresión no fácil
de evaluar, en consecuencia se utilizan de métodos algebraicos para
evaluar la transformada inversa de Laplace.
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
Sea x(t) con TL X(s), con
𝑋 𝑠 =
𝐡 𝑠
𝐴 𝑠
Donde se definen A(s) y B(s) como polinomios en la variable
compleja s y se expresan como:
𝐡 𝑠 = π‘π‘š 𝑠 π‘š + π‘π‘š−1 𝑠 π‘š−1 + β‹― + 𝑏1 𝑠 + 𝑏0
𝐴 𝑠 = π‘Žπ‘› 𝑠 𝑛 + π‘Žπ‘›−1 𝑠 𝑛−1 + β‹― + π‘Ž1 𝑠 + π‘Ž0
Donde m y n son enteros positivos y los coeficientes ai, bi son
números reales. Si bmο‚Ή0 y anο‚Ή0 el grado de A(s) es n y el de B(s) es
m. Se supone que los dos polinomios no tiene factores comunes.
La transformada X(s) es una función racional en s porque es la razón
entre dos polinomios en s.
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
El grado n del polinomio del denominador se conoce como el orden
de la función racional.
Sean p1,p2,..,pn raíces de A(s)=0. Entonces es posible factorizar A(s)
como:
𝐴 𝑠 = π‘Žπ‘› 𝑠 − 𝑝1 𝑠 − 𝑝2 β‹― 𝑠 − 𝑝𝑛
Es evidente que si si=pi algún i, entonces A(s)=0 y por lo tanto las
raíces se denominan los ceros del polinomio A(s). Se puede escribir
entonces:
𝑋 𝑠 =
π‘Žπ‘› 𝑠 − 𝑝1
𝐡 𝑠
𝑠 − 𝑝2 β‹― 𝑠 − 𝑝𝑛
Ahora los valores de si=pi se denominan los polos de la función
racional X(s). En consecuencia los polos de X(s) son iguales a los
ceros de A(s). Se supondrá que m<n, es decir, X(s) es una función
estrictamente propia en s.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
Se observa que X(s) puede escribirse como:
𝑋 𝑠 =
𝐢1
𝐢2
𝐢𝑛
+
+ β‹―+
𝑠 − 𝑝1 𝑠 − 𝑝2
𝑠 − 𝑝𝑛
Es decir, aplicamos una expansión en fracciones parciales .
Caso polos reales diferentes:
𝑐𝑖 =
𝑠 − 𝑝𝑖 𝑋 𝑠
𝑠=𝑝𝑖
Las constantes ci se denominan los residuos y su calculo es vía el
método de residuos.
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
Caso de polos diferentes y dos o mas polos complejos
Sea
𝑝𝑖 = 𝜎 + π‘—πœ”
πœ” ≠ 0 el polo complejo y 𝑝1 ∗ su complejo conjugado. Ambos polos
de X(s). Entonces el residuo correspondiente a 𝑝1 ∗ 𝑐1 ∗ será el
complejo conjugado del residuo correspondiente a p1 (c1). Luego la
expansión en fracciones parciales de X(s) será:
𝐢1
𝑐1 ∗
𝐢𝑛
𝑋 𝑠 =
+
+ β‹―+
𝑠 − 𝑝1 𝑠 − 𝑝2
𝑠 − 𝑝𝑛
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
Es relativamente simple probar que si X(s) tiene un par de polos
complejos 𝑝1,2 = 𝜎 ± π‘—πœ” la señal x(t) contendrá un termino de la
forma:
𝑐𝑒 πœŽπ‘‘ cos πœ”π‘‘ + ∠𝑐
Es posible evitar el trabajar con números complejos, si no se
factorizan los términos cuadráticos cuyas raíces son complejas. Así,
sea
𝑋 𝑠 =
𝑏1 𝑠 + 𝑏0
𝑠 2 + π‘Ž1 𝑠 + π‘Ž0
Defina
πœ”=
π‘Ž1 2
π‘Ž0 −
4
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
entonces X(s) puede escribirse de la forma
𝑋 𝑠 =
π‘Ž1
𝑏 π‘Ž
+ 𝑏0 − 1 1
2
2
π‘Ž1 2
𝑠+
+ πœ”2
2
𝑏1 𝑠 +
Y la TIL se puede obtener de una tabla de transformadas.
