MOS térvezérlésű tranzisztorok
(MOSFETs)
Elektronika 1.
2012.12.03.
Sedra/Smith
Microelectronic Circuits
Chapter 4
DE TTK
1
4.Fejezet
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
Tartalom
Eszközfelépítés fizikai működés
Áram-feszültség karakterisztikák
MOSFET áramkörök DC-n
MOSFET, mint erősítő ill. kapcsoló
Munkapontbeállítás
Kis jelű működés és modellek
Egyfokozatú erősítők
A MOSFET belső kapacitások és nagyfrekvenciás működés
Közös source-os (CS) erősítő frekvenciaátvitele
MOSFET-es logikai inverter
A kiürítéses MOSFET
SPICE MOSFET model
DE TTK
2
BJT és MOSFET összehasonlítás
MOSFET jellegzetességek:
•
•
•
•
•
•
•
Kisebb méret
Egyszerűbb gyártástechnológia
Kissebb teljesítményigény
MOSFET-el mind analóg, mind digitális áramkörökben
szinte minden megvalósítható
Egy chip-re akár 200 millió MOSFET felrakható
(Intel® Atom™ processors :47 million transistors,
Intel® Itanium® processors: 2-billion transistors)
Sok analóg áramköri funkció is megvalósítható (erősítő, szűrő)
Analóg és digitális áramköri funkciók azonos chip-en (mixed-signal design)
Wikipedia: FET
DE TTK
3
4.1 Eszközfelépítés és fizikai működés
4.1.1 Eszközfelépítés
Figure 4.1 Physical structure of the enhancement-type NMOS transistor:
(a) perspective view;
(b) cross-section.
Typically L = 0.1 to 3 µm, W = 0.2 to 100 µm, and the thickness of the oxide layer (tox) is in the range of 2 to 50 nm.
DE TTK
4
4.1.2 Működtetés VGS=0V-al
Két sorosan és ellentétes irányba kapcsolt dióda: vDS rákapcsoláskor alig folyik áram (1012 Ohm)
4.1.3 Csatorna az áramvezetéshez
Kis pozitív VGS rákapcsolás után:
A pozitív Gate miatt a mozgásképes
lyukak a mélyebb p rétegbe mennek és
e--k az n+ tartományból a Gate alá
gyűlnek. Elegendő e- esetén:
a p csatorna n típusra változik:
inverziós n típusú réteg alakul ki.
N csatornás MOS, NMOS tranzisztor
Figure 4.2 The enhancement-type NMOS transistor with a positive voltage applied to the gate.
An n channel is induced at the top of the substrate beneath the gate.
DE TTK
5
4.1.4 Működtetés kis vDS-el
VGS > Vt rákapcsolás után:
Vt: küszöbérték
Figure 4.3 An NMOS transistor with vGS > Vt and with a small vDS applied. The device acts as a
resistance whose value is determined by vGS. Specifically, the channel conductance is proportional
to vGS – Vt’ and thus iD is proportional to (vGS – Vt) vDS. Note that the depletion region is not shown
(for simplicity).
DE TTK
6
4.1.4 Működtetés kis vDS-el
R=
0
50
VGS < Vt : nem vezet a csatorna.
VGS > Vt : vezet a csatorna
Ha VGS tovább nő: Jobban vezet a csatorna
Ω
növekményes MOSFET
(enhancement-type MOSFET)
R=200
0Ω
Vt: küszöbérték,
Figure 4.4 The iD–vDS characteristics of the MOSFET in Fig. 4.3 when the voltage applied
between drain and source, vDS, is kept small. The device operates as a linear resistor whose
value is controlled by vGS.
DE TTK
7
4.1.5 Működtetés növekvő vDS-el
Figure 4.5 Operation of the enhancement NMOS transistor as vDS is increased. The induced
channel acquires a tapered shape, and its resistance increases as vDS is increased. Here, vGS is
kept constant at a value > Vt.
DE TTK
8
4.1.5 Működtetés növekvő vDS-el
Figure 4.6 The drain current iD versus the drain-to-source voltage vDS for an enhancement-type
NMOS transistor operated with vGS > Vt.
