Eletroeletrônica Módulo 4: Transistores, Amplificadores, Técnicas Digitais

Curso de Eletroeletrônica MÓDULO 4 Parabéns, você chegou a última etapa da preparação do curso de ELETROELETRÔNICA ANALÓGICA-DIGITAL, estágio que somente 15% dos que começam a estudar na CTA Eletrônica chegam. O seu esforço e dedicação na feitura dos exercícios dos blocos permitiram que você chegasse a um nível que dentro de 4 a 5 meses te dará opcões excelentes para entrada neste mercado. Novamente pedimos que você não recorra a consertos em aparelhos do mercado, mas concentre-se na feitura dos blocos, mantendo seu aproveitamento acima de 90% e faça com que seus dois kit´s obrigatórios deste módulo funcionem adequadamente e sejam completamente entendidos. Caso tenha necessidade de mais prática, invista nos kit´s opcionais indicados pela CTA Eletrônica ou quaisquer kit´s do mercado que tenham a ver com seu perfil. Durante o treinamento, seria importante fazer mais alguns kit´s opcionais, ou adentrar no mundo de conversores DC-DC, montando alguns kit´s básicos ou mais avançados. Este módulo possui áreas bem distintas, sendo a primeira parte tratando profundamente a área de transistores e suas características. Após entraremos na área de operacionais de uma forma muito aprofundada. A de amplificadores e som profissional será visto a seguir. Serão 5 aulas de técnicas digitais e finalmente os conversores DC-DC. Lembre-se que as aulas presenciais ou videoaulas, são apenas “starts” para uma boa feitura dos blocos de exercícios e certamente surgirão dúvidas, e sendo aluno terá o site www.ctaeletronica.com.br em uma área restrita para tirar dúvidas, gabaritar seus blocos e ser inserido no ranking de módulos onde poderá acompanhar a evolução do seu aproveitamento. Após a prova final e mantendo um ótimo aproveitamento, caso queira terá seu nome disponível para centenas de empresas que procuram por técnicos de qualidade. NO PAIN, NO GAIN, ou seja, sem dor não haverá ganhos!!! Não esqueça também que você necessitará de paz para seus estudos e a melhor forma de conseguir isso é ser voluntário em prol de alguma causa. Um grande abraço Mário Pinheiro - coordenador de cursos CTA Eletrônica GABARITO ELETRÔNICA www.ctaeletronica.com.br TODOS OS MÓDULOS GABARITO PARA TODOS OS EXERCÍCIOS DOS BLOCOS E PROVAS Este gabarito é para ser utilizados em todos os exercícios de análise de defeitos, quando o código for solicitado. Os componentes defeituosos deverão ser encontrados, baseando-se apenas no seu final. Se o componente defeituoso for C108, devemos procurar apenas pelo final 8. Temos várias tabelas, onde cada uma corresponde a um tipo de componente, com seu respectivo defeito; teremos então uma tabela para resistor alterado, outra para capacitor com fuga, etc. Em cada tabela temos vários códigos para cada final de componente; por exemplo R123 alterado: Temos que procurar na tabela de resistor alterado, o código para final 3. RESISTORES e POTENCIÔMETROS COM DEFEITO FUSISTOR, FUSÍVEL, PTC e NTC CAPACITORES COM DEFEITO FIXO ou VARIÁVEL (R - FR - Ra - etc.) ALTERADO ABERTO Rxx1 Rxx2 Rxx3 Rxx4 Rxx5 Rxx6 Rxx7 Rxx8 Rxx9 Rxx0 Rxx1 Rxx2 Rxx3 Rxx4 Rxx5 Rxx6 Rxx7 Rxx8 Rxx9 Rxx0 (C - CV - Ca - etc.) CURTO POTENCIÕMETRO COM CURSOR ABERTO Cxx1 Cxx2 Cxx3 Cxx4 Cxx5 Cxx6 Cxx7 Cxx8 Cxx9 Cxx0 Pxx1 Pxx2 Pxx3 Pxx4 Pxx5 Pxx6 Pxx7 Pxx8 Pxx9 Pxx0 ABERTO Cxx1 Cxx2 Cxx3 Cxx4 Cxx5 Cxx6 Cxx7 Cxx8 Cxx9 Cxx0 COM FUGA Cxx1 Cxx2 Cxx3 Cxx4 Cxx5 Cxx6 Cxx7 Cxx8 Cxx9 Cxx0 EXEMPLOS C5 em curto CV318 com fuga EXEMPLOS R5 alterado FR503 aberto DIODOS, VDR, SCR, TRIAC e LDR COM DEFEITO COMUM, ZENER, LED, etc. (Z - ZD - LD - VR - etc.) ABERTO xDxx1 xDxx2 xDxx3 xDxx4 xDxx5 xDxx6 xDxx7 xDxx8 xDxx9 xDxx0 ALTERADO COM FUGA CURTO xDxx1 xDxx2 xDxx3 xDxx4 xDxx5 xDxx6 xDxx7 xDxx8 xDxx9 xDxx0 xDxx1 xDxx2 xDxx3 xDxx4 xDxx5 xDxx6 xDxx7 xDxx8 xDxx9 xDxx0 xDxx1 xDxx2 xDxx3 xDxx4 xDxx5 xDxx6 xDxx7 xDxx8 xDxx9 xDxx0 EXEMPLOS D15 aberto LD218 em curto VÁLVULAS, DISPLAY, TRC E LCD COM DEFEITO SEGMENTOS OU BAIXA EMISSÃO GRADES ABERTAS Vxx1 Vxx2 Vxx3 Vxx4 Vxx5 Vxx6 Vxx7 Vxx8 Vxx9 Vxx0 Vxx1 Vxx2 Vxx3 Vxx4 Vxx5 Vxx6 Vxx7 Vxx8 Vxx9 Vxx0 FILAMENTO OU LÂMPADA “QUEIMADA” Vxx1 Vxx2 Vxx3 Vxx4 Vxx5 Vxx6 Vxx7 Vxx8 Vxx9 Vxx0 FUGA - CURTO ALTA EMISSÃO Vxx1 Vxx2 Vxx3 Vxx4 Vxx5 Vxx6 Vxx7 Vxx8 Vxx9 Vxx0 Defeito no canhão R do TRC Defeito no canhão G do TRC Defeito no canhão B do TRC OBS: Para circuitos sem defeito, defeito não listado ou mais de um defeito possível: revisado junho-2008 TRANSISTORES COM DEFEITO COMUM, UNIJUNÇÃO e FET (Q - T - Tr - etc.) CURTO C-E CURTO TOTAL Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 CURTO B-E FUGA C-E ABERTO COL FALTA GANHO Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 ABERTO B-E Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 EXEMPLOS Q6 com curto C-E T103 junção B-E aberta PARA FET Sxx1 Sxx2 Sxx3 Sxx4 Sxx5 Sxx6 Sxx7 Sxx8 Sxx9 Sxx0 COLADO «NF» BOBINA ABERTA ou CONTATOS QUEBRADOS EXEMPLOS BOBINA EM CURTO CONTATO COLADO “NA” Txx1 Txx2 Txx3 Txx4 Txx5 Txx6 Txx7 Txx8 Txx9 Txx0 Sxx1 Sxx2 Sxx3 Sxx4 Sxx5 Sxx6 Sxx7 Sxx8 Sxx9 Sxx0 Sxx1 Sxx2 Sxx3 Sxx4 Sxx5 Sxx6 Sxx7 Sxx8 Sxx9 Sxx0 Dreno = Coletor Gate = Base Source = Emissor TRANSFORMADORES ALTO-FALANTES(TR- etc.) CHAVES E RELÉ COM DEFEITO (Sw - Ch - RL - etc.) CONTATO BOBINA EM CURTO OU CHAVE COM FUGA Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 Qxx1 Qxx2 Qxx3 Qxx4 Qxx5 Qxx6 Qxx7 Qxx8 Qxx9 Qxx0 FUGA C-B CURTO C-B FUGA B-E BOBINA ABERTA Txx1 Txx2 Txx3 Txx4 Txx5 Txx6 Txx7 Txx8 Txx9 Txx0 EXEMPLOS TR5 bobina em curto Tr3 bobina aberta RL5 com bobina em curto Sw128 quebrada CIRCUITOS INTEGRADOS COM DEFEITO REGULADORES, OPERACIONAIS, DIGITAL, etc. (Q - T - Tr - etc.) IC 1 a 99 IC 1x1 / 9x1 IC 1x2 / 9x2 IC 1x3 / 9x3 IC xx4/xx5/... COM DEFEITO COM DEFEITO COM DEFEITO COM DEFEITO ICX1 ICX2 ICX3 ICX4 ICX5 ICX6 ICX7 ICX8 ICX9 ICX0 IC1x1 IC2x1 IC3x1 IC4x1 IC5x1 IC6x1 IC7x1 IC8x1 IC9x1 COM DEFEITO ICxx4 ICxx5 IC1x2 IC2x2 IC3x2 IC4x2 IC5x2 IC6x2 IC7x2 IC8x2 IC9x2 IC1x3 IC2x3 IC3x3 IC4x3 IC5x3 IC6x3 IC7x3 IC8x3 IC9x3 ICxx6 ICxx7 ICxx8 ICxx9 ICxx0 EXEMPLOS IC26 com defeito CI801 em curto U503 com defeito IC104 em curto revisado junho-2008 OBS: Os integrados de 1 a 99 devem usar a primeira tabela, de acordo com seu final; os integrados maiores de 100, deve verificar além do final, o número inicial: O integrado 201 deve olhar a tabela do final “1” e depois o inicio 2 (2x1); neste caso seria a segunda tabela na segunda linha com APOSTILA AULA 1 MÓDULO - 4 CARACTERÍSTICAS E SUBSTITUIÇÃO DE TRANSISTORES História e codificação pelo mundo Características (number - polarity - package - lead) Vcb - Vce - Ic - Tj max - Ptot - FT min - COB max Várias circuitos e parâmetros para substituição SUBSTITUIÇÃO DE TRANSISTORES Existem hoje mais de cem mil transistores registrados possuindo codificação diferente, e com a grande maioria possuindo dezenas de tipos equivalentes. A diversificação e venda cada vez maior de equipamentos importados, criou a necessidade que o técnico conheça, não só o funcionamento de um equipamento, mas também as características dos transistores utilizados nele, para que na falta do original, saiba substitui-lo por outro equivalente com uma boa margem de segurança. figura 1 Já se passaram muitos anos desde a invenção do transistor bipolar em 1948 pelos Laboratórios BELL, mas a busca por maiores informações deste componente, que desencadeou uma verdadeira revolução no consumismo eletrônico, ainda é grande não só pelos novos técnicos que surgem no mercado, como também pelos mais experientes, que procuram constante atualização. Como já havíamos dito anteriormente, o TRANSISTOR acabou recebendo este nome por apresentar a característica básica de alterar sua resistência interna (coletor-emissor) através de corrente aplicada entre base e emissor, resultando em um componente c h a m a d o d e figura 2 T R A N S F E R E N C E RESISTOR, ou simplesmente: TRANSISTOR. Este substituiu a válvula em quase todas as aplicações, com exceção do tão conhecido cinescópio (uma grande válvula ELETRÔNICA que persiste até hoje) e alguns casos de transmissão. Com respeito aos cinescópios, avanços cada vez maiores estão sendo feitos com o cristal líquido além do plasma, para conseguir-se imagens com o mesmo brilho e definição do tubo de imagem, a um custo reduzido. Quanto aos sistemas de transmissão, os TRANSISTORES DE figura 3 EFEITO DE CAMPO começam a desbancar as válvulas em áreas onde pareciam intocáveis. No Brasil, o transistor começou a aparecer em equipamentos no final da década de 60, e na década de 70 já se misturava aos circuitos integrados. Estes circuitos integrados, nada mais eram que circuitos completos transistorizados, colocados em um invólucro fechado, com acesso ao mundo exterior através de terminais (pinos). Hoje, cada vez mais podemos ver dispositivos integrados chamados agora de SMD’s (Surface Mounted Devices), ou dispositivos montados em superfície, que além de minúsculos não necessitam de furações na placa de circuito impresso, tornando sua fixação muito mais fácil e rápida. No Brasil, a evolução do transistor para os SMD’s ocorreu de maneira muito rápida (menos de vinte anos), deixando técnicos e engenheiros meio desnorteados. Notem que nos países do primeiro mundo essa evolução começou no início da década de 50, onde passaram-se cerca de cinco décadas até os recentes avanços. A grande maioria dos técnicos de manutenção em geral, passou da válvula para o transistor de maneira bem rápida, caindo quase que simultaneamente nos circuitos integrados, o que resultou em uma má preparação para este avanço desenfreado em novas tecnologias. Apesar da maioria dos equipamentos de hoje possuírem circuitos integrados (SMD’s ou não), o velho transistor, como componente discreto, ainda resiste, dando muita dor de cabeça ao técnico de manutenção no momento de sua substituição. A CODIFICAÇÃO PELO MUNDO O Brasil obviamente, acabou recebendo não só tecnologia de fora, como também a quase totalidade dos códigos destes componentes, obedecendo as regras americanas, europeias ou asiáticas (Japão). Nos Estados Unidos, são fabricados transistores com a codificação inicial de 2N (2N3055, 2N6512, etc.), ficando FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 5 APOSTILA MÓDULO - 4 o código 1N (1N5402, 1N4007, etc.) reservado para a categoria de diodos. Na Europa, existe uma classificação do tipo de material usado no transistor bem como sua aplicação básica. Normalmente são utilizadas duas ou três letras, seguidas por dois ou três números. A letra inicial indica o material usado: implantação da Philips do Brasil (originária da Holanda), não só na venda de produtos acabados como também na fabricação de componentes. A codificação japonesa (2S...), ganha seu espaço, visto que a importação é cada vez maior não só deste país, como também dos tigres asiáticos (Coreia, Taiwan, Hong Kong, Malásia, China, etc.), que utilizam a mesma codificação do Japão. germânio CARACTERÍSTICAS DOS TRANSISTORES silício figura 4 A = Germânio B = Silício C = Arseneto de gálio R = Materiais compostos A segunda letra indica o tipo de aplicação a que o transistor se presta: C = Baixa potência e baixa frequência, utilizados na faixa de áudio D = Média e alta potência e baixa frequência, utilizados na faixa de áudio F = Baixa potência e alta frequência; utilizados em seletores, moduladores, circuitos de Frequência Intermediária (FI), etc. L = Alta potência e alta frequência; utilizados em transmissores de RF, etc. S = Baixa potência; utilizados em circuitos de comutação U = Alta potência; utilizados em circuitos de comutação Os transistores apresentam uma série de características, que dependendo da aplicação se tornam fundamentais ou de aspecto secundário. Primeiramente explanaremos o que são estas características, para depois definir quais os parâmetros a serem levados em consideração em uma substituição. TRANSISTOR NUMBER (NÚMERO DO TRANSISTOR) É a codificação especificada para ele. Acima já havíamos falado, das letras iniciais, aparecendo logo em seguida uma série de números, que terão uma série de significados de acordo com o registro do fabricante. Na figura 8a, mostramos a codificação de um dos transistores mais utilizados no Brasil, o BC548, transistor de baixo sinal. Ainda na figura 8b, mostramos um transistor de média potência, o TIP 31, e um de maior potência também muito conhecido, 2N3055 (8c). TIP 31 figura 6 8c diodos e transistores de germânio 8a Portanto, BD135 seria um transistor de silício de média ou alta potência, utilizado em baixa frequência. No Japão a norma de codificação é mais simples que a europeia, e utiliza o código “2S”para a classificação dos transistores sendo que a letra seguinte específica sua polaridade e aplicação: A = PNP de alta frequência B = PNP de baixa frequência C = NPN de alta frequência D = NPN de baixa frequência Em muitos transistores a estrutura do NPN inscrição 2S é omitida, ficando um transistor 2SC930, especificado apenas como C930. Nos equipamentos existentes no Brasil, ficou clara a figura 7 influência europeia devido a 6 8b figura 8 POLARITY/MATERIAL (POLARIDADE/MATERIAL) O aspecto polaridade, define se o transistor é NPN ou PNP, sendo que na maioria dos manuais de substituição de transistores esta característica está abreviada (N = NPN e P = PNP). O material empregado para a feitura do transistor será em geral especificada como Germânio = G (em abandono) ou o Silício = S. Notem que nos dias de hoje praticamente não existem transistores de germânio, devido ao silício ser encontrado mais abundantemente na natureza, resultando no barateamento da matéria prima. PACKAGE (INVÓLUCRO) Muitos manuais de transistores não só oferecem as características elétricas dos mesmos como também fornecem o aspecto físico para projetos e dimensionamento de PCI’s. Na figura 9, podemos ver o aspecto mecânico do transistor 2N3055, que possui o invólucro tipo TO-3, além de muitos outros transistores mais conhecidos. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 9 LEAD (TERMINAIS) Mostra a disposição dos terminais do transistor (base, emissor e coletor), facilitando ao técnico a verificação e substituição correta por algum equivalente. Em uma substituição, deve ser dado preferência a um transistor cujos terminais se encontram na mesma posição do original, caso nem sempre possível. Podemos citar exemplos de transistores europeus e japoneses que apesar de apresentarem características elétricas e mecânicas praticamente iguais, diferem na disposição dos terminais. Na figura 10, podemos ver a disposição dos terminais de inúmeros transistores, onde destacamos o talvez o transistor mais usado em todos os tempos, BC 548, visto debaixo, com a disposição dos terminais TO92. Vcb MAX (TENSÃO MÁXIMA ENTRE COLETOR E BASE) Normalmente, a junção coletor-base não apresenta nenhuma condução em funcionamento normal, assim existe uma tensão máxima especificada que esta junção suporta sem sofrer danos. Vcb + - + Vcb figura 12 TRANSISTOR LEAD figura 10 - Na figura 12, mostramos o aspecto de como medir a tensão máxima entre coletor e base. Notem que esta tensão máxima deverá ser medida com emissor em aberto, caso contrário poderá causar problemas entre a junção coletor-emissor. Nunca deveremos submeter o transistor a trabalhar em sua tensão máxima, mas em cerca de 3/4 desta, para que tenhamos alguma margem de segurança. Vce MAX (TENSÃO MÁXIMA ENTRE COLETOR E EMISSOR) É uma das principais características para a substituição direta de transistores. Na figura 13, mostramos um aspecto de como esta tensão deverá ser medida. Deverá manter-se no máximo em 3/4 da tensão total permitida mantendo assim uma tolerância aceitável para o bom funcionamento do transistor. figura 13a figura 13b Vce Vce Na Figura 14, mostramos um circuito de um amplificador de sinal. Podemos ver por esta figura que existem dois modos de encarar este circuito, sendo um deles o da tensão de polarização contínua e o outro com a atuação de ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 7 APOSTILA MÓDULO - 4 um sinal sendo amplificado. Considerando que a tensão de alimentação é de 30V, podemos ver que a tensão de coletor será em torno de 18V (um pouco menos que 2/3 da tensão de alimentação). Esta tensão de coletor será conseguida +30V +30V 18V ou seja, bobinas ou transformadores. Na figura 15a, podemos ver a disposição de um transistor e um relé que trabalha com uma tensão aplicada de 12V. Quando o transistor está saturado, produz uma circulação de corrente no enrolamento do relé, resultando na criação de um campo eletromagnético, gerando uma imantação em um bastão de ferro que atrairá uma haste, fechando os contatos deste. Com o relé “atracado” o campo eletromagnético se estabiliza em um determinado nível, através da corrente circulante interna no relé. Para que o relé volte ao repouso, a polarização para o transistor deverá ser retirada, resultando em seu corte e consequentemente também o corte da corrente circulante internamente no indutor, como mostramos na figura 15b. figura 16a figura 16b figura 14 mediante polarização de base do transistor. Podemos dizer então, que a tensão entre coletor e emissor é de 18V, logo poderíamos colocar um transistor que trabalhasse com uma tensão máxima 25 Vce. Esta visualização está errada, pois devemos considerar também que o transistor, sendo um amplificador de tensão, deverá amplificar um sinal de maneira uniforme, ou seja, acima e abaixo dos 18V dados pela polarização contínua de 18 V. Na amplificação, o transistor não poderá chegar ao corte (coletor = 30V), nem na saturação (coletor = 0V), e caso ocorresse, distorceria o sinal. Mas como estamos trabalhando com limites máximos, devemos calcular para valores próximos dos extremos. Podemos dizer que a tensão de coletor poderia subir cerca de 10 V, resultando em uma tensão de 28V (tensão do coletor em relação à massa). Vimos portanto que, na menor condução do transistor, a tensão entre o coletor e emissor chegaria a 28V (devemos utilizar sempre a tensão de alimentação “30V”, por garantia), o que acarretaria a utilização de um transistor que possuísse uma tensão de Vce máxima de 40V. +12V +12V O grande problema que ocorre aqui, é que o campo eletromagnético que aparentemente deveria desaparecer no corte do transistor, começa a contrair-se, induzindo uma tensão reversa no próprio enrolamento do relé. A análise do circuito pode ser vista na figura 16, onde temos o relé atracado produzindo um campo eletromagnético fixo (fig 16a). Notem que a tensão de 12V será nosso ponto de referência. O potencial do lado de baixo do relé é levado a uma tensão de aproximadamente zero volt. Na figura 16b, com o corte do transistor, continuamos com o lado de cima do relé preso em 12V, mas a contração do campo eletromagnético acaba causando indução reversa, ou seja, no ponto de baixo acaba aparecendo uma tensão positiva bem acima da referencia de 12V, que poderá ser muitas vezes superior aos próprios 12V de alimentação (acima de 25V). figura 17 +12V figura 15a figura 15b Para circuitos amplificadores, este cálculo deverá ser sempre seguido, e não apenas utilizando a tensão média indicada no esquema. O maior problema com respeito à tensão máxima entre coletor e emissor é quando o transistor se encontra colocado em circuitos que possuem elementos indutivos, 8 +12,6 (máx) FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Sendo assim, o que aparentemente seria um transistor que deveria suportar apenas 12V de Vce, necessita possuir uma tensão de coletor e emissor muitas vezes superior. A solução mais prática para este problema, foi a colocação de um diodo polarizado reversamente, como indica a figura 17, que tem como objetivo conduzir quando for gerada uma tensão reversa na bobina do relé (corte do transistor). Ele permitirá uma tensão máxima de 0,6 V acima da tensão de alimentação, o que não prejudicará o transistor, resultando na possibilidade de utilização do mesmo com Vce de apenas 20V. Mas o caso mais clássico e também mais crítico que podemos citar é a SAÍDA HORIZONTAL de um televisor, onde o Transformador de Saída Horizontal ou simplesmente FIy-back, acaba gerando (propositadamente) tensões reversas de quase dez vezes a tensão de entrada, como mostramos na figura 18. acoplamento, o problema se tornará mais crítico. Na figura 20 apresentamos um circuito diferenciador, ou seja, um circuito que deixará passar apenas variações rápidas do sinal (variações rápidas de tensão). Nesta figura, podemos ver o instante em que uma tensão de 12V aparecerá do lado esquerdo do capacitor, produzindo sua carga, e com isto, produzindo uma circulação de corrente pela malha e consequentemente também pelo transistor. Quando a carga do capacitor é completada, cessa a corrente circulante pela malha (base do transistor), voltando a tensão do lado direito do capacitor à zero volt. Podemos concluir a partir disto, que o capacitor está carregado com uma tensão aproximada de 12V. 12V 0,6V 0V 0V IT figura 18 I1 +120V I2 figura 20 700Vpp Na figura 21, verificamos que ao voltar a zero a tensão do lado esquerdo do capacitor, ainda manterá momentaneamente a tensão armazenada, que força a tensão da base do transistor a cair para -12V (potencial de 12 volts abaixo da massa). Esta tensão apesar de existir por um curto espaço de tempo, destruiria a junção base e emissor. TRANSISTOR DE SAÍDA HORIZONTAL +12V O objetivo disto é conseguir, a partir do primário do transformador, tensões elevadas reduzindo assim a quantidade de espiras no secundário deste. Para estas aplicações, existem transistores que suportam uma tensão entre coletor e emissor acima de 700V, onde podemos citar tipos já conhecidos como o BU2508, 2SD1878, etc. Veb MAX (TENSÃO MÁXIMA ENTRE EMISSOR E BASE) Esta também é uma das características das mais importantes, dependendo da aplicação a que se presta um transistor, pois expressa quanto suportará uma junção base e emissor INVERSAMENTE polarizada, ou seja, com o transistor no CORTE. figura 19a Vbe - figura 19b + - 0V 0V -12V figura 21 Para evitar este problema, podem ser colocados dispositivos de proteção para o transistor baseados em diodos, que eliminam a atuação desta tensão reversa, como mostramos na figura 22. Quando a tensão da entrada voltar a zero, a tendência é que a tensão do lado direito do capacitor fique negativa, mas com a atuação do diodo, ficará apenas 0,6V abaixo da referência negativa, evitando problemas de tensão reversa na junção base emissor. Min= -0,6V Vbe + Na figura 19, podemos ver como esta tensão é medida. Nos circuitos que utilizam somente resistores e transistores, este item de tensão reversa não terá grande importância; mas em circuitos que apresentam componentes reativos, ou seja, apresentam na base do transistor indutores e principalmente capacitores de ELETRÔNICA figura 22 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 9 APOSTILA MÓDULO - 4 Tj MAX (TEMPERATURA MÁXIMA DA JUNÇÃO) CORRENTE MÁXIMA DE COLETOR Especifica o máximo de corrente permissível circulando do coletor para o emissor, desconsiderando a corrente que vem de base para o emissor (que geralmente é muitas vezes menor). Ic Ic figura 23a figura 23b Na figura 23, podemos observar como será verificada, sendo que a corrente proveniente do coletor irá somar-se à corrente entre base e emissor. Em geral a corrente de coletor poderá variar de alguns mili-amperes até dezenas de ampères, dependendo da aplicação a que o transistor se destina. fig. 24a fig. 24b +100V +100V VRc 100W fig. 24c +100V 100W Ic VRc A temperatura máxima da junção semicondutora deverá ficar entre 60° e 100° para os transistores de germânio e entre 125° e 200° para os de silício. Apesar destas indicações máximas, deve-se obedecer o limite de 3/4 do valor máximo para um trabalho seguro. Além disto, deve-se notar que a temperatura da junção de 200°, em geral só será permissível em encapsulamentos metálicos, ficando em 150° para encapsulamentos plásticos. Ptot (POTÊNCIA MÁXIMA DE DISSIPAÇÃO DE CALOR) Esta é também uma das características das mais importantes consideradas para substituição de transistores e permitirá saber de quanto será a máxima tensão ou corrente aplicada para manter a potência especificada. Como exemplo podemos citar o transistor BU208, que no manual apresenta as seguintes características: Vce=700V - Vcb = 1500V - Ic=7,5A - Ptot= 12W Ic Sabemos que o produto da tensão pela corrente resultará em dissipação de potência. Logo, teríamos para este transistor: Vce = 700V x Ic = 7,5A = Ptot = 5.250W Na figura 24a, notamos que a corrente poderá ser calculada facilmente, se levarmos em conta a queda de tensão sobre o resistor de coletor em 100V. Temos uma tensão de alimentação de cerca de 100V e o transistor se encontra cortado (figura 24b). Assim sabemos que a corrente circulante é nula. Para a figura 24c, temos a saturação do transistor (tensão de coletor em relação ao negativo em zero volt); o que provocará toda a queda de tensão da fonte sobre o resistor (100 W) resultando em uma corrente de 1A (100V aplicados em um resistor de 100W = 1A). Notem que o transistor deverá suportar um pouco mais do que essa corrente resultante da sua saturação. De modo geral, deveremos calcular a corrente máxima que circulará pela malha, a partir da saturação do transistor. Caso exista um resistor de coletor e outro de emissor como mostrado na figura 25, o cálculo deverá ser feito com a saturação do transistor e a consequente soma dos valores dos resistores para saber a corrente máxima final. fig. 25a fig. 25b R1 R2 10 Imax = R2 figura 26 Vce=40Vdc 110Vdc Vin=150Vdc Ptot = Vce x Ic Ptot = 40 x 1A Ptot = 40W R1 = Apesar do transistor ter apresentado uma potência teórica altíssima, ela não é real, pois o transistor foi projetado para comutar ou chavear (trabalhando apenas no corte e na saturação). Na figura 26, apresentamos um circuito regulador de uma fonte de alimentação que trabalha com uma tensão de entrada de 150 V, que está bem abaixo da característica de tensão máxima (Vce) para o transistor especificado (BU208) que é de 700 V, sendo que na saída estabilizada teríamos cerca de 110 Vdc, circulando uma corrente máxima de 1 A, que pelos parâmetros especificados é uma corrente muito menor do que a máxima que o transistor suporta. O cálculo da corrente circulante está baseado no consumo da carga ou simplesmente no valor de sua resistência, que é de aproximadamente 100 W: Vcc R1 + R2 Vout = 110V (tensão de saída) ÷ 100W (resistência da carga) >> lc = 1 A (corrente geral circulante). Considerando que a tensão de entrada do circuito é de 150V e que a tensão de saída é de 110V, teríamos uma FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 queda de tensão sobre o transistor de 40 V, o que geraria uma dissipação de potência em torno de 40 W (P = 40V x 1A), o que excederia a potência admissível em cerca de quatro vezes, levando-o à queima. Podemos notar que apesar do transistor utilizado no exemplo ser aparentemente de “grande potência” (invólucro metálico TO-3), possui uma dissipação de potência muito baixa, o que o coloca na categoria de transistores chaveadores, que não podem ser utilizados em fontes de alimentação reguladas (com circulação de correntes constantes). FT MIN (FREQÜÊNCIA DE TRANSIÇÃO MÍNIMA) É a frequência mínima em que o sinal começa a ter o seu ganho diminuído, sendo que a frequência de transição típica seria aquela em que o ganho chega à unidade. Normalmente a frequência de transição típica é cerca de duas vezes maior que a frequência de transição mínima. Podemos dizer que um transistor BC 548 apresenta uma frequência de transição mínima em torno de 200 MHz, o que o colocaria inclusive como oscilador em algumas aplicações. Apesar disto ele é instável quando trabalha em frequências altas, sendo recomendado apenas para frequências mais baixas (até 10MHz). COB MAX (CAPACITÂNCIA MÁXIMA ENTRE COLETOR E BASE) Considerando que pela junção coletor-base não há circulação de corrente (em aplicações convencionais de transistores), podemos dizer que essa junção apresenta uma capacitância característica, que acaba definindo uma frequência de transição para o transistor. figura 27 Capacitância parasita JUNÇÃO P-N - + Junção polarizada reversamente, não há circulação de correnete Quanto menor for a capacitância, que podemos chamar de parasita, maior será a possibilidade de trabalhos do transistor em alta frequência Normalmente esta capacitância é dada em nanofarad (nF) ou picofarad (pF). Podemos notar que os transistores menores, independente de serem ou não de alta frequência, apresentam capacitâncias menores na junção coletorbase se comparados aos transistores de potência, que podem apresentar capacitâncias próximas a 1.000 pF (1nF). Hfe ou b (GANHO NO TRANSISTOR EM EMISSOR COMUM) É a relação existente entre a corrente resultante de coletor e a corrente aplicada entre base e emissor (que originou a corrente de coletor), normalmente especificada como um número absoluto. Se dissermos que o ganho de um transistor é de 100, significa fazer circular uma corrente de 1mA entre a junção base e emissor, gerando como resultante uma corrente de coletor de 100mA. Podemos dizer que o ganho mínimo do BC548 seria de 110MN (MN = mínimo). A linha europeia de transistores apresenta uma característica interessante de classificação do ganho de alguns transistores, utilizando letras para tal. Assim um BC548C, teria um ganho mínimo de 420. A característica de ganho apresenta grande importância quando o circuito é de altíssima impedância, com amplificação apenas de tensão (maiores detalhes veremos mais adiante). Hfe BIAS (POLARIZAÇÃO PARA DETERMINADO GANHO). Especifica qual a corrente de polarização utilizada (entre base e emissor), para a obtenção dos dados de ganho final. Esta medição normalmente é dada em miliamperes (mA). USE (USO OU APLICAÇÃO) Alguns manuais sugerem a aplicação específica de cada transistor, possuindo um código específico para tal. MFR (FABRICANTE) Indicação, em alguns casos, do fabricante original do componente. CARACTERÍSTICAS DE SUBSTITUIÇÃO A seguir, veremos as características mais importantes para encontrar um transistor EQUIVALENTE. Podemos dizer que para determinado circuito, o GANHO teria um papel fundamental na polarização geral, sendo que em outros este parâmetro não faria diferença. Veremos em que circuitos a POTÊNCIA MÁXIMA seria um item fundamental. Em um amplificador RGB, qual a importância da capacitância parasita entre coletor/base? Como existe uma diversificação muito grande nas áreas de aplicação, baseamos nossa análise para as áreas de áudio e vídeo, envolvendo também fontes chaveadas. Um dos principais problemas encontrados pelo técnico de hoje em dia, é a enorme quantidade de modelos diferentes de equipamentos na área de áudio e vídeo, e a ELETRÔNICA quantidade ainda maior nos códigos de transistores utilizados nestes, que em caso de necessidade de substituição, fatalmente não serão encontrados no mercado. Uma das saídas que o técnico encontra é a disponibilidade de alguns transistores que são fabricados no Brasil, onde podemos destacar a linha europeia (BC, BD, BU... etc.). Quando pensa-se em substituição, muitas características devem ser levadas em consideração, o que deixa o técnico meio confuso... VCE, IC, ganho, Ptot, Cob, FTmin, etc. Na substituição de um transistor por outro equivalente, deverá ser considerada em primeiro lugar sua aplicação, pois isso definirá quais as FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 11 APOSTILA MÓDULO - 4 características mais importantes para àquela determinada tarefa, ficando as outras em um segundo plano. Assim cada área de aplicação será analisada separadamente. AMPLIFICADORES EM GERAL PRÉ-AMPLIFICADORES: O objetivo destes circuitos será a partir de um pequeno sinal, torná-lo maior (em tensão), para excitação de etapas posteriores, como podemos observar na figura 28. Podemos notar que os mesmos trabalham em classe A de amplificação, ou seja, o transistor será responsável pela amplificação (sem distorção) de todo o ciclo do sinal. Podemos encarar ainda como pré-amplificador, o estágio inicial de um amplificador de potencia, pois também tem como objetivo uma grande amplificação de tensão. A principal característica que deverá ser observada nestes transistores é: +20V +20V R3 2,2MW 4,5V R4 1MW Ib = 2,5A m Ic = 1mA fig. 28a R1 8,2kW 11,8V +20V +20V R3 2,2MW 1,8V fig. 28b R1 8,2kW 17V BC548C BC548A 3,9V 1,2V R2 3,9kW R4 1MW Ib = 3A m Ic = 0,3mA R2 3,9kW HFE - Esta característica exprime a relação da corrente aplicada entre base e emissor e a resultante circulante pelo coletor. O ganho é uma característica tão importante para pré-amplificadores, que não obedecida, introduzirá distorções de sinal; se o transistor compor o inicio de um amplificador de potência, poderá até levar a saída de som a uma alteração muito grande na tensão de 1/2Vcc e em casos extremos à queima das etapas de saída. Como exemplo, podemos citar o circuito apresentado na figura 28a. Ele compõe-se de um transistor BC548C, que apresenta em sua base uma tensão de 4,5V; no emissor 3,9V e no coletor 11,8V. Para este circuito, podemos dizer que a corrente circulante de base para emissor será de 2,5 mA, que resultaria em 1mA de corrente de coletor, gerando uma queda de tensão de 8,2 V sobre o resistor de coletor, equivalente a 11,8 V medida em relação à massa. Notem que nestas características, o ganho é fundamental, pois este transistor BC548C, apresenta um ganho de 420, resultando em: mas o ganho, que será de 100, produzirá menor corrente de coletor no transistor (aumentando sua resistência interna), diminuindo a queda de tensão tanto no resistor de coletor como no de emissor e, produzindo as tensões aproximadas da figura 28b. Se o circuito que utiliza polarização contínua for apenas o mostrado na figura 28b, o efeito produziria distorção no sinal de áudio amplificado. Mas se este circuito polarizar outras malhas, o efeito da falta de polarização será em cascata, produzindo uma variação de tensão elevada, talvez suficiente para queimar uma saída de som. Outras características importantes para os préamplificadores, são: VCE - deverá ser utilizado sempre um transistor que suporte uma tensão máxima entre coletor e emissor em 30% maior que a própria alimentação. Outras características praticamente dispensáveis são: Ic - Pois considerando que temos um pré-amplificador, a corrente em geral fica muito abaixo da especificada para o transistor Vcb - Característica importante em circuitos de comutação, em que o emissor do transistor fica em aberto. Ptot - Considerando que a corrente é muito baixa, não haverá problemas com a especificação de potência do transistor. FTmin - Considerando que estamos na faixa audível, esta característica não é importante, pois a maioria dos transistores de baixo sinal, alcançam 10MHz. AMPLIFICADORES DE ÁUDIO-VERTICAL: Existem vários tipos de amplificadores de áudio e deflexão vertical, sendo que aqui nos deteremos com a etapa de potência destes amplificadores. A figura 29, mostra uma saída de som do tipo classe A com transformador, que atualmente não é mais utilizada, apesar de ainda existirem aparelhos em uso no mercado. Em caso de uma substituição de um transistor amplificador Classe A, as principais características que deverão ser observadas, são: Vce (tensão entre coletor e emissor) Ic (corrente de coletor) Ptot (potência total) A tensão máxima entre coletor e emissor deve ser observada com muito carinho, principalmente em circuitos de saída vertical, pois considerando que a carga +B figura 29 +B 2,5 mA x 420 = 1.050mA (1mA) Esta corrente resultante de coletor gerará a queda de tensão no resistor de coletor e também no resistor de emissor. Um grande problema que ocorre no meio técnico é o desprezo à característica ganho, resultando em situações catastróficas. No circuito mostrado na figura 20a, se substituirmos o transistor BC548C (original), por um outro BC 548, mas que possua a letra A no final, a corrente de polarização na base será a mesma ou até levemente maior (pois a tensão da base cairá), 12 é um transformador de grande indutância, o mesmo induzirá em si mesmo, tensões muito mais altas que a fonte de alimentação vindo a prejudicar o transistor. Na figura 30, podemos ver que durante o retorno vertical FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 será necessária a geração do pulso de retorno e apagamento vertical, que deverá forçar uma rápida variação de corrente pela bobina de deflexão durante o retorno, bem como inibir o circuito de luminância do aparelho de TV; assim, o transistor que estava em um processo de condução (campo do transformador em figura 30 +B BDV 90Vpp expansão), é levado ao corte rápido, gerando uma contração no campo da bobina e consequentemente uma auto indução nesta, criando uma tensão maior que a fonte de alimentação. Assim no dimensionamento do transistor, deverá ser utilizada uma tensão de Vce no mínimo do dobro da alimentação, para que tenhamos segurança de trabalho. Além disto, torna-se indispensável a utilização de um VDR em paralelo com o transformador, evitando qualquer pico de tensão acima do normal, protegendo obviamente o transistor Outras características praticamente dispensáveis do transistor são: Hfe (ganho na configuração emissor comum): não é uma característica muito importante, tanto que na fabricação, os transistores para etapas de potência, podem apresentar variação de ganho de algumas dezenas a algumas centenas. FTmin (frequência de transição mínima): considerando que o circuito amplificador trabalhará com frequências até 20 kHz, esta característica não será importante. Cob (capacitância parasita coletor-base): o mesmo acima. AMPLIFICADORES DE FI: A FI nada mais é que Frequência Intermediária, ou seja, frequência fixa, para qual todas as emissoras são convertidas, evitando-se assim a troca constante dos circuitos tanques (bobinas capacitores), como vemos pela figura 31. Considerando-se a área de áudio vídeo, temos basicamente 4 frequências a serem consideradas: *455 kHz = FI de rádio AM, funcionando para as Ondas Médias, Tropicais e Curtas. *10,7 MHz: FI de rádio FM (88 a 108 MHz). *45,75 MHz e 41,25 MHz: FI de vídeo e de som respectivamente para televisores nacionais. * 4,5 MHz: interportadora de som, que nada mais é do que um segundo batimento antes da demodulação final. Baseado nestes dados de frequência de trabalho, podemos dizer que a característica mais importante a ser levada em consideração é: FTmin (frequência de transição mínima). Hfe (ganho na configuração emissor comum). ELETRÔNICA A frequência de transição determinará a frequência em que o ganho do transistor cairá para apenas duas vezes (Ib x Ic), o que prejudicará seu trabalho em altas frequências Como os circuitos de Frequência Intermediária diferem muito em frequência (455kHz até 45MHz), deverão ser utilizados transistores próprios para trabalhos em RF, e que tenham uma frequência de transição 3 vezes maior que o valor especificado de trabalho. O interessante é notar que alguns fabricantes utilizam o transistor BC 548 para trabalhar em FI’s de rádio AM(455 kHz), pois em algumas funções de alta frequência, trabalha bem. Com respeito ao ganho, o mesmo se tornará de grande importância à medida que os valores dos resistores de polarização aumentarem. Outras características de menor importância, mas que devem ser levadas em consideração: VCE - Apesar dos circuitos de FI apresentarem tensões de alimentação relativamente baixas, devemos considerar que os transistores trabalham com circuitos reativos (indutores e capacitores), logo, podem ser geradas tensões acima da alimentação. Deveremos na substituição optar por um transistor que suporte, no mínimo, 1,5 vezes a tensão de alimentação. lc - Deve-se conferir também esta característica, pois os estágios de FI mudam muito de polarização. A característica de Ptot (potência total) pode ser desconsiderada para estes estágios. +B figura 31 S E L E T O R +B CAG AMPLIFICADORES DE RF: As considerações para os amplificadores de RF serão as mesmas que para os amplificadores de FI, ressaltando as seguintes características: FTmin - Os transistores deverão ter uma frequência de transição em torno de 1 GHz ou mais (considerando transistores amplificadores de RF e osciladores locais de figura 32 +B FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 13 APOSTILA MÓDULO - 4 seletores de canais de televisão). Cob - Deverá ser a menor possível, para evitar a atenuação do sinal na configuração emissor comum. A maioria dos transistores utilizados como amplificadores de RF e osciladores locais, se apresentam na configuração de base comum, para fugir desta capacitância parasita, como mostrado na figura 32. Hfe - Deverá ser mantido o mesmo ganho do transistor original, para não alterar o ponto de polarização contínua da malha. AMPLIFICADOR DE VÍDEO: É um dos circuitos mais críticos em termos de substituição, pois está intimamente ligado a qualidade final da imagem. +180V figura 33 CINESCÓPIO Na figura 33, podemos ver um diagrama básico de um dos amplificadores RGB utilizados para a televisão. Apesar das saídas RGB de monitores de computador serem mais complexas, são semelhantes às características principais abordadas abaixo: Cob - É fundamental que esta característica seja observada, pois quanto menor for esta capacitância, maior será a resposta de frequência do sinal e consequentemente melhor será a qualidade final da imagem. Caso utilize-se na substituição somente um dos transistores com “Cob” maior, haverá a criação de pequenas listas na cor do amplificador respectivo substituído, aparentando erro de convergência. VCE - Em geral, para televisores em cores ou monitores de computador, esta tensão deverá ser em torno de 250V, considerando que o transistor deverá trabalhar com uma tensão máxima de circuito em 180V. Para tensões de alimentação maiores, faz-se necessário aumentar também a tensão máxima suportada pelo transistor. Ic - Apesar de ser baixa (via cinescópio), o transistor deverá ser capaz de suportar a corrente proveniente da alimentação principal, bem como a que circula pelo cinescópio. Ptot - Também é outra característica que deverá ser respeitada, pois como dissemos acima, a tensão de trabalho é relativamente alta (180V ou mais); apesar da corrente ser baixa, gera uma potência dissipada que dependendo do projeto do televisor, necessita até de dissipador. Características menos importantes: Hfe - Como é um circuito amplificador, que utiliza correntes consideradas médias, o ganho passa a ser uma característica secundária. 