Caso de Polos repetidos
Sea X(s) estrictamente propia. Sea el polo p1 de X(s) de multiplicidad
r. Los (n-r) polos restantes son diferentes, entonces la expansión en
fracciones parciales de X(s) viene dada como:
𝑋 𝑠 =
𝑐1
𝑐2
+
𝑠 − 𝑝1
𝑠 − 𝑝1
2 +β‹―+
π‘π‘Ÿ
𝑠 − 𝑝1
π‘Ÿ+
π‘π‘Ÿ+1
𝑐𝑛
+ β‹―+
𝑠 − π‘π‘Ÿ+1
𝑠 + 𝑝𝑛
Lec.
Transformada de Laplace
Transformadas de Laplace Racionales
Los residuos cr+1, cr+2,..,cn se calculan siguiendo las instrucciones
del caso polos diferentes.
La constante cr se calcula como:
π‘π‘Ÿ =
𝑠 − 𝑝𝑖 π‘Ÿ 𝑋 𝑠
𝑠=𝑝𝑖
Y las constantes c1, c2,...,cr-1 se calculan utilizando de
π‘π‘Ÿ−𝑖
1 𝑑𝑖
=
𝑠 − 𝑝𝑖 π‘Ÿ 𝑋 𝑠
𝑖
𝑖𝐼 𝑑𝑠
𝑠=𝑝𝑖
Lec.
Transformada de Laplace
Ejemplo 1
Determine la transformada de Laplace inversa de las siguientes
expresiones.
𝑋 𝑠 =
10 𝑠 + 2
𝑠+4 𝑠+8
10
𝑋 𝑠 = 2
𝑠 + 2𝑠 + 3
Resultado
π‘₯ 𝑑 =
−5𝑒 −4𝑑
+
15𝑒 −8𝑑
π‘₯ 𝑑 =
10
2
𝑒 −𝑑 sin 1,41𝑑
Assignment
Lec.
Transformada de Laplace
Ejemplo 2
Determine la transformada de Laplace inversa de la siguiente
expresión
10𝑒 −4𝑠
𝑋 𝑠 =
𝑠+4 𝑠+2
Resultado
π‘₯ 𝑑 = −5𝑒 −4
𝑑−4
+ 5𝑒 −2
𝑑−4
Assignment
Lec.
Transformada de Laplace
Teoremas
Transformada de Laplace
Funciones comunes
Conclusiones de análisis
Conclusiones de análisis
Sistemas LTI
Hasta ahora hemos visto que es posible determinar la respuesta
de un sistema 𝑦 𝑑 por medio del Teorema de convolución.
π‘₯ 𝑑
Sistema LTI
𝑦 𝑑
β„Ž 𝑑
Cabe señalar que se debe conocer de antemano el
comportamiento o dinámica del sistema β„Ž 𝑑 , que como vimos es
posible determinarlo por medio de su respuesta al impulso.
De esta forma se puede determinar la respuesta del sistema 𝑦 𝑑
ante cualquier entrada o excitación en la variable manipulada
π‘₯ 𝑑 , convolucionando la entrada y el comportamiento del
sistema.
Lec.
Conclusiones de análisis
Transformada de Laplace
La transformada de Laplace es una transformación lineal, que
servirá como herramienta para determinar de forma mas expedita
el comportamiento de un sistema (Representación externa).
EDO Lineal
𝑑𝑣𝑐 𝑑
𝑅𝐢 βˆ™
+ 𝑣𝑐 𝑑 = 𝑣 𝑑
𝑑𝑑
Transformada de Laplace
𝑅𝐢 βˆ™ 𝑠𝑉𝑐 𝑠 + 𝑉𝑐 𝑠 = 𝑉 𝑠
𝑉𝑐 𝑠 𝑅𝐢 βˆ™ 𝑠 + 1 = 𝑉 𝑠
Lec.
Conclusiones de análisis
Transformada de Laplace
Estableciendo la transformada de Laplace de la EDO de algún
sistema, estableceremos la representación externa o función de
transferencia.
Analogía con la convolución
𝑑
𝑦 𝑑 =π‘₯ 𝑑 ∗β„Ž 𝑑 =
T. de Laplace
π‘₯ 𝜏 β„Ž 𝑑 − 𝜏 π‘‘πœ
π‘Œ 𝑠 =𝑋 𝑠 𝐻 𝑠
0
π‘Œ 𝑠 =𝑋 𝑠 𝐻 𝑠
𝑉𝑐 𝑠 = 𝑉 𝑠
𝑉𝑐 𝑠
1
=
𝑉 𝑠
𝑅𝐢 βˆ™ 𝑠 + 1
1
𝑅𝐢 βˆ™ 𝑠 + 1
Función de transferencia
Lec.
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