DE TTK
9
4.1.6 Az iD – vDS kapcsolat
iD = k n"
€
W:
L:
kn:
W
L
$
1 2 '
v
−
V
v
−
v DS , triode region
(
)
t
DS
&% GS
2 )(
1 W
2
iD = k n"
(vGS − Vt ) , saturation region
2
L
csatorna szélesség
€
Csatorna
hosszúság
process transconductance parameter
1971:
1985:
2000:
Lmin :
tox :
2002:
2007:
2011:
L = 10μm
1.5μm
130nm
0.13μm, Wmin: 0.16μm,
2nm (4 elemi cella, SiO2)
90nm
45nm
22nm 3D Tri-gate
kn" = µn Cox , Cox =
(1.)
(2.)
εox
, t ox : oxide thickness
t ox
€
Link: Intel 22nm
10
DE TTK
4.1.7 A P csatornás MOSFET
n szubsztráton p csatorna alakul ki: PMOS
(lyukak a töltéshordozók)
Hasonlóan működik, mint az NMOS, de vGS és vDS negatívak.
(iD belép a S-nél és ki a D-nél)
Történelem: PMOS volt a MOS techn.-ban domináns, de az NMOS kisebb, gyorsabb,
kisebb tápfesz. kell: megfordult a trend.
Két ok miatt kell ismernünk:
• diszkrét eszközök
• complementary MOS (CMOS): ma domináns MOS technológia
4.1.8 CMOS
Figure 4.9 Cross-section of a CMOS integrated circuit. Note that the PMOS transistor is formed in a separate n-type
region, known as an n well. Another arrangement is also possible in which an n-type body is used and the n device is
formed in a p well. Not shown are the connections made to the p-type body and to the n well; the latter functions as the
body terminal for the p-channel device.
DE TTK
11
4.2 U – I karakterisztikák
4.2.1 Áramköri szimbólumok
Figure 4.10
(a) Circuit symbol for the n-channel enhancement-type MOSFET.
(b) Modified circuit symbol with an arrowhead on the source terminal to distinguish it from
the drain and to indicate device polarity (i.e., n channel).
(c) Simplified circuit symbol to be used when the source is connected to the body or when the
effect of the body on device operation is unimportant.
DE TTK
12
4.2.2 Az iD – vDS karakterisztika
VDG
Figure 4.11
(a) An n-channel enhancement-type MOSFET with vGS and vDS applied and with the normal
directions of current flow indicated.
(b) The iD–vDS characteristics for a device with k’n (W/L) = 1.0 mA/V2.
Három tartomány ---- két üzemmód:
Cutoff:
Triode:
(sw off)
(sw on)
vGS < Vt
vGS ≥ Vt : indukált csatorna
vGD > Vt : egyenletes csatorna,
Hurok: -vGS – vDG + vDS = 0 ⇒ vDG = vDS – vGS
vDS < vGS – Vt
Saturation:(erősítő üzem) vDS > vGS – Vt
DE TTK
13
4.2.2 Az iD – vDS karakterisztika
Áram a trióda tartományban:
W$
1 2 '
iD = k n"
v
−
V
v
−
v DS , triode region
(
)
GS
t
DS
L &%
2 )(
kis vDS értékeknél:
(lineáris u-i jelleg)
€
Ezzel a csatornaellenállás:
W
iD = k n"
(vGS − Vt )v DS ,
L
v
rDS ≡ DS
iD
v DS small
% #W
(−1
= 'k n (vGS − Vt )* ,
& L
)
(Ha VGS nagy rDS kicsi)
Milyen határokig van szaturációs módban?
€
vGS ≥ Vt
vGD ≤ Vt
( VDS ≥ vGS – Vt )
€
: indukált csatorna
: elszűkült csatorna
Szaturációs mód szavakban:
vGS nagyobb, mint Vt és
vDS maximum Vt-vel esik vGS alá.
A határesetet behelyettesítve :
(vDS = vGS – Vt , lásd a képet)
1 W
2
iD = k n"
(vGS − Vt ) ,
2
L
(3.)
DE TTK
14
4.2.2 Az iD – vDS karakterisztika
1 W
2
iD = k n"
(vGS − Vt ) ,
2
L
A drain áram nem függ vDS-től, de négyzetesen függ vGS-től.