14 FONTES DE ALIMENTAÇÃO O objetivo da fonte de alimentação é gerar uma tensão estável para a carga, que pode ser desde um simples rádio até equipamentos muito mais sofisticados. No mundo das fontes de alimentação estabilizadas existem dois segmentos até certo ponto distintos: a fonte regulada e a fonte chaveada. A fonte chaveada tornou-se absoluta, quase acabando com as fontes reguladas (subsistindo apenas na maioria dos aparelhos de som), como se tornou patente em televisores e DVD´s, devido não só a economia de energia, mas também pela redução do custo de grandes transformadores de rede elétrica, substituídos por choppers, ou simplesmente transformadores comutados, muitos menores que seus antecessores. FONTE DE ALIMENTAÇÃO REGULADA: Na figura 34, podemos ver o diagrama de uma fonte regulada, que recebe em sua entrada uma tensão de 110 ou 220 Vac, estabilizando para a saída uma tensão de 220Vdc. A tensão de 300Vdc é uma tensão retificada e filtrada diretamente da rede elétrica de 220Vac ou através de circuito dobrador de tensão da rede de 110 Vac. Tomando como exemplo um equipamento qualquer que apresenta um consumo de 110W, se aplicarmos à carga uma tensão de 220Vdc, resultará em uma corrente circulante pela carga e também pelo transistor regulador de 0,5A. Levando ainda em consideração que, a tensão de queda no transistor é de 80 V (300 Vdc - 220 Vdc) e por ele circula 0,5 A, resulta em uma potência de dissipação em torno de 40W (dissipação de calor). Disto, conclui-se que as especificações de funcionamento do circuito para o transistor seriam: Vce = 80V - Ic=0,5A - Ptot =40 W Mas, devemos levar em consideração que apesar das condições de trabalho, podem ainda ocorrer condições adversas provocadas por defeitos. 220Vdc 110V/220V CIRCUITO DE ESTABILIZAÇÃO E CONTROLE figura 34 Na figura 35, mostramos a condição de curto da carga, fazendo com que o transistor receba uma tensão de 300V entre coletor-emissor, sem considerar a circulação de corrente, que também seria alta. Nestes casos, o fabricante pensa em um circuito de proteção, que evita a circulação de corrente excessiva no caso de curto. Mesmo com o circuito de proteção, a junção coletor e emissor do transistor deverá suportar uma tensão de 300V. Assim, para um transistor regulador, cuja tensão de entrada seja alta, deverá ser levada em conta toda tensão de entrada e uma sobra de 40%, o que nos daria FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 um transistor com especificação de 400Vce, e com corrente 3 vezes maior que a especificada, para os casos de curtos na carga. este é pequena, mas apesar disto, sua dissipação de potência deve ser considerada. 300 Vdc 220 Vdc 300Vdc Q1 300 Vdc CURTO NA CARGA Q2 figura 35 A potência de dissipação total, deverá ser em torno de 3 vezes a potência de trabalho normal (40W) resultando em 120W aproximadamente. Assim, podemos destacar as características principais de um transistor em uma fonte regulada: Vce - Que seria calculada para cerca de 40% a mais que a tensão DC de entrada do próprio regulador. Ic - Cerca de 3 vezes a máxima corrente calculada para funcionamento normal. Ptot - Cerca de 3 vezes a máxima potência calculada para funcionamento normal. Outras características poderão ser praticamente ignoradas: FTmin - Considerando que o transistor regulador drena praticamente uma corrente constante, esta característica pode ser desprezada. Hfe - Transistor de corrente alta, logo o ganho pode ser também desconsiderado. 300 Vdc 220 Vdc R1 Q1 R2 Q2 figura 36 CIRCUITO DE ESTABILIZAÇÃO E CONTROLE OBS: Muitas vezes, o transistor regulador não tem ganho suficiente para fornecer toda a corrente requisitada pela carga. Neste caso, é utilizado um transistor reforçador de corrente (Q2), como mostrado na figura 36. As características deste transistor são semelhantes as do regulador principal, reduzindo-se a corrente circulante direta (coletor e emissor limitada por R1) e a potência total dissipada no mesmo. TRANSISTOR DETECTOR OU AMPLIFICADOR DE ERRO: O objetivo deste transistor é controlar a condução do regulador principal, para que a tensão de saída da fonte mantenha-se estabilizada, como mostramos na figura 37. Dependendo da fonte de alimentação, este trabalhará com uma tensão entre coletor e emissor relativamente alta, pois o coletor está praticamente ligado à base do regulador, enquanto seu emissor vai à massa através de um zener. A corrente circulante por ELETRÔNICA figura 37 Q3 TRANSISTOR AMPLIFICADOR DE ERRO Como estabiliza a fonte através da amplificação da variação que ocorre em sua base, podemos dizer que o GANHO é a característica mais importante. Sendo assim, ficamos com as seguintes características mais importantes para este transistor amplificador de erro: Hfe - Determinará a condução final do mesmo, podendo inclusive modificar a tensão da fonte. Para a figura anterior, podemos dizer que se o ganho for menor, a tensão de saída da fonte aumentará, e se o ganho for maior, diminuirá. Vce - Deverá ser calculada considerando a máxima tensão retificada e filtrada que entra na fonte estabilizada. Ic - Deverá ser calculada tomando como base o resistor do coletor (considerando o transistor saturado) Ptot - Produto da tensão média sobre emissor-coletor pela corrente circulante pelo resistor de coletor. Outras características praticamente sem importância são: Ftmin - Considerando que o transistor trabalhará em corrente contínua, praticamente seu trabalho em alta frequência poderá ser desconsiderado. FONTE DE ALIMENTAÇÃO CHAVEADA TRANSISTORES CHAVEADORES: Os transistores utilizados nas fontes chaveadas apresentam características peculiares, pois trabalham como chaves, abrindo e fechando seus contatos de forma muito rápida. Na figura 38, podemos ver uma diagramação básica de uma fonte chaveada série. Na análise dos parâmetros de substituição, deveremos levar em consideração a saturação e o corte do transistor. Como a tensão de saída gira em torno de 100 Vdc, e o emissor do transistor está ligado a mesma, podemos dizer que sua saturação gerará no coletor praticamente a mesma tensão. Com isto a corrente circulante irá aumentando paulatinamente, até chegar a determinado valor (figura 39). Podemos dizer que no caso da saturação, não existirá tensão entre coletor e emissor, apesar de haver corrente, logo, não haverá potência dissipada. Quando o transistor entrar em corte, o campo eletromagnético do transformador tenderá a se contrair e induzir uma tensão reversa no próprio primário, FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 15 APOSTILA MÓDULO - 4 O nível negativo, normalmente, tem maior intensidade que o positivo, pois não há carga, ou seja, o transistor estará despolarizado, podendo surgir tensões que ultrapassariam o patamar normal dos 6V máximos aplicados de forma reversa entre base e emissor, destruindo a junção. Para que isto seja evitado, coloca-se diodos de proteção entre base e emissor, evitando que a tensão da base caia 300Vdc TRANSISTOR CORTADO CIRCUITO DE ESTABILIZAÇÃO E CONTROLE figura 38 300Vdc + produzindo uma tensão positiva maior que da fonte (mostrado na figura 40). Assim, o transistor apesar de cortado, deverá suportar uma tensão de coletor com cerca de 300 volts de pico (100 Vdc no emissor e 400 Vp no coletor). Para o corte do transistor podemos dizer que haverá 300V sobre o mesmo, mas não haverá circulação de corrente, logo, não haverá dissipação de potência. Vce=0V Ic 300Vdc TRANSISTOR SATURADO - + C1 C2 figura 39 Aparentemente as características já estariam formadas, pois necessitaríamos de um transistor que suportasse uma alta corrente (3A ou mais) e uma tensão entre coletor e emissor também alta (mais de 400 V). Apesar disso, teoricamente o transistor não precisaria ter nenhum potencial de dissipação. Isto não é verdade, pois na passagem do corte para a saturação ou vice-versa, existirá o produto tensão x corrente que produzirá uma dissipação tão maior quanto o tempo desta transição do transistor. Vce = Máx Ic = 0A 300Vdc - + TRANSISTOR CORTADO Tensão maior que a fonte figura 40 Assim, teremos obrigatoriamente uma margem de potência dissipada, que poderá ir de alguns watts até perto de uma centena de watts. Outro dado muito importante para o transistor chaveador é a sua frequência de transição mínima, que também deverá ser alta, pois quando passa do corte para a saturação ou vice-versa, tem que realizar esta função no tempo mais curto possível. A tensão máxima Veb, ou seja, a tensão máxima reversa aplicada entre base e emissor, também é outro item importante, pois em geral o transistor chaveador é excitado por um dispositivo reativo (indutor), produzindo portanto, um potencial positivo para saturá-lo e um potencial negativo para cortá-lo, como mostra a figura 41. 16 ++ ++ figura 41 demasiadamente, protegendo assim o transistor. Ficamos então com as seguintes características mais importantes: VCE - Deverá ser maior que a tensão de entrada DC da fonte. Ic - Deverá ser no mínimo 4 vezes o consumo médio do equipamento. Como exemplo, um aparelho que consuma 0,5 A, o transistor deverá ter no mínimo 2 A de corrente máxima. Ptot - Deverá ser a mínima possível, pois o transistor teoricamente não deveria estar dissipando potência. Na substituição, deverá ser levado em consideração a potência do transistor original. FTmin - Considerando que o transistor deverá comutar rapidamente (saturação para o corte e vice-versa), sua frequência de trabalho, deverá ser muito alta. Cob - Deverá ser a menor possível. Características sem grande importância: Hfe - Como o circuito trabalha com polarizações relativamente altas, o ganho específico do transistor não é muito importante. Veb - Apesar de anteriormente já havermos falado que esta característica é importante, os circuitos que rodeiam o transistor chaveador já possuem circuitos de proteção que evitam que a tensão de base caia abaixo da especificada. TRANSISTOR AMPLIFICADOR DE ERRO: Apesar de ser uma fonte chaveada, a saturação ou o corte do transistor precisam ser controlados para obterse uma tensão estável na saída, e neste aspecto, o circuito de controle do transistor chaveador é muito semelhante ao circuito usado para controlar o transistor regulador de uma fonte comum, como podemos ver pela figura 42. Assim, os aspectos principais abordados para este transistor, na fonte regulada, deverão também ser respeitados aqui: Hfe - Determinará a condução final do mesmo, podendo inclusive modificar a tensão da fonte. Para a figura anterior, com ganho menor, a tensão de saída da fonte aumentará, e no caso de ganho maior, diminuirá. Vce - Deverá ser calculada, considerando a máxima tensão retificada e filtrada. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Ic - Deverá ser calculada, tomando-se como base o resistor de seu coletor (considerando o transistor saturado). Ptot - Produto da tensão média sobre emissor-coletor baixa tensão (Vce), pouca corrente (Ic) e também pouca dissipação de potência (Ptot). O Ganho (Hfe) deverá ser levado em consideração, pois é um circuito que possui pouca polarização. figura 43 300Vdc +B SAÍDA DO OSCILADOR figura 42 Q3 TRANSISTOR AMPLIFICADOR DE ERRO pela corrente circulante pelo resistor de coletor. Características praticamente sem importância: FTmin - Considerando que o transistor trabalhará em uma corrente contínua, praticamente seu trabalho em alta frequência poderá ser desconsiderado. OBS: Em algumas fontes chaveadas, existem transistores que comutam da mesma forma que o transistor chaveador, sendo considerados transistores drivers, tendo as mesmas características dos transistores chaveadores, com menor corrente e potência. Apesar de existirem vários tipos de fontes chaveadas, como a série com controle fixo a saída, série com controle flutuante, paralela com autotransformador; paralela isolada, empregando técnicas de funcionamento relativamente diferentes, as características dos transistores chaveadores e detectores de erro, deverão estar dentro das especificações citadas acima. DRIVER HORIZONTAL: O transistor driver horizontal já apresenta características um pouco mais críticas que os transistores utilizados no circuito oscilador, pois trabalham com uma tensão de alimentação alta (+B principal), possuindo além disto um circuito reativo em seu coletor (veja figura 44). Considerando que o transformador driver é capaz de gerar uma tensão mais positiva que da alimentação, já podemos afirmar que a tensão máxima aplicada entre coletor e emissor deverá ser de pelo menos 50% a mais que a tensão de +B, ou seja, caso a alimentação fosse de 100 Vdc, o transistor deveria suportar uma tensão mínima de 150V entre coletor e emissor. Outra característica importante é quanto à corrente circulante máxima, que será limitada pelo primário do transformador em condições normais de trabalho, e pelo resistor situado acima do transformador, quando houver inoperância do conjunto (transistor driver saturado). A potência de dissipação total também é um dado +B figura 44 SAÍDA HORIZONTAL TRANSFORMADOR DRIVER CIRCUITO HORIZONTAL Apesar do circuito horizontal ser um circuito de comutação, apresenta características especiais, quanto a geração de tensões reversas. Podemos dividir o processamento horizontal em três áreas distintas: oscilador, driver e saída. OSCILADOR HORIZONTAL: Nos dias de hoje, o oscilador horizontal de televisores somente é encontrado dentro de Integrados sendo um multivibrador astável que poderá ter sua frequência modificada de acordo com a tensão introduzida no seu controle de tempo (veja figura 43). O objetivo básico deste oscilador é gerar uma onda “quadrada”, sendo que os transistores desta área não apresentam características especiais. Estes transistores possuem ELETRÔNICA OSCILADOR HORIZONTAL TRANSISTOR DRIVER importante, apesar do transistor driver trabalhar chaveando. Podemos considerar que de uma forma geral a potência dissipada ficará abaixo de 1W. A frequência de transição mínima também é um fator importante para transistores drivers que trabalham com tensões de alimentação acima de 60 Vdc. Para tensões menores (abaixo de 50V), esta característica já não é tão importante. O problema da frequência de transição está relacionado diretamente com a capacitância parasita entre coletor e FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 17 APOSTILA base, e quanto maior for a diferença de tensão entre coletor e emissor mais influência terá: Assim, podemos resumir as características principais de um transistor driver por ordem de importância: VCE - Deverá ser no mínimo 50% a mais que a alimentação. Ic - Deverá ser calculada baseado na saturação do transistor e na resultante de corrente circulante pelo resistor de coletor. Ptot - Deverá ser calculada na inoperância do circuito, ou seja, com o transistor driver em meia condução, verificando a corrente circulante pelo circuito, a queda de tensão sobre o transistor e finalmente chegando a potência total dissipada. FTmin - Será um fator importante quando o transistor trabalhar com grandes tensões (acima de 60V). SAÍDA HORIZONTAL: É um transistor cuja substituição por outro equivalente é crítica, pois trabalha com um circuito altamente reativo no coletor. Para que tenhamos uma melhor ideia, vamos observar a figura 45. Podemos ver que o circuito de saída horizontal é formado pelo TSH (Transformador de Saída Horizontal), cujo primário forma um circuito ressonante na 5ª frequência harmônica do horizontal, produzindo variações positivas no coletor do transistor que chegam a 6 vezes o valor da fonte de alimentação. Portanto, o transistor necessitará de uma tensão de coletor e emissor com o mínimo 7 vezes a tensão de + B (tensão que entra no primário do TSH). Quanto à corrente, podemos dizer que durante a saturação do MÓDULO - 4 transistor, poderá chegar a cerca de 4A um pouco antes de seu corte. Para televisores atuais, a corrente de consumo médio fica entre 0,5 e 1A. Como o transistor de saída horizontal é um chaveador, poderíamos dizer que não haveria dissipação de potência neste, mas como já foi discutido anteriormente, durante seu corte, ocorrerá a dissipação interna de potência, devendo o mesmo ter algum lastro de dissipação. As especificações de potência poderão variar muito, indo desde 10 watts até cerca de 100 watts (transistores mais conhecidos). Terminamos aqui estas considerações para substituição de transistores. figura 45 +B TSH Transformador de Saída Horizontal 800Vpp Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-01 à M4-04. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 18 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 2 MÓDULO - 4 FONTES NEGATIVAS E CONTROLE PELO POTENCIAL NEGATIVO fonte regulado com controle pelo negativo Análises de defeitos fonte regulada (controle negativo) fonte regulada com tensão de saída negativa Fonte simétrica com controle de estabilização FONTES REGULADAS ATRAVÉS DO NEGATIVO DA ALIMENTAÇÃO No módulo 2 estudamos as fontes reguladas em que a referência do circuito era o ponto de “terra”, sendo que lá foi mencionado sobre as fontes com saídas com tensões negativas. Quando falamos em ponto terra, será a referência tanto para a tensão de entrada (Ve) como para a tensão de saída (Vs). Com isso a tensão de saída era obtida através de uma queda de tensão provocada pelo transistor regulador, sempre em relação ao “terra”, como mostra a figura 1. tensão que está sobre C1, o mesmo acontecendo com a tensão de queda sobre o transistor TR1. figura 2 D1 Ve Vs Vs D2 C1 V figura 1 Ve REDE D3 D4 V -Vr D1 D2 D3 RL (CARGA) D4 O transistor regulador (TR1) pode ser tanto PNP como NPN, sendo que o princípio de funcionamento é sempre o mesmo; a tensão de saída será maior quanto maior for a polarização do transistor regulador, que por sua vez será controlado pela corrente de sua base, através do circuito de controle; o circuito de controle é formado geralmente por um transistor amplificador de erro, que receberá uma amostra da tensão de saída, criando maior ou menor polarização para o transistor regulador. Veremos agora, outros tipos de fonte que não tem o ponto de terra como referência comum entre a tensão de saída (Vs) e a tensão de entrada (Ve). Apesar de partirem do mesmo principio de fonte regulada, que é de colocar um transistor para provocar uma queda de tensão entre a tensão de entrada e a tensão de saída, este transistor agora será colocado entre o negativo da tensão de entrada e o negativo da tensão de saída, como mostra a figura 2. Neste circuito podemos ver que o positivo da tensão de entrada (Ve) está ligado diretamente ao positivo da tensão de saída (Vs), sendo o ponto de “terra”, ligado do outro lado da carga. Assim, haverá uma corrente circulante pela carga RL e também pelo transistor TR1, que fará a conexão da carga ao potencial negativo. Se imaginarmos que a carga RL e também TR1 tenham a mesma resistividade, teremos sobre a carga a metade da ELETRÔNICA TR1 TR1 C1 REDE RL (CARGA) Deste modo a tensão de saída terá seu valor regulado pela polarização maior ou menor de TR1, que saturando, levaria a referência “terra” até o potencial negativo da fonte, que representaria a maior tensão possível sobre a carga. Da mesma forma, com a falta de polarização de TR1, teríamos neste a maior resistência e toda a tensão da fonte cairia sobre ele, sendo que sobre a carga a tensão seria muito baixa ou zero. Como o transistor é NPN, continuará valendo para sua polarização, que a tensão de base receba uma tensão de 0,6V mais positiva que a tensão de emissor, ou seja, o circuito que irá polarizar este transistor, deverá trazer uma amostra do potencial positivo. Para que possamos ter uma ideia completa de como o circuito funciona em detalhes, utilizaremos a figura 3, que mostra o circuito completo de polarização. Talvez, o aluno prefira acompanhar o mesmo circuito, desenhado com uma disposição diferenciada (figura 4), que talvez facilite a outros alunos. É de fundamental importância que o aluno entenda, que ao deparar-se com um circuito complexo, que não consegue entender o funcionamento, que o redesenhe, para que algumas funções não compreendidas possam ficar mais claras. Após a tensão de rede de 110Vac, ser retificada e filtrada, criaremos sobre C603 uma tensão em torno de 150Vdc, que poderá ser um pouco maior ou menor, dependendo de como a rede elétrica se apresenta. Veja que no esquema, não temos a carga colocada de forma detalhada, mas que deverá existir e deverá ser de um valor mínimo de 390 ohms, pois esse valor ficará em série com o resistor R901 de 180 ohms, que em funcionamento normal, terá uma queda de tensão de 35V (+115V da saída menos a tensão de entrada com 150V), que gerará uma corrente por este resistor de FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 19 APOSTILA MÓDULO - 4 +115V D602 6,8V C605 4,7 F C603 470 F R606 150k R602 15k R603 4,7k R610 8,2 R608 3,9k R612 22k C606 10 F RV601 330 R605 39k R604 390 C604 4,7 F Q602 2SA893A C607 100pF R607 62k Q601 2SA893A R611 4,7 R901 180 Q603 2SD478 figura 3 R901 180W quase 0,2A e causando uma dissipação de potência de ligado do potencial positivo da alimentação até o emissor 7W reais. Logo a potência deste resistor deverá ser de do transistor Q602, haverá uma tensão de emissor de 108,2V (115V da saída menos a tensão de queda no 10W. Desta forma, ignorando todo o circuito transistorizado, zener). Subtraindo 7,45V de +115V (tensão de saída da teríamos uma resistência de carga com valor máximo de fonte), teremos na base do transistor Q602 uma tensão 390 ohms, que em série com o resistor R901, iria gerar de 107,55V, ou seja, 0,65V entre base e emissor de Q602, produzindo assim sua polarização. para a saída uma tensão em torno de 110 ou 115V. É muito importante que o aluno note que o resistor R901, Todo o processo explicado até aqui, mostra que, quando está em paralelo com o transistor Q603, que no nosso a fonte chegar à tensão esperada de +115V, o circuito caso específico, funciona como o transistor TR1 da figura amplificador de erro deverá ser polarizado, de forma a anterior. É interessante afirmar, que enquanto a carga (ou não permitir que a tensão suba além disso, ou seja, fique resistência de saída) for de 390 ohms, não haverá estabilizada nesta tensão. Isto quer dizer que o necessidade de polarização de Q603. Mas, fica claro que amplificador de erro deverá produzir uma realimentação o consumo é bem maior que 0,2A, ou seja, podemos negativa, de forma que se a tensão de saída tender a afirmar que se o consumo chegar a ser de 1A ou próximo subir, haverá maior polarização de Q602 e com isso a isso, o transistor deverá drenar uma corrente de 0,8A, menor polarização para o transistor regulador Q603. que somada a corrente circulante por R901 (0,2A) O transistor Q603, necessita de um potencial positivo em completará o 1A de consumo. Também podemos afirmar sua base para gerar maior polarização para ele. Já, esta que o transistor Q603 terá uma queda de 35V e com uma polarização é gerada por Q601, que possui em seu corrente de 0,8A, terá um dissipação de potência de 28W. emissor (ligado à massa) um potencial mais positivo que Após estas primeiras considerações, vamos verificar o presente em seu coletor (ligado ao potencial negativo como o circuito funciona para acionamento do transistor da fonte). Já este transistor, para ser polarizado, Q603. Temos um divisor de tensão, formado por R608 necessitará em sua base de um potencial mais baixo, que (3,9k), RV601 (330 ohms) e R607 (62k). Como o valor de é obtido à partir dos resistores R602 e R603 (ligados ao R607 é muito maior do que os outros, haverá sobre ele a potencial negativo da fonte). Assim, caso o transistor maior queda de tensão. Supondo que a tensão de saída Q602 seja polarizado, ele colocará um potencial mais seja como indicado pela figura em 115V, teremos a positivo em seu coletor e consequentemente elevando o mesma tensão sobre este divisor resistivo. Cabe figura 4 agora, calcular qual será a queda de tensão em D602 R608 6,8V cada um dos resistores, desconsiderando o 3,9kW c u r s o r d o p o t e n c i ô m e t r o . Te m o s o Q602 potenciômetro RV601, como nossa referência e RV601 C605 330W 115V podemos afirmar que R608 será 12 vezes maior C606 4,7mF R606 10mF 150kW que ele. Por sua vez, R607 é 180 vezes maior R607 que RV601. Desta forma, somando as 62kW C607 R605 100pF proporções, teremos o valor de 193, que dividirá 39kW C603 150V o valor da fonte de +115V, resultando em 0,6V, 470mF Q601 R604 que será a tensão de queda sobre RV601. Já o 390W resistor R608, receberá sobre ele uma tensão de R603 7,15V, que somado com 0,3V (metade da queda 35V 4,7kW sobre RV601), resultará em uma tensão de R610 C604 8,2W 7,45V de queda sobre o cursor de RV601 até o R602 4,7mF lado de cima de R608. 15kW Observando agora que há um zener de 6,8V, Q603 R611 4,7W 20 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 potencial na malha formada por R605, R603 e R602, diminuindo a polarização de Q601 e consequentemente, Q603. Em resumo, quando a tensão de saída da fonte (momento em que ligamos), está abaixo de +115V, o transistor Q603 é intensamente polarizado por Q601, até que ao atingir a tensão de +115V na saída, haja a polarização para Q602, diminuindo ou mantendo controlada a polarização para Q601 e Q603. O trimpot RV601, fará um mínimo ajuste na tensão de saída, visto que a fonte trabalhará com tensão para a saída sempre em +115V, logo, não tendo necessidade que RV601 tenha grande influência na variação da tensão de saída. Se virarmos o cursor de RV601 para cima, diminuiremos a polarização de Q602, permitindo maior polarização para Q601 e Q603, e a tensão de saída da fonte tenderá a aumentar. O capacitor C607, não permitirá que nenhum ruído ou ripple da fonte seja amplificado pelo transistor Q602, pois com ele ligado do coletor para a base, um aumento rápido na tensão de base irá produzir uma queda na tensão de coletor, sendo que o capacitor obrigará a tensão de base também a cair, evitando a amplificação de quaisquer variações rápidas. O capacitor C604, trabalhará como um filtro do ripple da fonte, evitando que este chegue ao circuito de controle. Quando dizemos que a tensão de saída está alta, normalmente o transistor amplificador de erro deverá detectar este aumento de tensão e gerar uma realimentação negativa para que o transistor driver e regulador sejam menos polarizados, visando manter a tensão de saída estável em +115V, o que não está ocorrendo. A figura 6, mostra em outra forma de visualização, como está se comportando a fonte de alimentação. Podemos ver que sobre C603, temos a tensão de +150V. Teremos sobre C606 a tensão de +125V, onde deveria ter +115V, e claro o restante da tensão +25V sobre o transistor Q603, significando que ele está polarizado acima do normal. Verificando a tensão de emissor de Q602, encontramos 118,2V, que é exatamente 6,8V abaixo da tensão de saída (+125V). Podemos dizer que o aumento da tensão de saída foi de +10V, ocorrendo o mesmo aumento no emissor, visto que o diodo zener transfere esta variação, com 6,8V abaixo dela. Já na base do transistor, também haverá o aumento de tensão, mas não na proporção direta que ocorreu no emissor; na base, os valores dos resistores do divisor de tensão criarão um aumento de tensão proporcional aos seus valores. Como R608 é 16 vezes menor que R607, teremos uma elevação de 7,8V no cursor de RV601, que fatalmente elevará a tensão de base, mas em uma proporção menor do que ocorreu no emissor. Assim, teremos uma maior polarização para o transistor Q602, que deverá diminuir sua resistência interna entre coletor e emissor, aumentando a tensão do coletor, como de fato aconteceu, subindo para cerca de 110V, como mostra a figura 7. Vemos ainda nesta figura, que a elevação da tensão do coletor de Q602, deveria cortar os transistores Q601 e Q603, mas pelas tensões indicadas na malha, estes estão polarizados. Veja que o transistor Q601 tem seu emissor ligado à massa, sendo que esta tensão será sempre zero volt, desde que façamos a medição com a ponta preta do multímetro no massa ou referência. Como temos indicada uma tensão de -0,9V do lado esquerdo de R604, fica claro afirmar que o transistor Q601 está polarizado. Esta afirmação é confirmada pela tensão existente na base do transistor Q603 que apresenta 4,1V ANÁLISE DE DEFEITOS Vamos agora passar a analisar defeitos neste tipo de fonte de alimentação. Para isso, utilizaremos a figura 5, que mostra uma tensão de saída de +125V, ou seja, maior que a tensão normal que é de +115V. Como dissemos anteriormente, a polarização para o transistor regulador (Q603) será feito por Q601 e a polarização deste por R604, R603 e R602 até chegar ao potencial de entrada mais negativo. Começamos a análise por verificar a polarização do amplificador de erro, formado pelo divisor de tensão R608, RV601 e R607, levando uma determinada tensão até a base de Q602 e também o diodo zener D602, que leva uma tensão fixa até o emissor do mesmo transistor. +115V 118,2V 150V C603 470 F -6,6V R602 15k C604 4,7 F D602 6,8V C605 4,7 F 18,4V R606 150k R603 4,7k R605 39k 4,4V 117,9V Q602 2SA893A R608 3,9k 125V R612 22k C606 10 F RV601 330 R604 390 C607 100pF 110V -0,9V R607 62k 116,2V 117,6V 24,1V 3,5V figura 5 Q603 2SD478 Tensões medidas em relação ao Q601 2SA893A 4,1V R611 4,7 R901 180 ELETRÔNICA R610 8,2 -0,6V 24,4V Tensões medidas em relação ao negativo de C603 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 21 APOSTILA MÓDULO - 4 ou osciloscópio é opcional ao técnico e de acordo com a capacidade de interpretação. Constatado D602 R608 que o transistor Q601 e Q603 estão polarizados e 6,8V 3,9kW deveriam estar cortados, vamos ver como isto Q602 está ocorrendo. RV601 C605 330W 125V Observando agora a figura 8, podemos afirmar C606 4,7mF R606 10mF que o transistor Q602 está próximo à saturação, 150kW R607 pois como vimos anteriormente, sua tensão de 62kW C607 R605 emissor está correta com 118,2V e sua 100pF 39kW C603 150V polarização de base, permite a ele grande 470mF Q601 polarização, e consequentemente elevando o R604 390W potencial do coletor. Considerando que temos 110V de tensão de coletor (medida em relação à R603 25V 4,7kW massa), e uma tensão de -25V no lado de baixo R610 de R602 (também medida em relação à massa), C604 8,2W R602 4,7mF teremos um total de 135V, tensão esta que está 15kW sobre o conjunto formado por R605, R603 e R602. Considerando que a somatória de R602 e figura 7 R603, resulta em cerca de 20k, podemos dizer D602 R608 que R605 de 39k, é duas vezes maior que a 6,8V 3,9kW 118,2V somatória de R603/602. Assim, dividindo a Q602 tensão de 135V por 3, teremos uma tensão de RV601 45V, que deveria ser a queda de tensão sobre C605 330W 125V C606 4,7mF R606 R602/603. Somando +45V aos -25V da tensão 10mF 150kW medida abaixo de R602, teremos +20V que R607 62kW C607 deveria ser a tensão entre R605 e R603, onde 110V R605 100pF 39kW encontramos -0,9V. Aparentemente, o resistor C603 150V 470mF R605 estaria alterado para um valor muito acima Q601 R604 dos 39k. Mas antes de concluir isso, devemos -0,9V 390W 4,1V verificar se capacitores ou outros componentes R603 25V alterados, não poderiam fazer cair a tensão no 4,7kW ponto. Temos na malha onde estamos medindo a R610 -6,6V C604 8,2W tensão de -0,9V, o capacitor C605, que está R602 4,7mF 3,5V 15kW ligado ao potencial positivo e claro, se houvesse uma fuga no mesmo, elevaria o potencial no p o n t o m e d i d o . figura 9 e no emissor, 3,5V. Veja D602 Temos também entre 6,8V que estas tensões foram D602 118,2V R603 e R602, outro Q602 6,8V medidas com a ponta 118,2V Q602 p r e t a d o m u l t í m e t r o capacitor, o C604, que apresenta sua armadura colocada no potencial figura 8 negativo da retificação da positiva, ligada a um rede, ou seja, no negativo potencial mais alto (massa C607 110V do capacitor C603. Desta ou terra) do que a tensão 100pF C607 110V R605 f o r m a , e m v e z d e entre R603 e R602. 100pF 39kW R605 m e d i r m o s t e n s õ e s Ficamos assim, com a R4 39kW R605 negativas - quando a única possibilidade de -0,9V alterado para 390W R605 alterado e com isso mais de 80k ponta preta está ligada na -0,9V abaixando o potencial R603 massa, passamos a medir R4 Q601 4,7kW R603 390W t e n s õ e s s o m e n t e entre R605 e R603, levando à polarização o 4,7kW -6,6V positivas. Este troca do transistor Q601 e Q603, R602 -6,6V ponto de referência para a 15kW como mostra a figura 9. R602 ponta preta do multímetro figura 6 R901 180W Q603 R611 4,7W R901 180W Q603 R611 4,7W -25V 15kW ANÁLISE DE DEFEITOS EM FONTES COM CONTROLE PELO NEGATIVO Nos exercícios da página seguinte, não faremos desenhos resumidos ou mostraremos o desenho simplificado da figura 4. Caberá ao aluno, caso sinta necessidade redesenhar e esforçar-se para entender cada um dos defeitos propostos. Apesar disso, faremos a explanação detalhada de todos os exercícios. Resposta do defeito da figura 10: Nesta fonte, podemos ver que a tensão de saída está baixa com +95V (normal: +115V). Como não está dizendo se algo está aquecendo, 22 vamos considerar que o defeito é falta de polarização para o transistor regulador. Apesar disso, note que uma diminuição da tensão de saída, provocará um aumento de tensão sobre o transistor regulador (Q603) e também sobre R901, levando-o a um razoável aquecimento. Podemos inclusive afirmar, que se a tensão sobre ele for de 55V, como mostrado no defeito, ele terá uma dissipação de potência de 16W, que fatalmente o levará à queima. Esses resistores devem ser do tipo fusistores e não resistores de fio, pois resistores de fio resistem à potências bem maiores FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 +115V D602 6,8V 88V 150V C603 470 F -14V C605 4,7 F R604 390 1V R608 3,9k 95V R612 22k C606 10 F RV601 330 R605 39k R603 4,7k C604 4,7 F Q602 2SA893A R606 150k 41V R602 15k 89,1V C607 100pF -1V 16V -55V R607 88,6V 62k 88,9V 54V 0,4V figura 10 Tensões medidas em relação ao Q601 2SA893A R610 8,2 -0,6V 1V R611 4,7 R901 180 54,4V Tensões medidas em relação ao negativo de C603 Q603 2SD478 +115V D602 6,8V 123,2V 150V C603 470 F -7,2V C605 4,7 F 124,1V Q602 2SA893A 12,8V R602 15k C604 4,7 F C607 100pF R604 390 5,3V 130V R612 22k C606 10 F RV601 330 R605 39k R603 4,7k R608 3,9k -3V 23V R607 62k 123,5V 123,8V 17V 4,2V figura 11 Tensões medidas em relação ao Q601 2SA893A R610 8,2 -0,6V 4,8V R611 4,7 R901 180 19,4V Tensões medidas em relação ao negativo de C603 Q603 2SD478 +115V D602 6,8V 90,2V 150V C603 470 F -41V C605 4,7 F 1,6V R608 3,9k 97V R612 22k C606 10 F RV601 330 R605 39k R603 4,7k C604 4,7 F Q602 2SA893A R606 150k 12V R602 15k 91,3V R604 390 C607 100pF -1,2V 17V R607 89,8V 62k 91V 51,8V figura 12 0,5V R610 8,2 1,1V R611 4,7 R901 180 ELETRÔNICA Q603 2SD478 90,2V Q601 2SA893A -0,6V Tensões medidas em relação ao 52,4V Tensões medidas em relação ao negativo de C603 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 23 APOSTILA que suas nominais. Já os fusistores, quando ultrapassam sua potência nominal, acabam abrindo seus contatos. Como temos uma tensão de saída de +95V, deverá haver no emissor do transistor amplificador de erro uma tensão 6,8V menor, ou seja, 88,2V, que foi encontrada no emissor. Já para a base encontramos a tensão de 88,9V, ou seja, maior do que a tensão de emissor, indicando que este transistor não está com a junção base e emissor polarizada. Apesar disso, vemos em seu coletor uma tensão de +16V que está acima da tensão encontrada do lado esquerdo do resistor R605. Aparentemente este transistor estaria com corrente circulante entre emissor e coletor, mas na verdade, esta corrente está vindo pelo resistor R606 de 150k. Se calcularmos a queda de tensão sobre R606 e R605, veremos que estão proporcionais. Assim, vemos que o transistor Q602 está cortado. Com este corte, teremos uma queda de tensão na base de Q601, que será polarizado o que também polarizará Q603. Na verdade, ambos estão polarizados, mas de forma reduzida, explicando porque a tensão de saída está baixa. Fazendo agora um cálculo entre os resistores R605, R603 e R602, vemos que do lado direito de R605, há uma tensão de 16V e no lado esquerdo de R602, uma tensão de -55V (tensão medida à partir do terra). Somando as duas tensões, teremos um total de 71V sobre este jogo de resistores. Agora, calculando a malha série, desconsiderando a ligação de R604 e emissor base de Q601, deveríamos ter uma tensão de -31V entre R605 e R603, o que iria gerar uma boa polarização para o transistor Q601, o que não está acontecendo, pois o que temos é uma tensão de somente -1V. Fica claro que poderia haver uma alteração no resistor R602 ou ainda no resistor R603, mas pela tensão indicada entre eles de 13,5V, podemos afirmar que possuem quedas de tensão proporcionais. Como estes resistores não estavam alterados, algo estava causando um aumento de corrente por eles e consequentemente elevando a tensão entre R603 e R605. Observamos então que existe um capacitor eletrolítico, C605, ligado do potencial positivo até a ligação entre R605 e R602, que se apresentasse uma fuga, iria elevar a tensão do ponto e com isso, diminuiria a polarização de Q601 e por conseguinte, Q603. Logo, pudemos concluir que C605 estava com fuga. Resposta do defeito da figura 11: Nesta fonte, podemos ver que a tensão de saída está alta com +130V (normal: +115V). Sendo assim, já podemos afirmar que o transistor Q603 está bem polarizado, o que pode ser confirmado pela queda de tensão sobre R611 (4,2V). Veja que um aumento na tensão de saída de qualquer fonte, deveria fazer com que o amplificador de erro, fizesse a correção do processo, diminuindo a fonte e mantendo-a estabilizada em +115V. Começamos a análise por conferir a tensão de emissor de Q602 que está com 6,8V a menos que a tensão de saída, ou seja, a tensão esperada para o problema. Com esta elevação considerável da tensão de emissor de Q602, o colocaria em uma condição de muita polarização; mas quando verificamos a tensão de base, encontramo-la com 123,8V, ou seja, uma tensão de 0,6V acima da tensão de emissor. Com isso, o transistor Q602, deveria estar completamente cortado, o que está acontecendo, pois vemos que a tensão em seu coletor de 23V é gerada somente pela malha série dos resistores R606 e R605. Mas, com a elevação da tensão de saída, a lógica seria o transistor Q602 estar mais polarizado e não cortado, como foi constatado pelas tensões de emissor, base e coletor. Partindo agora para uma análise mais detalhada da polarização feita pelo divisor de tensão formado por R608, 24 MÓDULO - 4 RV601 e R607, podemos afirmar, que a tensão do cursor deveria ser 122V, o que daria plenas condições para a polarização do transistor. Considerando que no cursor de RV601, temos uma tensão de 123,8V, subtraindo esta da tensão de saída que está com 130V, ficamos com um valor de tensão de 6,2V. Somando agora o lado de cima de RV601 (160 ohms) com o resistor R608 de 3,9k, teremos um valor de 4k (arredondando). Somando também o lado de baixo de RV601 (160 ohms) com o resistor R607 de 62k, teremos um valor arredondado de 62k. Assim, poderemos afirmar que o resistor R607 mais RV601 (lado de baixo) é 15,5 vezes maior que o conjunto formado por R608 mais lado de cima de RV 601. Mas dividindo a tensão de 123,5V, presente no cursor de RV601, pela queda de tensão no conjunto de cima (6,2V), temos uma relação de praticamente 20x. Agora multiplicando esta relação de 20x pelo valor do conjunto de cima que é de 4k, teremos como resultante para a resistência da malha de baixo, o valor de 80k, que é para quanto alterou o resistor R607. Resposta do defeito da figura 12: Nesta fonte, podemos ver que a tensão de saída está baixa com +97V (normal: +115V). Como não está dizendo se algo está aquecendo, vamos considerar que o defeito é falta de polarização para o transistor regulador. Apesar disso, note que uma diminuição da tensão de saída, provocará um aumento de tensão sobre o transistor regulador (Q603) e também sobre R901, levando-o a um razoável aquecimento. Podemos inclusive afirmar, que se a tensão sobre ele for de 53V, como mostrado no defeito, ele terá uma dissipação de potência de 16W, que fatalmente o levará à queima. Esses resistores devem ser do tipo fusistores e não resistores de fio, pois resistores de fio resistem à potências bem maiores que sua nominais. Já os fusistores, quando ultrapassam sua potência nominal, acabam abrindo seus contatos. Começamos a análise por conferir a tensão do emissor de Q602, que encontra-se com 90,2V (tensão 6,8V mais baixa que a tensão de saída em 97V). Já a base do transistor encontra-se com uma tensão de 91V, que é 0,8V maior que o emissor, onde podemos afirmar que este transistor está cortado. Veja que uma diminuição da tensão de saída, deve levar o transistor Q602 à uma menor polarização, e que neste caso está totalmente cortado; na verdade, quando dizemos cortado, é que não existe polarização para o emissor e base. Apesar disto, apenas confirmaremos seu corte ao conferir a tensão de coletor, que está com 17V, o que prova que está realmente cortado, pois o nível de tensão do positivo, está vindo através do resistor R606. Com o corte de Q602, e com sua tensão de coletor chegando ao nível mais baixo (17V), toda a malha formada por R605, R603 e R602, deveria gerar um potencial bem negativo entre R605 e R603, com cerca de -30V (claro que sem a influência do resistor R604 e emissor e base de Q601). A tensão encontrada foi de 1,2V, indicando que há pouca tensão negativa, o que polariza menos Q601 o mesmo ocorrendo para Q603. Considerando agora que a polarização de Q601 depende dos resistores R603 (15k) e R602 (4,7k), vemos que entre eles existe uma tensão de -41V. Mas o estranho aqui, é que a tensão do lado esquerdo de R602, seria -53V, gerando uma queda de tensão de 12V sobre R602 (15k). Já o resistor R603 (4,7k), apresenta uma queda de tensão de quase 40V. Como o capacitor C604, que está entre eles, está ligado à um potencial mais positivo (terra), não poderia fazer com que a tensão ficasse mais negativa. Devido a isso já podemos afirmar que o resistor R603 está alterado, despolarizando Q601 e claro Q603. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 FONTES COM SAÍDAS NEGATIVAS Até agora, estudamos as fontes de tensão positiva, ou que possuem regulagens de tensão, ligadas ao potencial negativo. Apesar disso, existem também as fontes com tensão de saída negativa, além das fontes simétricas, que fornecem uma tensão positiva e outra negativa de mesmo valor absoluto, como +5Vdc e -5Vdc por exemplo. Pedimos aos alunos que revisem as três últimas aulas de módulo 2, onde temos muitos aspectos de funcionamento desde fontes mais simples, até as de correntes maiores. Primeiramente vamos analisar aqui, uma fonte negativa básica, comparada com uma fonte positiva. Na figura 13, temos uma fonte positiva básica, e como dissemos já abordada no módulo 2. Q1 +16V R1 +12V Q2 R2 R5 C1 e o coletor deste, ligado ao potencial mais baixo, ou -16V. A mesma lógica deverá ser aplicada ao transistor driver (Q2) que também será um transistor PNP. O transistor Q3, também PNP, será nosso amplificador de erro, pegando uma amostra da tensão negativa de saída, e comparando-a com a tensão negativa de seu emissor que será fixada por DZ01. Com isso, ele manterá uma tensão em seu coletor inversamente proporcional a tensão de saída, ou seja, caso a tensão de saída aumente (tornando-se mais negativa), haverá maior polarização para Q3 e seu coletor tornar-se-á menos negativo (tensão subirá para nível positivo); ele polarizará menos Q2, que por sua vez fará o mesmo com Q1, e com isso estabilizará a tensão de saída em -12Vdc. Quando a tensão de saída tender a cair (ficar menos negativa), Q3 será menos polarizado, ficando sua tensão de coletor mais negativa e com isso, havendo maior polarização para Q2 e consequentemente Q1, tendendo com sua maior polarização a aumentar o potencia negativo, estabilizando a fonte. C2 R3 Q1 -16V R4 Q3 R4 0,33W Q2 figura 13 Q4 R6 DZ01 O transistor Q1(NPN) é o transistor regulador, que será polarizado por Q2 (NPN), que funciona como um driver para Q1; Q3 (NPN) será o amplificador de erro, responsável pelo desvio de corrente proveniente do resistor R1, com o objetivo de controlar e estabilizar a tensão de saída. Já na figura 14 temos uma fonte também com 12V, mas agora 12V negativos (-12V), gerados à partir de uma tensão negativa de -16V. Comparando a figura 14 à anterior (figura 13), temos somente tensões negativas, sendo que os transistores que eram NPN agora são PNP; o transistor Q1 também será o transistor regulador, mas agora teremos que usar um transistor PNP, já que a corrente terá o sentido da tensão de saída (-12V) para a tensão de entrada (-16V), pois esta é menor que a tensão de saída. Q1 -16V R1 -12V Q2 R2 R5 C1 C2 R3 R4 Q3 figura 14 DZ01 R6 O aluno aqui deverá ser capaz de visualizar que o potencial de -12V é mais positivo que o potencial de -16V, sendo o emissor do transistor Q1, ligado à saída de -12V ELETRÔNICA -12V C2 Q3 figura 15 Vamos agora, na figura 15, pegar uma outra fonte negativa com um transistor de proteção por sobrecorrente e dimensionar as tensões para todo o circuito. Nele, também temos uma fonte estabilizada de -12Vdc, gerada a partir de uma tensão de -16V. Para dimensionar este circuito, devemos começar pela saída, cujas tensões já estão pré estabelecidas; R7 e R8 formam um divisor resistivo, cujas tensões sobre eles poderiam ser calculadas a partir das proporções de suas resistências; mas este circuito (R7/R8) não é somente um circuito série, tendo a derivação de corrente por R6, onde devemos, além de calcular as tensões por proporção, “somar” a queda de tensão provocada pela corrente circulante por R6, como é mostrado na figura 16. Temos R8 (15k) como a menor resistência, e por isso terá o valor de 1x; já R7 de 47k valerá proporcionalmente 3x, resultando um valor total de 4x que dividindo a tensão da fonte com 12V, resultará em 3V para cada “x”; se o circuito fosse série, teríamos uma queda de 3V sobre R8 e 9V sobre R7, obtendo com isso -3V entre os resistores R8 e R7, como mostra a figura 17. Levando em consideração agora o resistor R6, temos do lado esquerdo, a base de Q3, que deverá ter uma tensão de -2,7V, fixada pela tensão de emissor que é de -2,1V (tensão estabilizada pelo zener); já do lado direito, teremos inicialmente uma tensão de -3V, devido ao FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 25 APOSTILA MÓDULO - 4 divisor resistivo R7/R8, gerando uma diferença de potencial sobre R6 de 0,3V, que produzirá uma corrente circulante por R6 (10k) de aproximadamente 30mA; esta corrente também passará por R7 se somando a corrente que vem de R8 gerando uma corrente um pouco maior que circulará por R7 e consequentemente gerando nele uma queda de tensão também pouco maior. Como já tínhamos uma queda de 9V sobre R7 (corrente inicial de 200mA) a corrente total circulante por R7 passará para uma corrente total aproximada de 201 mA, já que a tensão entre R7 e R8 tenderá a subir e a corrente de R6 deverá diminuir consideravelmente. O novo valor da corrente de R6 será em torno de 8mA, e a corrente circulante por R8 também deverá diminuir para aproximadamente 193mA, provocando uma queda de tensão sobre R7 de aproximadamente 9,15V. Isso fará a tensão entre R7 e R8 ficar em torno de -2,9V e R6 terá uma queda de tensão menor que 0,1V. figura 17 figura 16 -12V -12V 3X 9V -2,8V Q3 +75V -2,9V D1 Na prática não é necessário fazermos tantas contas, bastando calcular o divisor resistivo R7/R8 e depois, somando a corrente de R6, teremos a queda de tensão de R7 um pouco maior. Assim, aumentamos um pouco (cerca de 1 ou 2%) a queda de tensão sobre o resistor que recebe a corrente extra (R7) e teremos as tensões corretas. Falta agora, calcular as tensões de polarização de Q1 e Q2, e novamente vamos começar pela tensão de saída. Temos -12V na saída, e supondo uma corrente total da fonte de 1A teremos uma queda de tensão aproximada em R4 de 0,3V. Logo, no emissor de Q1 teremos -12,3V, fixando em sua base a tensão de -12,9V (0,6V a menos), que será a mesma tensão do emissor de Q2. Com isso, também saberemos que a tensão da base de Q2 que deverá ser de -13,5V, ficando com o dimensionamento final, como mostrado na figura 18. figura 18 -16V -16V Depois de estudarmos a fonte negativa, vamos começar a ver o funcionamento das fontes simétricas, que nada mais são do que fontes com saídas de tensão positiva e também tensão negativa, mas com tensões iguais (uma positiva e outra negativa, gerando o nome de simétricos ou simétricas). As fontes simétricas podem ter origem diretamente da rede ou então provenientes de transformadores, gerando tensões positivas e negativas em relação à uma referência (massa). Na figura 19, temos a rede elétrica sendo retificada em onda completa, gerando uma tensão total de +150V. Como colocamos em série dois capacitores eletrolíticos de filtro (C1 e C2) teremos a metade da tensão em cada um deles; teoricamente seria isso que deveria acontecer, mas na prática, não é bem assim. Podemos dizer que durante a carga haveria uma igualdade de tensões sobre os capacitores (75V para cada), mas, ao estarem carregados, ficará com maior tensão o que tiver menor fuga interna e vice-versa. Vejam que quando digo “fuga interna”, todos os eletrolíticos em bom estado a possuem, e esta pode variar de 100k até I -2,1V 1X 3V FONTE SIMÉTRICA Q1 -12,3V -12V -12V R4 0,33W Q2 Q4 REDE ELÉTRICA D2 D3 RA C1 D4 C2 RB figura 19 -75V mais de 300k. Se colocarmos eletrolíticos que possuem fugas internas diferentes, nunca conseguiremos as tensões sobre os capacitores de forma equilibradas. Devido a isto, somos obrigados a colocar resistores que ficarão em série e estes em paralelo com os capacitores (RA e RB). Estes resistores são chamados de equalizadores de tensão. Os valores destes resistores, deverão sempre ser menores que as fugas. Podemos dizer que valores em torno de 47k ou menor (mínimo de 10k), resolveriam o problema do equilíbrio de tensões sobre os capacitores. Vemos também que entre os C2 +75V D1 D2 C1 -2,8V REDE ELÉTRICA -13,5V Q3 D3 D4 -2,1V -2,9V C2 figura 20 -75V 26 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 elétrico, com componentes de numeração ímpar, será nossa fonte positiva de +48V; a segunda, na parte inferior, formada pelos componentes pares, será a fonte negativa de -48V. A primeira parte da fonte, podemos definir como sendo a retificação da tensão AC, proveniente da rede elétrica ou transformador. Esta retificação é feita pelos diodos D1, D2, D3 e D4, sendo posteriormente filtrada simetricamente por C1 e C2 gerando a tensão DC de entrada em torno de ± 75V. Voltando à fonte, teremos o transistor Q1 (NPN) como transistor regulador da tensão positiva de +48V, e Q2 o transistor (PNP) regulador da tensão negativa de -48V; além dos transistores reguladores temos os drivers Q3 e Q4, que junto com os transistores reguladores formam uma configuração darlington aumentando o ganho total (b) do conjunto regulador. O controle e estabilização da fonte positiva, será feito por Q3, e da tensão da fonte negativa será feito por Q4; ambos, funcionam como amplificadores de erro, comparando uma amostra da tensão de saída em suas bases com uma tensão fixa de referência do emissor. resistores e capacitores, colocamos o ponto de referência ou massa. Apesar desta ser a forma mais simples de gerar uma tensão simétrica, não possui isolação com a rede elétrica, podendo em alguns casos, produzir choques elétricos nos usuários. figura 21 Q1 TIP31B Q3 BC546 C1 470mF R11 10W R13 2,2kW R1 22kW D3 C2 470mF R7 10kW C5 4,7mF R5 10kW Q5 BC546 D2 C7 470mF C9 10kpF R3 22kW D6 BAX13 D5 24V R4 22kW C10 10kpF D1 +48V C11 100kpF Q6 BC556 R9 10kW R10 15kW D4 R2 22kW Q4 BC556 ANÁLISE DE DEFEITOS R14 2,2kW R8 15kW C6 4,7mF R12 10W Q2 TIP32B -48V C8 470mF A figura 20, mostra uma forma convencional de gerar uma tensão simétrica de +75V e -75V, via transformador isolador. Para gerar a tensão de +75V e -75V, o transformador deverá receber indução de 150V entre seus pontos extremos no secundário. Notem também que para melhorar e estabilizar a referência de terra ou massa, o center tap (ligação central) do transformador é ligada ao massa. As tensões geradas nos dois exemplos passados, apesar de serem simétricas, não são estabilizadas e alterarão suas tensões de saída, conforme variação da rede elétrica. Podemos dizer que até determinado consumo, a rede elétrica não sofre alteração em sua tensão nominal até a entrada de nosso relógio medidor de energia. Normalmente, após o relógio, as bitolas dos fios são menores do que realmente deveriam ser e desta forma, quando produzimos um consumo maior (utilizando equipamentos como secadores, forno de microondas e chuveiro), há uma queda de tensão no ramal onde estão ligados estes equipamentos. Assim, faz-se necessário, muitas vezes, utilizarmos de tensões estabilizadas que não somente manterão as tensões de saída estabilizadas para o consumo da carga, bem como imunes às variações da rede elétrica. Como exemplo, vamos pegar a fonte da figura 21 que fornece uma saída simétrica de +48V e -48V. Nela temos duas fontes distintas: a primeira, que pode ser vista na parte de cima do esquema ELETRÔNICA A análise de defeitos em fontes negativas ou simétricas obedecem os mesmos procedimentos da análise de uma fonte regulada positiva, ou seja, depois de identificado o tipo de defeito apresentado pela fonte, devemos achar a parte específica, ou o componente que está causando o dano. Podemos ter o defeito na parte de regulagem, ou ainda na parte de controle; para isso devemos analisar a polarização em torno do transistor amplificador de erro, para saber se sua condução é ou não compatível com a figura 22 Q1 TIP31B Q3 BC546 65,3V C1 470mF R11 10W R13 2,2kW R1 22kW C9 10kpF 50,3V Q5 BC546 D2 D6 BAX13 D1 D4 D3 R7 10kW C5 4,7mF R5 10kW R3 22kW 58,1V 49,7V D5 24V C11 100kpF R9 10kW 49V 25,2V R10 15kW Q6 BC556 24,6V 0,6V C7 470mF -41,5V +4V R4 22kW C2 470mF R2 22kW C10 10kpF Q4 BC556 -40,9V R14 2,2kW R8 15kW C6 4,7F m -40V -65,3V R12 10W -59,3V Q2 TIP32B -40,3V C8 470mF FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 27 APOSTILA MÓDULO - 4 Como temos uma tensão proveniente do zener D5, esta deverá passar pelo diodo D6, até chegar na massa, teremos 0,6V fixos, no emissor de Q6, o que está ocorrendo como podemos constatar pela figura. Verificando a tensão de base, encontramos +4V, em vez de zero volt, que seria o normal para a polarização de Q6. Isto se deve ao potencial de saída da fonte negativa estar com -40V (tensão baixa), pois existem dois resistores de mesmo valor 15k, que são R8 e R10, que estão ligados à base de Q6. Como para o defeito, temos um total de 88V (+48 e -40V), deveremos dividir estar figura 22a -40V -40,3V tensão por 2, que resultará em 44V. Subtraindo Q2 esta tensão da saída negativa que está com -40V, TIP32B teremos +4V. Com esta tensão de base, Q6 deve R12 -59,3V estar totalmente cortado, sendo que devemos 10W passar a análise para o coletor do mesmo. C8 A polarização dos transistor Q2 e Q4, deverá ser R2 R14 470mF C2 22kW 2,2kW feita pelos resistores R2 e R4, que levará a base Q4 470mF C6 BC556 de Q4 para o potencial mais negativo. Vejam que -40,9V R8 4,7mF para o defeito, poderia haver uma fuga entre C10 R4 15kW 10kpF 22kW emissor e coletor de Q6, elevando o potencial do +4V coletor (menor tensão negativa) o que D3 0,6V -41,5V D4 -65,3V despolarizaria Q4 e Q2. O problema ainda poderia ser provocado por uma fuga em C10 que D6 é totalmente descartado, pela tensão de +4V na tensão positiva R10 BAX13 15kW D1 base de Q6. Ainda cabe aqui, falta de ganho em Q6 D5 D2 Q4 ou Q2, mas que também pode ser inicialmente TIP32B 24V +49V descartada, pois as tensões entre base e emissor destes transistores estão normais em 0,6V. Finalmente ainda poderia haver uma alteração Nesta fonte, podemos perceber que a tensão positiva nos resistores de polarização para a base de Q4, e como está com +49V, indicando que está correta, já a tensão são dois e de valores iguais, basta verificar a tensão de saída negativa encontra-se com -40V, indicando que a entre eles, onde encontramos -59,3V. Vejam que algo fonte negativa está baixa e claro, com defeito. estranho acontece aqui, pois a queda sobre R2 está O próximo passo será reconhecer os componentes que sendo de 6V, enquanto a queda de tensão sobre R4 está fazem parte da fonte negativa, que no caso (figura 22), sendo de 17,8V. Entre eles há um capacitor ligado à fica na parte de baixo. Para facilitar a análise, vamos massa e como no caso o massa é mais positivo que a redesenhar o diagrama da fonte, deixando apenas os tensão da malha, não poderia haver fuga neste capacitor. componentes pertencentes à fonte negativa, e Sendo assim, o defeito ficou sendo o R4 alterado, como rearranjando a disposição dos componentes para mostra a figura 22b. melhorar a visualização do funcionamento. Este Q2 recurso de redesenhar será útil, quando tivermos TIP32B dificuldades de entender como a polarização se R12 Q4 -65,3V processa. Este redesenho da fonte, pode ser visto na 10W BC556 0,6V -40V figura 22a. C8 Como a tensão de saída está mais baixa com -40V R2 470mF R14 6V 22kW R4 (deveria ser -49V), podemos concluir inicialmente que 2,2kW 0,6V C6 22kW o transistor Q2 está pouco polarizado, por falha nele R8 4,7mF C10 mesmo (falta de ganho) ou ainda má polarização. O 15kW 17,8V 10kpF próximo passo seria analisarmos a polarização do 0,8mA transistor amplificador de erro (Q6) e localizar em que R4 parte da fonte estaria o defeito. A lógica, será que, ao alterado Q6 cair a tensão da fonte, o transistor amplificador de erro BC556 (Q6), será pouco polarizado ou totalmente cortado, R10 3,4V 15kW visando aumentar a polarização do driver (Q4) e figura 22b regulador (Q2). tensão apresentada na saída da fonte; e após, identificado a parte da fonte com defeito, deveremos através da análise de proporções entre tensão e resistência, e com lógica ensinada desde o módulo 1, encontrarmos o componente defeituoso. Vamos pegar como exemplo a fonte da figura 22, que apresenta um defeito, visando gerar as habilidades necessárias para análise nos blocos e posteriormente para a prática real. 28 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ANÁLISE DE DEFEITOS Q1 TIP31B Q3 BC546 65,3V C1 470F m R11 10W R13 2,2kW R1 22kW C9 10kpF 58,1V D6 BAX13 D2 D1 R7 10kW C5 4,7mF R5 10kW Q5 BC546 D5 24V C11 100kpF figura 23: Localize o componente defeituoso somente pelas tensões indicadas nos círculos. Neste defeito, C7 470mF nada aquece e podemos ver que a fonte de alimentação negativa está 49V baixa. 49,7V 50,3V R3 22kW +48V Anotações: ____________________ R9 10 kW ______________________________ 25,2V R10 15kW Q6 BC556 24,6V ______________________________ ______________________________ D4 D3 0,6V R4 22kW C2 470mF R2 22kW R16 1kW -37V -39,5V Q4 BC556 C10 10kpF -38,9V R14 2,2kW ______________________________ -0,1V R8 15kW C6 4,7mF ______________________________ ______________________________ -38V -65,3V R12 10W -52,4V Q2 TIP32B ______________________________ C8 470mF -38,3V figura 24: Localize o componente defeituoso somente pelas tensões indicadas nos círculos. Neste defeito, nada aquece e podemos ver que a fonte de alimentação negativa está alta. ______________________________ -48V Q1 TIP31B Q3 BC546 65,3V C1 470mF R1 22kW D2 D6 BAX13 D1 ______________________________ D3 ______________________________ ______________________________ ______________________________ ______________________________ ______________________________ ELETRÔNICA C9 10kpF D4 R2 22kW R16 1kW R9 10 kW 49V 25,2V R10 15kW Q6 BC556 24,6V 0,6V R4 22kW C2 470mF D5 24V C7 470mF R7 10kW C5 4,7mF R5 10kW C11 100kpF +48V 49,7V 50,3V Q5 BC546 58,1V ______________________________ ______________________________ R13 2,2kW R3 22kW Anotações: ____________________ R11 10W -4,7V -54,7V Q4 BC556 C10 10kpF -54,1V R14 2,2kW -0,1V R8 15kW C6 4,7mF -53V R12 10W -60,8V Q2 TIP32B -53,5V -48V C8 470mF FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 29 APOSTILA MÓDULO - 4 RESPOSTAS DA ANÁLISE DE DEFEITOS primeiramente iríamos desligar o capacitor C10 e caso não surtisse diferença na tensão, o Figura 23: Nesta fonte, temos a tensão de problema seria com R10 alterado. +48V, normal com +49V. Digo normal, pois uma variação de mais ou menos 2% é aceitável. Mas Figura 24: Neste defeito, temos novamente a a fonte negativa, apresenta-se baixa, com -38V. fonte com saída positiva normal, com +49V. Como sempre, devemos começar a análise Mas agora, a tensão de saída da fonte negativa pelo amplificador de erro, sempre lembrando está alta, com -53V em vez de -48V. que a queda na tensão da fonte negativa, Novamente vamos conferir a tensão de deveria fazer com que o circuito corrigisse o referência, presente no emissor de Q6, que problema. Temos no emissor do transistor Q6 está normal em 0,6V. Fazendo o cálculo da uma tensão de 0,6V, tensão essa normal, somatória entre a tensão positiva +49V e a sendo ela a tensão de referência de controle da tensão negativa de -53V, teremos um total de fonte negativa, como já foi exposto no circuito 102V, que divididos por 2, resultará em 56V. anterior. Logo em seguida, conferimos a tensão Subtraindo esta tensão de +49V, resultará em de base que encontra-se com -0,1V; com esta 7V, que seria a tensão de base de Q6. Fica claro tensão, temos a polarização maior para Q6 e aqui que esta tensão não aparecerá, pois a consequentemente ele elevará o potencial de tensão mais baixa da base será de -0,1V, seu coletor, diminuindo a polarização para Q4 e devido à junção base e emissor. Apesar disso, podemos afirmar que neste caso, este consequentemente Q2. Mas o problema é que a queda da tensão na transistor estaria bem polarizado, o que saída de -48V, deveria gerar uma tensão mais elevaria seu potencial de coletor (tensão menos positiva na base de Q6. Se somarmos a tensão negativa). Conferindo a tensão de coletor de saída da fonte positiva, com +48V com a encontramos somente -2,1V, indicando que tensão de saída da fonte negativa com -38V, este transistor está quase saturado. Como a teremos um total de 86V que dividido por 2, tensão na saída da fonte negativa está mais resultará em 43V. Se subtrairmos 43V da fonte alta (mais negativa), a maior polarização de Q6 positiva de +48V, deveríamos ter uma tensão pode ser considerada normal. Mas, fazendo a de base de Q6 de +5V, o que comprova o que medição na base de Q4, vemos que a tensão dissemos, que este transistor deveria estar está bem negativa (-54,7V), o que nos leva a concluir que a maior polarização de Q6, completamente cortado. Para produzir uma tensão mais baixa que elevando o potencial de coletor, não foi refletido chegue a polarizar o transistor Q6, poderemos na polarização de base de Q4. Mas, o que mais ter uma alteração do valor do resistor R10, que chama a atenção, é a grande queda de tensão traz a referência positiva, ou ainda uma fuga no que houve em R16, com pouco mais de 50V. capacitor C10. Ambos, iriam produzir uma Desta forma, fica claro, que o resistor R16 de 1k maior polarização da base de Q6 e está muito alterado e com isso permitindo a consequentemente diminuir a tensão de saída. grande polarização para Q4 e Q2, feita por R4 e Na prática, se tivéssemos com o circuito, R2. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-05 à M4-08. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 30 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 3 MÓDULO - 4 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS - 1 Amplificadores operacionais - Diagramação básica Operacional como comparador de tensão diagramação detalhada interna do operacional O operacional trabalhando com realimentação negativa A entrada inversora com realimentação e entrada de sinal Amplificação de sinais diferenciais ou balanceados AMPLIFICADORES DIFERENCIAIS E OPERACIONAIS Amplificadores operacionais O Amplificador operacional é um circuito capaz de realizar uma infinidade de trabalhos, sejam eles de amplificação, de comparação de tensão, integração, diferenciação, compressão, etc. ENTRADA NÃO INVERSORA + ENTRADA INVERSORA SAÍDA figura 1 O circuito acabou surgindo da necessidade da utilização de um circuito básico que pudesse ser facilmente empregado em uma série de funções, realizadas anteriormente pelos transistores de forma discreta. A simbologia do amplificador operacional, pode ser vista na figura 1, indicando que temos duas entradas e uma saída, sendo as entradas marcadas com sinais em oposição (+ e -). Apesar de possuir um funcionamento relativamente simples, vamos analisar em detalhes permitindo ao aluno entender definitivamente os conceitos envolvidos neste espetacular, mas simples circuito. Diagramação básica interna A figura 2, mostra-nos uma diagramação simplificada do circuito diferencial, presente no operacional, que deverá ser memorizada pelo aluno para utilização em todas as análises que fará. A entrada onde temos o símbolo (+) chama-se entrada "não inversora" e dentro do integrado faz o que o seu nome diz, ou seja, caso o sinal na entrada varie em direção ao potencial positivo, fará a saída (em determinadas condições) também variar em sentido positivo (não houve inversão do sinal da entrada para saída). Para entendermos melhor como isso se processa, vamos considerar inicialmente que o transistor ELETRÔNICA interno Q1 está conduzindo pouco, portanto, sua tensão de coletor é alta; isto resultará em uma grande polarização para o transistor Q3, que conduzindo, fará sua tensão de coletor cair até que seja a mesma tensão do emissor. Se aumentarmos a tensão na entrada "Não inversora" (+) à polarização para base de Q1, aumentará fazendo com que este tenha sua resistência interna coletoremissor diminuída e consequentemente causando uma queda na tensão de coletor. Com a diminuição dessa tensão, haverá uma menor polarização para base de Q3 causando uma elevação de tensão no coletor que é a saída. Assim, afirmamos que o aumento da tensão na base de Q1, provocou também o aumento na tensão do coletor de Q3, ou seja, não houve inversão na variação da tensão aplicada. A entrada "Inversora" comporta-se de maneira inversa ao exposto, pois vamos considerar inicialmente que o transistor Q2 está conduzindo pouco, o que provocará uma elevação na tensão de seu coletor e uma queda na tensão de seu emissor (resistência entre coletor emissor alta). Isto fará com que o transistor Q1, fique mais polarizado, pois com a queda na tensão do emissor do transistor Q2 haverá também uma menor tensão na emissor do transistor Q1, fazendo-o conduzir mais; em consequência disto, haverá uma queda na tensão do coletor do transistor Q1. A menor tensão no coletor de Q1 fará com que o transistor Q3 passe a conduzir menos, aumentando a tensão no coletor deste. Agora, com a elevação da tensão da entrada + figura 2 Vcc R3 + R4 R7 R1 Q3 Q1 - R6 R2 OUT Q2 R5 Vee - FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 31 APOSTILA MÓDULO - 4 "inversora" haverá um aumento de polarização para o transistor Q2 e consequentemente uma elevação na tensão de seu emissor, que por sua vez fará com que Q1 conduza menos, ficando mais alta a tensão de seu coletor (Q1). A elevação dessa tensão produzirá uma maior condução de Q3, abaixando a tensão de coletor deste. Podemos concluir portanto, que um aumento de tensão na entrada "Inversora" produzirá uma queda na tensão da saída do integrado. O operacional como comparador de tensão Vários exemplos de polarização A partir da figura 3, vamos aplicar tensões nos pinos de alimentação e também nas entradas de forma bem definida, permitindo assim que o aluno acompanhe o desenrolar das variações de tensões e sua consequência para o pino de saída. a) fonte simétrica com +5 e -5V (tensões das entradas iguais): nesse circuito podemos ver que está sendo aplicado ao integrado uma tensão de + 5 volts, tendo a complementação da alimentação com -5 volts. Assim a saída deste amplificador operacional poderá variar de -5 volts até +5 volts, dependendo das tensões nas entradas. A tensão positiva está sendo aplicada (via resistores) aos coletores dos transistores Q1, Q2 e Q3, enquanto que a tensão negativa está sendo aplicada aos emissores dos mesmos. +5V figura 3 Vcc +5V R3 0V + P1 R4 0V - R7 Q3 Q1 -5V R6 R1 R2 ? OUT Q2 R5 Vee -5V Considerando agora, que a entrada "inversora" está aterrada (com zero volt), e que o trimpot está polarizado com a tensão de +5 volts em um dos extremos de -5 volts no outro extremo, com cursor posicionado no meio, também teremos uma tensão de 0 volt. Como os emissores dos transistores Q1 e Q2 estão sendo levados ao potencial negativo via R5, podemos dizer que estes transistores estariam conduzindo da mesma forma, fazendo com que a tensão de seus coletores caiam, e com isso polarizam menos o transistor Q3. Na verdade, fica difícil determinar qual dos transistores (Q1 ou Q2) conduzirá mais, visto que estão recebendo as mesmas tensões de base e 32 possuem seus emissores interligados. Assim, teremos na saída do operacional uma tensão que, somente com os componentes mostrados, não pode ser determinada. b) fonte simétrica com +5 e -5 volts (tensões da entrada "Não inversora" maior do que a "Inversora"): na figura 4, já podemos ver que houve um ajuste no trimpot presente na entrada "Não inversora" do operacional, que provocará uma maior polarização para o transistor Q1, pois com a elevação da tensão na entrada, seu emissor também tende a subir, cortando o transistor Q2. A condução de Q1, passa a ser alta, caindo sua tensão de coletor, o que acaba levando uma tensão mais baixa até a base do transistor Q3, que passa a conduzir bem menos ou até cortar, indo a tensão de seu coletor para praticamente a alimentação de + 5 volts. +5V figura 4 Vcc +5V R3 +2V + P1 R4 0V - R7 R1 Q3 Q1 -5V R6 +5V OUT Q2 R5 R2 Vee -5V Assim, já podemos afirmar que se a tensão na entrada "Não inversora" subir pouco acima da tensão da entrada "Inversora" haverá na saída uma elevação de tensão brusca, que poderá chegar até a tensão de alimentação (corte de Q3). c) fonte simétrica com +5 e -5 volts (tensão da entrada "Não inversora" menor do que a "inversora"): na figura 5, podemos ver que agora ajustamos o trimpot P1 para que a tensão na entrada "Não inversora" fique abaixo da tensão da entrada "Inversora", ou seja, negativa em torno de -1V. Com isto, podemos dizer que o transistor Q1 ficará cortado, pois com zero volt de tensão de entrada (inversora), haverá maior polarização para o transistor Q2 que elevará o potencial de seu emissor, gerando com isto um corte para o +5V figura 5 Vcc +5V R3 -1V + P1 R4 0V - R7 R1 Q3 Q1 -5V R6 R2 OUT Q2 R5 Vee -5V FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA -5V APOSTILA MÓDULO - 4 transistor Q1. Com corte de Q1, haverá a elevação na tensão do seu coletor e consequentemente o aumento de polarização para o transistor Q3, que saturará, apresentando a saída do operacional potencial de -5 volts. +5V figura 8 Vcc R3 0V + +5V R4 R6 R7 R1 Q3 Q1 +5V OUT Q2 d) fonte simétrica com +5 e -5 volts (com -2V R5 variação de tensão na entrada "Inversora"): na R2 figura 6, podemos ver agora que temos a entrada P1 "Não inversora" colocada em um potencial fixo, ou Vee seja, zero volt, enquanto que a entrada "Inversora" -5V -5V acaba ficando na dependência da tensão no cursor do trimpot P1. Como temos o trimpot ajustado para Podemos tirar uma série de conclusões de tudo gerar uma tensão de 0 volt em seu cursor, podemos isto que ocorreu: afirmar que a resultante da tensão de saída será a mesma já avaliada na figura 3, ou seja, 1) caso as tensões das entradas sejam as mesmas indeterminada. e não haja realimentação negativa externa ao operacional, a tensão resultante na saída não +5V figura 6 poderá ser determinada, podendo assumir o valor Vcc de tensão alto ou baixo. R3 0V + +5V R4 0V - R7 Q3 Q1 P1 R6 R1 ? OUT Q2 R5 R2 Vee 2) a entrada que tiver maior tensão, obrigará a saída a manifestar sua variação, ou seja, caso a entrada "Não inversora" esteja maior do que a "Inversora" a tensão de saída será alta. Caso a tensão na entrada "Inversora" seja maior do que a tensão na entrada "Não inversora" a resultante na saída será uma tensão baixa. -5V -5V Na figura 7, vemos que houve uma modificação na polarização da entrada "Inversora" tornando-a mais positiva com 2 volts. Assim, podemos ver que o transistor Q2 irá conduzir mais que o transistor Q1, ou seja, o emissor de Q2 subirá ao ponto de cortar o transistor Q1, elevando o potencial do coletor de Q1 e com isto polarizando mais o transistor de saída Q3, tornando a saída com potencial igual ou próximo a -5 volts. Vcc R3 + +5V e) fonte normal +12V (tensão da entrada "Não inversora" igual da entrada "Inversora"): podemos ligar o amplificador operacional em uma fonte convencional, trabalhando somente com tensões acima da massa (+5V, +9V ou +12V), como mostramos na figura 9. +5V figura 7 0V 3) poderemos trabalhar com variações tanto na entrada "não inversora" como "Inversora" dependendo da aplicação. R4 R6 R7 R1 Q3 Q1 +12V figura 9 +12V R3 -5V +6V OUT Q2 Vcc + P1 +2V - R2 R5 +6V Vee -5V -5V Na figura 8, vemos agora o trimpot direcionado a apresentar uma tensão menor (-2 volts) do que a existente na entrada "Não inversora" (0 volt). Com isto, Q1 passa agora a conduzir mais que o transistor Q2, ficando a tensão no coletor de Q1 muito baixa e com isto, levando o corte o transistor saída Q3. Temos então uma tensão de + 5 volts para saída. ELETRÔNICA R9 1k R7 Q3 Q1 R8 1k R6 R1 +12V P1 R4 - R2 ? OUT Q2 R5 Vee Há de se destacar aqui, que as tensões das entradas "Inversora" e "Não inversora" deverão estar trabalhando entre a tensão mínima e máxima de alimentação, que no caso será de 0 a 12 volts. Preferivelmente essas tensões geram em torno da metade da tensão de alimentação (no caso, em torno de 6 volts). FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 33 APOSTILA MÓDULO - 4 Vemos que a figura 9, apresenta um divisor resistivo formado por R8 e R9, sendo estes de valores iguais com 1k. Como têm os mesmos valores e estão colocados sobre o potencial de 12 volts, acabamos tendo uma tensão de + 6 volts no meio deles. O mesmo se verifica com o trimpot P1, que está colocado na fonte de + 12 volts e seu cursor apresenta uma tensão de + 6 volts. Continuaremos a ter um grande problema, quando as tensões de entrada forem iguais, pois isto fará com que os transistores Q1 e Q2 estejam com exatamente a mesma polarização, e com isto, gerando uma tensão de saída indeterminada. f) fonte normal + 12 volts (tensão de entrada "Não inversora" maior que a entrada "Inversora"): a figura 10, mostra que na elevação da tensão de entrada "Não inversora" o transistor Q1 irá conduzir mais do que o transistor Q2, fazendo com que sua tensão de coletor caia, com isto, diminuirá polarização para o transistor Q3, elevando sua tensão de coletor que é a mesma da saída, indo para 12 volts. Observem nesta figura que o transistor Q2 está constantemente polarizado com uma tensão média de 6 volts, feita pelo divisor de tensão. +12V figura 10 +12V Vcc R3 +8V + P1 R4 Q1 +6V R7 Q3 +12V R8 1k R6 R1 - 12V OUT Q2 R5 R2 R9 1k Vee g) fonte normal + 12 volts (tensão na entrada "Não inversora" menor que entrada "Inversora"): nesse caso apresentado pela figura 11, o transistor Q2 receberá a maior polarização, elevando seu potencial de emissor e elevando também o potencial de emissor de Q1 e com isto cortando este transistor, fazendo sua tensão de coletor subir. Com um aumento da tensão de coletor de Q1, haverá uma maior polarização para o +12V +6V +12V R3 R9 1k + +4V + P1 Q3 Q1 +6V R9 1k R7 R1 +12V R8 1k R6 - R2 Q2 R5 Vee 0V R4 +6V R6 R7 R1 Q3 Q1 P1 - ? OUT Q2 R5 R2 Vee Apesar disto, vemos que as duas estão com tensões iguais em 6 volts, o que nos deixam com uma saída de tensão indeterminada, como já vimos na figura 9. Deixamos novamente claro, que a "tensão indeterminada" está ligada à falta de uma realimentação negativa. Temos adiante como trabalhar com tensões iguais nas entradas e mesmo assim poder definir exatamente como ficariam as tensões de saída. Na figura 13, já vemos que o trimpot P1, foi ajustado de maneira que a tensão da entrada "inversora" fique com potencial mais positivo que na entrada "Não inversora". Disto já poderíamos concluir que a tensão de saída seria de zero volt, baseando-se na regra passada anteriormente, que ganhará a tensão mais alta, e como esta é a “inversora”, haverá um potencial de baixo nível na saída. +12V figura 13 +12V Vcc R3 R8 1k P1 R4 Vcc R3 R8 1k +12V Vcc +12V figura 12 R9 1k + +8V +12V 34 h) fonte normal de + 12 volts (com várias alterações nas entradas "Inversoras" e "não inversoras"): na figura 12, podemos ver que houve uma mudança na tensão de referência fixa e ajustável. A tensão fixa, dada pelo divisor resistivo formado por R 8 e R 9, agora encontra-se conectado a entrada "Não inversora" enquanto que a tensão da entrada ajustável, encontra-se conectado a entrada "Inversora". +6V +12V figura 11 transistor Q3, abaixando a tensão de coletor que a mesma da saída, resultando em uma tensão de zero volt. R4 R6 R7 R1 Q3 Q1 - R2 0V OUT Q2 R5 Vee OUT Mas, para exercitar as polarizações nos transistores, podemos dizer que um aumento na tensão da base de Q2, fará com que ele conduza mais, abaixando a tensão de coletor e elevando a tensão de emissor; com isto, haverá uma menor FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 polarização para o transistor Q1 e consequentemente irá aumentar sua tensão de coletor. Assim, haverá maior polarização para o transistor Q3 e sua tensão de coletor cairá para 0 volt. Na figura 14, temos o trimpot P1 ajustado para uma tensão de 4 volts, que é menor do que a tensão existente na entrada "não inversora". Já podemos concluir que a tensão de saída do operacional, será de 12 volts, pois a tensão da entrada "Não inversora" está maior do que entrada "inversora". Verificando a polarização para o ocorrido, vemos que uma maior tensão na base de Q1, fará com que este conduza cortando Q2. Assim, teremos uma elevação da tensão de emissor e uma queda na tensão de coletor de Q1, diminuindo a polarização para o transistor Q3, elevando o potencial para cerca de 12 volts. É fundamental, que o aluno entenda bem os processos de polarização internos envolvendo o operacional, pois na sequência, a diagramação utilizada será a convencional, e a compreensão de todos os processos dependerá de uma boa assimilação da matéria passada anteriormente. +12V figura 14 Vcc +12V R3 R8 1k +6V +12V R9 1k R4 Q3 