A 3. összefüggés alapján:
A MOSFET nagyjelű áramköri modellje:
€
Figure 4.12
Figure 4.13
The iD–vGS characteristic for an enhancement-type NMOS
Large-signal equivalent-circuit model of an nchannel MOSFET operating in the saturation
region.
transistor in saturation (Vt = 1 V, k’n W/L = 1.0 mA/V2).
DE TTK
15
4.2.3 Véges kimeneti ellenállás szaturációban
iD függ uDS –től: csatornamoduláció (nem részletezzük)
Figure 4.17
Figure 4.16
Large-signal equivalent circuit model of the n-channel
Effect of vDS on iD in the saturation region. The MOSFET
parameter VA depends on the process technology and, for a given MOSFET in saturation, incorporating the output
resistance ro. The output resistance models the linear
process, is proportional to the channel length L.
dependence of iD on vDS .
DE TTK
16
4.2.4 p csatornás MOSFET jellegzetességek
Figure 4.18
(a) Circuit symbol for the p-channel enhancement-type MOSFET.
(b) Modified symbol with an arrowhead on the source lead.
(c) Simplified circuit symbol for the case where the source is connected to the body.
(d) The MOSFET with voltages applied and the directions of current flow indicated.
Note that vGS and vDS are negative and iD flows out of the drain terminal.
DE TTK
17
4.2.6 Hőmérsékleti hatás
Hőmérsékletfüggő tagok:
Vt : csökken ha T nő (2mV/°C) növeli iD -t.
k` : csökken ha T nő és igy iD is. (domináns hatás)
4.2.7 Letörés és bemeneti védelem
A szubsztrát és a drain közötti pn átmenet (vD növekedésekor) lavina letörést szenved el (20..150V)
(weak avalanche)
(iD megnő)
vD növeléskor a kiürítési tartomány eléri a csatorna hosszat (rövid csatornánál) szintén letörik (20V)
(punch-trough)
(iD megnő)
(nem permanens)
Ha a vGS fesz elér kb. 30V-ot a gate oxide letörést szenved el (permanens).
(mivel kicsi a gate kapacitás kis töltésmennyiség is elég a 30V eléréséhez: komoly veszély)
Beépített gate védő áramkörrel kell védeni a MOS IC –ket.
DE TTK
18
4.3 MOSFET-ek DC-n
Example 4.3 és 4.4: tábla
Az Example 4.2 --- 4.7 6db kidolgozott példák segítségével sajátítható el a tananyag.
Könyv: angol, segédanyag: magyar
DE TTK
19
4.4 MOSFET, mint erősítő ill. kapcsoló
Figure 4.26
(a) Basic structure of the common-source amplifier.
(b) Graphical construction to determine the transfer characteristic of the amplifier in (a).
DE TTK
20
4.4.1 Nagyjelű működés, A transzfer karakterisztika
Figure 4.26 (Continued)
(c) Transfer characteristic showing operation as an amplifier biased at point Q.
DE TTK
21
A munkaegyenes
Az áramkör kimenetére:
v DS = VDD − RD iD ,
VDD 1
iD =
− v DS ,
RD RD
€
€
DE TTK
22
4.4.3 Kapcsoló üzemű működés
Kikapcsolt állapot:
vI < V t
A munkaegyenesen XA tartomány,
Ekkor:
Bekapcsolt állapot:
vO = VDD
vI ≅ VDD
A munkaegyenesen C környéke,
Ekkor:
vO :nagyon kicsi
A fentiek alapján a CS MOS inverter áramkörként használható: vO : 0V...VDD között változik.
(A 4.10 fejezetben részletes analízis)
DE TTK
23
4.4.4 Lineáris erősítő üzemmódú működés
A munkapontot lineáris tartományba:
a Q –ba kell tolni.
Az erősítés definíciója:
Av =
€
dv o
dv I
,
v I = vGS
Q meválasztását a kivezérelhetőség
optimális beállítása is befolyásolja.
(többnyire: szimmetrikus kivezérelhetőség)
4.4.5 A transzfer karakterisztika analitikus felírása
X-A régió: Cutoff mód. Ha vGS < Vt uO=VDD.
A-Q-B :
Szaturációs mód.
1 W
2
iD = k n"
(v I − Vt ) ,
2
L
Az áramkör alapján:
€
DE TTK
v DS = VDD − RD iD ,
24
4.4.5 A transzfer karakterisztika analitikus felírása
Az iD-t az egyenletbe behelyettesítve:
1 W
2
vO = VDD − RD kn# (v I −Vt ) ,
2 L
B-C : Trióda mód.
W
L
$
1 2 '
v
−
V
v
−
v DS ,
(
)
t
DS
&% GS
2 )(
€
iD = k n"
€
vO = VDD − RD kn#
Ezzel az uO:
W$
1 2'
v
−V
v
−
( GS t ) DS v DS ),
&
L%
2 (
Egyszerűsítések után belátható:
€
€
rDS
rDS
vO = VDD
≡ VDD , ha rDS ‹‹RD
rDS + RD
RD
DE TTK
25
4.5 Munkapontbeállítás
Feladat: Állítsunk be „megfelelő iD értéket!
4.5.1 Mp. beállítás konstans VGS feszültséggel
Nem jó módszer, Miért?
1
W
2
iD = µ nCox ( vGS −Vt ) ,
2
L
Cox , W , L, Vt
€
paraméterek szórnak,
különösen diszkrét eszközöknél.
(4.29 ábra)
Figure 4.29
The use of fixed bias (constant VGS) can result in a large
variability in the value of ID.
Devices 1 and 2 represent extremes among units of the
same type.
DE TTK
26
4.5.2 Munkapontbeállítás VG=állanó feszültség és RS ellenállás alkalmazásával
VG = VGS + RSID,
Figure 4.30
Biasing using a fixed voltage at the gate, VG,
and a resistance in the source lead, RS:
(a) basic arrangement;
(b) reduced variability in ID;
(c) practical implementation using a single supply;
(d) coupling of a signal source to the gate using a capacitor CC1;
(e) practical implementation using two supplies.
DE TTK
27
4.5.2 Munkapontbeállítás áramgenerátorral
Figure 4.33
(a) Biasing the MOSFET using
a constant-current source I.
(b) Implementation of the constant-current
source I using a current mirror.
RG: nx1MOhm
Az áramtükör:
1 "W %
2
I D1 = kn! $ ' ( vGS −Vt ) ,
2 # L &1
ID1 = IREF =
1 "W %
2
I D2 = kn! $ ' ( vGS −Vt ) ,
2 # L &2
VDD + VSS − VGS
,
R
DE TTK
28
4.6 Kis jelű működés és modellek
Keressük a görbe érintőjének meredekségét Q-ban:
1 W
2
iD = kn! ( vGS −Vt ) ,
2 L
Gyors eredmény: deriválás
vGS = VGS + v gs,
€
€
2
1 W
iD = k n"
V
+
v
−
V
( GS gs t ) =
2
L
1 W
W
1 W
2
= kn"
(VGS − Vt ) + kn" (VGS − Vt )v gs + kn" v gs2,
2 L
2
L
€ L
Az első tag a DC ID.
A második és harmadik tagra:
1 "W 2 "W
kn v gs ‹‹ kn (VGS − Vt )v gs
2 L
L
Figure 4.35
Small-signal operation of the enhancement MOSFET amplifier.
€
Ha ez teljesül: kis jel feltétel – lineáris átvitel.
Az iD-ben vgs négyzetes tag elhanyagolható:
iD = ID + id ,
id = k n"
W
(VGS − Vt )v gs,
L
v gs‹‹ 2(VGS − Vt )
v gs‹‹ 2VOV , VOV : overdrive voltage
€
Kifejezhetjük az
i€
W
d
= gm = kn"
(VGS − Vt ), : transzkonduk tancia
v gs
L
W
gm = kn! VOV ,
L
DE TTK
29
4.6.3 Feszültségerősítés
Az áramkör alapján szeparálva az AC és DC komponenseket:
v DS = VDD − RD iD = VDD − RD ( ID + id ) = VDD − RD ID − RD id = VD − RD id ,
Az AC jel komponens:
€
v d = −RD id = −gm v gsRD ,
Ez alapján a feszültségerősítés:
€
Av ≡
vd
= −gm RD ,
v gs
€
Figure 4.36
Total instantaneous voltages vGS and vD for the circuit above
DE TTK
30
4.6.4 A DC és AC analízis szeparációja
Célszerű külön számítani a DC munkapontbeállítást és az AC paramétereket.