Q1 +4V R7 R1 + P1 R6 - +12V OUT Q2 R5 R2 Vee Diagramação interna real de um operacional Na figura 15, mostramos uma diagramação real de um amplificador operacional, e na figura do 16 um resumo de seu trabalho interno. figura 15 contra- fase, fazendo aqui um reforço de corrente para o sinal (torna o sinal em baixa impedância). Finalmente, no coletor de Q5, retiraremos o ponto comum entre a entrada "inversora" e "não inversora”. Da base para emissor de Q6, haverá novamente um reforço em corrente, passando sinal ou tensão pelo resistor R9, que possui uma malha de "Compensação de avanço" p e r m i t i n d o q u e externamente ao integrado (somente alguns integrados) seja colocado um capacitor que ficará em paralelo com o resistor R9, criando assim um reforço para altas frequências. Quanto maior o valor do capacitor, maior será a ênfase de alta frequência aplicada ao sinal. Chegamos então a base de Q8, que de posse do sinal, excitará de forma inversa aos transistores de saída Q9 e Q10. Caso a tensão tenda a subir na base de Q8, haverá também o "aumento" da tensão de seu emissor, criando assim, maior polarização para o transistor Q10; ao mesmo tempo, haverá queda da tensão no coletor de Q8, despolarizando o transistor Q9. Assim haverá a queda na tensão de saída. figura 16 R10 Como já visualizamos no resumo do amplificador operacional, os transistores Q2 e Q3 receberão os sinais ou tensões de entrada, sendo Q2 responsável pela entrada "Não inversora" enquanto Q3 pela entrada "Inversora". Nos coletores destes transistores encontramos dois pontos de ligação externos ao integrado (estes pontos de ligação somente alguns amplificadores operacionais possuem); e esses pontos, visam colocar um capacitor entre eles ou ainda capacitores posicionados à massa. Estes capacitores têm como função controlar a frequência máxima que pode ser amplificada, evitando assim o surgimento ou NÃOENTRADA INVERSORA amplificação de ruídos indesejáveis. + Q2/Q3 Dos coletores dos transistores Q2 e Q3, vamos às bases de Q4 e Q5, ENTRADA INVERSORA AMPLIFICADOR que continuam a trabalhar em fase e DIFERENCIAL ELETRÔNICA + Q4/Q5 R9 Q6 AMPLIFICADOR DIFERENCIAL SEGUIDOR DE EMISSOR Q8/Q9 Q10 AJUSTE DE NÍVEL E ESTÁGIO DE SAÍDA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL SAÍDA 35 APOSTILA MÓDULO - 4 O transistor Q1, faz uma estabilização na corrente dos transistores Q2 e Q3 de acordo com a tensão de fonte aplicada, o mesmo correndo para o transistor Q7, só que este atuando na saída. Notem que se este integrado for utilizado com uma fonte de alimentação convencional (não simétrica), o ponto de terra deverá receber uma polarização de metade da tensão de +B. FUNCIONAMENTO DE UM CIRCUITO INDICADOR DE TEMPERATURA POR LED´S Na figura 17, podemos ver um circuito que trabalhando com um NTC, acenderá três LED´s de acordo com a temperatura de algum dispositivo ou até ambiente. A formação da tensão de referência O circuito acionador é baseado em comparação de tensão e para isso necessitaremos de tensões de referência, que serão comparadas com a tensão gerada pela malha do NTC. À partir da tensão de 13V, teremos um divisor resistivo formado por R11, R12, R13 e R14. Como todos são de valores iguais, a tensão de 13V deverá ser dividida por 4, resultando em 3,25V sobre cada resistor. Assim, teremos 3,25V no ponto O; 6,5V no ponto N e 9,75V no ponto M. Os transistores Q4, Q6 e Q8, devem ter ganho tal, que ao ser polarizados pelas malhas, gerem correntes sobre R8, R9 e R10, que garantam a manutenção das tensões das bases indicadas anteriormente. Se Q4, Q6 e Q8 forem polarizados pelas tensões indicadas nas bases, acenderão os LED´s 1, 2 e 3. Os transistores Q3, Q5 e Q7, trabalharão com tensões diferenciais, ou seja, quando estes estiverem em polarização, seus pares estarão cortados. Antes de ver o funcionamento do par diferencial, vamos verificar como o funcionamento do NTC, propiciará o acendimento ou não dos LED´s. figura 17 R5 10kW R1 10kW E R6 220kW Q3 BC548 Vamos calcular inicialmente o divisor de tensão em que o NTC faz parte. Teremos R1 com 10k na parte de cima e NTC (4,7k) e R2 com 2,2k na parte de baixo. Fazendo a divisão de 10k (R1) por 7k (NTC+R2), resultará em um valor de 1,43 (proporção de R1) e 1 (proporção de NTC e R2). Dividindo a tensão de 13V por 2,43 resultará em 5,35V, na base de Q1, quando a temperatura ambiente for de 25º C. Agora vamos analisar a malha que faz o trabalho diferencial com o circuito analisado, que é composto por R6, R7 e Q2. Vemos que, dividindo o valor de 220k por 100k, resulta em 2,2 e devemos dividir a fonte de 13V por 3,3, resultando em 4V, que será a tensão de referência para a base de Q2. Como neste transistor temos na base a tensão de 4V e na base de Q1, temos a tensão de 5,35V, já podemos afirmar que o transistor Q1 estará polarizado e Q2 cortado. Com isso a tensão de coletor de Q2 será alta e haverá a polarização de Q3, Q5 e Q7, sendo que estes manterão cortados Q4, Q6 e Q8 e seus respectivos LED´s apagados. Com o aumento da temperatura ou de determinado local monitorado (motores, estufas, etc), haverá a diminuição da resistência do NTC e com isso começará a cair a tensão de base de Q1 e consequentemente do seu emissor. Com o aumento da temperatura, a tensão de base de Q1 chegará à 4V, e o transistor Q2, começará a ser polarizado, começando a reduzir sua tensão de coletor. A queda de tensão no coletor de Q2 não é instantânea, pois o valor de R6 é alto, permitindo uma polarização mais suave para a variação da tensão de coletor de Q2. Quando a tensão de coletor de Q2, caindo, chegar a 9,75V, despolarizará o transistor Q3, sendo que a diminuição da tensão em seu emissor (abaixo de 9,1V) polarizará o transistor Q4, que acenderá o LED1. Continuando o aumento da temperatura, continuará a queda de tensão no coletor de Q2 e quando chegar a 6,5V, o transistor Q5 será despolarizado, polarizando Q6, que acenderá o LED2. J Led1 Led2 K Led3 13V L R11 2,2kW R3 2,2kW C1 47kpF C Q1 BC548 Q2 BC548 Q4 BC548 M G Q5 BC548 Q6 Bc548 N O R12 2,2kW A Q7 BC548 NTC1 4,7kW B R2 2,2kW 36 Q8 BC548 R13 2,2kW F D R4 1kW R7 100kW C2 10mF H R8 1kW R9 1kW I R10 1kW FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL R14 2,2kW ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Finalmente, quando a tensão de coletor de Q2, chegar à 3,25V, haverá o corte de Q7, polarizando Q8 levando ao acendimento o LED3. Este processo mostra de forma muito didática, como respondem os transistores colocados em uma configuração de par diferencial. Esta configuração também é usada na entrada de alguns amplificadores de potência. O OPERACIONAL COM REALIMENTAÇÃO NEGATIVA A figura 19, mostra o que aconteceria se colocássemos uma tensão na entrada "Não inversora" de 1 volt, onde faremos as seguintes considerações: a) se considerarmos que a saída do operacional está com zero volt, teríamos também na entrada "Inversora" uma tensão de zero volt. Com a tensão de 1 volt aplicada na entrada "Não inversora" obrigaria a saída do operacional a mudar para uma tensão alta, sendo imediatamente está tensão também aplicada via divisor resistivo a entrada "Inversora". a) fonte convencional Se quisermos que o amplificador operacional trabalhe amplificando sinais como um amplificador classe A, deveremos aplicar a ele uma realimentação negativa, ou seja, uma polarização de retorno da saída para entrada, que permita controlar o ganho deste amplificador. +2V +4V + +2V figura 18 R1 10kW R2 10kW + figura 20 Caso a tensão de saída ficasse com 1 volt, teríamos na entrada "Inversora" a tensão de 0,5 volts, que ainda seria menor do que a tensão aplicada à entrada "Não inversora" o que continuaria fazendo a R1 tensão de saída subir. Quando a tensão de saída R2 10kW chegasse a 2 volts, através do divisor de tensão (R1 10kW e R2) teríamos uma tensão de 1 volt no divisor, tensão esta que seria aplicada a entrada "Inversora". Caso a tensão da saída continuasse A figura 18, mostra-nos como ficaria um circuito bem subindo, haveria agora o efeito inverso, pois a simples, trabalhando como amplificador de sinal. A tensão superior a 1 volt na entrada "Inversora" seria entrada "não inversora" não apresenta nenhuma superior da tensão aplicada a entrada "Não polarização aparente, enquanto a entrada inversora" forçando a tensão de saída cair. "inversora" possui um divisor de tensão formado por R1 e R2, sendo um dos extremos ligados a saída do operacional, enquanto o outro extremo é ligado à massa. Notem que sendo os resistor de valores +6V +3V iguais, haverá sempre a metade da tensão resultante no meio dos resistores em relação ao que aparece na saída do operacional. + +3V +1V +2V + R2 10kW R1 10kW figura 21 +1V R2 10kW ELETRÔNICA R1 10kW figura 19 Ficou claro, que o ponto de estabilidade, seria colocar a mesma tensão nas entradas "não inversora" e "inversora", no caso 1 volt, que resultou em uma tensão estável de saída de 2 volts. Na figura 20, podemos ver que se elevarmos a FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 37 APOSTILA MÓDULO - 4 tensão da entrada "não inversora" para dois volts, vemos que também haverá um aumento da tensão de saída, possibilitando que pela realimentação, haja uma tensão de 2 volts na entrada "Inversora". Na figura 21, vemos agora que houve um aumento da tensão de entrada "Não inversora" para 3 volts, o que ocasionou uma variação da saída para 6 volts, permitindo no divisor de tensão ou na entrada "Inversora" em uma tensão de 3 volts. Parece que ficou claro que o ponto de estabilização da tensão de saída será quando as tensões das entradas "Inversora" e "Não inversora" forem iguais (considerando que existe realimentação negativa). Conhecendo a tensão da entrada "Não inversora" e colocando a mesma tensão na entrada "Inversora", podemos calcular via proporção dos resistores de realimentação, qual seria a tensão de saída. Considerando as tensões mostradas nas figuras 19, 20 e 21, poderemos dizer que elas seriam um resumo de uma variação senoidal, indo de 1 volt até 3 volts (2Vpp), como mostra a figura 22a. A resultante na saída seria uma amplificação de duas vezes a tensão de entrada, ou seja, uma variação de 2 volts até 6 volts (4Vpp). Há de se notar que não houve inversão de fase do sinal mostrado na entrada ou na saída, pois a variação que mencionamos foi aplicada na entrada "Não inversora". b) fonte simétrica Na figura 23, mostramos a configuração do circuito anterior, ou seja, o ponto de saída do operacional sendo realimentado para o divisor e deste divisor para entrada "Inversora". A grande diferença, está no ponto de trabalho do integrado, que será feito através de fonte simétrica, indo de um potencial positivo ao potencial negativo. + + R2 10kW R1 10kW figura 23 Assim, considerando que a tensão da entrada "Não inversora" é de 0 volt (figura 24), o mesmo haverá na entrada "Inversora". Como não há queda de tensão sobre o resistor R 2, também não haverá sobre o resistor R 1, mantendo a saída com uma tensão estável em 0 volt. + figura 22a 6V 0V 0V + 5V SINAL NA ENTRADA “NÃO INVERSORA” 4V 3V 0V - 2V 1V R2 10kW R1 10kW figura 24 figura 22b 6V 5V 4V 3V 2V 1V 38 SINAL NA SAÍDA DO OPERACIONAL Temos agora na entrada "Não inversora" uma tensão de +1 volt (figura 25), o que determinará que haja a mesma tensão na entrada "Inversora", ou seja, + 1 volt. Assim, como há uma queda de tensão de 1 volt sobre R 2, também haverá uma queda de tensão de 1 volt sobre R 1, o que resultará na saída de uma tensão de 2 volts. Logo em seguida (figura 26), vemos que a tensão da entrada "não inversora" apresenta-se agora com uma tensão negativa de -1 volt. Para que haja a estabilização da tensão de saída, a tensão de entrada "inversora" deverá ser a mesma, ou seja, -1V. Para que essa tensão possa ter esse valor, a saída do integrado deverá cair para -2V. Observando agora a variação senoidal que FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 + +1V +2V + +1V R1 10kW R2 10kW figura 25 acabamos de realizar, teremos para entrada "Não inversora" uma variação de sinal indo de +1 volt à -1 volt, enquanto a saída manifesta uma variação de +2 volts como podemos ver pelas figura 27a e 27b. Na figura 28, podemos ver agora que houve uma alteração no valor de um dos resistores da malha de realimentação negativa, onde R 1, apresenta o dobro do valor de R 2. Assim considerando que na entrada "Não inversora" temos uma tensão de 1 volt, a mesma tensão deverá existir na entrada "Inversora" ou seja, 1 volt; disto podemos verificar que sobre R 2 está havendo uma queda de tensão de 1 volt, o que significará dizer que sobre R 1, a queda de tensão deverá ser duas vezes maior, ou seja 2 volts. Com isto, somando a tensão que há na entrada "inversora" (1volt) com a tensão de queda sobre R 1, diremos que a tensão de saída do operacional será de 3 volts. + +1V +3V + + -1V -2V + -1V +1V R1 10kW figura 26 Assim fica definido que poderemos colocar o operacional trabalhando como amplificador classe A, tanto para a fonte convencional (+B e massa) como fonte simétrica (+B e -B). figura 28 Na figura 29, vemos que a tensão aplicada a entrada "Não inversora" é de 2 volts, causando uma variação da entrada "Inversora" para os mesmos 2 volts. Com isto a queda de tensão sobre R 2 sendo de 2 volts, produzirá uma queda de 4 volts sobre R 1, resultando na saída em uma tensão de 6 volts. + +2V +6V + +2V figura 27a R1 20kW R2 10kW R2 10kW - R2 10kW R1 20kW figura 29 figura 27b ELETRÔNICA Finalmente na figura 30, vemos que uma variação de tensão para 3 volts na entrada "Não inversora" produzirá a mesma tensão na entrada "Inversora" resultando para saída em uma tensão de 9 volts. Assim, poderemos saber a taxa de amplificação que desejamos, apenas alterando os resistores da realimentação negativa. Na figura 31, vemos que o valor de R 1 foi alterada agora para 100k, que é dez vezes maior que o valor de R2 (10k). Assim, se aplicamos 0,1 volt na entrada FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 39 APOSTILA MÓDULO - 4 + +3V +9V + Considerando então que a queda de tensão sobre R 2 é de 0,5 volt, a queda de tensão sobre R1 será dez vezes maior, ou seja, 5 volts, resultando no pino de saída em uma tensão de 5,5 volts. + +3V +0,5V R1 20kW R2 10kW +0,5V figura 30 "Não inversora" resultará em uma tensão também de 0,1 volt na entrada "Inversora". Como valor de R1 é dez vezes maior do que R2, haverá uma queda de tensão de 0,1 volt sobre R2 e 1 volt sobre R1, resultando na saída em uma tensão de 1,1 volt (dez vezes maior em relação a tensão de entrada). + +0,1V +5,5V + +1,1V + R2 10kW R1 100kW figura 32 Na figura 33, temos uma tensão de 1 volt aplicada a entrada "Não inversora" o que resultará na mesma tensão da entrada "Inversora". Sendo assim, teremos como resultante de saída uma tensão de 11 volts que é igual a tensão sobre R 2 (1 volt) mais a tensão sobre R 1 (10V). + +0,1V +1V R1 100kW R2 10kW figura 31 Na figura 32, temos o mesmo circuito, recebendo agora na entrada "não inversora" uma tensão de 0,5V, que resultará após a realimentação na mesma tensão do pino da entrada "Inversora". +11V + +1V R2 10kW R1 100kW figura 33 ANÁLISE DE DEFEITOS COM REALIMENTAÇÃO NEGATIVA +3V +12V + +3V R2 10kW 40 R1 10kW +3V 1) A tensão de saída está com +3V, quando deveria estar com +6V. Começamos a análise pela verificação da tensão de entrada “não inversora” que está com +3V. Analisando também a entrada “inversora” que faz a realimentação negativa também está com +3V que está normal. Com esta tensão na entrada “inversora” criando uma queda de 3V sobre R2, deveria gerar a mesma queda sobre R1 (3V) que somada à tensão da entrada “inversora” geraria na saída a tensão de +6V e não +3V. Temos uma queda de tensão de 3V sobre R2 e de zero volt sobre R1, significando que pode estar havendo um curto interno para +3V, o que é improvável, pois a tensão de entrada é de alta impedância e dificilmente geraria +3V na entrada “inversora”. Caso o resistor R2 estivesse aberto, não haveria queda sobre R1 e a tensão de entrada “inversora” seria a mesma da saída. Logo, R2 está aberto. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 +1V +12V +4V + +1V R1 10kW R2 10kW +2V +12V +3V + +2V R1 27kW R2 10kW -5V +3V +5V + -5V -0,45V R1 100kW R2 10kW 0V +5V + -5V +2,5V R2 10kW ELETRÔNICA R1 10kW +5V 2) Tensão de saída do operacional está com +4V, onde deveria ter +2V. Começamos a análise, conferindo a tensão de entrada “não inversora” que está com +1V. Passamos então para a análise da tensão na entrada “inversora” que está com +1V, ou seja correta. Como temos a queda de tensão sobre R2 de 1V e seu valor é de 10k, deverá haver a mesma queda de tensão sobre R1, que possui o mesmo valor que R2 (10k). Como do lado esquerdo de R1 temos +1V e do lado direito (saída) temos +4V, determinamos uma queda de tensão de 3V sobre R1. Podemos pensar que está havendo uma fuga interna no integrado, levando a tensão para nível mais positivo, mas isso geraria uma tensão de +2V entre os resistores R1 e R2. Assim, já podemos afirmar que o resistor R1 está alterado para um valor de 30k, recebendo 3 vezes mais tensão do que R2. 3) Tensão de saída do operacional está com +3V, onde deveria ter praticamente +8V. Começamos a análise, conferindo a tensão de entrada “não inversora” que está com +2V. Passamos então para a análise da tensão na entrada “inversora” que está com +2V, ou seja, correta. Como temos a queda de tensão sobre R2 de 2V e seu valor é de 10k, deverá haver uma queda de tensão três vezes maior sobre R1, que possui 3 vezes mais valor que R2. Como do lado esquerdo de R1 temos +2V e do lado direito (saída) temos +3V, determinamos uma queda de tensão de 1V sobre R1. Poderíamos dizer que poderia estar havendo uma fuga da saída para o potencial terra, mas com isso, teríamos uma tensão menor que 1V entre os resistores. A queda de tensão sobre R2 está o dobro da queda sobre R1, o que indica que o resistor R2 está alterado para um valor em torno de 50k (duas vezes maior que o valor de R1). 4) Tensão de saída alta no operacional está negativa, quando deveria estar com +5V: No circuito ao lado, podemos ver que a tensão de saída do operacional está negativa com -5V, e começaremos a análise verificando a tensão de entrada que está com +3V. Logo em seguida passamos para a verificação da tensão da entrada “inversora” que está com -0,45V. Com uma tensão alta na entrada “não inversora” deveria levar a saída do operacional para uma tensão alta ou positiva, tentando elevar a tensão da entrada “inversora” para estabilizar a malha de realimentação negativa. Note que, com a tensão de saída com -5V, forma-se um divisor de tensão R1 e R2, resultando em uma tensão proporcional entre os resistores e na entrada “inversora”. Com a tensão de -0,45V nesta entrada, deveria ir para positiva a saída e como isso não está acontecendo podemos afirma que está havendo um curto da saída para o -B (-5V). 5) Tensão de saída alta no operacional com +5V: No circuito ao lado, podemos ver que a tensão de saída do operacional está alta, e começaremos a análise verificando a tensão de entrada que está com 0V. Logo em seguida passamos para a verificação da tensão da entrada “inversora” que está com +2,5V. Com uma tensão alta na entrada “inversora” deveria levar a saída do operacional para uma tensão baixa, até que chegue a zero volt, colocando a mesma tensão na entrada “inversora” e com isso estabilizando toda a malha em zero volt. Note que, com a tensão de saída com +5V, forma-se um divisor de tensão R1 e R2, resultando na metade desta tensão entre os resistores, que também está entrando na “inversora”. Desta forma, já podemos afirmar que está havendo um curto da saída do operacional para o +B de 5V. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 41 APOSTILA MÓDULO - 4 Utilizando a entrada inversora como entrada de sinal Como dissemos anteriormente, o amplificador operacional é um circuito muito versátil, permitindo também fazer amplificações de sinais utilizando a entrada “inversora”. A configuração básica do funcionamento do circuito pode ser vista na figura 34. O segredo para entender o funcionamento desse circuito é visualizar uma gangorra, ou seja, o ponto de entrada passa a ser a esquerda do resistor R 1 e o outro lado da gangorra seria a saída do integrado. O que deve ser definido é que a tensão dos pinos de entrada, deverão continuar iguais, ou seja, se colocarmos a entrada "Não inversora" à massa, estaremos aplicando um potencial constante de zero volt. Isso significará que para qualquer sinal ou tensão na entrada (lado esquerdo de R 1) e a tensão da entrada "Inversora" deverá sempre ser zero volt. Agora, aplicando uma tensão de +1 volt (figura 35) do lado esquerdo de R 1, considerando que a tensão da entrada "Inversora" não poderá sair de zero volt, deverá haver uma queda de tensão de 2 volts sobre o resistor R 2, gerando para saída uma tensão de -2 volts. Fica claro que, teoricamente houve um aumento mínimo da figura 36 R2 20kW 0V + R1 10kW -4V +2V + - figura 34 R2 20kW 0V + R1 10kW 0V 0V + - Se avaliarmos a figura 34, vemos que temos uma tensão de entrada de zero volt (antes do resistor R1). Fica definida previamente a tensão da entrada "Inversora" que deverá ser de 0 volt (mesma tensão da entrada "Não inversora"). Como não há queda de tensão sobre o resistor R 1, também não haverá queda sobre o resistor R2, ficando na saída uma tensão também de zero volt. tensão da entrada "Inversora", mas como essa variação é praticamente desprezível, não a consideramos. Na figura 36, temos uma elevação do potencial do lado esquerdo do resistor R 1 (2 volts), forçando ainda mais a tensão da entrada "Inversora" a subir. Como houve uma queda de tensão de 2 volts sobre R 1, a entrada "Inversora" praticamente não sai de zero. Fica claro que deverá haver uma queda de tensão de 4 volts sobre o resistor R 2, levando a tensão de saída para -4 volts. Aplicando agora um potencial negativo (figura 37) do lado esquerdo do resistor R1, podemos dizer que haverá uma queda de 1 volt sobre esse resistor. Para manter-se a entrada "Inversora" com zero volt (entrada "Não inversora" com este potencial), deverá haver uma queda de tensão de 2 volts sobre R 2, manifestando para saída uma tensão de +2 volts. figura 37 figura 35 R2 20kW R2 20kW 0V 0V R1 10kW + R1 10kW + +2V -1V -2V +1V + + - 42 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 variação de sinal entrando no operacional (à esquerda de R 1 e R 2) e que esses sinais estão em contra fase (invertidos). Para analisar o que vai acontecer em cada uma das entradas do amplificador operacional, devemos primeiramente avaliar a tensão que estará presente em uma das entradas, que poderá ser calculada, pois tem uma ligação à massa: a entrada "não inversora". Nesta entrada temos um resistor R2 com valor de 1k e o resistor figura 38 R4 com valor de 100k. Como a relação entre eles R2 é de 100 vezes, podemos dizer que a entrada de 20kW tensão sobre R 2 será praticamente inexistente 0V (considerando que sobre R 4 está havendo uma + R1 queda de tensão de 0,05 volt). Fica assim definida 10kW a primeira tensão de uma das entradas do +4V -2V amplificador operacional: -0,05 volts (entrada "não inversora"). Como o amplificador está trabalhando com + realimentação negativa podemos afirmar que a tensão da entrada "Inversora" também deverá ser de -0,05 volt. Dissemos anteriormente o sinal que está vindo para o operacional, apresenta duas vias de processamento (fase e contra fase) o que Tivemos assim uma inversão do sinal da entrada significa dizer, que a tensão do lado esquerdo de para saída além de uma amplificação. Para haver uma maior amplificação, deverá ser aumentado o R 1 será de + 0,05 volt. Com isto fica definida a queda de tensão sobre R1 que será de 0,1 volt (de valor de R2 em relação ao valor de R1. um lado + 0,05 volt e de outro uma tensão de 0,05 volt). Tendo a definição da queda de tensão Amplificação de sinais diferenciais Finalmente na figura 38, temos uma tensão de -2 volts aplicados ao lado esquerdo de R 1, gerando uma queda de tensão de 2 volts sobre esse resistor (tensão na entrada "Inversora" continuando com zero volt). Assim, acaba sendo gerado uma queda de tensão de 4 volts sobre o resistor R2, culminando com uma tensão de saída de 4 volts. Muitas vezes necessitamos amplificar sinais que são processados de forma balanceada, ou seja, possuem dois polos vivos de processamento de sinal, sendo sinais transferidos em contra fase através destes dois pontos. Podemos utilizar como exemplo de sinais balanceados à fita de descida da antena, que possui dois fios separados por um espaço de 8 mm. Ainda podemos destacar também a ligação de microfones profissionais, que também processam os sinais de forma balanceada (duas vias mais o massa ou terra). O processamento de sinais de forma balanceada ocorre para que os ruídos que poderiam ser captados na linha, sejam cancelados quando o sinal for transformado para desbalanceado. O amplificador operacional é um dos dispositivos que melhor se adapta a amplificação de sinais balanceados, pois suas entradas respondem de forma semelhante a modificação de fase do sinal balanceado. Na figura 39, podemos ver um amplificador diferencial com realimentação negativa (a realimentação negativa será necessária para que não haja distorções no sinal e para que possa ser feita a amplificação classe A). Para analisá-lo, vamos inicialmente considerar que temos uma ELETRÔNICA R3 100kW figura 39 -0,05V + R1 1kW -10V +0,05V R2 1kW -0,05V + -0,05V R4 100kW - sobre R1, já podemos calcular a queda de tensão sobre R3, que será 100 vezes maior, ou seja,10 volts em direção ao potencial negativo. Assim fica definida a tensão de saída do operacional para10 volts. Para a complementação da figura 39, temos a figura 40, que apresenta o mesmo circuito, mas agora com a inversão das tensões aplicadas aos lados esquerdo do dos resistores R1 e R2. Temos o resistor R2 com valor de 1 k, e o resistor R4 com valor de 100 k. Como a relação entre eles é de 100 vezes, podemos dizer que a queda de FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 43 APOSTILA MÓDULO - 4 tensão sobre R 2 será praticamente inexistente (considerando que sobre R 4 está havendo uma queda de tensão de 0,05 volt). Fica assim definida a primeira tensão de uma das entradas do operacional: + 0,05 volt (entrada "Não inversora"). Podemos afirmar que a tensão da entrada figura 40 R3 100kW +0,05V + R1 1kW +10V -0,05V R2 1kW +0,05V + +0,05V - R4 100kW "Inversora" também deverá ser +0,05 volt. Como dissemos anteriormente, o sinal que está vindo para o operacional, apresenta duas vias de processamento (fase e contra fase) o que significa dizer que a tensão do lado esquerdo de R1 será agora de -0,05 volt. Com isso fica definida a queda de tensão sobre R 1 que será de 0,1 volt (de um lado -0,05 volt e de outro uma tensão de +0,05 volt). Tendo a definição da queda de tensão sobre R 1, já podemos calcular a queda de tensão Na figura 41, temos o mesmo divisor resistivo apresentado anteriormente (R2 e R4) ligado a entrada "não inversora". Como a tensão do lado esquerdo de R2 é de -0,01 volt e que R2 é 100 vezes menor do que R4, praticamente não haverá queda de tensão sobre R2, garantindo para entrada "Não inversora" uma tensão de -0,01 volt. Como dissemos anteriormente a mesma tensão deverá ser aplicada a entrada "Inversora" ou seja, 0,01 volt. Como no momento temos 0,01 volt vindo do lado esquerdo de R 1, temos uma queda de tensão de 0,02 volt sobre o resistor R 1; sabendo dessa tensão, fica definida também a tensão sobre R 3 que será de 2 volts. Com isso também fica definida tensão de saída do operacional com -2 volts. Na figura 42, temos a complementação do circuito apresentado na figura 41, tendo o mesmo divisor resistivo apresentado anteriormente (R2 e R4) ligado a entrada "Não inversora". Como a tensão do lado esquerdo de R2 é de + 0,01 volt e que R2 e 100 vezes menor do que R4, praticamente não haverá queda de tensão sobre R2, garantindo para entrada "não inversora" uma tensão de + 0,01 figura 42 R3 100kW +0,01V + R1 1kW -2V -0,01V figura 41 R2 1kW R3 100kW + +0,01V -0,01V R4 100kW + R1 1kW +0,01V - -2V +0,01V R2 1kW -0,01V volt. Como dissemos anteriormente, a mesma tensão R4 deverá ser aplicada a entrada "Inversora", ou 100kW seja, + 0,01 volt. Como no momento temos -0,01 volt vindo do lado esquerdo de R 1, teremos uma queda de tensão de 0,02 volt sobre o resistor R 1; sabendo dessa tensão, fica definida também a sobre R 3, que será 100 vezes maior, ou seja 10 tensão sobre R 3 que será de 2 volts. Com isto a volts em direção ao potencial positivo. Assim fica definida a tensão de saída do operacional para tensão de saída do operacional ficará com 2 volts. +10 volts. -0,01V + Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-09 à M4-12. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 44 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 4 MÓDULO - 4 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS - 2 Amplificação de sinais diferenciais - bobina magnética e HALL O circuito Schmitt Trigger analisado detalhadamente Os pontos NSD e NID (Nível Superior e Inferior de Disparo) Os filtros de frequências ativos trabalhando com operacionais As diversas aplicações para os amplificadores operacionais Circuitos limitadores com diodos e diodos zeners Aplicações dos amplificadores diferenciais Na figura 1, podemos ver uma ligação de uma cápsula magnética qualquer, que trabalhará captando campos magnéticos ou eletromagnéticos induzidos na bobina. Como vemos, a impedância ou as resistências ligadas à bobina são de mesmos valores, em uma criação de tensão balanceada em relação à massa, ou seja, se do lado de cima foi induzido uma tensão de + 1 volt (em relação à massa), do lado de baixo haverá uma tensão induzida de-1 volt (também em relação à massa); com isto afirmamos que houve uma indução de 2Vpp sobre a bobina. R3 100kW figura 1 + R1 1kW microfone ou captador magnético R3 100kW figura 2 + + R1 1kW HALL R2 1kW + - - R4 100kW para desbalancear uma entrada "XLR", conseguido-se com isto, uma redução considerável dos ruídos que vem pela linha. De uma forma geral, esta técnica de figura 3 R2 1kW tomada de entrada balanceada CANON + R4 100kW R4 100kW -Ve R3 1kW - C2 47pF 2 +13V 8 1 R1 1kW 3 + 4 Esta tensão vai então ao amplificador operacional que amplifica o sinal de acordo com os valores dos resistores já mencionados nos circuitos anteriores. Na figura 2, temos um elemento HALL, que possui uma polarização prévia (alimentação positiva e negativa), criará uma corrente interna entre esses dois terminais. Quando incidir um campo eletromagnético transversal sobre esse elemento, haverá o desvio de cargas para saídas "H1" e "H2" sempre em contra fase, permitirá o amplificador operacional, trabalhar adequadamente. Finalmente na figura 3, temos a entrada de um conector "XLR" muito utilizado para a área profissional de conexões de microfones. Temos dois pontos de ligação (2 e 3) que apresentam as ligações "vivas" do microfone, enquanto que o pino 1 apresenta ligação da massa (blindagem). O circuito prático mostrado é realmente empregado ELETRÔNICA +Ve C1 47pF R2 100kW saída desbalanceada -13V processamento de sinais de forma balanceada será utilizada quando temos grande incidência de ruídos na área, somada a uma distância considerável entre a fonte de sinal e seu pré-amplificador. O operacional com realimentação positiva (Schmitt Trigger) Até aqui, estudamos uma série de aplicações para os amplificadores operacionais, criando os comparadores de tensão, até os amplificadores de sinal com realimentação negativa, mas não tínhamos apresentado a realimentação positiva, Para que possamos entender melhor a importância FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 45 APOSTILA MÓDULO - 4 do circuito schmitt trigger, vamos observar a figura 4, que é composto de um NTC e um acionador de relé, que por sua vez aciona uma ventoinha. Quando a temperatura ambiente aumenta, dentro do gabinete ou ainda em um dissipador de calor, a resistência do NTC diminui, aumentando a tensão entre o NTC e R1. Chegará um instante que o transistor TR1 começará a ser polarizado, até que o relé, seja energizado ao ponto de acionar a ventoinha. Este processo intermediário de polarização de TR1, figura 4 +B +B +B RELÈ CIRCUITO PRINCIPAL SENSOR (NTC) VENTOINHA TR1 R1 Tensão de controle poderá causar alguns problemas no relé, como um acionamento deficitário, podendo levar os contatos do relé ao dano, por ligar e desligar em um determinado momento. Para evitar isso, coloca-se um circuito chamado de schmitt trigger (figura 5), que já foi estudado na forma transistorizada no módulo 2. Considerando que temos uma tensão de zero volt +B figura 5 +B RELE na saída do operacional, existirá o R1 que está ligado à entrada “não inversora” e daí formando um divisor de tensão com R4, até o outro divisor de tensão formado por NTC e R5. À medida que o calor vai aumentando sobre o NTC e a tensão vai subindo entre o NTC e R5, haverá um momento que a tensão da entrada “não inversora”, ultrapassará a tensão da entrada “inversora” e isso provocará o aumento da tensão na saída do operacional, que por sua vez aumenta também a tensão na entrada “não inversora”, levando a saída do operacional ao +B, sendo o transistor instantaneamente saturado, não permitindo uma polarização insuficiente para o relé. O mesmo ocorrerá quando houver o resfriamento do NTC, caindo a tensão entre NTC e R5. Quando a tensão na entrada “não inversora” cair abaixo da tensão da entrada “inversora” cairá a tensão de saída do operacional, o que será levado por realimentação positiva à entrada “não inversora”, levando a saída do operacional a zero volt, cortanto instantaneamente o relé. Desta forma, além do acionamento e desligamento do relé ser mais preciso, aumenta sua vida útil. Mas vamos a seguir, analisar mais precisamente como funciona a realimentação positiva e suas polarizações. A figura 6, mostra-nos a configuração básica de um amplificador operacional funcionando com realimentação positiva, ou seja, pegando uma amostra da saída e levando-a à entrada "Não inversora". Esta configuração possibilita a criação do circuito chamado "Schmitt Trigger" ou disparador Schmitt, que transforma variações de tensão na entrada do operacional, em variações quadradas máximas (entre o mínimo e o máximo da tensão aplicada). A tensão que pode ser definida na figura 6 é apenas figura 6 ? R2 1kW +6V ? OUT R3 1kW SENSOR (NTC) +B + IN +12V Q1 +12V R1 1kW +B R1 R4 2kW R4 R6 R2 SCHIMITT TRIGGER R5 R3 46 +B da entrada "Inversora" que apresentam potencial de 6 volts, fornecido pelo divisor de tensão na entrada, formado por R 2 e R 3. Na figura 7, dizemos inicialmente que a tensão de saída deste operacional, encontra-se com zero volt e que o lado esquerdo do resistor R 1 existe uma FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 tensão de 6 volts. Como a tensão de saída está em 0 volt e existe um divisor de tensão da saída até o lado esquerdo de R 1, teremos uma queda de tensão de 4 volts sobre o resistor R 4 e somente 2 volts de queda para o resistor R1. Como a tensão da entrada "não inversora" esquerdo de R 1) caiu para 6 volts, tendo ainda 12 volts na saída, acabamos tendo 8 volts na entrada "não inversora" o que garante um nível alto a saída do operacional (figura 11). Para que possamos entender o porquê da tensão figura 7 R4 2kW 6,1V 4V +12V R1 1kW +12V R1 1kW + 9,1V + 6V +12V R4 2kW figura 9 R2 1kW 0V +6V OUT +12V R2 1kW 0V +6V OUT R3 1kW R3 1kW encontra-se com 4 volts, ela manterá a saída do operacional em nível baixo (0 volt). Na figura 8, mostramos que elevamos o potencial do lado esquerdo de R 1 para 8 volts e verificamos que a entrada "Não inversora" elevou-se para 5,3 volts ainda abaixo da tensão da entrada "Inversora" (6 volts); manteve-se assim a saída do operacional em nível baixo. A figura 9, mostra que no instante que o lado figura 8 de 8 volts na entrada "não inversora", será necessária observar que R1 tem metade do valor de R4, sendo assim de 6 volts (lado esquerdo de R1) para 12 volts (saída do operacional) temos uma queda de tensão de 6 volts, que será distribuída entre R1 e R4; como R4 possui o dobro do valor, haverá 4 volts sobre R4 e somente 2 volts sobre R1. É importante observar que após a variação da saída do operacional para nível alto ou baixo, esta se 10V R4 2kW + +12V R2 1kW +6V + 9,1V +12V 8V +12V R1 1kW 5,3V R1 1kW R4 2kW figura 10 0V +12V R2 1kW +6V 12V OUT OUT R3 1kW R3 1kW esquerdo de R 1 alcança 9,1 volts, a divisão de tensão dos resistores R 1 e R 4 (com zero volt na saída) acaba deixando a entrada "Não inversora" com potencial de 6,1 volts, que é levemente superior ao potencial existente na entrada "Inversora"; com isso, imediatamente haverá subida da tensão de saída para 12 volts como mostra a figura 10, elevando também o potencial da entrada "Não inversora" para 10 volts. Com a tensão da entrada "Não inversora" mais alta do que da entrada "Inversora" será mantido o nível alto na saída do operacional. Considerando agora que o nível de entrada (lado ELETRÔNICA mantém, esperando uma grande variação de tensão na entrada. Na sequência da figura 12, se abaixarmos a tensão para 4 volts (lado esquerdo de R 1), teremos como resultante na entrada "Não inversora" uma tensão de 6,6 volts, que manterá a tensão de saída em nível alto. Somente quando a tensão de entrada chegar a 2,9 volts (como mostra a figura 13) é que haverá na entrada "Não inversora" uma tensão menor do que a entrada "Inversora", mudando rapidamente a saída do operacional para zero volt, como mostra a figura 14. Nessa mudança, a tensão da entrada "Não inversora" acaba caindo para dois volts, mantendo a saída em zero volt. Elevando o potencial do lado esquerdo de R 1 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 47 APOSTILA MÓDULO - 4 R4 2kW figura 11 e saída do operacional, onde em 16a, podemos ver o sinal com ruídos, ou variações indesejáveis. Podemos ver também picos de tensões mais altas, 8V +12V R1 1kW + 6V +12V R2 1kW 12V +6V figura 15 +12V R1 1kW + 6V +12V R4 2kW R2 1kW +6V OUT R3 1kW 6,6V +12V R1 1kW + 4V +12V 4V OUT R3 1kW figura 12 R4 2kW R2 1kW 12V +6V OUT R3 1kW ultrapassando 9 volts e mais baixas, caindo abaixo de 3 volts. São esses extremos que queremos detectar e assim, toda vez que a tensão da entrada ultrapassar 9 volts, haveria mudança brusca na tensão de saída do operacional, alterando-se para 12 volts e permanecendo assim até que a tensão de figura 16a figura 13 R4 2kW +12V +12V R1 1kW + 2,9V +12V +13V 5,9V R2 1kW +11V 12V +6V OUT +10V +9V +8V +7V +6V R3 1kW +5V +4V +3V +2V novamente para 6 volts, teremos na entrada "Não inversora" um potencial de 4 volts, garantindo o nível baixo (0 volt) para saída do integrado. Na figura 16a, temos as formas de onda da entrada +1V 0V figura 16b +13V +12V figura 14 R4 2kW 2V +10V +8V + 2,9V R2 1kW +9V +12V R1 1kW +12V +11V +6V 0V +7V OUT +5V +6V +4V R3 1kW +3V +2V +1V 0V 48 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 entrada caia abaixo de 3 volts (veja figura 16b, onde temos a variação da saída do operacional). A sensibilidade do Schmitt Trigger pode ser ajustada alterando o valor do resistor de realimentação positiva. Quanto menor valor, maior deverá ser a variação do sinal da entrada (esquerda de R 1) para conseguir a mudança do operacional. Quanto maior o valor do resistor de realimentação positiva, menor variação de sinal será necessária na entrada para alterar a saída do operacional. 0V, podemos dizer que o curto do capacitor, obrigará a tensão de saída a sair de sua estabilidade. Na figura 19, vemos que a tensão de saída começa a cair aos poucos, à medida que o capacitor vai se carregando e apresentando uma resistência que vai aumentando com o passar do tempo. R2 figura 19 Cx O operacional como integrador e diferenciador + O amplificador operacional poderá trabalhar também como integrador ou diferenciador, como mostramos na figura 17 em diante. R1 tensão alta figura 17 + R2 - à medida que a tensão vai subindo o capacitor apresenta uma resistência média tensão de saída vai caindo aos poucos Cx Na figura 20, vemos que após um tempo, o capacitor será considerado um circuito aberto, além de agora somente o valor da resistência R 2 que ficará na malha de realimentação negativa. + R1 R2 + figura 20 Cx a) circuito integrador: o circuito integrador pode ser encarado como um passa baixas frequências, pois caso a variação de tensão ocorrer de uma forma muito rápida, haverá na saída do operacional uma variação lenta. A figura 17, mostra o circuito integrador de forma muito simples, onde um capacitor Cx, faz o papel de realimentação negativa. Quando a tensão do lado esquerdo de R 1 sobe bruscamente (observem a figura 18), haverá uma tendência da tensão de saída do operacional não variar, pois o capacitor se comportará como um curto. Como a tensão da entrada "Inversora" tende a ficar igual à da entrada "não inversora", ou seja, R2 figura 18 Cx + R1 subida da tensão + - ELETRÔNICA capacitor se comporta como um curto tensão de saída praticamente não varia + R1 tensão alta + - capacitor se comporta como uma chave aberta tensão de saída também fica estável Nas figuras 21 a, b e c, podemos ver como fica a tensão de saída comparando-as com a tensão de entrada. Na figura 21a, temos uma variação de onda quadrada, onde podemos destacar nesta, a rápida variação do potencial de tensão zero para um potencial positivo, que ocorre quase que instantaneamente. Essa variação rápida, fará com que o capacitor funcione como um curto, impedindo que a saída do operacional varie com a tensão de entrada. Teremos então na figura 21b uma variação de tensão caindo lentamente, até que chega a um ponto de estabilização (tempo t2), onde a tensão atinge uma estabilidade devido a malha de realimentação formada por R 2 e R1. Quando a tensão na entrada de R 1 sofre nova mudança brusca, variando de nível alto para nível baixo, fará novamente o operacional variar, de forma que a tensão irá subir paulatinamente, até que se torne positiva. Na figura 21c, vemos que a FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 49 APOSTILA MÓDULO - 4 capacitor se comporta como um curto a R1 figura 23 R2 + Cx subida da tensão + b - figura 24 tensão começa a cair c tensão de saída cai bruscamente R2 R1 + Cx tensão alta + figura 21 - tensão começa a subir variação ocorre de forma mais lenta, isto devido a um capacitor de valor maior colocado na realimentação negativa. b) circuito diferenciador: o circuito diferenciador permite que por um circuito qualquer, somente passe variações de alta frequência, barrando variações de tensão em baixa frequência. O circuito básico pode ser visto na figura 22, onde vemos um capacitor Cx em série com R1. R1 + Cx + Na figura 23, consideramos que está havendo uma subida de tensão, fazendo com que Cx comporte-se como um curto. Isto coloca o resistor R1 ligado a entrada "inversora" do operacional, fazendo com que haja para saída dele, a manifestação da variação de tensão, ou seja, ela acaba caindo bruscamente. Na figura 24, já vemos que o capacitor Cx está aumentando sua reatância devido à estar se carregando, obrigando a tensão na saída do operacional a subir, até que a tensão atinja zero volt, quando o capacitor estará completamente 50 tensão fica em zero volt R1 tensão alta R2 figura 22 figura 25 R2 + Cx + - tensão de saída volta a zero volt carregado, comportando-se com um circuito aberto (figura 25). Na figura 26a, podemos ver a forma de onda no lado esquerdo de R 1, tendo a resultante na saída do operacional mostrada na figura 26b, que cai bruscamente respondendo ao sinal na entrada; logo em seguida, podemos vê-la subindo até que chega novamente a zero volt (capacitor já carregado). Com a tensão de entrada caindo bruscamente para um potencial negativo, haverá agora uma tensão armazenada no capacitor (igual a tensão aplicada), fazendo com que a entrada "Inversora" receba uma tensão bem mais negativa, fazendo sua saída subir em uma proporção dobrada, como mostra o tempo t3 em diante. Após, com a descarga do capacitor de sua carga invertida, acaba a tensão de saída voltando a zero volt. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 26 a b c Na figura 26c, podemos ver as variações de tensões ocorridas para um capacitor de valor maior. reatância à sinais de frequências altas. O capacitor na sequência, fará a integração das frequências altas, deixando passar para o circuito posterior, as frequências baixas. Assim temos o filtro passa baixas frequências ou L.P.F. (Low Pass Filter). A forma de onda da banda passante do circuito pode ser vista na figura 27c, onde temos uma grande amplitude de sinal nas frequências baixas (próximas à zero hertz); à medida que a frequência vai aumentando, vemos que o gráfico vai perdendo amplitude até chegar a zero, onde chamamos de frequência de corte. O circuito simplificado de L.P.F. pode ser visto na figura 27b, onde temos apenas um resistor e um capacitor, fazendo função semelhante ao circuito da figura 27a. Na figura 28a, podemos ver um filtro passa altas frequências ou H.P.F. (High Pass Filter). Nas frequências baixas, o indutor se comportará como um curto, levando todo sinal para massa; com o aumento da frequência, a reatância do indutor aumentará e assim haverá queda de tensão sobre ele, sinal este que seguirá adiante. Na figura 28c, vemos como ficaria a curva de resposta de frequência desse filtro, onde as frequências baixas apresentam a amplitude zerada, enquanto que a partir de uma determinada frequência, começa a ter tensão sobre o indutor, indo até uma frequência muito alta. Um filtro H.P.F. utilizando capacitor de O filtros de frequência utilizando operacionais Antes de mencionar o trabalho dos operacionais, façamos uma passagem rápida pelos vários tipos de filtros existentes. Na figura 27a, temos um indutor em série com o sinal, o que causará uma baixa reatância (resistência) à sinais de frequências baixas e de alta figura 28a figura 28b figura 27a figura 28c figura 27b figura 27c 0Hz ELETRÔNICA f corte f 0Hz f corte f acoplamento pode ser visto na figura 28a. Na figura 29a, vemos um filtro passa banda ou passa faixa, também conhecido como B.P.F. (Band Pass Filter), onde nas baixas frequências, o indutor comportar-se como um curto, impedindo a passagem dessas frequências; já para as altas frequências, será o capacitor que se comportará como um curto. Assim, em uma determinada FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 51 APOSTILA MÓDULO - 4 capacitor; e na frequência alta, haverá uma baixa reatância para o capacitor e mais alta para o indutor. Finalmente uma frequência média a reatância do indutor e capacitor serão baixas, matando uma frequência de faixa específica. A curva de resposta figura 29a figura 31 R1 R2 + figura 29b R3 0Hz + f f ressonância C1 frequência média, teremos uma média reatância, tanto para o indutor como para o capacitor, o que causará a existência de determinada amplitude sobre eles, amplitude que seguirá adiante. A frequência em que os dois componentes possuem a da armadilha ou TRAP, pode ser vista na figura 30b. mesma reatância é chamada de "frequência de Todos os filtros vistos, são chamados de passivos, ressonância". A figura 29b, mostra curva de pois apesar de desempenharem seus papéis, aplicam perdas ao sinal da entrada. Já os filtros utilizando amplificadores operacionais, como vemos na figura 31, deixam passar determinada figura 30a R1 10kW R2 1kW + L1 + figura 30b - R3 C1 0Hz resposta para o B.P.F. A figura 30a, mostra uma armadilha ou TRAP, onde em uma determinada frequência baixa, o indutor deixa passar o sinal, mas não passando pelo R1 10kW figura 33 f f ressonância R2 12,4kW frequência dando ganho à mesma. A figura 32, mostra um filtro passa faixa, onde o capacitor C2 e C4 limitam a frequência de corte na parte de frequências mais altas do passa-faixa, cabendo aos capacitores C1 e C3 realimentar figura 32 R7 10kW R8 1,5kW + R3 1kW C1 0,16mF 52 R4 1kW C2 0,16mF + R5 1kW + - C3 0,16mF R6 1kW C4 0,16mF + - FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 positivamente determinada faixa para a entrada, aumentando consideravelmente seus níveis. A figura 33, mostra um circuito TRAP ou armadilha ativo, onde podemos ver que em uma determinada frequência baixa, haverá um curto no indutor, permitindo que a tensão da entrada "não inversora" seja a mesma da entrada "inversora" mantendo o ganho de saída igual a 1. Já para as frequências altas, será o capacitor que comportar-se-á como um curto, mantendo também a saída igual a 1. Mas em uma determinada frequência, haverá queda de tensão sobre indutor e o capacitor, fazendo com que a entrada "não inversora" tenda a ficar com a tensão diferenciada da entrada "inversora" fazendo com que o ganho, possa ser comandado pelos valores dos resistores. Como temos R2 10 vezes menor que R1, o ganho acaba sendo de 0,1 ou 10% em relação à entrada. Comparadores de tensão Uma outra aplicação para os amplificadores operacionais é a comparação de tensão, ou seja, quando queremos que haja uma indicação ou variação sempre que uma determinada tensão atingir um determinado nível. As figuras 34a e 34b, mostram como seriam os comparadores de tensão figura 34a + R1 aplicações como veremos adiante, e circuitos que podem ser gerados a partir deles está limitado a imaginação do projetista em eletrônica. Na figura 35, vemos um operacional com a sua entrada "Inversora" ligado à massa, entrando sinal figura 35 + A + B C1 C R1 D1 D R2 - de trabalho pela entrada "Não inversora". A cada variação do sinal na entrada, teremos uma variação brusca na saída (indo de +B até -B). Esta onda quadrada será posteriormente diferenciada por C1, ou seja, só passarão variações rápidas do sinal, e após o diodo D1, apenas pulsos positivos (acima da figura 35 a + + utilizando fonte simétrica ou fonte convencional. A explicação sobre estes circuitos limitam-se as figuras, pois nos primeiros comentários sobre amplificadores operacionais, todos os exemplos figura 34b + R1 + b c + foram feitos em cima de comparadores de tensão. Aplicações gerais de amplificadores operacionais d Podemos utilizar os operacionais para inúmeras ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 53 APOSTILA MÓDULO - 4 massa). A figura 35, mostra a variação senoidal proveniente de algum gerador ou da rede elétrica, que é transformada em uma onda quadrada perfeita na figura 35. Com a elevação de tensão do lado esquerdo do capacitor, forma-se um tempo de carga deste, que é feito por R 1, criando no ponto "C" um pico de tensão positivo. Com a carga do capacitor sendo concluída, a tensão no ponto "C" cai, até que volta a zero volt. O capacitor fica assim carregado com a tensão de saída do operacional (+ B). A queda na tensão da saída do operacional para 0V. Fará o lado direito do capacitor, que estava armazenando a tensão de +B, cair abaixo da massa. Isto ocorre durante um tempo muito curto, até que com a descarga do capacitor, a tensão no ponto "C" volta a zero volt. Criam-se portanto, pulsos positivos e negativos que são as diferenças das variações para positivo e negativo da onda quadrada. Finalmente na figura 35, vemos que somente pulsos positivos conseguem passar pelo diodo D1, formando pulsos que podem ser utilizados para disparo de uma série de circuitos. Na figura 36, temos um retificador de pulsos que pegará o sinal na entrada, deixando passar somente variações positivas do sinal. Vamos considerar inicialmente que a tensão na entrada "Inversora" do operacional está caindo abaixo da massa; isto fará com que a tensão de saída suba, cortando o diodo D2, mas polarizando o diodo D1, que faz com que o lado direito do resistor R 2 fique positivo, tendendo a realimentação para entrada "inversora" a variação da saída. O nível de saída portanto, dependerá da relação de valores entre R 1 e R 2. figura 36 R1 R2 IN OUT + Temos agora na figura 37, um indicador de pico de tensão positiva, ou seja, manterá durante um tempo (dado pelo valor de C1) a tensão de pico positiva proveniente de um sinal AC. Considerando que o sinal aparece na entrada "Não inversora", a elevação dessa tensão produzirá na saída do operacional também uma elevação de tensão que será sempre 0,6 volt maior do que da entrada, pois, após o diodo D1, essa tensão será a mesma da entrada, fato que se comprova pela realimentação negativa que é feita de maneira direta, mantendo o ganho do operacional em "1". A subida da tensão acaba sendo armazenada em C1 e quando ocorre a queda da tensão na entrada "Não inversora" a tensão da entrada "Inversora" acaba sendo maior do que esta, fazendo com que a saída do operacional, caia bruscamente. figura 37 + D1 IN OUT + C1 - Toda vez que a tensão da entrada "Não inversora" ultrapassar a tensão de entrada "Inversora" haverá o aumento da tensão de saída, fazendo D1 conduzir e mantendo essa tensão armazenada. Esse processo é muito utilizado em indicadores de pico de potência onde durante um tempo, ficam armazenadas informações de onde chegou a potência em um dado instante. A figura 37a, mostra como ficaria a forma de onda de entrada e a integração feita em C1. D1 figura 37a TENSÃO INTEGRADA EM C1 + D2 - Quando a tensão do lado esquerdo de R 1 tornar-se positiva, haverá a tendência de queda na tensão da saída do operacional, que cairá somente até -0,6 volt, fazendo o diodo D2 conduzir e com isto jogando um potencial de zero volt na entrada "Inversora". Como D1 fica cortado, não haverá a passagem deste pequeno potencial negativo para saída. Temos assim um retificador de tensão de AC para DC. 54 SINAL NA ENTRADA Na figura 38, temos outro tipo de retificador de tensão, onde o sinal manifesta-se na entrada, acima e abaixo da referência de zero volt. Quando o sinal na entrada IN, torna-se negativo, ou seja, cai abaixo da massa, acaba ocorrendo uma elevação brusca na tensão de saída, não permitindo a condução do FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Muitos técnicos poderiam dizer que somente com o diodo isto já seria possível, o que é verdade, mas o sinal de saída do operacional, consegue chegar aos extremos de tensão e mais do que isto, consegue entregá-lo em baixa impedância, permitindo a excitação posterior de outros estágios. D1 R1 IN +12V figura 38 OUT figura 39a + -12V IN diodo D1, mantendo a tensão de saída em um potencial de -0,6 volt, ficando a entrada "Inversora" com potencial de zero volt. Logo, a forma de onda de saída acaba apresentando variações de +12 volts até -0,6 volt, como mostra a figura 38a. Podemos também inverter o diodo D1 (figura 39), ficando agora a resultante invertida a anterior. -0,6V OUT +12V figura 38a Circuito limitador IN +12V OUT -0,6V Quando a tensão na entrada IN diminuir abaixo da massa, haverá a elevação do potencial da saída do operacional, que subirá até + 0,6 volts, fazendo diodo D1 conduzir e com isso mantendo a entrada D1 R1 IN +12V OUT figura 39 + -12V "Inversora" com um potencial "zerado". Logo em seguida, com o aumento da tensão na entrada IN haveria na saída do integrado uma queda de tensão que não seria realimentada, caindo até -12 volts. Como mostra a forma de onda da figura 39a. ELETRÔNICA Em algumas aplicações, não podemos deixar que o sinal amplificado ultrapassa limites adequados, o que poderia causar problemas à equipamentos ou outros trabalhos. Assim, de uma forma simples, um amplificador de sinal pode incorporar um limitador para os dois semiciclos, como mostra a figura 40. Nesse circuito, podemos ver que além de uma polarização convencional para a amplificação de sinal, utilizando R 1 e R 2, temos também os dois diodos zener´s de mesma tensão (6,2 volts), que vão limitar a tensão máxima de saída. Na figura 40a, mostramos uma variação de sinal de 1Vpp sendo aplicada inicialmente ao circuito (entrada IN). Essa variação de entrada será de 0,5 volt para o potencial positivo e considerando que deveremos manter a entrada "Inversora" em zero volt, teremos uma queda de tensão de 0,5 volt sobre R 1. Como o resistor R 2 é dez vezes maior do que R 1, haverá uma queda neste de 5 volts, resultando em uma tensão de saída do operacional de -5 volts. Podemos dizer que o diodo ZD1 estaria diretamente polarizado, mas o diodo ZD2 não atingiu uma tensão de ruptura zener que é de 6,2 volts, pois a tensão sobre eles é no momento de 5 volts. Quando sinal da entrada tornar-se em -0,5 volt, haverá a elevação do potencial de saída para + 5 volts e apesar do diodo série ZD2 estar em condições de condução, o diodo ZD1 não permitirá, pois sua tensão de ruptura zener não foi atingida. Mas, no instante de t5 a t6, nota-se que a tensão de entrada IN atingiu um patamar de 1 volt, ou seja, acaba criando sobre o resistor R1 queda de tensão de um volt, visto que a tensão na entrada "Inversora" continuará em zero volt. Deveria assim ,haver uma queda de tensão de 10 volts sobre o FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 55 APOSTILA MÓDULO - 4 resistor R2; mas não atinge esse patamar, pois a tensão máxima possível sobre ZD1 e ZD2 é de 6,8 volts. Assim, quando a tensão da saída do operacional, chegar -6,8 volts, os diodos acabam conduzindo e forçando a tensão da entrada "Inversora" a cair, o que não acaba ocorrendo, pois a saída permanece com -6,8 volts. Na figura 40a, podemos ver que o sinal da saída foi ceifado quando atingiu a amplitude de -6,8 volts, impedindo que sinal chegasse praticamente ao extremo negativo. O mesmo ocorre para semiciclo positivo de saída, pois quando a tensão na entrada tender a cair a -1 volt, ocorre que a tensão de saída tenderia a subir para + 10 volts; mas, o que ocorre é que os diodos zener´s conduzem quando potencial de saída chega a + 6,8 volts, mantendo a entrada "Inversora" com zero volt de tensão. figura 40a +1V +0,5V IN -0,5V -1V figura 40 ZD1 6,2V ZD2 6,2V +8V +7V +6V R1 10KW +5V R2 100KW +4V +3V IN +2V +1V +12V OUT -1V OUT -2V -3V -4V + -5V -6V -12V -7V -8V anotações: _________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ __________________________________________________________________________ Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-13 à M4-16. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 56 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS - 3 AULA 5 Os circuitos compressores com ajuste de threshold (limiar) Os ajustes dos compressores: threshold, ratio (faixa) e gain Os circuitos operacionais usados em equalizadores O equalizador gráfico GE-400 - Cygnus Amplificadore operacional com sinais balanceados Análise de defeitos com malhas simples e complexas O funcionamento do KIT M4-1 detector de defeitos intermitentes CIRCUITO COMPRESSOR Baseado no circuito limitador visto anteriormente, podemos criar um circuito de compressão de sinais, para casos em que o sinal na entrada possa aumentar bruscamente levando à saturações ou distorções de sinais. Este processo é muito utilizado para locutores e palestrantes que na maioria das vezes coloca seu discurso em determinado tom, mas de repente aumenta bruscamente o tom de voz, causando níveis excessivo de sinal. A figura 1, mostra em resumo como seria um circuito compressor, que apresenta os mesmos diodos zener´s no circuito de realimentação negativa, mas tendo agora em série com eles, resistores que permitem uma atenuação dos sinais a partir de um determinado nível, e não o seu corte (limitador). R3 10KW R1 10KW P1 100KW ZD1 6,2V ZD2 6,2V R2 100KW IN um total de 0,14mA que deveria estar circulando por R1 (desprezamos a corrente circulante para dentro R3 10KW R1 10KW P1 mínima resistência ZD1 6,2V ZD2 6,2V R2 100KW IN +12V figura 2 OUT + -12V do operacional, pois é de alta impedância). Assim, teríamos sobre este resistor uma queda de tensão de 1,4V. figura 3 +1,4V +12V +1V +0,5V figura 1 OUT IN -0,5V + -1V -1,4V -12V Para o circuito, quando o nível de sinal de saída chegar a 6,8 volts sejam positivos ou negativos, acaba ocorrendo que os resistores R3 e P1 entraram em paralelo com o resistor R2 e assim, fará uma atenuação do sinal amplificado de forma paulatina. Para entendermos melhor o que estaria acontecendo, vamos tomar como exemplo a figura 2, onde o trimpot P1 foi ajustado para mínima resistência, ficando valendo para malha, somente o resistor R 3 de 10k. Assim, se a tensão de saída chegar a 7,5 volts (positiva ou negativa) haverá uma queda de tensão de 0,7 volt sobre o resistor R 3 (6,8 volts sobre os diodos e 0,7V sobre o resistor), que daria uma corrente circulante de 0,07mA, teríamos ELETRÔNICA +8V +7V +6V +5V +4V +3V +2V +1V OUT -1V -2V -3V -4V -5V -6V -7V -8V FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 57 APOSTILA MÓDULO - 4 Poderíamos afirmar que para este circuito, temos uma variação de zero a 0,7 volt (positivo ou negativo) que acaba gerando uma amplificação de tensão de dez vezes. Mas com o potenciômetro P1 ajustado para máxima compressão (mínima resistência), com um incremento de tensão de entrada de 0,7 volt (perfazendo um total de 1,4 volt para positivo ou negativo) teríamos um acréscimo de apenas 0,7 volt na amplitude final (6,8 volts + 0,7 volt); a partir da variação de saída em 6,8 volts, o ganho do amplificador seria igual a 1. Colocando agora o trimpot P1 no centro (figura 4), teremos uma resistência equivalente para este trimpot de 50k, que somado ao resistor R 3 acaba gerando uma resistência em série com os diodos zener´s de 60k. a queda de tensão sobre o resistor R 2 (100k) que é de 0,095 mA, acabaremos tendo a corrente de 0,14 figura 5 +1,4V +1V +0,5V IN -0,5V -1V -1,4V +10V +9V +8V +7V +6V +5V +4V P1 máxima resistência 50kW R3 10KW ZD1 6,2V +3V ZD2 6,2V +2V +1V OUT R1 10KW -1V R2 100KW -2V -3V IN -4V +12V -5V -6V figura 4 -7V -8V -9V -10V OUT + -12V Considerando agora a mesma variação de tensão de 1,4 volt (para positivo ou negativo) sobre R 1, acabaremos por chegar a uma tensão de saída de 9,5 volts para positivo ou negativo. Subtraindo a queda de tensão sobre o diodo ZD1 e ZD2 que é de 6,8 volts da tensão sobre a malha que será de 9,5 volts, teremos como resultante uma tensão de 2,7 volts, tensão que cairá sobre o resistor equivalente de 60k. Calculando a corrente circulante por eles, teremos 0,045 mA que somada mA, que circularam por R 1. Assim, enquanto na entrada do circuito tivermos um sinal dobrando em amplitude (0,7 volt para 1,4 volt), na saída do operacional teremos uma variação de 6,8 volts para 9,5 volts, ou seja um aumento de somente 30% no sinal. Notem que apesar de realizada a compressão, não há introdução de distorção no sinal, sendo apenas reduzida a forma de como a realimentação negativa é feita. Na figura 6, vemos um circuito completo de um compressor de sinais, onde podemos não só ajustar +12V R2 3k3 OP3 OP2 10k -12V OP1 OUT R1 + 58 + IN + P1 GAIN ganho do sinal de entrada P2 RATIO faixa de atuação da compressão P3 THRESHOLD ponto de limiar da compressão figura 6 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 7 o nível de início da compressão (threshold), com a taxa de compressão (ratio), além do ganho de sinal. Para entendermos melhor como o circuito funciona, vamos inicialmente verificar o funcionamento do operacional OP3, que possui o ajuste P3 e duas saídas. Este operacional tem um funcionamento exatamente igual ao que nós vimos até agora, a diferença é que possui uma saída a mais que manifesta-se de forma inversa a saída convencional (notem que ela possui um círculo, indicando que o sinal ou tensão está saindo de forma invertida em relação a outra saída). Com o trimpot P3 (threshold) ajustado para o centro, teremos uma tensão de zero volt na entrada "Não inversora" resultando também zero volt tanto na saída normal quanto na saída invertida. Com o ajuste de P3 para um potencial mais positivo, haverá uma variação da saída do operacional de forma inversa, permitindo assim que os diodos conduzam quando sinal chegar a um determinado patamar. A faixa de compressão poderá ser ajustada pelo potenciômetro P2 (ratio), ou seja, a partir de um determinado nível poderemos comprimir mais ou menos o sinal. Finalmente temos circuito de realimentação negativa formado pelo o operacional OP2, que ao ajustar o potenciômetro de ganho no mínimo, não permitirá que haja a amplificação feita pelo operacional OP1. Apesar do circuito parecer relativamente complexo, uma boa estudada nos circuitos, torna-lo-á simples. Ele é muito utilizado nos meios profissionais com o nome de compressor/limitador. Na figura 8, mostramos algumas características de um compressor/limitador da YAMAHA mod. GC2020C. Aproveitamos para relacionar o que foi estudado em um aparelho prático. 1) EXP.GATE: com esse potenciômetro girado totalmente em sentido anti-horário, teremos o funcionamento do circuito como um compressor/limitador convencional. A partir do momento em que este potenciômetro é girado, acende-se o LED indicador "gate" e o aparelho passa a fazer a função de expansor (repõe os sinais que foram comprimidos para suas amplitude convencionais). 2) THRESHOLD control: Ajusta o ponto (limiar) onde começará a atuar compressão ou limitação dos sinais. 3) RATIO control: determinará a quantidade de compressão aplicada ao sinal que exceder ao nível determinado pelo controle de Threshold. COMP RATIO VOLTAGE SHIFTER figura 8 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 59 APOSTILA MÓDULO - 4 4) ATTACK control: determina o tempo que a compressão passará a atuar, podendo ser ajustado no mínimo com cerca de 0,2 milissegundos até cerca de 20 milissegundos. 5) RELEASE control: determinará a velocidade que a compressão é removida, a faixa é de 50 milissegundos até 2 segundos. 6) ajuste do nível de entrada dos sinais 7) ajuste do nível de saída dos sinais. Os controles de ATTACK e RELEASE, não foram comentados durante nosso estudo do circuito compressor, mas sua atuação é simples, sendo introduzido um circuito de retardo baseado em capacitor (com tempo ajustado por trimpot ou potenciômetro) para conseguir-se os tempos indicados. Estes ajustes tornam a compreensão mais suave evitando geração de ruídos. A diagramação de blocos do C O M P R E S S O R / L I M I TA D O R d a YA M A H A OPERACIONAIS EM EQUALIZADORES A figura 9, mostra-nos uma célula básica de um circuito de filtro ativo, célula esta que compõe o equipamento chamado de equalizador. Temos no circuito o sinal sendo injetado na entrada “não inversora”, enquanto que na entrada “inversora” é realimentado o sinal da saída, recebendo também uma amostra do sinal do filtro de frequências, circuito que dará ganho a uma determinada frequência de ressonância. figura 9 R1 10kW + C1 47pF R2 47W P1 FILTRO ATIVO R3 47W R4 10kW C2 47pF Na verdade, o circuito equalizador possui uma série de bandas de atuação com controles independentes, como podemos ver pela figura 11. O circuito que possui ganho pouco maior que “1” é formado pelo integrado IC103, considerando a chave S102 fechada. Quando esta chave é desligada, o nível de sinal sofre um aumento em 6dB ou seja, dobra de amplitude, porque acaba entrando na malha do resistor R106 (33k). Relembrando, dizemos que se o resistor de entrada for igual ao resistor de realimentação, a resultante será do dobro de tensão de saída (veja no início do estudo dos operacionais). Notem que para cada filtro de frequência, existe um amplificador operacional e diferenças entre os capacitores de acoplamento e realimentação, para que cada um trabalhe em uma faixa específica de frequências. Os capacitores de maior valor trabalharão nas frequências mais baixas enquanto que os de menor valor, em frequências mais altas. R104 33kW 60 + OP2 IC103 OUT IN R3 47W C103 R102 150kW R106 33kW C1x R1x OP1 C2x + Podemos dizer que se ajustarmos o potenciômetro P1 para o lado esquerdo, o filtro dará ganho a uma faixa de frequência que somando-se ao sinal entrará na entrada “não inversora”. Ajustando-se P1 para o lado direito, o filtro será colocado praticamente na entrada “inversora” o que causará uma atenuação de sinais na faixa de frequência específica dada pelo filtro. A figura 10, mostra em detalhes como funciona o circuito de filtro, que é construído de forma simples através de um capacitor de acoplamento “C1x”, que limitará a frequência máxima que será realimentada e consequentemente amplificada. Notem que quanto maior o valor do capacitor “C2x”, mais tempo a entrada “não inversora” permanecerá forçando variação de nível que terá resposta na saída. Quanto menor o capacitor “C2x”, mais rápida será a variação presente na entrada “não inversora”. Com isto, o potenciômetro P1 deslocado para a esquerda, dará ganho a uma determinada faixa, pois o sinal normal mais o reforço entrarão na entrada “não inversora” do OP2. Quanto mais para a direita, mais o filtro estará na entrada da realimentação negativa, diminuindo o nível amplificado nesta frequência. R2x figura 10 O circuito mostrado na figura 11 é um equalizador de muito boa qualidade, fabricado há muitos anos pela empresa Gradiente. O equalizador gráfico GE-400, é chamado assim, pois os potenciômetros são do tipo slide (eixo de correr e não girar), propiciando que seja montado um gráfico pelo posicionamento destes potenciômetros. Possui 10 canais, com ajustes que vão de 32Hz até 16kHz. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA ELETRÔNICA P101 100k + R105 1kW 32Hz 12 1/4 - IC101 R103 13 100kW 14 C102 120k C101 2,2mF R102 150kW TAPE IN P102 100k + R108 1kW C104 22mF 10 1/4 - IC101 R107 9 100kW 8 C107 68k C105 1mF S102 (1/3) 64Hz C103 56 R101 8k2W R104 33kW P103 100k 125Hz R109 8k2W 1/4 - IC101 4 GAIN R112 1kW + R111 5 100kW 6 C111 33k C109 470k 12dB S102 (1/3) 3 IC103 1/4 R106 33kW C105 56 -1 +2 LED 801 VERDE R115 1kW + 3 1/4 - IC101 R114 2 100kW 1 C114 15k C113 270k 250Hz P104 100k 18dB -15V S102 (1/3) C112 22mF R113 22kW + R119 1kW R117 15kW C115 330 12 1/4 - IC102 R118 13 100kW 14 C117 8k2 C116 120k 500Hz P105 100k LED 802 VERMELHO P106 100k D101 R116 470kW 1kHz 1/4 - IC102 10 1/4 R123 1kW + R122 9 100kW 8 C121 3k9 C119 68k R121 10kW 12 - IC103 14 + 13 C118 47k P107 100k 2kHz R126 1kW + 4 1/4 - IC102 R127 5 100kW 6 C123 2k2 C122 33k R125 1kW D102 R124 10MW P108 100k R129 1kW + 3 1/4 - IC102 R128 2 100kW 1 C125 1k C124 15k 4kHz -15V S104 S103 LED 101 OVERLOAD ON OFF P109 100k MONITOR ON OFF R131 1kW + 10 1/4 - IC103 R132 9 100kW 8 C127 470 C126 8k2 8kHz EQUALIZER P110 100k R133 1kW + 4 16kHz 1/4 - IC103 R134 5 100kW 6 C129 220 C128 3k9 LINE OUT L TAPE OUT L figura 11 S101 LINE IN +15v APOSTILA MÓDULO - 4 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 61 APOSTILA MÓDULO - 4 AMPLIFICADOR OPERACIONAL COM SINAIS BALANCEADOS Os amplificadores operacionais são excelentes amplificadores e desbalanceadores para sinais balanceados. Os sinais balanceados (simétricos) foram estudados na aula anterior desta apostila, e vimos que eles são melhores processados devido ao baixo nível de ruído a que eles são suscetíveis. Como os amplificadores operacionais são basicamente formados por amplificadores diferenciais, poderá processar sinais balanceados, seja como amplificador normal ou amplificador inversor, podendo inclusive somar os sinais balanceados, gerando na saída um sinal desbalanceado com as mesmas informações contidas no sinal balanceado, vamos observar o circuito da figura 12. R3 + 100kW R1 1kW microfone ou captador magnético R2 1kW + R4 100kW - figura 12 Neste circuito temos uma bobina móvel (de um microfone por exemplo) ligada na entrada de um operacional. Em um transformador, o sinal da bobina é balanceado, sendo que na parte de baixo o sinal estará em fase, e na parte de cima em contra-fase (invertido 180°); o sinal em fase será captado pela entrada não inversora e será amplificado na saída do operacional; já o sinal em contra-fase será captado pela entrada inversora, e este será amplificado com inversão de fase, e como ele está com 180° de defasagem, passará a ter a mesma fase do outro sinal que está com zero grau (internamente no operacional). Com isso os dois sinais serão somados, gerando apenas um sinal amplificado em fase e desbalanceado na saída do operacional. Com isto o amplificador operacional é largamente usado em circuitos balanceados, desde os pré-amplificadores até os amplificadores e desbalanceadores. Ele também é muito usado em circuitos de audio profissional, onde os sinais são processados e transmitidos em fase e contra-fase (sinais balanceados) para minimizar a incidência de ruídos. A seguir, vamos analisar um circuito que pertence a uma mesa de som (MIX) da SSL, que é uma das maiores empresas do mundo em equipamentos de áudio profissional. O circuito em questão é um amplificador de microfone, sendo considerado apenas um canal (neste modelo de mesa, temos 30 amplificadores de microfone). O circuito completo deste amplificador pode ser visto na figura 13, cujo funcionamento mostraremos a seguir. O sinal captado pelos microfones (um para cada canal) adentra a mesa em três vias, e será conectado ao circuito amplificador através de capacitores para as entradas (+) e (-) e diretamente na referência (terra). O sinal em fase (+) passará pelo filtro formado por L2 e C70 e polarizará a base do transistor TR5-1, o sinal “saírá” invertido (180°) em seu coletor, indo diretamente para o amplificador operacional IC29; este amplificador está configurado como amplificador inversor, e sua realimentação negativa é feita pelo próprio transistor +15V AMPLIFICADOR DE MICROFONE DO MIX SSL figura 13 - IC31/2 IL852 R119 470k + +18V R57 100 -15V R77 47 R113 4k2 R105 4k C62 220F IC29 5534AN TR5-1 C70 MAT 62 100pF VR3 2k5 IN - L1 15 H C82 330pF 27 R75 200 C56 100pF C45 100kpF VR3 2k5 R79 4k7 C85 100kpF R116 4k7 R73 1k R79 180k - + IC21 5534AN OUT - R81 47k R80 +18V 1k R83 6k8 R84 6k8 - IC22 5534AN + C68 22F R69 4k IC23 5534AN C64 470kpF + R118 470k -18V C72 10F -18V C55 470kpF R76 47 C630 100kpF C61 100pF C59 470pF TR5-2 MAT 62 R112 10k 39k R122 100k C86 100pF R117 47k R72 100k C58 330pF R78 100k R115 1k C83 470pF R108 100k R121 6k8 R123 6k8 -18V R114 180k R109 1k L2 15 H C69 2,2F IC30 5534AN - R110 200 IN + + C84 2F + C52 220F +15V IC31/1 IL852 -18V - R82 470k C39 470kpF + -15V C38 470kpF 62 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 TR5-1. O sinal depois que sai do amplificador IC29 terá sua fase restaurada voltando a ter 0°, e passará por C84 desacoplando seu nível DC, indo para outro operacional (IC30), que está configurado como amplificador não inversor, cuja realimentação negativa é feita por R115. O sinal que sai do amplificador operacional IC30 ainda está com a mesma fase do sinal inicial (sinal + em 0°), e daí entrará no operacional IC21, que está configurado como um amplificador somador, com realimentação negativa feita por R84; este operacional irá somar o sinal da entrada não inversora (o sinal +) com o sinal da entrada inversora (o sinal -), só que este será invertido (interno ao IC21) ficando em fase com o sinal anterior. Teremos então na saída do IC21 o sinal amplificado, somado e desbalanceado, com poder de corrente suficiente para receber efeitos (compressor), equalizações pela mesa ou ainda ser gravado em fita. O sinal (-) que está em contra-fase (180°) passará por um circuito idêntico ao do sinal (+); ou seja primeiro pelo filtro (L1 e C56) depois por TR5-2, indo para o amplificador inversor IC22, daí para o IC 23 e finalmente será somado, com inversão de fase, no IC 21. Neste circuito (figura 13) restam ainda dois operacionais, sendo estes o IC 31/1 e o IC 31/2. O operacional IC 31/2 tem a função de manter o 1/2 Vcc de saída em 0 volt, fazendo uma espécie de realimentação com a tensão de saída, que caso fique diferente de zero volt, irá fazer a com que a saída deste operacional aumente (ou diminua a polarização do operacional IC 21). Portanto o operacional IC 31/2 apesar de aparentar a configuração de comparador de tensão, também tem uma realimentação negativa formada pelo próprio circuito do amplificador, mantendo suas entradas em 0 volt. O operacional IC 31/1 tem uma função parecida à do IC 31/2, só que ela é manter a simetria entre os sinais (+) e (-). Uma amostra do sinal (+) irá para a entrada inversora do IC 31/1, através de R118; e uma amostra do sinal (-) irá para a entrada não inversora por R82. Caso um dos sinais (+ ou -) tenha sua amplitude maior que outro, a saída do operacional IC 31/2 irá polarizar o IC 23 com maior ou menor tensão, equilibrando o ganho dos sinais; isto garantirá que os dois sinais sejam amplificados por igual, independente do ganho dos transistores ou dos operacionais, mantendo-os completamente balanceados. Este é um amplificador profissional de alta performance e de baixo ruído, que garante na saída um sinal desbalanceado sem distorção; ele é apenas um circuito entre muitos que utilizam operacionais com sinais balanceados. ANÁLISE DE DEFEITOS Para analisarmos circuitos com amplificadores operacionais, deve-se primeiramente separar o circuito em partes, sendo cada parte formada por um amplificador operacional; depois podemos analisar cada operacional separado do outro. Um amplificador operacional pode estar trabalhando na região linear ou na região não linear; na região não linear o operacional trabalha comparando suas entradas, e sua saída estará cortada com -B ou saturada com +B. Já na região linear o operacional poderá ter na saída qualquer tensão entre -B e +B, mas suas entradas, obrigatoriamente, deverão ter a mesma tensão; facilitando a análise de defeitos através do circuito “série” formado pela realimentação negativa. Vamos analisar 2 circuitos com defeito, formados por operacionais, para exemplificarmos a análise de defeitos. O primeiro circuito é mostrado da figura 14. 2,3V 2,1V R2 10kW 2,3V +15V 15V R1 10kW -15V R3 40kW ELETRÔNICA figura 14 Neste circuito, temos um amplificador operacional com realimentação negativa, indicando que ele deve estar trabalhando na região linear; as entradas inversora e não inversora deveriam apresentar a mesma tensão, e a tensão de saída deveria estar entre +B e -B. Verificando as tensões nas entradas, podemos perceber que elas estão diferentes, e a tensão de saída (+15V) é igual a tensão de +B. Isto só deveria ocorrer se o operacional estivesse “saturado”, e para isso a tensão da entrada não inversora deve ser maior que a tensão da entrada inversora. Comparando a tensão da entrada não inversora (2,3V) podemos realmente confirmar que ela é maior que a tensão da entrada inversora (2,1V), justificando a tensão de saída, levando a conclusão que o operacional DEVE estar “bom”. Devido a realimentação as tensões de entrada deveriam ser as mesmas, já que isso não está ocorrendo vamos analisar o circuito correspondente a realimentação, como é mostrado na figura 15. Neste circuito temos R2 e R3 formando um circuito “série”, e de acordo com as proporções de suas resistências comparado com as quedas de tensões sobre eles, podemos concluir que R3 está alterado, ou o resto do circuito (operacional) está desviando corrente de R2, pela entrada inversora; portanto outra possibilidade de defeito seria uma fuga interna do operacional, apesar de ser pouco provável. Na figura 16, temos outro circuito com defeito, só que neste caso o operacional não tem realimentação, e portanto está trabalhando como comparador de tensão. O operacional tem na sua entrada inversora uma tensão maior que da entrada não inversora, justificando a tensão de saída em 0 volt (-B), mas se olharmos com atenção veremos que sobre R1 existe uma queda de FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 63 APOSTILA MÓDULO - 4 0V figura 15 R2 =1X 10kW 2,1V 1X 2,1V 3V R3 alterado 3V +10V 10V figura 18a R3 =4X 40kW 6X 12,9V nossa teoria, e chegarmos ao componente defeituoso. Nos circuitos das figuras 18a, 18b e 18c, temos três defeitos propostos, cuja resposta é colocada abaixo. 0V R1 10kW 15V tensão de 2V (figura 16); isto não deveria ocorrer, já que as entradas do operacional são de alta impedância e portanto as correntes circulantes normalmente são abaixo de 1mA. R2 10kW -8V R3 40kW figura 16 6,5V 8,5V 2V R1 10kW +15V 0V 2V 7V R2 1kW Podemos com isso concluir que o operacional deve estar com uma fuga interna, aumentando o consumo de corrente ou R1 está muito alterado (resistência acima de 10MW) provocando esta queda de tensão (figura 17); sem este problema a entrada não inversora teria os mesmos 8,5V que “entra” no circuito e na saída do operacional teríamos +15V (+B). R1 10kW 6,5V 2V -8V R3 22kW 8V 8V +15V 15V figura 18c 7,5V 8,5V 2,2V R2 10kW 7V R1 muito alterado +8V figura 18b 8,5V 7V 2V R1 10kW operacional com fuga +15V 0V R2 10kW +6V R3 10kW R1 7V R2 figura 17 7V Destes dois exemplos podemos resumir a análise de defeitos em 2 partes: 1° Se o operacional tiver sua saída compatível com as entradas provavelmente ele estará “bom” e o defeito estará nos componentes externos (resistores, capacitores, etc.). Exemplo: tensão de saída igual a 3V (+B =10V) e suas entradas estão com a mesma tensão de 2V cada. 2° Se a saída não for compatível com suas entradas o defeito certamente será o operacional. Exemplo: tensão de saída igual a 2V (+B =10V) e sua entrada inversora tem 2V e a não inversora 5V. Ficou claro nos exemplos que estudamos que a análise de defeitos se baseia quase que totalmente na lógica e não existe uma “receita” de análise, e sim o estudo das tensões e sinais do circuito, para podermos aplicar 64 18a) R3 aberto: vemos que a tensão na entrada “não inversora” está com +3V, que deve elevar a tensão de saída, de forma a colocar a mesma tensão na entrada “inversora”. Mas vemos que a entrada “inversora” não alterou sua tensão, mantendo-se em zero volt. Como a tensão de saída foi para 10V e no centro do divisor de tensão está com zero volt. Já podemos afirmar que R3 está aberto. 