(DC és AC szemüveg, mint a BJT-knél)
4.6.5 Kis jelű áramköri ekvivalens modellek
Figure 4.37
Small-signal models for the MOSFET:
(a) neglecting the dependence of iD on vDS in saturation (the channel-length modulation effect); and
(b) including the effect of channel-length modulation, modeled by output resistance ro = |VA| /ID.
DE TTK
31
4.6.6 A transzkonduktancia
Az előzőek alapján:
gm az ID függvényében:
€
W
gm = kn"
VOV ,
L
gm = kn" W /L ID ,
Megjegyzés:
W/L alapján nagy gm-hez:
•nagy W
•kis L
Megjegyzés:
•Egy adott MOSFET-nél: gyökös ID függés
•Egy adott ID-nél: gyökös W/L függés
€
Konkrét gm számítás és összehasonlítás BJT-vel:
ID=0.5mA, k=120uA/V2,
W/L=1,
gm=0.35mA/V
W/L=100, gm=3.5mA/V
BJT IC=0.5mA-nél : 20mA/V ( jóval nagyobb )
További gm számítás:
gm =
2ID
2I
= D,
VGS − Vt VOV
Tervezés: W/L, ID, VOV : Három paraméterből kettő szabadon választható.
€
DE TTK
32
4.6.7 A T modell
Figure 4.39
Development of the T equivalent-circuit model for the MOSFET. For simplicity, ro
has been omitted but can be added between D and S in the T model of (d).
DE TTK
33
4.6.8 A test hatás
Ha a Substrate nincs összekötve a Source-val: Body effect
gmb = χ gm , χ : 0.1...0.3,
Figure 4.41
Small-signal equivalent-circuit model of a MOSFET in which the source is not connected to the
body.
€
DE TTK
34
4.7 Egyfokozatú MOS erősítők
Feltételezés: Nincs test hatás. (A Substarte a Source-hoz van kötve)
4.7.1 Az alap DC áramkör
Figure 4.42
Basic structure of the circuit used to realize single-stage discrete-circuit MOS amplifier
configurations.
DE TTK
35
4.7.2 Erősítők minősítése
Részletes definíciók : Könyv!
Áramköri modellek:
Átszámítási összefüggések: Könyv!
DE TTK
36
4.7.3 A közös source, common source (CS) erősítő
Az áramkör:
Az áramköri modell:
Rin = RG ,
Av = −gm ( ro RD RL ),
€
Rout = ro RD , ro ››RD
€
€
DE TTK
37
4.7.4 A közös source, common source (CS) erősítő source ellenállással
Rin = RG ,
Figure 4.44
(a) Common-source amplifier with a resistance RS in the source lead.
(b) Small-signal equivalent circuit with ro neglected.
Av = −
€
DE TTK
gm ( ro RD RL )
1+ gm RS
,
38
€
4.7.5 A közös gate (CG) erősítő
Az áramkör:
Rin =
A modell:
1
,
gm
Av = gm ( RD RL ),
€
€
Rout = Ro = RD ,
DE TTK
39
4.7.6 A közös drain (CD) ill. source követő erősítő
Rin = RG ,
€
Figure 4.46
Av = −
(a) A common-drain or source-follower amplifier.
RL ro
1
(RL ro ) + g
m
,
RL=∞, ill. ro=∞ Av=?
(b) Small-signal equivalent-circuit model.
(c) Small-signal analysis performed directly on the circuit.
(d) Circuit for determining the output resistance Rout of the source follower.
DE TTK
€
Rout =
1
1
ro ≅ ,
gm
gm
40
4.7.7 Összefoglalás
1. CS erősítő: Egy erősítőláncban ez adja az erősítés nagyobb hányadát
2. CS erősítő RS ellenállással: javúlnak a CS erősítő paraméterei (később)
az erősítés csökkenés árán.
3. Kis bemeneti ellenállás (hátrány)
4. CD erősítő: Feszültség követő, nagy ellenállású forrás és kis terhelő ellenállás csatolása.
DE TTK
41
4.8 A MOSFET belső kapacitásai és nagyfrekvenciás modellje
A kapacitások létének fizikai okai:
1. Gate – csatorna kapacitás: Cox
2. Source - Body, Drain – Body
kiürített réteg kapacitások
Ezek a kapacitások a modellben a négy
kivezetés között jelennek meg.