18b) R2 alterado: Neste circuito, vemos que a entrada “não inversora”, recebe uma tensão de 2V, produzindo na realimentação negativa a mesma tensão, que está correto. Mas comparando os resistores R3 e R3, vemos que R3 é pouco maior que o dobro de R2, devendo manifestar pouco mais do dobro da tensão que cai sobre R2 (2V). Assim, podemos afirmar que R2 sofreu uma alteração para 220k (10 vezes mais que R3). 18c) Sem defeito: neste circuito vemos que a tensão de entrada encontra-se com +8V, o que deveria fazer a tensão do pino de realimentação negativa ficar a mesma. Vemos que na saída do operacional, a tensão é de +15V, tensão esta que alcançou a máxima tensão da fonte. Considerando que R3 e R2 são do mesmo valor, a tensão entre os resistores deverá ser de 7,5V, como está ocorrendo. Assim, podemos afirma que o circuito não possui problemas, sendo que a tensão de entrada está acima do ponto de variação máxima possível. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ANÁLISE DE DEFEITOS MAIS COMPLEXA No circuito de pré-amplificador de microfone, podemos ver que a tensão de base de TR5-1 e TR5-2, está com -0,5V, um pouco negativa, o que está correto, visto que as bases estão polarizadas por R106 e R78 (100k cada), para a massa. Assim, os emissores deverão ser polarizados para o potencial negativo, que é feito pelas saídas dos operacionais IC29 e IC22 que estão com tensões de -2,5V em suas saídas. Até aqui, todas as polarizações estão corretas, tanto na malha de amplificação do sinal em fase, quanto na malha amplificadora de baixo, que o amplifica em contra-fase. Tomando como base as tensões das entradas “não inversoras” dos IC29 e IC22, onde temos 12,6V e considerando que os transistores TR5-1 e TR5-2 inicialmente estão cortados, teremos 18V nos coletores, garantindo à entradas “inversoras” uma tensão mais alta. Assim, as saídas dos operacionais, ficam com tensão negativa, polarizando os emissores dos transistores com -1,1V, fazendo a tensão de coletor cair até que fique com a mesma tensão da entrada “não inversora”. Lembramos que os sinais na saída de IC29 e IC22 são os mesmos, mas estão em contra-fase, com uma tensão média DC de -2,5V. Eles prosseguem com esta tensão DC desacoplada pelo capacitores C84 e C68. Entrando agora no IC30 e IC23 com tensão DC de zero volt. Vemos que a saída dos operacionais apresentam tensões de zero volt, indicando que até aqui também tudo está normal. Vemos que os resistores de realimentação desta malha é de 1k, temos resistores de 47k à massa, significando que o ganho de tensão destes integrados são unitários, mas com alto ganho de corrente da entrada para a saída. Chegamos então ao IC21, onde agora os sinais amplificados em fase e contra-fase entrarão nas entradas “não inversora” e “inversora” respectivamente, para que se tornem um único sinal com a mesma fase do sinal que entra em fase (na entrada “não inversora”). Mas aqui temos tensões bem fora do normal, ou seja, deveríamos ter zero volt nas entradas e a mesma tensão na saída. Mas, encontramos +18V na saída. Observando a tensão entre os resistores de realimentação R84 e R83, está com +9V, que está normal para a tensão de saída. Esta tensão de +9V também vai até a entrada “inversora” do IC21, que sendo maior do que a tensão presente na entrada “não inversora” com -0,5V, deveria fazer a tensão de saída do operacional cair, o que não está acontendo. Veja que a tensão muito alta na saída do IC21, vai até a entrada “inversora” do IC31/2, levando a saída desta e uma tensão muito negativa na saída com -15V, visando obrigar o integrado IC21 a voltar para uma tensão de zero volt na saída. Desta forma, já podemos afirmar que está havendo um curto da saída para a alimentação positiva no integrado IC21. figura 19 18V +15V IC31/2 IL852 -15V R113 4k2 C70 100pF R77 47 W 12,6V C62 220 mF TR5-1 MAT 62 - C82 330pF VR3 2k5 IN - L1 15 H -2,5V -2V R108 100k W 12,6V 39k R79 180k W -2,5V -2V IC22 5534AN 12,6V C85 100kpF R116 4k7W R81 47k W R69 4k C72 10mF -0,5V IC21 5534AN OUT 9V 0V R80 +18V 1k W R83 6k8W IC23 5534AN R84 6k8 W C64 470kpF + R118 470k W -18V 0V -18V C55 470kpF R76 47 + - 0V C68 2,2 m F + C630 100kpF - C61 100pF - R112 10k W R79 4k7W VR3 2k5 C59 470pF TR5-2 MAT 62 R122 100kW C86 100pF +18V C45 100kpF R72 100k W R73 1k W -1,1V -0,7V R75 0V R117 47k W C83 470pF C58 330pF R78 100k C56 100pF -18V R114 180k W R121 6k8 W R123 6k8 W R115 1kW 200 W -0,5V -0,1V IC30 5534AN - 0V R109 1k W -0,7V 27W -1,1V C69 2,2 F + 12,6V R110 200 W IN + 0V C84 2,2 m F IC29 5534AN 12,6V L2 15 mH 0V -15V + -0,5V -0, V R119 470k W + +18V R57 100 W R105 4k W - +15V C52 220 F IC31/1 IL852 R82 470k W - -18V C39 470kpF 0V + 0V -15V 0V C38 470kpF ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 65 APOSTILA MÓDULO - 4 KIT M4-1 DETECTOR DE DEFEITOS INTERMITENTES Na página seguinte, apresentamos o diagrama esquemático completo do KIT M4-01, que é o detector de figura 22 defeitos intermitentes (figura 25), montagem muito interessante para detectar defeitos que somente ocorrem em dadas circunstâncias não previsíveis. O circuito é composto de um amplificador de sinal, ou reforçador inicial, sendo este o responsável por distribuir o sinal analisado para mais 3 malhas, que detectarão se o sinal aumenta ou diminui, se o nível DC do sinal cai ou ainda aumenta. Quando o detector é bem calibrado - veremos isso mais tarde, quando ocorrer o problema, haverá uma indicação visual que ficará memorizada ou ainda um sinal de uma pequena sirene que alertará o técnico que o defeito como para o potencial positivo, devemos usar o LM324. ocorreu. O projeto de nosso detector de defeitos intermitentes, exige Vamos inicialmente analisar as áreas do detector de forma saída Hi e Low, sendo necessária a utilização do LM324. separada, para que tenhamos uma idéia precisa de seu funcionamento. O FUNCIONAMENTO DO DETECTOR DE DEFEITOS OS INTEGRADOS LM339 E LM324 O integrado LM339, faz parte da família dos integrados LM139, LM239. Todos possuem 4 amplificadores operacionais internos e entre eles há pequenas diferenças de ganho para os sinais de entrada. Veja a diagramação interna deste integrado pode ser vista na figura 20. Podemos destacar que as saídas de cada um dos operacionais, possuem transistores NPN ligados ao figura 23 figura 20 INTERMITENTES O REFORÇADOR DO SINAL DE ENTRADA potencial negativo, sendo seus coletores ligados diretamente ao pino de saída, obrigando que se tenha um resistor PULL-UP na parte externa do integrado, para que figura 21 haja potencial positivo. Veja o destaque disso na figura 21. Temos também o integrado LM324, que faz parte da linha LM124, LM224, que possuem característas muito semelhantes, difererindo apenas por pequenas diferenças de ganho para os sinais de entrada. Veja na figura 22, a diagramação interna do integrado com os 4 amplificadores operacionais. A grande diferença entre os operacionais dentro do integrado LM339 e LM324, é que o LM324, possui uma saída Hi e Low, ou alta e baixa, não sendo necessário na saída dos operacionais o resistor PULL-UP, como mostra a diagramação na figura 21. Em utilização em projetos, podemos dizer que se quisermos acionar cargas com potencial negativo, não havendo necessidade de corrente alta no potencial positivo, utilizamos o integrado LM339. Mas se o projeto necessitar de fortes correntes tanto no sentido da massa 66 Na figura 24, podemos ver o circuito de entrada, onde temos R1 com 1k, o potenciômetro RV1 de 1M e o R2 de 10k. Podemos dizer que ao ajustarmos o potenciômetro para cima, praticamente não teremos atenuação no sinal na entrada; mas quando o ajustamos para baixo, haverá uma atenuação de cerca de 100 vezes na amplitude (ver os valores dos resistores e potenciômetro). Os diodos D1 e D2, protegem a entrada do integrado contra níveis excessivos do sinal na entrada. Como temos uma realimentação da saída para a entrada “inversora” feita pelo resistor R3, sem resistor para a massa, haverá ganho unitário, mas com grande figura 24 capacidade de corrente. Assim, o sinal que sai do pino 1 do integrado é levado à três malhas independentes. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA figura 25 ELETRÔNICA MÓDULO - 4 KIT M4-1 DETECTOR DE DEFEITOS INTERMITENTES FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 67 APOSTILA DETECÇÃO DE NÍVEL DE TENSÃO POSITIVA MÁXIMA. O sinal após reforçado chegará ao resistor R4, cuja variação DC, será comparada com a tensão presente no pino 4 do integrado, como mostra a figura 26. figura 26 MÓDULO - 4 DETECÇÃO DE NÍVEL DO SINAL EM VOLTS PICO A PICO. O sinal presente na entrada de nosso circuito, sendo reforçado pelo primeiro operacional, tem agora seu nível DC desacoplado pelo capacitor C1, passando somente as variações pico-a-pico, sendo estas retificadas e filtradas em C2. Esta tensão será comparada com a tensão figura 28 Se RV2, está na posição central, a tensão do pino 4 no intregrado será de zero volt. Toda a vez que a tensão do pino 5 ultrapassar zero volt, a tensão de saída (pino 2) subirá, acendendo o LED e excitando o circuito de disparo seguinte. Assim, o ajuste de RV2, deverá ser feito observando o LED5, ou seja, deve ser ajustado até que o LED5 não acenda mais. Após o circuito deve ser RESETADO, como falaremos adiante. Toda vez que o pino 2 do integrado U1B sobe, haverá a excitação do circuito seguinte, via D8, que terá uma tensão integrada em C6, que ao chegar em 0,6V, polarizará Q1 e este por sua vez polarizará Q4, que acenderá o LED D10. Mesmo que a tensão do pino 2 do operacional caia, o circuito disparado (Q1 e Q4) manter-se-a polarizado e com o LED D10 aceso. DETECÇÃO DE NÍVEL DE TENSÃO NEGATIVA MÁXIMA. O mesmo sinal que chegou ao resistor R4, chega também ao resistor R5 cuja variação DC, será comparada com a tensão presente no pino 9 do integrado, como mostra a figura 27. presente em RV4, de forma que o sinal da entrada “inversora” deverá ser maior do que da entrada “não inversora”, ficando uma tensão negativa na saída do operacional. Caso o sinal de entrada caia de amplitude por algum problema, acionará o alarme ou a indicação do problema. Como dissemos anteriormente, quando picos negativos e positivos caírem abaixo do nível ajustado, haverá disparo do circuito Q3/Q6, que acenderá o LED12 que manter-se-a aceso. CIRCUITO DE ALARME OU INDICAÇÃO VISUAL Quando um dos três circuitos de detecção de nível de maior tensão, menor tensão ou de menor sinal pico-a-pico, for acionado, haverá nível baixo no lado direito do resistor R35, que polarizará o transistor Q13, sendo que este levará figura 27 Se RV3, está na posição central, a tensão do pino 9 no intregrado será de zero volt. Toda a vez que a tensão do pino 8 cair abaixo de zero volt, a tensão de saída (pino 14) subirá, acendendo o LED e excitando o circuito de disparo seguinte. Assim, o ajuste de RV3, deverá ser feito observando o LED6, ou seja, deve ser ajustado até que o LED6 não acenda mais. Após o circuito deve ser RESETADO, como falaremos adiante. Como dissemos anteriormente, quando picos negativos do sinal de entrada, ultrapassar o nível ajustado, haverá disparo do circuito Q2/Q5, que acenderá o LED11 que manter-se-a aceso. figura 29 polarização a um multivibrador astável, formado por Q11 e Q10 e estes acionarão Q12 que levará o sinal para o falante LS1. Caso o técnico não deseje a indicação de disparo sonoro, poderá optar em mudar a chave SW2 para cima, ocorrendo apenas uma indicação visual. Tivemos aqui apenas um resumo do funcionamento do detector de defeitos intermitentes. A aplicação prática do circuito fechará o ciclo do entendimento do sistema. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-17 à M4-20. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 68 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 6 MÓDULO - 4 VÁLVULAS TERMOIÔNICAS Teoria geral - a diagramação da válvula diodo A polarização da válvula - a válvula triodo A amplificação de sinais e inversão de fase na válvula Amplificador classe A e o amplificador PUSH-PULL valvulado A válvula tétrodo e a válvula pentodo O amplificador PUSH-PULL completo Análise de defeitos com circuitos valvulados VÁLVULAS TERMOIÔNICAS - teoria geral A válvula termoiônica, é um dispositivo de retificação e amplificação de sinais ou tensões e é utilizada até os dias de hoje em aplicações de áudio profissional e sistemas de transmissão de RF. Infelizmente, tem sua vida prédeterminada, devido ao desgaste do catodo que sofre aquecimento causado pelo filamento (ver figura 1). Com o surgimento do transistor, a eletrônica sofreu uma grande revolução, devido a estes componentes possuírem menor dimensão e consumo de energia, maior durabilidade, menor custo e sem uma limitação ou vida útil pré definida. Com tantas vantagens e poucas desvantagens em favor dos transistores, parecia que a válvula estava com seus dias contados. Sua utilização começou a perder terreno já na década de 60, com pequenos rádios que utilizavam os primeiros transistores de germânio e se estendeu na década de 70 com televisores e figura 1 outros equipamentos, não somente utilizando transistores, mas alguns circuitos integrados construídos à partir do silício. Mas, no final da década de 80 e início de 90, novamente a válvula ganhou força, através dos pré-amplificadores e amplificadores de potência, que por sua grande qualidade sonora, voltavam às lojas especializadas (principalmente no primeiro mundo). Os profissionais de áudio que possuem uma grande sensibilidade auditiva, começaram a reparar que os timbres (harmônicos) produzidos por aparelhos com sinais processados pelos aparelhos valvulados eram muito melhores dos que os produzidos por aparelhos de estado sólido (solid state) baseado em semicondutores. A febre pela qualidade acabou gerando empresas especializadas em publicações técnicas, revitalizou fábricas (principalmente as russas), que além da fabricação das antigas válvulas, lançaram válvulas compactas e com performance ainda melhoradas. É um mercado fechado à maioria dos técnicos, pois ELETRÔNICA requer muito conhecimento e qualidade destes, afinal um equipamento de qualidade valvulado chega a custar de cinco à dez vezes mais que um similar transistorizado. Aos poucos estes equipamentos vão se tornando exigência dos apreciadores do bom som, que vai além das especificações HI-FI. Sendo assim, não poderíamos deixar de abordar este assunto de uma forma resumida, mas que dará base, juntamente com extensas pesquisas na internet, para permitir que nosso aluno adentre este mercado de alta qualidade e de excelente remuneração. A DIAGRAMAÇÃO BÁSICA DA VÁLVULA DIODO Na figura 2, podemos ver o esquema básico de uma válvula diodo, onde temos dois elementos principais: anodo e catodo. Além desses, temos um elemento que não participa diretamente da amplificação dos sinais, mas é essencial para o funcionamento da válvula: o filamento. figura 2 Placa (anodo) Catodo Filamento Catodo: elemento revestido de algum tipo de óxido, sendo que um dos primeiros óxidos utilizados foi o bário. Atualmente são usadas misturas de óxidos, como o bário, estrôncio e cálcio (além do óxido de alumínio). Estes material revestidos com óxidos, possuem grande quantidade de elétrons livres quando aquecidos. É do catodo que se forma a nuvem de elétrons (liberação de elétrons que se desprendem do material e se movimentam no vácuo) que dará condições a circulação de corrente pela válvula. Apesar de ter condições de formar a nuvem de elétrons, o catodo deve ser ligado a um potencial de tensão baixa ou negativa (em relação à placa), para que os elétrons emitidos possam ser repostos, formando assim a corrente termoiônica. Placa ou anodo: metal que tem como função atrair os elétrons do catodo, desde que seja polarizado com um potencial positivo ou mais alto que o catodo. Filamento: tem como objetivo aquecer o catodo, de forma a facilitar o desprendimento dos elétrons. As FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 69 APOSTILA MÓDULO - 4 válvulas convencionais trabalham com tensão de filamento que vão desde 3 até 7 volts eficazes. A proximidade mecânica entre filamento e catodo é necessária para que haja bom aproveitamento do calor liberado e isto implica na necessidade de uma fonte de tensão para o filamento que não deve ter relação com a massa do circuito. Na figura 3a, repetimos a figura anterior, para que esta figura 3a figura 3b Válvula de aquecimento indireto Válvula de aquecimento direto A A K K F Ponto de ligação ao circuito possa ser comparada com a figura 3b. A primeira é uma válvula de aquecimento do catodo feito de forma indireta, ou seja, aplica-se uma tensão ao filamento onde este aquece, transferindo o calor para o catodo, que deste modo consegue liberar boa quantidade de elétrons. Na figura 3b vemos que o filamento não existe. Apesar disto devemos continuar aquecendo o catodo para a liberação dos elétrons livres e para isto, fazemos circular uma corrente por este elemento, de um extremo ao outro; tendo ele determinada resistência baixa, acaba aquecendo. Apesar de haver a polarização direta ao catodo produzindo uma corrente circulante por ele, ainda teremos uma comunicação deste para que haja ligação do catodo à massa e que os elétrons possam vir daí. R1 10kW 50V V1 +100V +100V V1 Req 70 +100V V1 Req I R2 10kW R2 10kW figura 5 figura 6 R2 10kW figura 7 criando assim condições básicas para a circulação de corrente pela válvula. Independente da alimentação do filamento, já poderíamos dizer que alguns elétrons livres desprendidos do catodo, seriam atraídos pela placa (potencial positivo), o que daria alguma polarização para a válvula. Mas ao aquecer o catodo, há uma grande liberação de elétrons, que partem do catodo (potencial mais negativo) para o anodo ou placa (potencial mais positivo), fazendo com que a válvula apresente uma resistência interna que poderá variar, como mostra a figura 6. Sendo assim, uma grande circulação de corrente do anodo para o catodo, faria com que a válvula pudesse ser considerada como uma chave fechada, tendo em sua placa uma tensão de 50V. Fica claro que esta seria a mesma tensão do catodo (veja figura 7). A válvula poderia ser representada então como o diodo semicondutor, como mostramos na figura 8, sendo o catodo ligado ao potencial mais negativo, enquanto o anodo, ficaria ligado ao potencial mais positivo, permitindo a circulação de corrente como acontece com o diodo semicondutor. A A A POLARIZAÇÃO DA VÁLVULA A figura 4, mostra-nos um aspecto real de uma válvula diodo, que utiliza o filamento como material emissor de elétrons (além claro de bulbo aquecer). de vidro a visão de ligação elétrica da válvula-diodo, Placa pode ser vista na figura 5, (anodo) onde temos uma tensão Filamento de 100V aplicada a um (catodo) circuito série formado por R1, V1(válvula) e R2. Notem que a tensão para o filamento parte de uma fonte independente do negativo ou massa do circuito. Esta tensão figura 4 pode ser obtida de um e n r o l a m e n t o independente do transformador de força ou ainda do transformador de uma fonte chaveada, desde que se obtenha a tensão eficaz requerida para bom aquecimento do catodo. Observamos que o catodo foi colocado no potencial mais negativo da fonte, enquanto a placa no potencial positivo, R1 10kW R1 10kW K Corrente K figura 8 Caso invertamos a polaridade aplicada à válvula, colocando um potencial mais positivo no catodo e negativo no anodo, mesmo com o filamento aceso, não teremos a circulação de corrente pela mesma, pois a placa não tem facilidade da liberação de elétrons, causando assim o efeito de circuito aberto. Desta forma criamos a válvula diodo que é ou foi muito utilizada em circuitos de retificação em fontes de alimentação. Vemos então, que neste início de estudo, a válvula comporta-se como uma chave fechada ou aberta, e terá grande aplicação em retificação das mais variadas formas de corrente alternada. A válvula também poderá ser usada para retificação em alta frequência, tendo excelente performance nesta função. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 A VÁLVULA TRIODO A figura 9, mostra uma válvula triodo fabricada em 1906. Apesar de ser pequena e estranha, já fazia amplificações de sinais. figura 9 A figura 10, mostra-nos o diagrama da válvula triodo, onde vemos um quarto elemento que é a grade, colocada entre o catodo e o anodo (ou placa). A função deste quarto elemento é criar um campo elétrico para controlar a quantidade de elétrons que se deslocam do catodo para a placa, por isso ela é chamada de grade de controle, ou simplesmente G1. figura 10 filamento (f) A catodo (K) grade (G) anodo (A) figura 13 figura 14 +100V R1 10kW R1 10kW G1=0V 80V G1=0V 0V R3 1MW +100V 20V R3 1MW R2 10kW R2 10kW Grade 1 (G1) K F Vamos colocá-la no mesmo circuito mostrado anteriormente, ou seja, em série com R1 e R2. Em um primeiro momento, a ligação da grade ficará “em aberto” ou sem ligação ao circuito. Ao ligarmos o circuito como mostrado na figura 11, a grade chamada de G1, apesar de existir dentro da válvula, não impedirá a passagem de elétrons, tornando-se como o diodo falado anteriormente, entrando em saturação (tensão de catodo = anodo ou placa). Assim teremos uma tensão de 50V na figura 11 placa, e o mesmo ocorrendo para o catodo. A tensão de 50V, no catodo e no anodo foi obtida pela saturação da válvula (chave fechada) e pelos valores iguais dos resistores R1 e R2. Mas, na figura 12, colocamos um resistor de alto valor na grade 1 para a massa ou potencial negativo, tornando a grade polarizada em relação aos potenciais do circuito. Notem que se medíssemos a tensão de grade no exemplo anterior com a grade desligada, encontraríamos zero volt, mesma tensão medida agora. Mas, o estado anterior era considerado “em aberto”, enquanto que agora existe um potencial, sendo ele de zero volt. Veja pela figura 13, que a válvula encontra-se com potencial igual entre catodo e grade 1, enquanto que o anodo apresenta-se inicialmente com potencial de 100V. Quando fazemos isto e ligamos o circuito, a válvula emitirá elétrons do catodo para o anodo, elevando o potencial do catodo e reduzindo o potencial do anodo ou figura 12 placa, como mostramos pela figura 14, onde temos a válvula como se estivesse com uma resistência interna de 30k. Mas notem agora que a GRADE 1 passou a ter uma tensão menor do que o catodo (elemento emissor de elétrons); a figura 15a, especifica que o catodo está agora com um potencial 20V superior ao da grade, criando uma barreira para a passagem dos elétrons, pois considerando que os elétrons possuem carga negativa, a grade criará um campo mais negativo que influenciará em uma menor circulação de corrente pela válvula. figura 15a figura 15b +100V R1 10k A 20V G1 R1 10kW R1 10kW A=50V +100V G1=0V R2 10k +100V R2 10kW ELETRÔNICA R3 1MW 60V - 20V G1 K=50V V1 Req 30k R2 10kW 20V K F + Forma-se então um controle de circulação de elétrons através de um campo criado a partir de uma tensão aplicada a grade, tornando a válvula uma resistência que poderemos controlar, como mostra a figura 15b. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 71 APOSTILA MÓDULO - 4 Na figura 16, vemos a configuração da válvula triodo, colocando as tensões de grade 1 com zero volt, a tensão de catodo com 20V e anodo com 80V. Dizemos então que a válvula está polarizada, sendo que podemos alterar esta polarização alterando a tensão de entrada na grade 1. Aplicando-se portanto um sinal de 2Vpp à grade, vamos verificar como a válvula se comportaria (veja o gráfico da figura 17). resistor de anodo, como mostra a figura 18. Nela vemos que o resistor R1 (resistor de anodo ou placa) permanece com o valor de 10k, enquanto que o resistor R2 (de catodo) passa a ter agora um valor 10 vezes menor. Desta forma poderíamos dimensionar as tensões para figura 18 +100V R1 10kW G1=0V R1 10k A=? 80V +100V 0V R3 1MW 20V 2Vpp R3 1M R2 10k figura 16 Quando a tensão da grade (G1) eleva-se, e vai até +1V, vemos que o potencial positivo permitirá um pouco mais de circulação de elétrons do catodo para a placa, fazendo assim uma diminuição da resistência da válvula, subindo o potencial do catodo em +1V, indo de 20V para 21V, enquanto que o potencial da placa cairá de 80V para 79V. Então, vemos que ao subir o potencial da grade houve queda na tensão da placa (inversão de figura 17 G1 0V -1V 21V K 20V R2 1kW este novo circuito? A figura 19a, mostra-nos o circuito equivalente, onde uma queda de tensão de 20V sobre o resistor R1, irá provocar uma queda de tensão de tensão de 2V no resistor R2 (circuito série), ou seja o catodo ficaria com 2V enquanto que a tensão de anodo ou placa ficaria com 80V (em relação a massa). figura 19a figura 19b +100V R1 10kW +1V K=? R1 10kW 20V 80V G1=0V A=80V V1 Req 39kW 78V 2V K=2V R2 1kW R3 1MW 2V R2 1kW 19V 81V A 80V 79V sinal). Logo em seguida, o sinal injetado na grade, cai abaixo de zero volt, ficando com uma tensão de -1V. Como o potencial negativo da grade intensificou-se, haverá uma menor polarização proporcional da válvula, caindo a tensão de catodo de 20 para 19V e subindo a tensão de placa de 80V para 81V. Apesar de haver a passagem do sinal entrando na grade para o catodo e anodo, não notamos amplificação em tensão deste sinal e tão somente uma diminuição na impedância para a saída (ganho de corrente). Para que tenhamos um GANHO ou aumento de tensão, deveremos fazer como na polarização série no transistor, ou seja, diminuir o resistor de catodo em relação ao 72 A figura 19b, mostra-nos as tensões especificadas anteriormente, onde podemos ver que a grade 1 fica somente 2 volts abaixo da tensão de catodo, o que não seria potencial suficiente para a retenção de elétrons (lembre-se que no exemplo da figura 16, a estabilidade da condução da válvula só manifestava-se quando a tensão de grade chegava a ser 20 volts inferior ao catodo); haveria portanto, maior polarização da válvula até que ela chegasse à saturação, ou seja, tensão de catodo igual à do anodo, ficando nos dois terminais cerca de 9,1V, como mostra a figura 20. Podemos afirmar que para termos uma amplificação de tensão na válvula (da grade para a placa) deveremos ter o resistor de anodo ou placa com uma resistência maior do que a resistência do catodo; o problema será criar a diferença de tensão necessária para a grade (mais negativa que o catodo) de modo que possamos reter os elétrons satisfatoriamente. A tensão de grade 20 volts menor do que a tensão de catodo para que haja retenção FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA figura 20 MÓDULO - 4 +100V R1 10kW G1 -17V -18V -19V K +3V +2V +1V 9,1V G1=0V 90V 9,1V R3 1MW A 80V R2 1kW 70V figura 22 de elétrons, foi utilizada aqui como exemplo didático, podendo variar muito de acordo com o tipo de válvula utilizada. Para que possamos manter os resistores como no exemplo anterior (R1 com 10k e R2 com 1k), deveremos criar um potencial negativo (abaixo da referência massa ou terra), proveniente de uma bateria (como no exemplo da figura 21), ou de forma prática a partir de uma retificação de tensão negativa da fonte. G1=-18V R1 10k 80V +100V 2V R2 1k +40V P1 1M -40V figura 21 Apesar de termos nova fonte de alimentação, o potencial negativo de referência ou massa continua sendo o polo negativo da bateria de 100V, que fornecerá os elétrons para o catodo. Mas, vemos agora que em relação a este massa, temos um potencial de -40V que servirá como tensão de referência para se criar um divisor de tensão feito pelo potenciômetro P1 de 1 MW. Notem que se ajustarmos este potenciômetro para o centro, teremos uma tensão de aproximadamente -20V (em relação a massa). No exemplo, utilizamos a tensão de -18V que dará uma diferença de 20 volts para o catodo. Considerando inicialmente que a válvula não está polarizada, teremos uma tensão de +100V na placa e 0V no catodo (sendo a tensão de grade 1 ajustada para 18V). Uma corrente começará a circular pela válvula, pois o potencial negativo de -18V na grade 1 ainda não é suficiente para impedir toda a passagem dos elétrons e com isto, acaba tendo uma elevação da tensão de catodo e uma queda da tensão do anodo ou placa. Notem que a tensão de catodo sobe somente a 2V (deixando uma diferença de 20V para a grade 1), enquanto o potencial do catodo cai para 80V (20V de queda em R1). ELETRÔNICA Assim o circuito está pronto para trabalhar com amplificação de tensão de dez vezes, como veremos no gráfico da figura 22. Quando injetamos o mesmo sinal mostrado anteriormente na figura 16, ou seja, um sinal de 2Vpp (1 volt acima da referência e 1 volt abaixo), teremos na grade uma variação que irá se tornar inicialmente mais positiva, indo de -18V para - 17V (a tensão se tornou mais positiva, ou menos negativa). Esta tensão mais positiva na grade provocará uma menor resistência na válvula, polarizando-a mais, elevando o potencial de seu catodo também em 1V (mantendo a diferença de 20V entre G1 e K). Este aumento de 1V na tensão de catodo, provocará uma queda na tensão de placa em 10V, indo esta de +80V para +70V (veja a figura 22). Logo o sinal volta ao eixo zero fazendo as tensões voltarem aos seus níveis normais (-18V para a grade; 2V para o catodo e 80V para o anodo). Quando o sinal injetado cair de amplitude, tornando-se mais negativo (indo de -18V para -19V), haverá uma menor polarização para a válvula e consequentemente, uma queda de tensão no catodo, que iria para cerca de 1V. Com a menor polarização da válvula, a tensão do anodo subiria para +90V. Conseguimos assim uma amplificação de tensão de dez vezes. G1=-16V R1 10k 60V +100V 4V R2 1k +40V P1 1M -40V figura 23 Podemos ainda ajustar a tensão de grade, para produzir maior ou menor polarização da válvula, obtendo assim, tensões desejadas de anodo ou catodo, como mostramos nas figuras 23 e 24. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 73 APOSTILA MÓDULO - 4 Na figura 23, ajustamos o potenciômetro para uma tensão negativa mais baixa (ou mais positiva), passando de -18V para -16V (2V mais positivo ou menos negativo), o que produzirá na válvula uma maior polarização, elevando o potencial de catodo para +4V e redução do potencial de anodo para 60V. Da mesma forma, poderemos injetar um sinal que a válvula amplificará com o mesmo ganho de tensão em dez vezes, mas teremos uma diferença na tensão DC média. Neste exemplo, se injetarmos um sinal com o dobro de amplitude (4Vpp), vai ser amplificado sem problemas, surgindo no anodo um sinal com variação de 40Vpp. A figura 24 mostra o mesmo circuito, tendo a grade ajustada agora para -20V (mais negativa), o que provocará uma menor polarização para a válvula, ficando o catodo agora com zero volt e a placa com uma tensão de +100V. Um aumento na tensão de grade 1, fará com que suba a tensão de catodo e caia a tensão de anodo. Mas, no semiciclo seguinte na queda da tensão de grade 1, a válvula não responderá pois deveria ser menos polarizada, o que não é possível pois já ESTÁ CORTADA. G1=-20V R1 10k 100V +100V 0V R2 1k +40V P1 1M -40V figura 24 AMPLIFICADOR CLASSE A VALVULADO Na figura 25, podemos ver um kit para montagem de um amplificador classe A valvulado, cujo esquema simplificado pode ser visto na figura 26. Este possui um transformador casador de impedância para que a alta impedância da placa da válvula, possa ser convertida em uma baixa impedância para a excitação do alto-falante. figura 25 Req primário ~470W +100V R1 47W R2 390kW 17V +40V P1 100kW R3 470kW +4V 21V figura 26 Na figura Devemos notar que as resistências ôhmicas da placa (anodo) e catodo são bem menores do que no circuito anterior. Isto se deve ao fato do circuito ser uma saída de som e daí necessitar de uma corrente circulante maior que o normal. Considerando que a resistência “ôhmica” do transformador é de 470 ohms aproximadamente, e a resistência do catodo de apenas 47 ohms, vemos que existe uma relação de 10 para 1, onde podemos afirmar que o sinal injetado na placa teria uma amplificação de 10 vezes. 74 A amplificação na verdade acaba sendo maior, pois no circuito foi mencionada somente a resistência ôhmica do transformador casador de impedância e não sua reatância, sendo que a medida que o sinal de áudio for sendo trabalhado, criará uma variação de corrente e um aumento da reatância e consequentemente uma maior variação de tensão sobre o transformador. Outro aspecto do circuito da figura 26 é que as baixas resistências de placa e catodo, fazem com que circule permanentemente uma “boa” corrente entre placa e catodo, devendo esta ser ajustada para o mínimo necessário. Para que possamos entender melhor como isto se processa, vamos levar em consideração que a resistência do primário do transformador seja de 470 ohms, deixando para a válvula uma resistência de 1,5 vezes maior do que esta que daria em torno de 700 ohms. Assim, teríamos uma resistência total do circuito pouco maior do que 1k; como temos uma alimentação de 100V, teríamos uma corrente circulante pouco menor de 0,1A. Considerando que na válvula há uma queda de tensão de cerca de 60V, teríamos uma dissipação de potência de cerca de 6 watts e que seria constante. Quanto maior a potência que necessitemos, menor serão as “resistências” colocadas em série com a válvula, elevando cada vez mais a potência dissipada. Assim, o ajuste adequado do potenciômetro P1 será FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 fundamental para controlar a corrente final do circuito sem com isto criar distorções no sinal. +100V A figura 27, mostra-nos a corrente circulante pela malha com Req ausência de sinal, como já foi primário comentado anteriormente. Assim ~470W teremos uma resistência da válvula de aproximadamente 700 ohms, Req deixando na placa uma tensão de +60V válvula 63V. Com isto, ficamos com uma ~700W tensão de 37V sobre o transformador, que estará com R1 +3V corrente circulando internamente 47W por este; esta corrente criará um campo eletromagnético, como pode ser visto na figura 28. Este campo apesar de existir (está sendo criado pelo primário), não possui variação (aumenta ou diminui) e com isto acaba não acontecendo nenhuma indução no secundário. figura 27 figura 28 +100V 28 figura 30 triodo, tendo seus catodos ligados ao mesmo ponto e suas placas em cada uma das saídas de um transformador push-pull (empurra-puxa), indo o ponto central deste transformador a alimentação de + 100V. Notem que as grades também recebem sinal (além de polarização) de um transformador chamado de driver. +100V Campo Eletromagnético fixo não induz tensão no secundário V1 Tr2 Tr1 R1 +60V Quando a válvula passa a ser mais polarizada, cairá a tensão da placa como mostrada na figura 29a, aumentando o campo eletromagnético do transformador fazendo com que as linhas deste campo, cortem as espiras do secundário do transformador e gerando com isto uma indução que convencionamos que seria (+) do lado de cima e (-) do lado de baixo; isto produzirá obviamente o movimento do cone do alto falante, que ligado com a fase correta, iria para a frente. +100V +100V + +50V figura 29a +90V - + figura 29b Na figura 29b, temos agora, menor polarização para a válvula e consequentemente menor tensão aplicada ao primário do transformador com a diminuição da corrente elétrica e inversão do campo magnético alterando a polarização da tensão induzida para o secundário e fazendo o cone do falante ir para trás. Alto-falante V2 -30V P1 figura 31 Temos o potencial positivo de 100V ligado ao transformador Tr1 e podemos dizer que o enrolamento primário serão duas cargas (enrolamentos) ligados às placas das válvulas, sendo que o circuito se fecha a massa através do resistor R1. A figura 32a, mostra-nos como pode ser criada a corrente neste circuito push-pull (empurra-puxa). Se considerarmos que a válvula “V1” está conduzindo e a válvula “V2” está cortada teremos uma circulação de corrente indo dos + 100V, parte do primário do transformador, passando pela válvula V1 e chegando à massa via resistor R1. Ao mesmo tempo que circula a corrente pelo primário do transformador acaba havendo a indução para o secundário deste, criando uma +100V AMPLIFICADOR PUSH-PULL VALVULADO Um outro tipo de amplificador valvulado é mostrado na figura 30, tendo seu esquema elétrico de saída mostrado na figura 31. Nesta figura podemos ver duas válvulas ELETRÔNICA figura 32a FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 75 APOSTILA MÓDULO - 4 tensão variável, fazendo o cone do alto-falante se deslocar em um sentido. Na figura 32b, podemos ver agora a válvula “V1” inoperante (sem conduzir), ficando o trabalho para a válvula “V2”; assim, do potencial de +100V circulará uma corrente que passará pelo outro enrolamento do transformador TR1, passando pela válvula e finalmente chegando a massa via resistor R1. Esta corrente circulando pelo outro enrolamento, provocará uma indução oposta no secundário e com isto fará o cone do alto-falante deslocar-se no outro sentido. Mas, para que as válvulas sejam excitadas de forma a atração dos elétrons que partem do catodo e criando uma amplificação não linear do sinal (menor atração dos elétrons a medida que a tensão de placa for caindo). Esta grade auxiliar, visa permitir uma boa atração dos figura 34 A V1 Tr1 Gs R2 100k G1 K OBS: Se a tensão na G2 (screen) estiver muito próxima da tensão da placa, a válvula terá baixo fator de 200V amplificação visto que se a tensão da placa cair abaixo da tensão de G2, circulará corrente do catodo para G2. F +B R2 220k +100V R1 figura 32b alternada pelo mesmo sinal, torna-se necessário uma inversão de fase em suas excitações de grade. Na figura 31, vemos o transformador TR2 fazendo a função de inversor de fase, pois ao induzirmos uma tensão em seu secundário, o lado de cima ficará mais positivo, enquanto o lado de baixo mais negativo. Assim, inicialmente haverá a condução da válvula “V1” enquanto a válvula “V2” ficará cortada. No semiciclo seguinte o transformador TR2 receberá tensão negativa do lado de cima, e positiva do lado de baixo, fazendo agora “V2” conduzir e mantendo cortada a válvula “V1”. elétrons que deverão passar pela grade de controle (G1), pois será polarizada com um potencial sempre mais positivo que o catodo, não sofrendo as alterações da tensão de placa. Na figura 34, podemos ver o circuito completo de uma saída de som classe A, utilizando-se de uma válvula tétrodo. Podemos notar que a polarização para a placa, grade1, catodo e filamento seguem o que foi explicado anteriormente; mas agora surge um divisor resistivo, que coloca uma tensão de aproximadamente 140V na Gs (Grade screen), tendo como função manter constante o potencial de atração dos elétrons, visto que a tensão de placa varia conforme a amplificação do sinal na grade 1 (G1). Esta grade deve ser normalmente utilizada quando for figura 35 V1 A Gs = 140V A VÁLVULA TÉTRODO As válvulas que possuem entre a grade de controle (G1) e a placa mais uma grade é chamada de tétrodo (veja as figuras 33 “a” e “b”). Esta nova grade é chamada de grade auxiliar ou grade screen (Gs) A Gs G1 K F figura 33a K F figura 33b A principal finalidade desta segunda grade, consiste na eliminação da capacitância direta existente entre a grade de controle e a placa, pois podemos dizer que quando a grade está recebendo uma tensão mais positiva, produzirá um decréscimo na tensão de placa, o que obviamente cria um efeito capacitivo, já que entre os dois elementos não existe circulação de corrente. Outro grave problema é que no aumento da tensão de grade, criará uma grande queda na tensão de placa (saída de som), fazendo com que a placa tenha um potencial menor para 76 K F +B 200V R1 A Gs G1 R2 100k G1 C1 R3 220k feita uma razoável amplificação de sinal (na forma de tensão), onde acaba manifestando-se o efeito de capacitância parasita entre grade e placa, como foi explicado anteriormente. A figura 35, mostra um circuito em que o efeito da grade screen é intensificado, utilizando-se de um capacitor (C1) que é colocado entre catodo e Gs, mantendo constante o potencial entre estes terminais, independente da existência do sinal. A VÁLVULA PENTODO A grade auxiliar ou Gs, que foi colocada na válvula tétrodo, terá como objetivo diminuir o efeito capacitivo entre grade de controle e placa e também a variação da força de atração de elétrons entre placa e catodo, mas introduzirá novo problema: alguns elétrons podem ser FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 recolhidos por esta grade (Gs), reduzindo a eficácia da válvula. Para evitar este problema, foi criada a válvula pêntodo, que possui uma grade a mais colocada entre a Grade auxiliar (Gs) e a placa, cuja polarização é idêntica ao catodo (mesmo potencial), fazendo com que os elétrons que estão para ser recolhidos pela placa, não retornem mais a Grade auxiliar (Gs), como mostram as figura 36 “a”, ”b” e “c” Na figura 36a, vemos os elementos da válvula utilizando A figura 37 aspecto físico da válvula pentodo figura 36a Su G1 Gs K PENTODO DE AQUECIMENTO DIRETO grade supressora ligada externamente ao catodo a = anodo g3 = grade supressora g2 = grade auxiliar g1 = grade de controle k = catodo ff = filamento * = getter (absorvição de gases ou partículas) AMPLIFICADOR PUSH-PULL PRÁTICO A Su G1 figura 36b Gs K PENTODO DE AQUECIMENTO INDIRETO figura 36c OBS: A grade Su deve manter-se longe (fisicamente) da G2 e também da placa, devido a polarização da grade Su estar igual ao catodo. A grade Su não tem facilidade de liberação de elétrons, visto que ela não trabalha aquecida como o catodo. catodo com aquecimento direto (sem filamento), sendo feita uma ligação da Grade Supressora (Su), diretamente ao potencial do catodo. Na figura 36b, vemos a mesma válvula pêntodo, utilizando agora aquecimento indireto (notem que a grade Su, continua ligada ao catodo). Finalmente na figura 36c, não temos mais o pino da grade supressora acessível, pois ela é ligado internamente ao catodo, diminuindo suas ligações. Na figura 37, podemos ver detalhes físicos da válvula pentodo, onde o único elemento que aparece a mais é o getter, utilizado para captação de partículas ou gases produzidos internamente à válvula. ELETRÔNICA Podemos ver na figura 38, um amplificador completo push-pull com entrada para microfone dinâmico (com bobina) e também entrada para cápsula de toca-discos cerâmica (alta impedância). Esta cápsula cerâmica muito antiga, apesar de fornecer um grande nível de tensão, é de baixa qualidade sonora. O sinal do microfone será levado até um pré-amplificador formado pela válvula “V1” que possui uma tensão de grade em zero volt e catodo também em zero volt. Esta válvula foi projetada para que uma tensão igual entre estes dois terminais leve-a à polarização, estabelecendo uma determinada resistência entre placa e catodo que no caso terá valor muito semelhante ao resistor utilizado na placa; será gerado neste terminal uma tensão de aproximadamente 100V (notem que a alimentação acima está em torno de 200V). O sinal que passou por esta amplificação, terá seu nível DC (100V) desacoplado por C9, aparecendo as variações provenientes do microfone acima e abaixo da referência terra. Assim pegamos uma amostra do sinal e levamos a um segundo amplificador, que é a mesma válvula V1 (esta válvula é um duplo triodo, onde podemos ver a numeração diferenciada de seus pinos). Esta válvula também receberá o sinal proveniente do toca-discos (phono 1 ou phono 2). Aqui haverá uma mistura entre os dois sinais (tipo de mixer) sendo estes amplificados pela válvula V1 (pinos 1, 2 e 3). O sinal ou sinais sairão pela placa amplificados, estando em um nível DC de aproximadamente 170V, diferente do exemplo anterior. O sinal é então acoplado via C10, onde o nível DC é desacoplado e onde passaremos a ter uma tensão de grade de zero volt (pino 7 de V2). Aqui teremos também um potenciômetro que fará o ajuste de tom, ou seja, controlará o nível das altas frequências amplificadas (R13). Assim a válvula V2 (parte 1), fará outra amplificação de sinal entregando ao pino 2 da mesma válvula (parte 2), o sinal com um nível DC de aproximadamente 65V. Notem que aqui a válvula estará em polarização, onde podemos visualizar uma tensão de placa de 260V, que dará uma queda de tensão de 65V sobre o resistor R17. Fica claro que sendo o resistor R20 de mesmo valor e estando em série com a válvula terá a mesma queda de tensão, ou seja, 65V, sendo esta FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 77 78 + - BATERIA +6V PHONO 2 PHONO 1 MICRO MICRO C1 10nF F1 3A R5 500kW C7 10nF 7 6 C2 10nF V1 R7 100kW F2 15A SW1 8 R10 270kW R8 500kW VOLUME R9 270kW R12 4,7kW 3 SOQUETE DC 2 V1 1 R11 100kW TOMADA PARA OS MOTORES SOQUETE AC C9 10nF C13 32uF R1 100W 110V 220V R14 270kW C11 10nF R13 500kW TOM C10 10nF R24 2 V2 1 R17 100kW C3 5nF V6 V5 R20 100kW R18 470kW R2 100W C4 5nF R16 3kW C12 1nF 8 T5219 VIBRADOR 7 V2 6 R15 100kW FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL Lp1 5 R25 22kW 4 V4 4 2 V4 7 C16 25uF 7 4 C5 32uF R23 130W 2 V3 R4 100kW 5 R26 22kW R22 270kW R21 270kW V3 C15 10nF R22 270kW R3 100kW 3 C14 10nF 1 V1 3 3 5 9 9 L1 C18 5nF 5 9 4 T4212 C6 32uF V2 C17 5nF APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA ELETRÔNICA +325V +340V T4212 3 0V 2 R26 22kW V4 1,2V R14 270kW 0V 6 C9 10nF R8 8 500kW VOLUME 0V R10 270kW 0V R9 270kW 175V 2 V1 1 R12 4,7kW 3 C10 10nF R13 500kW TOM C11 10nF 0V 7 4,5V V2 6 8 C12 1nF R16 3kW 135V R18 470kW R20 100kW R22 270kW C15 10nF 0V R22 270kW 2 155V V2 1 C14 10nF 3 148V 0V R21 270kW 10V R23 130W 7 C16 25uF 3 9 335V C18 5nF C17 5nF 9 R25 22kW 0V 2 V3 7 180V R17 100kW 295V R15 100kW R24 R11 100kW 7 V1 PHONO 2 PHONO 1 MICRO C7 10nF R5 500kW 0V MICRO 200V C13 32uF R7 100kW ANÁLISE DE DEFEITOS EM AMPLIFICADORES VALVULADOS PUSH-PULL também a tensão de G1 (via R18). O motivo desta válvula possuir os mesmos valores de resistores para a placa e catodo é que necessitaremos de um sinal com fase invertida para a placa e com mesma fase para o catodo; assim o sinal reproduzido sairá com mesma amplitude tanto na placa como no catodo (mas com fases invertidas). A saída de som será feita por duas válvulas pentodo, sendo que os sinais entrarão pelas grades 1 (pinos 2) com fases invertidas, permitindo que ora seja polarizada uma das válvulas, no caso V3 no semiciclo positivo do sinal, sendo que no semiciclo seguinte (negativo), é polarizada a válvula V4. Para a produção da corrente alternada pelo alto-falante, utilizamos um transformador push-pull, que ora terá a corrente circulante por um enrolamento, ora pelo outro. A fonte de alimentação deste amplificador é feita também no processo antigo, utilizando válvulas retificadoras, que trabalham conforme descrição feita para as válvulas diodos. Notem que seus catodos estão ligados juntos, no ponto positivo dos capacitores C5 e C6. Quando o transformador T5219, recebe em seu secundário a tensão induzida pela rede, ora ficará o ponto (1) mais positivo, enquanto que o ponto (2) ficará negativo; polarizará então a válvula V5 que está apresentando em sua placa um potencial mais positivo que o catodo (enquanto a válvula V6 ficará cortada). Já no semiciclo seguinte da rede, haverá um potencial positivo em (2) e negativo em (1), polarizando a válvula V6, ficando cortada a válvula V5. Notem que ao aumentarmos o volume do amplificador, haverá uma elevação no consumo, causando certa ondulação (ripple) na fonte. Assim torna-se necessário o chamado “choque de filtro” que terá como função bloquear qualquer baixa frequência (ondulação da tensão da fonte), produzindo uma tensão contínua pura para alimentação das grades auxiliares e demais circuitos de pré-amplificação. Ainda temos neste circuito, o chamado vibrador, que foi muito utilizado em aparelhos valvulares antigos; tem como função fazer que a tensão de uma bateria de 6V, possa ser chaveada em uma frequência aproximada de 60Hz, produzindo assim uma corrente alternada pelo primário auxiliar do transformador T5219, induzindo no secundário as tensões normais para o trabalho do amplificador. Este vibrador é constituído internamente por um solenoide que vai jogando a massa ora um dos extremos do enrolamento do transformador, ora outro, produzindo a corrente (alternada) que ora circulará em um dos enrolamentos e ora em outro, sendo as variações de campo induzida para o secundário. Apesar do circuito mostrado aqui ser antigo, servirá como base para a análise tanto de funcionamento quanto de manutenção dos modernos pré-amplificadores e amplificadores de potência valvulados, que a cada dia voltam a ocupar seu espaço no mundo do som profissional. MÓDULO - 4 335V APOSTILA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 79 APOSTILA MÓDULO - 4 ANÁLISE DE DEFEITOS (esquema da página anterior) A análise de defeitos em circuitos com válvulas deverá sempre seguir a mesma lógica de circuitos transistorizados, baseando-se em circuitos “séries” e nas proporções das resistências com suas quedas de tensão. Devemos primeiramente entender o funcionamento do circuito e qual defeito ele está apresentando, depois devemos identificar qual parte do circuito não está funcionando adequadamente e por último achar os componentes defeituosos que podem causar o defeito apresentado. Sempre tomando como base as tensões de polarização e correntes circulantes pelo circuito. Na página anterior temos o mesmo amplificador pushpull utilizado, mas sem a fonte de alimentação, que está apresentando som muito baixo e com distorção na saída, encontre a partir das tensões indicadas o componente defeituoso. Resposta do defeito (página anterior): Começamos a análise verificando que as duas válvulas da saída estão polarizadas aparentemente corretas, pois há uma queda de 10V sobre o resistor R23, indicando que há corrente circulante pelas válvulas de saída. Quando chegamos à válvula V2 (2ª parte), vemos que sua tensão de placa está baixa com 180V (deveria ter mais de 200V) e a tensão de catodo está alta com 148,5V (deveria ter menos de 100V). Assim, podemos afirmar que esta válvula está muito polarizada, o que faz com que o sinal de áudio acabe sendo distorcido. Observando a tensão de grade 1 desta válvula, vemos que está com +155V, quando deveria ter normalmente menos de 70V. Mas note que a tensão de grade 1, deveria ter a mesma tensão que está entre R19/R20, que apresenta para o defeito 135V, mas está maior. Podemos ter então uma fuga interna da válvula (de placa para a grade) que é muito difícil ou ainda uma fuga no capacitor C12, aumentando a tensão de grade e levando a válvula a quase saturação. Logo, temos uma fuga no capacitor 12. Para detalhes sobre amplificadores valvulados, e outras matérias sobre áudio profissional, acesse: http://audiolist.org/forum/kb.php?mode=article&k=266 COMO IDENTIFICAR VÁLVULAS As válvulas têm um código e por trás dele há uma série de características do componente. Os dois sistemas de identificação são: 1 - Americano - Este só indica a tensão do filamento (1º número). As letras que seguem não dá para ter uma idéia do tipo e características da válvula. Para obter estas informações é necessário consultar um manual de válvulas. Exemplo: A válvula 6AQ5 funciona com 6 V no filamento e é um pentodo amplificador de potência. Pode ser usada em rádios , aparelhos de som ou televisão. A válvula 12AU7 é um duplo triodo, podendo funcionar como pré amplificadora ou como osciladora nos circuitos horizontal e vertical dos TVs. 2ª letra - tipo: A - diodo simples B - duplo diodo C - triodo comum D - triodo de potência E - tetrodo comum F - pentodo comum H - hexodo ou heptodo K - octodo L - tetrodo ou pentodo de potência M - olho mágico Q - eneodo (9 eletrodos) X - válvula retificadora a gás Y - válvula retificadora comum Z - válvula duplo diodo usada como retificadora de onda completa 2 - Europeu - Este indica pelo menos o tipo da válvula. Começa com letras. A 1ª letra indica a tensão ou corrente do filamento. As seguintes indicam qual é o tipo da válvula. Abaixo temos uma tabela: Exemplo: A válvula ECL82 funciona com 6 V no filamento, é dupla, tem um triodo (letra C) e um pentodo de potência (letra L). 1ª letra - filamento: veja mais detalhes em: http://www.mktbrasil.com.br/valvulaseletronic as A - 4 V; D - 1,4 V; E - 6 V; G - 5 V; K - 2 V; H - 150 mA; P - 19 V, 300 mA; U - 50 V, 100 mA; X - 600 mA; Y - 400 mA; Z - válvula de gás sem filamento. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-21 à M4-24. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 80 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 POTÊNCIAS HI-FI SOM AMBIENTE - I AULA Amplificador prático 30+30W com controle tonal Análise de Defeitos de Amplificadores de Potência A amplificação e reforço do sinal em alta potência Distorção causada pelo capacitor de acomplamento A eliminação do capacitor de acoplamento Os amplificadores em ponte (Bridge) 7 REVISÃO GERAL - AMPLIFICADORES DE MAIOR POTÊNCIA Na figura 1, vemos um outro amplificador de baixa potência utilizado em pequenos rádios portáteis. Podemos afirmar que sua saída de som forneceria não mais que 2 W de potência. Apesar de ser um amplificador de baixa potência, ele apresenta no transistor Q3 uma compensação da corrente quiescente dos dois transistores de saída, ou seja, seu objetivo é controlar a corrente que vai para os transistores Q1 e Q2, de forma a evitar a distorção cruzada (no caso de pouca polarização para eles) ou o aquecimento excessivo (no caso de muita polarização para eles). Ainda com respeito ao transistor Q3, podemos dizer que os resistores R5 e R3, possuem valores diferentes, sendo o menor a referência de polarização e o maior uma pequena redução no valor da equivalência de forma a termos um valor resistivo entre o menor valor e o próximo valor comercial. Assim não se faz necesária a utilização de resistores de valores especiais ou de grande precisão. Outra característica importante, são os diodos D1 e D2 que formam uma compensação de polarização para transistor Q5. Na base do transistor Q5 devemos ter uma tensão maior do que o ½ Vcc de saída (3V), ou seja, cerca de 4V; no anodo do diodo D1 haverá a tensão de 1,2V, permitindo a diminuição do valor do resistor R11, tornando com valor muito semelhante a R10 e com isto melhorando a estabilidade de polarização para Q5. Podemos a partir deste amplificador, tomar como base os reforçadores de corrente de saída (Q1 e Q2), o transistor de corrente de repouso (Q3), o transistor Driver ou amplificador de tensão final (Q4), e finalmente o R9 R7 C3 R10 Q4 Q5 R5 R3 R11 C4 IN R6 amplificador inicial e também controlador via realimentação negativa da tensão de saída (Q5). Na figura 2, apresentamos uma extensão do amplificador mostrado anteriormente, onde podemos ver que foram acrescentados os transistores Q6 e Q7. Para que isso fosse possível, foram colocados o resistor de emissor de Q1 (R14), e também o resistor de coletor em Q2 (R12); isto permite que em determinada corrente de saída os transistores Q6 e Q7 possam ser excitados. Outra observação importante a ser feita é que a tensão de alimentação passou a ser de 50 volts. Temos neste amplificador várias considerações a fazer como mostramos na figura 2 a, b, c. A figura 2a, diz que os transistores deverão suportar um mínimo de 30% a mais de tensão entre seus coletores e emissores. Notem que agora temos uma tensão muito superior ao que foi mostrada anteriormente (em vez de 6 volts, temos agora 50 volts), e isso faz com que os transistores, passem a ter tensões máximas de coletor-emissor em torno de 70 volts. Também destacam-se que os transistores Q6 e Q7 deverão suportar uma corrente de 6 amperes. Na figura 2b destacamos que os resistores também deverão ter seus valores alterados para valores maiores, principalmente os que encontram-se próximo da entrada; os resistores R13 e R15 localizados nos coletores dos transistores de saída (Q6 e Q7), deverão ter valores abaixo de 1 ohm. Finalmente a figura 2c, mostra também que os capacitores deverão ter tensão de isolação 30% e maior que a tensão de alimentação. Observando melhor a saída de som formada agora pelos transistor Q6 e Q7, vemos que 6V figura 1 apesar de serem transistores NPN foram configurados para receber a excitação de uma saída Rx* classe B ou AB. Os transistores Q1 e Q2 que no amplificador de baixa potência era a própria saída Q1 de som criando reforço de corrente, passam a ser agora excitadores cumprindo o mesmo C1 papel, ou seja, continuam a ser reforçadores de corrente. Q3 D1 R8 R4 AF1 Q2 P1 D2 C2 R2 ELETRÔNICA O funcionamento da saída de som com capacitor de acoplamento Observando agora a figura 3a, podemos ver que o semi-ciclo positivo que excitará o alto- FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 81 APOSTILA MÓDULO - 4 50V figura 2 R9 R7 C3 R13 R10 Q1 Q4 Q6 Q5 R14 R5 R3 C1 R11 C4 IN R6 Q3 D1 R15 Q2 R8 R4 AF1 Q7 P1 D2 C2 R12 R2 2a 50V Os transistores deverão suportar um mínimo de 30% a mais de tensão entre coletor e emissor. Deverão também suportar uma corrente maior que 6A (TRANSISTORES DE SAÍDA ) 50V Q1 Q6 2b Os resistores deverão ter seus valores alterados para mais, principalmente próximo a entrada. Os resistores R3 e R15 , terão valores muito baixos (ABAIXO DE 1W) e servirão como proteção em caso de fugas. C1 figura 3a Q7 2c Os capacitores deverão ter suas tensões de isolação alteradas, para 30% a mais (NO MÍNIMO ) em relação a tensão de trabalho. 50V figura 3b Q6 C1 falante, será feito pela polarização do transistor Q6, que permitirá a carga de C1 através da bobina do alto-falante completando o circuito à massa; notem que neste caso o transistor Q7 se mantém cortado, não permitindo que a corrente seja desviada para a massa, sendo a corrente totalmente aproveitada para excitação do alto-falante. Na figura 3b, podemos ver que o transistor Q6 encontrase cortado, sendo que agora o transistor Q7 passa a conduzir. Vejam que a polarização de Q7 depende também da polarização de Q2, ou seja, deverá existir um potencial mais baixo na base de Q2, permitindo assim sua polarização emissor-base e consequentemente circulação de corrente entre emissor de coletor; com o aumento da tensão de coletor de Q2, atingiremos a tensão de 0,6 volts necessária polarização base-emissor de Q7, com isso, sua resistência coletor-emissor cai permitindo a descarga do capacitor C1 e consequentemente, movendo o cone do alto-falante para trás. 82 Q7 Q2 R12 Amplificadores estereofônico de 30 + 30 W Na figura 4, podemos ver um amplificador completo de aproximadamente 30 W de potência; no lado de baixo da figura temos o canal 2, ou seja, um outro canal onde temos os mesmos componentes no circuito mostrado no canal 1, excitando um outro alto-falante; na figura 5 mostramos a fonte de alimentação utilizada para esses amplificadores, onde a tensão de saída (40 volts), alimenta os dois amplificadores de potência. Temos também na figura 6, o desenho completo da placa FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 4 INL 40V C130 1mF/63V R108 1,5kW R130 47kW C110 1mF/63V C108 470pF P102 220kW R114 560W R116 820W C109 220pF C107 10mF/25V R124 33kW C112 330F C114 27nF R123 220W P104 10kW x 2 P103 10kW x 2 Q102 2SD313 C113 1mF/63V C115 120nF R122 390W R117 12kW C106 4,7mF/40V R113 220W C101 470mF/40V R104 4,7W Q105 BC546B C111 47mF/25V R101 0,47W/4W R107 220W C105 15pF R131 18kW R118 10kW Q101 2SD313 R103 4,7W Q103 BC556B R125 390W R121 1,5kW R112 2k2W C115 22pF Q106 BC556B Q104 BC548 R111 47kW C103 47mF/25V R115 56kW AO OUTRO CANAL Q107 BC546B R110 3,9kW R119 82kW R120 1kW P101 100kW R109 5,6kW C104 220mF/16V R105 220W R102 0,47W/4W P10 10kW x 2 R126 150W R106 4,7W/0,5W 40V C102 47nF figura 4a CANAL 02 INR Numeração par ( 2xx ) de componentes figura 5 Componentes deste lado ligados a placa C117 10nF C116 10nF S02 40V 220Vac D01, D02,D03 e D04 1N5402 110Vac F01 1A S01 C118 10nF C119 10nF C120 2200mF 63V C131 10nF 01 02 06 03 05 04 07 08 110Vac 35Vac/2A 110Vac Tr01 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 83 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 6 figura 7 D1 R109 Q101 Q104 R112 R101 Q107 D2 R103 D3 C121 R107 R104 Q102 R111 R110 C10 R209 Q201 Q207 R102 R203 J Q103 R108 C103 R106 Q204 R212 R105 C121 R210 C20 R207 R201 R204 Q202 R211 R202 J Q203 R208 C203 C102 R206 C104 D4 R125 R130 Q105 Q106 C120a R231 R115 R116 C107 C125 FUSÍVEL R224 C108 C208 C110 R218 R120 P104 P204 R121 C112 C214 R221 C212 R126 C215 P103 P203 R215 R216 C207 C209 C210 R220 R223 C212 R226 R217 C206 C225 C109 R123 C114 Q205 Q206 R214 R118 SW1 C211 R213 C205 R117 C106 R114 C120b R230 R219 R113 C105 C202 C204 R225 R131 C111 R119 R124 R205 C230 R122 C113 P101 P201 P102 R222 C115 84 C130 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 de circuito impresso para esses dois amplificadores e na figura 7 o desenho da disposição de componentes na placa de circuito impresso. Voltando a figura 4, temos neste amplificador os dois transistores de saída formados pelo transistor Q 101 e Q102; esses transistores devem ser montados em dissipador de calor. Os transistores excitadores para saída, são Q107 e Q 103, que por sua vez formam o par casado (NPN-PNP). O transistor Q104, trabalha no controle de corrente para os transistores de saída, onde podemos notar que a polarização de base é feita pela combinação de três resistores (R110, R111 e R112). Como a amplificação de tensão é feita pelo transistor Q105 que atua na malha de baixo do amplificador, a malha de cima ficaria aparentemente desprovida de excitação em tensão. Isto é compensado parcialmente pelo capacitor C103, que se mantém carregado com determinada tensão, fazendo com que, ao subir ou cair a tensão de saída, este promoverá o aumento ou diminuição da polarização do transistor Q107. Caso o capacitor C103, não atue por algum motivo (aberto), a amplificação do semi-ciclo positivo do sinal de áudio será prejudicada, ficando com menor amplitude do que deveria. Isto pode ser observado facilmente pelo osciloscópio, onde visualizaremos uma maior intensidade do semi-ciclo negativo em relação ao semiciclo positivo. Podemos ver também nesse amplificador, o transistor Q106, que trabalha como um pré amplificador de sinal; este recebe uma referência da tensão de saída proveniente de R115 e R116. A polarização de base desse transistor é feita pelo divisor resistivo formado por R130 e R131, sendo a tensão levada até à base pelo resistor R119. Finalmente, o sinal de áudio entrará via C130 até o potenciômetro de volume P101, sendo esse sinal acoplado ao pré amplificador via capacitor C110. Para que o sinal chegue ao alto-falante, a tensão média de saída, em torno de 20 volts, deverá ser desacoplada pelo capacitor C101; uma mostra da tensão que está sobre alto-falante, será realimentada para a malha de controle de tom, mais especificamente graves e agudos; a complementação da realimentação se dará via C107 até o emissor do transistor Q106 . Na figura 4a, temos um circuito semelhante ao explanado anteriormente, tendo como ponto em comum a tensão de polarização para o pré-amplificador, ou seja, a tensão do divisor resistivo R130 e R131, vai para a base do transistor Q106 através do resistor R119; o mesmo ocorre no outro amplificador onde o resistor também ligado ao divisor resistivo levará polarização à base do pré amplificador. A figura 5, mostra uma fonte de alimentação convencional onde temos a entrada da rede ligada aos pontos 1 e 2 da placa. Existe uma chave geral S01, passando também pelo fusível F01. O transformador TR01 possui dois enrolamentos primários, permitindo assim que a bitola do fio tanto para um enrolamento quanto para o outro, sejam iguais, diminuindo as dimensões do transformador. A chave S02, será responsável pela ligação do transformador na rede de 110 ou 220VAC. Na saída do transformador temos a tensão de 35VAC, que é levada a uma ponte de diodos para gerar aproximadamente 40VDC (um pouco maior). O capacitor de filtro geral formado pelo C120 tem como valor 2.200 uF por 63 volts de isolação; a qualidade final do som, principalmente na máxima potência poderá ser melhorada adaptando mais capacitores do mesmo valor, montados em paralelo, nessa malha. Relação de componentes - placa estereo Resistores R101, R201 = 0,47ohms 4W R102, R202 = 0,47ohms 4W R103, R203 = 4,7 ohms 1/4W R104, R204 = 4,7 ohms 1/4W R105, R205 = 220 ohms 1/4W R106, R206 = 4,7 ohms 1/2W R107, R207 = 220 ohms 1/4W R108, R208 = 1,5k ohms 1/4W R109, R209 = 5,6k ohms 1/4W R110, R210 = 3,9k ohms 1/4W R111, R211 = 47k ohms 1/4W R112, R212 = 2,2k ohms 1/4W R113, R213 = 220 ohms 1/4W R114, R214 = 560 ohms 1/4W R115, R215 = 56k ohms 1/4W R116, R216 = 820 ohms 1/4W R117, R217 = 12k ohms 1/4W R118, R218 = 10k ohms 1/4W R119, R219 = 82k ohms 1/4W R120, R220 = 1k ohms 1/4W R121, R221 = 1,5k ohms 1/4W R122, R222 = 390 ohms 1/4W R123, R223 = 220 ohms 1/4W R124, R224 = 33k ohms 1/4W ELETRÔNICA R125, R225 = 390 ohms 1/4W R126, R226 = 150 ohms 1/4W Capacitores C101, C201 = 470uF x 40V eletrolítico C102, C202 = 47nF x 250V poliester C103, C203 = 47uF x 25V poliester C104, C204 = 220uF x 16V poliester C105, C205 = 15pF x 50 a 250V cerâmico C106, C206 = 4,7uF x 40V eletrolítico C107, C207 = 10uF x 25V eletrolítico C108, C208 = 470pF x 50 a 200V cerâmico C109, C209 = 220pF x 50 a 200Vcerâmico C110, C210 = 1uF x 63V eletrolítico C111, C211 = 47uF x 25V eletrolítico C112, C212 = 330nF x 50 a 200V poliester C113, C213 = 1uF x 63V eletrolítico C114, C214 = 27nF x 40V poliester C115, C215 =120nF x 40V poliester C116, C117, C118, C119 = 10nF x 100V poliester C120a, C120b = 2200 uF x 63V C130, C230 = 1uF x 63V C131 = 10nF x 100V poliester Diodos e transistores D01, D02, D03, D04 = 1N5402 Q101, Q102, Q201, Q202 = 2SD313 transistor NPN Q103, Q106, Q203, Q206 = BC556B transistor PNP Q104, Q204 = BC548 transistor NPN Q105, Q107, Q205, Q207 = BC546B transistor NPN P101, P201 = potenciômetro duplo (log) 100k ohms P102 = potenciômetro simples (lin) 220k ohms P103, P203 = potenciômetro duplo (lin) 10k ohms P104, P204 = potenciômetro duplo (lin) 10k ohms TR1 - Transf. 110+110 / 35Vac - 2A S01 - chave liga-desl H-H encaixe de placa S02 - chave 110-220V rabicho de força padrão alto-falantes ou caixas acústicas de 50W cada F01 - Fusível e porta fusível de 1A FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 85 APOSTILA MÓDULO - 4 A ANÁLISE DE DEFEITOS EM AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA Nas figuras 8 a 11, apresentamos quatro amplificadores, aquecimento na etapa de potência; a lâmpada em série cujo funcionamento foi explanado no capítulo anterior. também apresenta algum acendimento. A parte mais Cada um desses quatro amplificadores, possui um interessante é a observação dizendo que "tensões defeito diferente e somente com um componente medidas com a lâmpada em série ligada ao aparelho", ou responsável pelo defeito. seja, vemos que apesar da tensão de alimentação no O primeiro defeito (figura 8), diz que o amplificador não esquema apresentar-se com 40 volts, a mesma tensão funciona e a lâmpada em série de 60W, em que o de alimentação medida apresentou somente 32 volts. amplificador está ligado, não está acendendo. Neste O quarto defeito (figura 11), é semelhante ao anterior caso, a análise de defeitos poderá ser feita de uma forma onde também temos acendimento da lâmpada e tensões mais tranqüila e até um pouco mais demorada, pois não da fonte mais baixas; apesar disto o que difere em há chances de queima dos transistores por aquecimento, relação ao defeito anterior é que o amplificador não durante a análise. funciona. O segundo defeito (figura 9), possui as mesmas Antes que o leitor parta para a leitura da análise das características do defeito anterior sendo que a lâmpada páginas seguintes onde são relatadas as análises em série também não acende. Nota-se também que o defeitos e as conclusões obtidas, deve fazer o possível defeito neste amplificador apresenta tensões para encontrar o componente defeituoso a partir das figuras 9,10, 11,12; assim, o leitor formará em sua mente, semelhantes (pelo menos iniciais) ao anterior. O terceiro defeito (figura 10), já difere dos dois a técnica de raciocínio que é a ferramenta fundamental anteriores pois apresenta na saída uma tensão baixa, para qualquer técnico que trabalha em manutenção e sendo que ele está funcionando, mas apresenta base para a finalização de projetos avançados. 1 Amplificador não funciona; lâmpada em série de 60W não acende 40V 0V 11,3V R130 47kW C107 10mF/25V INL R108 1,5kW R118 10kW 38,6V 40,0V R109 5,6kW 38,1V Q107 BC546B R110 3,9kW EQUALIZADOR figura 8 39,7V C102 1mF/63V 11,3V 0V R114 560W R119 82kW C110 1mF/63V C108 470pF 5,0V R116 820W C103 47mF/25V C115 22pF 0V P101 100kW P102 260kW C105 15pF Q103 BC556B R131 18kW R117 12kW C111 47mF/25V R113 220W C101 470mF/40V 0V Q105 BC546B C106 4,7mF/40V 38,0V R101 0,47W/4W 0V 38,6V 0V 38,0V 38,1V 38V 5,0V Q106 BC556B Q101 2SD313 R103 4,7W R107 220W 5,0V C109 220pF AO OUTRO CANAL R112 2kW 38,6V R115 56kW R120 1kW Q104 BC548 R111 47kW R104 4,7W 0V R105 220W C104 220mF/16V Q102 2SD313 0V R102 0,47W/4W 2 Amplificador não funciona com baixa potência e distorção; lâmpada em série de 60W não acende 11,4V 40V 0V R130 47kW C107 10mF/25V IN L figura 9 R108 1,5kW R118 10kW 40,0V Q107 BC546B R110 3,9kW EQUALIZADOR 39,3V C102 1mF/63V 11,6V 0V R114 560W R119 82kW C110 1mF/63V C108 470pF R116 820W 0V P101 100kW P102 260kW C115 22pF 34,9V C105 15pF R112 2kW R131 18kW C111 47mF/25V Q103 BC556B 34,5V R117 12kW C106 4,7mF/40V Q105 BC546B R113 220W 35,2V 35V 12,6V Q106 BC556B Q101 2SD313 R103 4,7W R107 220W 12,2V C109 220pF 5,0V AO OUTRO CANAL Q104 BC548 R111 47kW C103 47mF/25V R115 56kW R120 1kW 86 35,7V R109 5,6kW 35,0V R101 0,47W/4W C101 470mF/40V 0V 0,05V 4,4V C104 220mF/16V R104 4,7W R105 220W Q102 2SD313 0V FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL R102 0,47W/4W ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Amplificador funciona com alguma distorção e aquece; 3 lâmpada em série acende com 40V alguma intensidade. OBS: tensões medidas com a lâmpada R130 8,9V em série ligada ao 47kW aparelho. INL 0V C107 10mF/25V R108 1,5kW R118 10kW 10,2V 32V R109 5,6kW 9,6V Q107 BC546B R110 3,9kW EQUALIZADOR 27,3V figura 10 C102 1mF/63V 8,9V 0V R114 560W R119 82kW C110 1mF/63V C108 470pF 9,0V R116 820W C103 47mF/25V C115 22pF 0V P101 100kW R112 2kW 9,2V R115 56kW R120 1kW Q104 BC548 R111 47kW R107 220W 9,0V 9,6V Q103 BC556B 9,0V C105 15pF Q101 2SD313 R103 4,7W R101 0,47W/4W C101 470mF/40V 9,0V 9,0V P102 260kW C109 220pF 0,7V 9,0V Q106 BC556B AO OUTRO CANAL R117 12kW C111 47mF/25V 0,7V Q105 BC546B 0V R131 18kW 0V 8,4V C106 4,7mF/40V R113 220W R104 4,7W 0V R105 220W C104 220mF/16V Amplificador não funciona e aquece; lâmpada em série acende com alguma intensidade. OBS: tensões medidas com a lâmpada em 0V R108 1,5kW série ligada ao aparelho. R118 R130 Q102 2SD313 R102 0,47W/4W 0V 4 8,9V figura 11 47kW C107 10mF/25V INL 10kW 40V 14,2V 32V R109 5,6kW 13,6V Q107 BC546B R110 3,9kW EQUALIZADOR 28,2V C102 1mF/63V 8,9V 0V R114 560W R119 82kW C110 1mF/63V C108 470pF 1,8V R116 820W 0V P102 260kW 13,0V R115 56kW R120 1kW P101 100kW C103 47mF/25V C115 22pF C105 15pF R112 2kW R107 220W 13,0V R101 0,47W/4W 13,6V Q103 BC556B 13V Q101 2SD313 R103 4,7W C101 470mF/40V 13,0V 1,8V C109 220pF 0,6V 1,9V Q106 BC556B 12,3V Q105 BC546B 1,6V AO OUTRO CANAL Q104 BC548 R111 47kW R131 18kW C111 47mF/25V R117 12kW C106 4,7mF/40V R113 220W 0V 0,6V 1V C104 220mF/16V R104 4,7W R105 220W Q102 2SD313 0V R102 0,47W/4W RESOLUÇÕES DAS ANÁLISE DE DEFEITOS DAS FIGURAS ANTERIORES De acordo com defeito mostrado na figura 8a, podemos A figura 8c, mostra claramente que análise deverá ver que a lâmpada em série não acende, e que a tensão começar conferindo as polarizações da malha de baixo de 1/2 Vcc está acima do normal, com 38 volts; podemos do amplificador, onde vemos que a base do transistor afirmar assim que não há consumo na saída, ou seja, pelos transistores Q101 e Q102 não circula figura 8a figura 8b corrente ou praticamente nenhuma corrente. 40V 40V Partindo agora para a observação da figura 8b, 40,0V temos uma queda de tensão no transistor Q101 Q101 de apenas 2 volts, enquanto que no transistor Q101 LÂMPADA EM SÉRIE A 2,0V Q102, uma queda de 38 volts. Poderíamos NÃO ACENDE resistência 38,0V afirmar pelas tensões medidas que o transistor 38,0V de Q102 FONTE DE Q101 estaria conduzindo muito ou então que o é muito ALIMENTAÇÃO maior que transistor Q102 estaria conduzindo pouco; o fato Q102 a é que, não havendo consumo de corrente a resistência afirmação correta é que o transistor Q102 está 38,0V de Q101 Q102 conduzindo pouco, mostrando que devemos começar a análise pela malha de baixo, ou seja, pela polarização do transistor Q102. ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 87 APOSTILA MÓDULO - 4 Q102, apresenta-se com zero volt; como a polarização para Q102 depende de uma corrente circulante pelo transistor Q103, verificando a tensão de seu coletor, encontramos também zero volt; podemos afirmar que o transistor Q103 está cortado, ou seja, não há circulação de corrente entre emissor-coletor. 40V figura 8e R116 820W R115 56kW 5,0V C106 4,7mF 40V 38,0V R130 11,3V 5,0V R119 82kW Q101 Q106 figura 8c 40V 11,3V 0V Q101 R131 Q105 0V Q102 R117 38V R113 Q103 C104 R101 0V 0V Q102 R104 R105 Passando agora para figura 8d, vemos a polarização para o transistor Q103, onde no emissor encontramos 38 volts e na base 38,6 volts, que nos leva a afirmar que esse transistor também está cortado (tensão de base maior do que emissor). Como uma polarização para Q103 depende do transistor Q105, conferindo também sua polarização, vemos no coletor 38,6 volts; mas zero volt, tanto no emissor como na base; podemos também afirmar que esse transistor encontra-se cortado. O técnico deve ter muito cuidado nas conclusões finais da análise do defeito, pois algumas considerações devem ser feitas antes da conclusão final. A figura 8f, mostra bem isto: como temos uma tensão de 38 volts no lado direito do resistor R115 e apenas 5 volts do lado esquerdo do mesmo, poderíamos afirmar que haveria uma fuga no capacitor C106; mas a conclusão disso só poderia ser finalizada observando a tensão do lado esquerdo do resistor R116, que apresenta a mesma tensão de 5 volts. Temos uma grande queda de tensão sobre os R115 (33 volts) enquanto que sobre o R116 não há queda. Isto confirma que realmente está havendo uma fuga no capacitor C106 que é a causa do defeito. figura 8f 5,0V R116 820W R115 56kW 0V 33,0V 38V figura 8d 38,6V 5,0V C105 Q106 Fuga em C106 0V 0V Q105 0V R113 Q101 C106 4,7mF Q103 C104 R105 Passando agora para figura 8e, vemos que a polarização para o transistor Q105 virá da condução do transistor Q106; assim partimos para medição das tensões em seu emissor com 5 volts e base com 11,3 volts; e também podemos afirmar que esse transistor está cortado. Agora surge uma grande dúvida, pois a tensão na base do transistor Q106 está normal com 11,3 volts, mas sua tensão de emissor muito baixa com apenas 5 volts. Podemos notar também que o emissor do transistor Q106 recebe a tensão de referência da saída que para este defeito específico, está muito alta, com cerca de 38 volts. Observando novamente a tensão de saída com 38 volts, e logo após o resistor R115, com uma tensão em torno de 5 volts (que é a mesma do emissor do transistor Q106), já poderíamos afirmar que haveria uma fuga no capacitor C106. 88 38,0V O aluno ainda poderia afirmar que o resistor R115 poderia estar alterado, mas se assim fosse, deveria haver uma queda mínima (pouco menos de um volt) sobre o resistor R116. 2) Neste amplificador, apesar da lâmpada em série também não acender, ele funciona apresentando uma baixa potência de saída e ainda distorção. A tensão de 1/2 Vcc apresenta-se com 35 volts, tensão muito semelhante ao defeito anterior; assim partimos para figura 9a figura 9b 40V 40V 40,0V Q101 LÂMPADA EM SÉRIE NÃO ACENDE Q101 35V FONTE DE ALIMENTAÇÃO Q102 A resistência de Q102 é muito maior que a resistência de Q101 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 5V 35V Q102 35V ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 análise do defeito da figuras 9a até a figura 9f. Na figura 9a, vemos que a tensão de saída está com 35 volts enquanto a tensão de alimentação com 40 volts. Vemos na observação que a lâmpada em série não acende, indicando que pela saída de som está circulando pouca ou nenhuma corrente. Partindo para análise da figura 9b, vemos que tendo uma tensão de saída de 35 volts poderemos ter o transistor Q101 conduzindo mais ou ainda Q102 conduzindo menos; é claro que há a pouca circulação de corrente na saída, definindo que o transistor Q102 está conduzindo pouco. figura 9c a malha de polarização para transistor o transistor Q106 encontra-se normal o que indicaria que esse transistor está conduzindo muito, devido ao aumento da tensão de saída (tensão maior em seu emissor). Somos obrigados a voltar para a polarização do transistor Q105 onde na 40V Q101 R116 820W R115 56kW 12,6V C106 4,7mF 11,6V R130 12,2V R119 82kW 40V 35V figura 9e 40,0V 35V Q106 11,4V 4,4V 35V R131 5,0V R101 Q103 Q105 R117 R113 C104 0,05V 34,5V Q102 R104 0,05V R105 Partindo agora para a análise da figura 9c, observamos que a tensão na base de Q102 encontra-se com somente em 0,05 volt, o mesmo ocorrendo no coletor do transistor Q103. Observando agora a polarização do transistor Q103, vemos que apresenta no emissor uma tensão de 35 volts enquanto que na base uma tensão de 34,5 volts; como temos uma tensão e 0,5 volts entre base emissor só poderia significar uma baixa polarização para esse transistor o que pode ser comprovado pela tensão de coletor somente de 0,05 volt. A figura 9d, mostra que apesar do transistor Q103 estar com baixa polarização, o transistor Q105 aparenta estar com muita polarização, pois possui uma tensão de emissor de 4,4 volts enquanto que em sua base apresenta 5 volts. figura 9d 34,5V base temos 5 volts, indicando que está muito bem polarizado, o mesmo mostrado em seu emissor com 4,4 volts; mas considerando que a tensão em seu coletor está muito alta não poderia estar conduzindo muito; logo, para que a tensão de base-emissor de Q105 estivesse alta, somente por uma alteração no resistor R113. A figura 9f, mostra em detalhes a alteração do R113, que faz o transistor Q105 conduzir menos, elevando seu potencial de coletor e despolarizando os transistores da malha de baixo do amplificador. figura 9f Q106 4,4V 5,0V Q105 R117 R113 C104 R113 alterado 35V C105 Q103 4,4V Q105 5V R113 0,05V C104 R105 Verificando agora a malha de realimentação negativa (figura 9e), vemos que a tensão de saída encontra-se alta com 35 volts, onde logo após R115 temos 12,6 volts. Verificando a seqüência após R116 encontramos uma tensão de 12,2 volts e finalmente na base do transistor Q106 uma tensão de 11,6 volts. Podemos notar que que ELETRÔNICA 3) Para análise do amplificador da figura 10, podemos observar que este funciona com distorção, além de aquecer; indica também que a lâmpada em série acende com alguma intensidade. Não podemos esquecer na análise, que quando a lâmpada em série está ligada ao aparelho e acende com alguma intensidade, as tensões de alimentação caem. Na figura 10a, vemos que apesar da tensão de alimentação apresentar 40 volts, a tensão que foi medida no mesmo foi de 32 volts (indicando que quando a lâmpada em série está acendendo há uma diminuição da tensão de alimentação do amplificador). A tensão de 1/2 Vcc, está baixa, indicando que poderíamos ter uma menor condução do transistor Q101 ou maior condução do transistor Q102. Observando agora o desenho da figura 10b, vemos que a tensão de saída baixa e com um acendimento da lâmpada em série, indica que está FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 89 APOSTILA MÓDULO - 4 havendo uma circulação maior de corrente pela saída e que o transistor Q102 está conduzindo mais; assim começaremos a análise do defeito, pela malha de baixo. A tensão da fonte caiu devido a um maior consumo 40V 32V LÂMPADA EM SÉRIE ACENDE UM POUCO Q101 A resistência de Q102 é menor que a resistência de Q101 FONTE DE ALIMENTAÇÃO Q102 9,0V 8,4V C105 Q103 40V 0V Q101 9V 0,7V Q105 0V 23V 9V figura 10a figura 10e R113 R105 C104 Q102 9V figura 10b figura 10f 9,0V 8,4V C105 Observando agora a figura 10c, vemos que o transistor Q102 apresenta-se bem polarizado onde em sua base encontramos 0,7 volt. Não podemos ainda tirar disto nenhuma conclusão, pois se dizemos que o transistor Q102 está conduzindo mais, a tensão de coletor estará baixa (9 volts), e 40V apresentando uma tensão de base condizente com sua polarização (0,7 Q101 volt). Partindo agora para análise da figura R101 10d, encontramos no coletor do 9,0V transistor Q 103, uma tensão de 0,7 volt, enquanto em seu emissor uma 0,7V tensão de 9 volts em sua base com 8,4 volts. Como a polarização do transistor Q102 Q102 depende do transistor Q103, poderíamos dizer até aqui que 0V R102 encontram-se bem polarizados. Partindo agora para figura 10e, observamos que a polarização para o figura 10c transistor Q103 é proveniente do transistor Q105. Observando a tensão de coletor do Q105, encontra-se com 8,4 volts "sugerindo" que se estaria conduzindo muito; mas ao medir a tensão de emissor com zero volt, e base com a mesma, podemos afirmar que esse transistor está sem nenhuma polarização. Q103 Q105 Fuga CB de Q103 R105 R113 4) o amplificador da figura 11, apresenta a seguinte característica: não funciona e saída de som aquece. É fácil deduzir que a lâmpada em série está acendendo com alguma intensidade. Não podemos esquecer também que a lâmpada em série ao acender com alguma intensidade, as tensões de polarização para o amplificador caem (tensão da fonte de alimentação). 