4.8.1 A Gate kapacitások
Cgs: gate – source kapacitás
Cgd: gate – drain kapacitás
könyv!
4.8.2 A réteg kapacitások
Csb: source – body kapacitás
Cdb: drain – body kapacitás
könyv!
Figure 4.47
(a) High-frequency equivalent circuit model for the MOSFET.
(b) The equivalent circuit for the case in which the source is
connected to the substrate (body).
(c) The equivalent circuit model of (b) with Cdb neglected
DE
(to TTK
simplify analysis).
42
4.8.4 A MOSFET Unity-Gain frekvencia (fT)
Részletek nélkül:
fT =
gm
,
2π (Cgs + Cgd )
fT tipikus értékek:
100MHz – 5 μm process (régi)
nx1GHz – 0.13 μm process (modern)
4.8.5 Összefoglalás
Modell:
€
DE TTK
43
4.8 A CS erősítő frekvencia válasza
4.9.1 A három fr. sáv
Sávszélesség: (BW)
-3dB értékekkel
BW = fH – fL
Gyakorlatban:
BW ≅ fH , (fH ›› fL)
Gain Bandwidth product:
GB ≡ Amidband BW ,
Figure 4.49 (a) Capacitively coupled common-source amplifier. (b) A sketch of the frequency response of the amplifier in
(a) delineating the three frequency bands of interest.
DE TTK€
44
A nagyfrekvenciás átvitel
Figure 4.50 Determining the high-frequency response of the CS amplifier:
(a) equivalent circuit;
(b) the circuit of (a) simplified at the input and the output;
DE TTK
45
A nagyfrekvenciás átvitel
Figure 4.50 (Continued)
(c) the equivalent circuit with Cgd replaced at the input side with the equivalent capacitance
Ceq; (d) the frequency response plot, which is that of a low-pass single-time-constant circuit.
DE TTK
46
4.9.3 Az alacsony frekvenciás átvitel
Figure 4.51 Analysis of the CS amplifier to determine its low-frequency transfer function.
For simplicity, ro is neglected.
DE TTK
47
Az alacsony frekvenciás átvitel
Figure 4.52 Sketch of the low-frequency magnitude response of a CS amplifier for
which the three break frequencies are sufficiently separated for their effects to
appear distinct.
DE TTK
48
4.10 CMOS logikai inverterek
QP és QN: növekményes, illesztett (matched)
MOSFET-ek
A csatornaellenállások:
DE TTK
49
Az áramkör működése
DE TTK
50
DE TTK
51
A feszültség transzfer karakterisztika:
A zaj határok (levezetés nélkül):
DE TTK
52
Dinamikus működés:
Jelkésleltetési idő:
tPLH: ua.
DE TTK
53
DE TTK
54
4.11 A kiürítéses MOSFET
Önállóan elsajátítandó a könyvből.
Figure 4.60 The current-voltage characteristics of a depletion-type n-channel MOSFET for which Vt = –4 V
and k¢n(W/L) = 2 mA/V2: (a) transistor with current and voltage polarities indicated; (b) the iD–vDS
DE TTK
55
characteristics; (c) the iD–vGS characteristic in saturation.
MOSFET típusok
Figure 4.62
Sketches of the iD–vGS characteristics for MOSFETs of enhancement and depletion types, of both
polarities (operating in saturation). Note that the characteristic curves intersect the vGS axis at
Vt. Also note that for generality somewhat different values of |Vt| are shown for n-channel and
p-channel devices.
DE TTK
56
4.12 A SPICE MOSFET model
Egyszerűbb modell: square-law model (hosszú csatorna)
Összetetteb modellek is létezne (rövid csatorna)
DE TTK
57
NMOS
W$
1 2 '
v
−
V
v
−
v DS , triode region
(
)
GS
t
DS
L &%
2 )(
1 W
2
iD = k n"
(vGS − Vt ) , saturation region
2
L
iD = k n"
W
iD = k
(vGS − Vt )v DS , rDS ≡ v DS
L
iD
"
n
W:
L:
kn:
v DS small
% #W
(−1
= 'k n (vGS − Vt )* ,
& L
)
csatorna szélesség
Csatorna hosszúság
€
process transconductance
parameter
kn" = µn Cox , Cox =
εox
, t ox : oxide thickness
t ox
€
DE TTK
58