40V 32V LÂMPADA EM SÉRIE ACENDE A tensão da fonte caiu devido a um maior consumo Q101 13V FONTE DE ALIMENTAÇÃO Q102 40V 32V Q101 19V A resistência de Q102 é menor que a resistência de Q101 13V Q102 13V 40V figura 10d figura 11a 9,0V Q101 R101 9,0V Q103 0,7 V 8,4V Q102 R104 0,7V R105 0V R101 Há uma polarização forte para o transistor Q103, em direção ao potencial negativo, mas que não é feito através do transistor Q105, nem por R113 ou C104. Na figura 10f, vemos o motivo da boa polarização para transistor Q103, ou seja, uma fuga entre base-coletor do mesmo, aumentando sua polarização, e conseqüentemente dos transistores da malha de baixo. 90 0,7V figura 11b Partindo agora para análise da saída de som indicada na figura 11a, vemos que a tensão de figura 11c alimentação é somente 32 volts (normal 40 volts). Já a tensão de 1/2 40V 32,0V Vcc, apresenta-se baixa (13V). Considerando novamente que a Q101 tensão baixa na saída poderia significar uma pequena polarização 13,0V R101 para transistor Q101, ou ainda uma boa polarização para o transistor 0,6V Q102, ficaremos com boa polarização para transistor Q102 Q102 devido ao acendimento da lâmpada. A figura 11b, mostra-nos como isso ocorre, indicando que a resistência 0V R102 de Q102 é muito mais baixa que de Q101. Novamente deveremos FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 começar nossa análise pela malha de baixo. A figura 11c, mostra-nos a polarização para o transistor Q102, onde em seu coletor temos 13 volts; em sua base 0,6 volt em seu emissor zero volt. Aparentemente esse 40V 13,0V Q101 13,0V Q103 após R115 e 1,8 volts logo após R116. Medindo agora tensão de base do transistor Q106, encontramo-na com 8,9 volts (que seria uma tensão normal para malha). Vemos então que o transistor Q106 está totalmente despolarizado (tensão de emissor inferior a tensão de base). Mas existe uma tensão em seu coletor, o que poderia indicar uma fuga coletor-base do transistor Q105 ou ainda uma fuga no capacitor C105. Tudo isto poderia ser verdade, se não fossem as quedas de tensões proporcionais nos resistores R115-116, indicando que R101 figura 11f 40V 0,6 V 32,0V 12,3V Q102 R130 R105 1,8V R119 82kW R101 R115 56kW C106 4,7mF 8,9V R104 0,6V R116 820W 1,9V 13V figura 11d Q106 12,3V 8,9V transistor estaria bem polarizado, mas ainda não podemos concluir nada somente pela tensão de base com 0,6 volt. Partindo agora para figura 11d, buscamos a polarização para transistor Q102 que é realizada pelo transistor Q103. No coletor desse transistor encontramos 0,6 volt, enquanto que em seu emissor temos 13 volts e na base 12,3 volts. Este transistor apresenta-se também polarizado, que nos leva a buscar a origem de sua polarização. 12,3V 13V C105 Q103 R131 Q105 R113 R113 C104 existe uma corrente circulante em direção à massa. Assim fica claro que está acontecendo uma fuga entre emissor-coletor do transistor Q106, como mostra figura 11g, levando uma maior polarização para transistor Q105 e este conseqüentemente aos transistores de saída. figura 11g 0,6V C104 1,8V R105 8,9V figura 11e R116 820W Fuga CE de Q106 1,9V Partindo agora para figura 11e, encontramos o transistor Q105, que é o responsável pela polarização do transistor Q103; em sua base temos 1,6 volts enquanto que seu emissor encontra-se com 1 volt (aparentemente as polarizações dos transistores estão normais, apesar dos transistores estarem bem polarizados). Partimos agora para figura 11f onde vemos que a polarização do transistor Q105 dependerá do transistor Q106; logo, começamos pela malha de realimentação negativa onde na saída temos 13 volts, 1,9 volts logo ELETRÔNICA 1,0V R117 1,0V 1,6V Q105 1,6V R115 56kW 13V C106 4,7mF Q106 1,0V 1,6V Q105 R117 R113 C104 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 91 APOSTILA MÓDULO - 4 O FUNCIONAMENTO DO SINAL NA SAÍDA DE ALTA POTÊNCIA Na figura 12, vemos a etapa final de um amplificador de razoável potência, que foi abordado nos exemplos anteriores. Ele possui etapa de potência formada pelos transistores Q101 e Q102, e seus excitadores Q107 e Q103. A amplificação final do sinal é responsabilidade do transistor Q105. R108 figura 12 40V R109 Q107 Q101 R103 4,7W Q104 R101 0,47W/4W R107 220W Veremos agora como trabalham em condução ou corte os transistores saída. A figura 13 mostra-nos que em um dado instante, o sinal presente na base do transistor Q105 apresentará semi-ciclo negativo, ou seja, a sua tensão média de base (pouco maior que um volt), estará recebendo um potencial um pouco menor que o normal, fazendo com que a tensão de coletor suba razoavelmente. Essa subida no potencial do coletor, fará com que as tensões de base nos transistores Q107 e Q103 também subam, gerando com isto polarização ou despolarização destes. Com a elevação de tensão na base do transistor Q107, ocasionará sua polarização, ou seja, o mesmo conduzirá sendo representado na figura com uma chave fechada; já com a elevação da tensão na base do transistor Q103, produzirá um corte no mesmo, o que é representado na figura com uma chave aberta. figura 14 R108 40V C105 15pF C101 470mF/40V R109 Q103 Q107 Q105 Q102 R104 4,7W R113 C104 R102 0,47W/4W R105 220W Af01 8W Q101 R103 4,7W Q104 R101 0,47W/4W R107 220W C105 15pF C101 Assim podemos dizer que um pequeno nível de sinal, estará presente na base do transistor Q105, onde no coletor aparecerá este mesmo sinal de forma invertida e com grande amplitude. O transistor Q104 (que nessa figura está representado somente como resistor de baixo valor), terá como função transferir a variação de tensão do coletor de Q105 para a base de Q107. Assim, podemos dizer que tanto na base do Q107 como na base do Q103, temos a mesma fase do sinal e com praticamente a mesma amplitude. R108 figura 13 40V R109 Q107 R103 4,7W Q104 R107 220W Q101 R101 0,47W/4W C105 15pF Q103 C101 Q105 Q102 R104 4,7W R113 92 C104 R105 220W Af01 8W R102 0,47W/4W Q103 Af01 8W Q105 R104 4,7W R113 C104 R105 220W Q102 R102 0,47W/4W A corrente circulante pelo transistor Q107 (chave fechada), irá permitir a polarização do transistor Q101, gerando corrente para saída. É importante notar assim, que a despolarização do transistor Q103 (chave aberta) não permitirá a polarização do transistor Q102 (chave aberta). Assim, o único caminho para a circulação de corrente devido à polarização do transistor Q101, acaba sendo o capacitor C101 e o alto-falante (circuito fechado à massa). Essa corrente circulante pelo alto-falante, fará com que o cone se mova para frente, e volte para o centro, quando a excitação positiva do sinal terminar. Na figura 14, é analisado o semi-ciclo positivo do sinal presente na base do transistor Q105. Partindo do mesmo pressuposto que existe uma tensão média na base do transistor Q105, podemos dizer que uma elevação de sua tensão fará com que esse transistor conduza mais (menor resistência coletor-emissor), fazendo com que a tensão de coletor caia. Novamente, essa tensão menor (em relação as tensões médias presentes nas bases de Q107 e Q103) produzirão polarizações diferenciadas. Com a queda de tensão na base do transistor Q107, podemos dizer que este passará a não conduzir, sendo interpretado com uma chave aberta. Já o transistor Q103, se comportará como uma chave fechada, visto FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 que agora o transistor Q105 em condução permite a polarização de emissor-base do transistor Q103. As chaves abertas referentes aos transistores Q101 e Q107, não permitirão que a polarização vinda do potencial positivo vá para malha de saída, mas os transistores Q103 e Q102, ficarão como uma chave fechada. É importante observar que apesar de não haver a circulação de corrente do positivo para malha de saída temos o capacitor C101 carregado, ou seja, a condução do transistor Q102, permitirá a descarga no capacitor C101. Esta descarga, ocorrerá com um sentido inverso da corrente que houve para a carga do mesmo capacitor, significando que o cone do alto-falante se moverá para trás. Como podemos ver neste amplificador, houve a excitação do alto-falante movendo-se para frente (semiciclo positivo) e movendo-se para trás (semi-ciclo negativo). A repetição dos ciclos, caracterizará a formação das várias frequências que serão ouvidas pelo homem. A DISTORÇÃO CAUSADA NO SOM PELO ACOPLAMENTO CAPACITIVO figura 15a Voltando a falar da saída de som do amplificador anterior, vemos na figura 15a, que à medida que o Q101 transistor Q101 se mantém saturado (ou em condução), existirá uma 0,47W corrente de carga para o capacitor C101, provocando deslocamento C101 do cone para frente; Mas, Q102 Af01 se o transistor Q101 se 8W mantiver saturado durante um tempo muito longo (devido a freqüência do sinal muito baixa), o capacitor C101 irá se carregar totalmente e a corrente circulante pela malha irá diminuir ou cessar (figura 15b), fazendo com que o cone do alto-falante comece a se 40V figura 15b deslocar para o repouso ou centro. Assim, se o tempo de condução do transistor Q101 for superior ao de carga no c a p a c i t o r, h a v e r á u m pequeno período que o 0,47W cone ficará sem energia (sem corrente por sua bobina), causando uma C101 Q102 vibração mecânica de Af01 8W frequência mais alta que da excitação de baixa frequência proveniente do sinal. A figura 15c, mostra o deslocamento do cone para a direita (para frente). O deslocamento do cone deveria se fazer de uma forma 40V figura 15c MOVIMENTO EFETIVO DO CONE DO ALTOFALANTE TENSÃO APLICADA A CARGA MOVIMENTO INERCIAL PARA TRÁS MOVIMENTO INERCIAL PARA FRENTE ELETRÔNICA 40V senoidal, ou seja, ser levado figura 15d à frente até um determinado ponto máximo e depois retornar ao centro no mesmo t e m p o , m a n t e n d o o Q101 movimento pela corrente de excitação. O problema é que, C101 quando o cone estava no ponto máximo (à direita) a carga do capacitor C101 se Q102 Af01 completou, apesar do 8W transistor Q101 se manter 0,47W saturado, não gerará corrente pelo cone, ou seja, o mesmo retornará ao centro através de um processo 40V mecânico natural (inércia), figura 15e criando uma ondulação de maior frequência como mostrada na figura. Quando vamos fazer a descarga no Q101 capacitor C101, como mostramos na figura 15d, C101 ocorre o fenômeno semelhante, pois durante o tempo de condução do transistor Q102 o capacitor Q102 Af01 8W C101 será descarregado até que este atinja sua descarga 0,47W completa, mesmo que o transistor Q102 ainda esteja saturado (figura 15e). O movimento do cone do falante, pode ser visto pela figura 15f, onde vemos que o cone foi deslocado para a esquerda (para trás) até um deslocamento máximo sendo que daí praticamente capacitor C101 fica descarregado permitindo a volta rápida do cone ao centro criando uma p equena oscilação figura 15f mecânica, que criará um ruído. O problema mostrado acima, somente ocorre em frequências muito baixas, ou seja, abaixo de MOVIMENTO EFETIVO DO CONE DO ALTO100 ou 80 Hertz. Isto cria FALANTE uma distorção de alta frequência no meio de uma baixa frequência, muito desagradável ao ouvido humano. O problema está relacionado com a carga FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 93 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 16 f=600Hz Região em que o cone do alto falante fica solto f=100Hz Região em que o cone do alto falante fica solto e descarga no capacitor de saída, pois independente do seu valor, as resistências que estão em série com esse capacitor (alto-falante) são muito baixas, carregando ou descarregando muito rapidamente C101. A figura 16, mostra um sinal que apresenta várias frequências, onde começamos com cerca de 600 Hertz. Apesar de estarmos apresentando uma forma de onda senoidal essa figura expressa o movimento do cone do alto-falante, onde podemos considerar que a variação abaixo da referência, faria o cone se deslocar para trás, e acima da referência, movendo-se para frente. Assim, em 600 Hertz, o cone faz seu movimento para trás e para frente sem nenhum problema. Quando alteramos a frequência para aproximadamente 100 Hertz, começa a haver uma pequena paralisação do cone no centro, o que nos ciclos seguintes acaba se manifestando figura 17 18V como um vaivém do cone (frequência alta) mesmo com a sua Q1 excitação em baixa frequência. Se voltamos a a u m e n t a r a frequência, o problema no deslocamento do cone desaparece. Como dissemos C1 anteriormente que o Q2 problema se manifesta Af1 pela carga ou descarga 25W muito rápida do capacitor de saída, uma solução seria aumentar a impedância do altofalante, que em alguns casos, passou a apresentar uma resistência bem maior. A Philips do Brasil, na década de 70 e início de 80, utilizou uma saída de som em seus televisores cujo alto-falante apresentava impedância de 25 ohms (figura 17). Esse circuito permitia que a resposta de frequência do som da TV pudesse ser baixada para menos de 100 Hertz, sem que houvesse distorção aparente. O efeito final para o consumidor, foi um som que fazia diferença e muito apreciado pela maioria dos consumidores desta marca. F<60Hz f=100Hz f=600Hz a primeira seria o aumento da impedância do alto-falante (figura 17); a segunda, a criação de um circuito chamado ponte (figura 18); e a terceira (figura 19), a polarização do amplificador com fonte simétrica, eliminando a necessidade do capacitor de acoplamento. figura 18 Vcc Vcc Q1 Q3 1/2Vcc 1/2Vcc Af1 25W Q2 ENTRADA DE SINAL Q4 INVERSOR Voltando a figura 18, vemos que a estrutura da saída em ponte, se baseia em duas saídas de som, onde a tensão de 1/2 Vcc destas duas saídas é a mesma, ou seja, se a tensão de alimentação é de 100 volts a tensão de 1/2 Vcc seria de 50 volts. A diferença nesses amplificadores é que existe um circuito inversor para uma das saídas, ou seja, enquanto a tensão em uma das saídas variar em figura 19 ENTRADA DE SINAL +Vcc Q1 0V 0V Af1 25W A ELIMINAÇÃO DO CAPACITOR DE ACOPLAMENTO Q2 Temos portanto, três maneiras de eliminar a distorção em baixas frequências devido ao capacitor de acoplamento: 94 -Vcc FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 sentido do potencial positivo, a outra saída variará em sentido do potencial terra ou massa. Observando agora mais detalhadamente a figura 19, podemos ver que quando polarizamos um amplificador com uma tensão positiva e também com uma tensão negativa (+30 e -30 como exemplo), teremos uma tensão de zero volts na saída, pois as resistências de Q1 e Q2 deverão ser iguais. O alto-falante terá então seu ponto positivo ligado à saída deste amplificador e o negativo diretamente à massa. AMPLIFICADORES EM PONTE A figura 20a, mostra-nos uma melhor visualização do que já havíamos dito anteriormente. Notamos que a entrada do sinal polarizará os transistores Q1 e Q2 em seus respectivos semiciclos; quando não há nenhuma variação no som podemos dizer que a tensão nos emissores de Q1 e Q2 será de 1/2 Vcc, ou seja, metade da tensão da fonte. Isso quer dizer que as bases destes transistores também terão uma tensão próxima da metade da fonte. O mesmo ocorre para os transistores Q3 e Q4, que formam a outra saída. Estes também deverão apresentar as mesmas resistências internas garantindo na saída a metade da tensão na fonte. As bases desses transistores também deverão receber cerca de metade da tensão da fonte. Caso tenhamos um sinal na entrada elevando as polarizações de base do transistor Q1 e Q2, haverá conseqüentemente uma polarização para o transistor Q1 e conseqüentemente despolarização para o transistor Q2. Mas, para que a corrente tenha para onde se deslocar, será necessário que o outro amplificador formado pelos transistores Q3 e Q4 possam também responder ao sinal de excitação. Assim, haverá um circuito inversor que fará com que a variação positiva do sinal, seja invertida para uma tensão mais baixa, produzindo um corte para o transistor Q3 e conseqüentemente excitação para o transistor Q4. Dessa forma podemos verificar que existirá uma corrente figura 20a Vcc Vcc Q1 Vcc Vcc Q1 Q3 Af1 25W Af1 25W Tensão cai Q2 Q4 Tensão sobe Tensão cai Q4 ENTRADA DE SINAL ENTRADA DE SINAL INVERSOR ELETRÔNICA figura 20b Q3 Tensão sobe Q2 partindo do positivo (coletor de Q1) passando pelo altofalante e seguindo pelo emissor-coletor de Q4, fechando caminha à massa. Na figura 20b, podemos ver a excitação do semi-ciclo negativo do sinal; haverá uma queda de tensão nas bases dos transistores Q1 e Q2, obrigando Q2 a conduzir e Q1 cortar. Esta mesma excitação presente no inversor, fará com que em sua saída a tensão aumente, levando Q3 à condução, e Q4 ao corte. Com isso, circulará uma corrente de coletor a emissor de Q3, que passa agora pelo alto-falante (em sentido inverso ao anterior) atingindo potencial negativo através de emissor-coletor do transistor Q2. Dessa forma temos uma corrente alternada passando pelo alto-falante. O grande ganho de qualidade do circuito é a ausência do capacitor de saída, permitindo trabalhar com frequências muito baixas. A figura 21, mostra um circuito integrado formado pelo TDA 1516 que é alimentado por uma tensão de 14 volts. Este integrado possui dois amplificadores internos, que podem ser ligados como mostra a figura. Temos dois amplificadores independentes que apresentam capacitor de acoplamento para excitar seus respectivos alto-falantes. Esse integrado pode ser definido como sendo dois amplificadores (estéreo de 12 W por saída). A grande vantagem deste amplificador, como mostramos na figura 22, é a possibilidade de trabalhar em ponte bastando para tal, interligar os pinos 2 e 13. Notem que aqui, o sinal que adentrar o pino 13 será amplificado sem inversão de fase (sinal acoplado na entrada não inversora); já o mesmo sinal, que entra pelo pino 2, será amplificado com inversão de fase (sinal entrando pela entrada inversora). A saída do sinal amplificado se dará pelos pinos 9 e 5, saídas que estão interligadas pelo altofalante. É bom lembrar que sendo a tensão de alimentação (pino 10), de 14 volts, a tensão média presente nos pinos 5 e 9 do integrado, deverão ser de 7 volts (½ Vcc); isso significa que em repouso (sem sinal de áudio excitando o amplificador), o alto-falante será colocado entre dois potenciais iguais (7 volts no pelo 9 e INVERSOR FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 95 APOSTILA MÓDULO - 4 7 volts no pino 5), não havendo circulação de corrente pelo mesmo. Quando surge o sinal de áudio (semi-ciclo positivo), a tensão do pino 9 subirá, enquanto do pino 5 descerá, criando a diferença de potencial necessária para mover o cone do alto-falante para frente. Na ocorrência do semi-ciclo negativo do áudio, a tensão do pino 9 cairá e do 5 subirá, movendo o cone para trás. Na figura 23, temos uma diagramação interna mais detalhada do integrado utilizado e na figura 24, seu formato físico com a disposição de terminais em duas linhas. figura 21 figura 22 St-by Switch St-by Switch +14V +14V 11 11 10 TDA 1516 10 TDA 1516 06 06 01 01 05 05 Vcc/2 02 12 02 + Entrada de tensão de referência 08 04 08 04 09 09 13 13 03 Terra Sinal 03 07 Terra Sinal Terra Potência 2x 12Wrms figura 23 07 Terra Potência 1x 24Wrms figura 24 Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-25 à M4-28. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 96 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 POTÊNCIAS HI-FI SOM AMBIENTE - 2 AULA 8 Amplificadores de potência com fonte simétrica Amplificadores Bridges de alta potência (12V) Amplificadores Classe G e H (fonte baixa e alta) Amplificador AIWA NSX-F9 - circuito de proteção Circuitos classe H para amplificadores com 12V Amplificadores com potência entre 500 e 2000WRMS AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA COM FONTE SIMÉTRICA A figura 2, mostra-nos como a retificação e filtragem deverá ser feita em um semi-ciclo (positivo). De acordo com a figura, o potencial positivo que sai do transformador (lado V1), fará circular uma corrente que carregará o capacitor C01, fechando o ciclo até o centertape do transformador. Notem que o enrolamento superior do transformador recebe um potencial positivo (lado de cima) e negativo (ponto central). Ao mesmo tempo, o ponto central do transformador também será mais positivo que o terminal do lado inferior. Isso criará uma corrente circulante para Sw01 220Vac carregar o capacitor C02 sendo que o lado D03 D01 negativo do capacitor ligado no diodo D02, 110Vac +B fechando o caminho ao terminal negativo do transformador. D02 D04 C01 C03 A figura 3, mostra-nos o semi-ciclo seguinte da rede, onde agora o ponto superior do Tr01 transformador torna-se negativo e o ponto inferior do transformador positivo. O lado positivo do transformador (lado de baixo), C02 C04 figura 1 fará com que circule corrente via diodo D04, carregando o capacitor C01 e fechando -B caminho ao potencial negativo no ponto central do transformador (que possui Notamos que o secundário do transformador apresenta 3 fios, sendo 2 extremos e um central (chamado “center- naquele momento potencial mais baixo que o extremo tape”); Os enrolamentos desses secundários devem ser inferior). Podemos notar também que o center-tape do simétricos, ou seja, deverá haver a mesma quantidade transformador, apresenta potencial mais positivo do que de espiras tanto para um lado quanto outro. O centro do o extremo superior fazendo com que o capacitor C02 transformador será ligado à massa enquanto que os também seja carregada fechando caminho (negativo do extremos serão ligados à ponte de diodos, que serão capacitor) e via diodo D03. A idéia central desta fonte (figura 4), criando um responsáveis pela retificação da tensão alternada em tensão contínua. Posteriormente a isto, temos a filtragem potencial positivo em e outro negativo em relação a um das frequências baixas (C01 e C02) e das interferências ponto de referência (zero volts), é poder ter uma saída de de alta frequências (C03 e C04). O objetivo de usar-se som (formada por Q1 e Q2) cujas conduções residuais ponte de diodos juntamente com um transformador com produzirão nos emissores dos transistores uma tensão center-tape, é gerar uma tensão simétrica, ou seja, o +B, de zero volts. Assim poderemos colocar o alto-falante sem problemas, pois do lado esquerdo dele haverá um acima da massa, e o -B, abaixo da massa. A figura 1 mostra-nos o esquema elétrico de um transformador em cuja saída encontra-se uma ponte de diodos, executando uma retificação em onda completa. A tensão da rede poderá ser de 110 ou 220 volts, que será selecionada pela chave de tensão SW01. Após selecionada tensão de entrada teremos no secundário do transformador tensões que dependerão do amplificador utilizado (essas tensões poderão variar de 20 até 100 volts). figura 3 V1 D03 D01 V1 Vtot = V1+V2 D02 D04 C01 PONTO DE REFERÊNCIA figura 2 C02 t1 D02 D04 C01 V2 t0 t2 t1 t2 PONTO DE REFERÊNCIA C02 V2 -B ELETRÔNICA +B V2 V1 t0 D01 Vtot= V1+V2 +B V2 D03 V1 -B FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 97 APOSTILA MÓDULO - 4 potencial de zero volt ou terra, sendo que do lado direito haverá também um potencial de zero volts (mas que figura 4 D03 D01 +B D02 D04 inversão do sinal de entrada. O objetivo do amplificador formado por Q1 e Q2 é deixar a saída com ½Vcc (metade do +B); enquanto que o amplificador formado por Q3 e Q4, deverá manter-se também com a metade da tensão do +B (entre os emissores dos transistores). figura 6 R02 +B Q1 C01 Q1 +B C01 TENSÃO DE REFERÊNCIA = 0V C02 Af01 Op01 Af01 Q2 -B -B neste caso não é o terra). É importante destacar-se aqui (figura 5), que as resistências de Q1 e Q2 deverão ser exatamente iguais, caso contrário, haverá uma tensão maior ou menor que zero volts entre esses dois pontos, fazendo com que exista uma corrente circulante residual pelo alto-falante (percorrendo o mesmo de uma forma constante). Dependendo do valor da corrente, poderá haver danos à bobina do alto-falante. figura 5 +B C01 Q1 Af01 C02 Q2 As tensões entre os transistores de saída deverão ser exatamente iguais, para que a tensão entre eles ( off-set ) seja 0V. -B A figura 6, mostra-nos como conseguir uma tensão de saída de zero volts, ou seja, tensão no emissor de Q1 e também de Q2 com o mesmo potencial da massa ou terra. Como este amplificador está sendo polarizado por um amplificador operacional, se retirarmos uma amostra da tensão de saída e colocarmos na entrada não-inversora do R02 ½ Vcc amplificador operacional, essa tensão será comparada a tensão da entrada inversora, que no caso +B C01 também é de zero Volt. Com isso Op01 teremos na saída do amplificador operacional uma tensão também de zero volt, mantendo os transistores de saída praticamente cortados. O amplificador operacional utilizado R01 aqui é um excelente dispositivo para manter a tensão de saída do amplificador com zero volt. Na figura 7, vemos um circuito amplificador em ponte, sendo +B polarizado por 2 operacionais (cada uma das saídas), tendo ainda o amplificador operacional OP03, para fazer o trabalho de 98 Q2 R01 -B Para que as tensões das saídas dos operacionais mantenham-se em ½Vcc, estes devem receber em sua entrada não-inversora uma referência da tensão também de ½Vcc, formado pelo divisor de tensão R05 e R06. Notem que o amplificador em questão não possui fonte simétrica, trabalhando tanto na saída de som como na malha de realimentação negativa com ½Vcc. O propósito de utilizar a saída em ponte, nos amplificadores de áudio utilizados em automóveis, normalmente alimentados por uma tensão baixa (12 volts), é propiciar uma potência bem maior. Os amplificadores anteriores, que se utilizavam de capacitor de acoplamento e ligados a fontes convencionais de 12 volts não apresentavam potências superiores a 24W. Com a configuração em ponte, a potência consegue ser elevada para quase quatro vezes mais, além de eliminarse o problema da reprodução deficiente em baixas frequências. Na figura 8, temos o mesmo amplificador mostrado anteriormente, mas que agora, utiliza fonte simétrica e também saída em ponte. A saída de potência em ponte, utilizando-se de fonte simétrica, não é comum de ser usada, pois quando trabalhamos com fontes simétricas podemos ter tensões das mais variadas possíveis, +B figura 7 +B Q1 Q3 +B Af01 Q2 Op02 Q4 R02 R04 +B R03 Op03 R05 R06 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 +B R08 +B Q1 +B C01 Q3 Af01 Op01 -B Q2 Q4 R01 -B -B R04 +B R03 Op03 figura 8 -B inclusive chegando próximo a 100 Volts. A figura 9, mostra a esquematização de um integrado feito para trabalhar como amplificador de razoável potência e com performance Hi-Fi (High Fidelity). Vp figura 9 06 Vpm CM TDA 1514A 08 07 Vpo amplificador, ou seja, à medida que temos excitação do áudio no semi-ciclo positivo na parte superior do amplificador um capacitor eletrolítico, +B que pode ser ligado do pino 5 ou 7 Op02 incrementa a polarização, podendo esta chegar a ser superior ao nível de alimentação do +B (positivo). -B A realimentação negativa feita neste amplificador entra pelo pino 9, sendo entrada fundamental para manter a R02 tensão de saída (pino 5) 1/2 Vcc. A tensão de entrada no pino 8 do integrado combinada à tensão do circuito de proteção que sai pelo pelo 2, propiciará que no caso de mute a tensão de saída (pelo 5) seja zerada. A figura 10, mostra nos a retificação e filtragem de uma fonte simétrica, utilizando-se de vários capacitores eletrolíticos para melhorar a performance em baixas frequências e diminuir a distorção. Como se pode ver pela figura temos os capacitores C23, C21 e C19 ligados em paralelo no potencial positivo da alimentação, capacitores C24, C22 e C20 ligados ao potencial negativo da alimentação. Ainda temos dois capacitores (C05 e C06) ligados diretamente ao potencial positivo e ao potencial negativo. Note que quanto maior for a potência do amplificador, maior deverá ser os valores dos capacitores de filtro aplicados a fonte de alimentação. AC1 figura 10 D03 01 D01 05 Vp CT 09 D02 PROTECTION Vp Vref1 THERMAL 30 AR 02 AC2 D04 C23 C21 C19 C05 Vp C24 Vref2 C22 C20 Standy-by switch 03 Mute switch Vref3 Vpm Vpo 04 -Vp Amplificador de alta performance HI-FI 50Wrms Este integrado amplificador foi dimensionado para trabalhar com fonte simétricas, com +30 e -30 volts máximos. A entrada de sinal deste integrado se dá pelo pino 1 e sua saída de potência está no pino 5. A alimentação positiva é feita pelo pelo 6, e a alimentação negativa é feita pelo pino 4. O pino 7, serve para incrementar a polarização da parte superior do ELETRÔNICA C06 -Vp Na figura 11, podemos ver uma configuração de um amplificador estereofônico, utilizando-se de dois circuitos integrados para realizar as funções de amplificação. Apesar de parecer um circuito muito simples, este amplificador é capaz de chegar a quase 100 W de potência RMS, considerando-se a somatória as das potências de cada um dos amplificadores. Listaremos abaixo alguns pontos interessantes das ligações destes amplificadores. Podemos observar pela figura 11, o capacitor C7/C8, que encontram-se ligados aos pinos 5 e 7 em cada um dos integrados; sua função será manter-se com determinada tensão armazenada, até que, aparecendo o sinal de áudio no pino 5, elevará o potencial de tensão no pino 7, que poderá ser superior ao da própria alimentação. Este recurso é muito útil, para manter os dois semi-ciclos com níveis muito próximos quando ocorrer uma alta potência amplificada. Um dos pontos fundamentais neste amplificador, é a FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 99 APOSTILA MÓDULO - 4 Vp figura 11 C17 R13 C18 R14 R11 03 C09 06 R12 07 07 C07 R01 06 03 C08 01 FTL FTR 05 C11 05 C15 AfL AfR C12 C16 09 09 R09 R03 02 08 C01 C10 R02 01 R07 04 C03 R05 R10 8W 8W C13 R06 C14 R04 02 04 C04 08 R08 C02 -Vp figura 12 existência do resistor R5, que fará LISTA DE MATERIAL - AMPLIFICADOR DE 45 + 45W PEÇA TIPO CÓDIGO/VALOR UNID./SUF. COMPLEM. POSIÇÃO realimentação negativa ao pino 9 do integrado. Os únicos pontos em Semicondutores: Amplificador TDA1514 A IC1 e IC2 comum nestes dois amplificadores, Circuito Integrado Diodo Retificador 1N5406 p/ 3A D1,D2,D3 e D4 serão as tensões de alimentação, tanto Resistores: positiva quanto negativa. kW Resistor Carvâo 33 1/8W R1,R2,R5 e R6 Estamos sugerindo, que este Resistor Carvâo 330 W 1/8W R3 e R4 amplificador de potência possa ser kW Resistor Carvâo 330 1/8W R7 e R8 Resistor Carvâo 3,3 W 1/8W R9 e R10 montado pelo leitor, e caso isso seja Resistor Filme 150 W 1W R11 e R12 feito, após a montagem e antes da Resistor Carvâo 47 W 1/8W R13 e R14 ligação da alimentação deve-se Capacitores: observar se não existem soldas mF Capacitor Eletrolítico 22 35V C1 e C2 escorridas. Tendo em mãos uma mF Capacitor Eletrolítico 10 35V C3 e C4 lâmpada em série com cerca de 60 ou mF Capacitor Eletrolítico 47 63V C5 e C6 100 watts, ligar alimentação ao mF Capacitor Eletrolítico 220 63V C7 e C8 mF Capacitor Eletrolítico 1 35V C9 e C10 amplificador, sem as caixas acústicas Capacitor Cerâmico 220 pF C11 e C12 ou alto-falantes. Caso a lâmpada em Capacitor Poliéster 220 kpF 50V C13 e C14 série não acenda, ou acenda com Capacitor Poliéster 220 kpF 50V C17 e C18 pouquíssima intensidade, deverá ser Capacitor Cerâmico 5,6 kpF C15 e C16 medida a tensão de saída dos mF Capacitor Eletrolítico 2200 35V C19, C20 e C21 amplificadores (pino 5). Estando essas mF Capacitor Eletrolítico 2200 35V C22, C23 e C24 tensões com zero volt nas saídas das Diversos: Chave Alavanca On/Off p/ 3A S1 caixas, os alto-falantes poderão ser Chave HH 110/220Vac S2 ligados. Fusível Pequeno 2 A C/ retardo F1 A figura 12, mostra a relação de Soquete p/ fusível p/ painel material utilizado para esta montagem, Transformador primário 110 + 100Vac, secundário 18 + 18 Vac/6A TR1 sendo todos os componentes de fácil Dissipador de alumínio com espessura de 1,5mm e área plana mínima de 200cm² ( 10cm x 20cm ) obtenção no mercado de Placa de circuito impresso, fios, solda, pasta térmica e parafusos de fixação, etc. componentes. A figura 13, mostra em tamanho real, a placa de circuito Neste amplificador vamos utilizar dois circuitos impresso (lado cobreado), e a figura 14, mostra como integrados para excitação de um único alto-falante, e ficaria à disposição de componentes do outro lado da para isto, deveremos ter nas saídas fases invertidas para excitação deste. placa. O sinal de áudio entrará pelo pino 1 do integrado IC1, sendo que no outro integrado (IC2), o pino de entrada de Amplificador de 100 Wrms monofônico áudio (pino 1), ficará inoperante, com um resistor e um Caso necessitemos de uma maior potência de capacitor ligados à massa. O problema para este circuito, amplificação, em um único canal (cerca de 100 Wrms), será fazer com que o integrado IC2 passe a amplificar o poderemos utilizar a montagem sugerida na figura 15. O sinal de áudio de forma invertida ao integrado IC1. Para circuito amplificador utiliza a mesma placa de circuito que isso seja possível, utilizaremos a entrada de impresso que vimos anteriormente, utilizando-se de realimentação negativa, pino 9 do IC2, para conseguir o alguns recursos e a alteração de poucos componentes, objetivo. Quando o sinal de áudio entrar pelo pino 1 do alterando o que era anteriormente dois amplificadores, integrado IC1 ele sairá com a mesma fase no pino 5 do mesmo integrado, sendo parte deste sinal realimentado em um único amplificador, agora com saída em ponte. 100 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 para o pino 9 do mesmo IC. A mesma amostra do sinal passa pelo resistor R3 e capacitor C1 entrando no pino 9 do IC2. Com isto, teremos no integrado IC2, a amplificação do sinal de áudio feita de forma invertida ao que ocorre no IC1. Apesar do pino 9 do integrado IC2 ser utilizado como entrada de sinal, ele também continuará sendo a entrada de referência de tensão para realimentação negativa, ou seja, o sinal de áudio que sai pelo pino 5 do integrado será atenuado pelo resistor 6 e continuará atuando no pino 9. Na figura 16, podemos ver a relação de componentes utilizados neste a amplificador Hi-Fi. Voltamos a afirmar aqui, que apesar de usar dois circuitos integrados, este é um amplificador monofônico, que excita um único alto-falante através de uma ligação em ponte entre os dois integrados. Caso o leitor queira um amplificador estereofônico com potência de 100 W por canal, deverá utilizar-se de outra placa de circuito impresso e outro transformador igual ao que foi utilizado no exemplo. figura 16 LISTA DEDE MATERIAL - AMPLIFICADOR MONO 100W LISTA MATERIAL - AMPLIFICADOR DE 45DE + 45W PEÇA TIPO CÓDIGO/VALOR UNID./SUF. COMPLEM. POSIÇÃO p/ 3A D1,D2,D3 e D4 Semicondutores: 22 kW 1/8W R1,R2,R5 e R6 Resistor Carvâo 680 W 1/8W R3 Resistor Carvâo 100 W 1/8W R4 Resistor Carvâo 330 kW 1/8W R7 e R8 Resistor Carvâo 3,3 W 1/8W C2 J5 C8 C12 D3 R4 C13 C16 R12 R14 R6 (Jr14) C4 R9 e R10 Não utilizado R11 e R12 Ver texto R13 e R14 C6 R10 Capacitor Eletrolítico 22 mF C1 Capacitor Cerâmico 2,2 kpF Capacitor Eletrolítico 10 mF 35V C3 e C4 Capacitor Eletrolítico 47 mF 63V C5 e C6 D4 C12 C10 J2 J3 C20 J4 D1 C9 e C10 FTL+ C7 e C8 Capacitor Eletrolítico 1 mF Capacitor Cerâmico 220 pF Capacitor Poliéster 220 kpF 50V C13 e C14 R3 Capacitor Poliéster 220 kpF 50V C17 e C18 C17 R11 C1 C11 e C12 Capacitor Cerâmico 5,6 kpF Capacitor Eletrolítico 2200 mF 35V C19, C20 e C21 Capacitor Eletrolítico 2200 mF 35V C22, C23 e C24 Chave Alavanca On/Off p/ 3A S1 Chave HH 110/220Vac Fusível Pequeno 2 Soquete p/ fusível C7 C24 C14 R5 R1 C5 (Jr13) C3 C15 e C16 R7 R9 C11 R1 S2 C/ retardo C21 C9 F1 p/ painel Transformador primário 110 + 100Vac, secundário 18 + 18 Vac/6A J1 C19 C15 Diversos: A C24 C11 +B 35V R IN R2 C2 Não utilizado C22 R8 L IN 35V D2 J2 C18 Capacitores: Ac1 Carvâo Resistores: Ac2 Resistor figura 13 IC1 e IC2 CT A FTL- 1N5406 GND TDA1514 Retificador FTR- Amplificador Diodo FTR+ Circuito Integrado figura 14 TR1 Vp figura 15 C17 03 C09 06 07 C18 IC1 07 IC2 06 03 R01 R02 01 01 FT+ FT- 05 C11 05 C15 C12 C16 09 09 R09 02 08 R07 04 C03 R10 AfR 8W R05 R06 C13 C14 R04 02 04 C04 08 R08 C02 -Vp R03 ELETRÔNICA C01 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 101 APOSTILA MÓDULO - 4 AMPLIFICADORES CLASSE G e H Já vimos anteriormente diversas classes de amplificação como A, B, AB; todas possuindo suas particularidades, vantagens e deficiências; continuando nosso estudo sobre amplificadores vamos passar agora para uma nova classe de amplificadores chamados G ou H. Entre suas vantagens está a obtenção de altas potências com baixo consumo de energia, mas com a desvantagem da introdução pequenos ruídos em dadas frequências devido à comutação ou passagem de corte para a condução de alguns transistores. Apesar dos fabricantes de integrados que utilizam a classe H o considerarem HI-FI, outros estudiosos não o consideram como tal. Devido ao seu baixo consumo de energia e alto rendimento, ele é muito empregado nos aparelhos de som doméstico (microsystems), com boa qualidade sonora e grande potência, além de preços muito convidativos. O seu princípio de funcionamento é muito parecido com os amplificadores classe AB, diferindo na introdução de uma tensão de + ou – B maior que a normal, auxiliando no acréscimo de potência. O motivo de estarmos usando a especificação de G ou H, se deve ao mercado americano utilizar a especificação de G, enquanto que em outros países utiliza-se a especificação H. A figura 17 ilustra a saída de um amplificador classe G ou H. Nela podemos ver que os transistores de saída funcionam em classe AB, só que a alimentação +VL e -VL (+VL: tensão positiva Low; -VL: tensão negativa Low) poderá ser comutada para a tensão +VH e -VH (+VH: tensão positiva High; -VH: tensão negativa High). Essas tensões maiores, serão chaveadas pelo circuito de controle, cujo funcionamento depende diretamente do próprio sinal da saída. Quando o sinal de saída é de baixa amplitude, o controle figura 17 +VH D1 +VL Q1 dos diodos D1 e D2, que ficam diretamente polarizados. Neste caso temos um amplificador classe AB funcionando em média ou baixa potência, sendo que o sinal de saída em potência mantem-se com 70% (em Vpp) em relação às tensões de alimentação de +VL e -VL (estas tensões giram normalmente entre 20 e 30 volts). Quando o sinal começa a ter picos ou períodos de alta +2B figura 18 C O N T R O L E Q3 D1 +B Q1 E Af01 E X C I T A Ç Ã O Q2 D2 -B Q4 -2B figura 19 +2B C O N T R O L E Q3 +B D1 Q1 E controle Q2 D2 -VL Af01 E X C I T A Ç Ã O Q2 D2 -B -VH Q4 mantém as chaves abertas, e o circuito de saída é alimentado pelas tensões +VL e -VL, passando através -2B 102 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 amplitude, o circuito de controle começa a chavear as alimentações de acordo com os picos do sinal; quando estes ultrapassam certa amplitude, o controle fecha chave, elevando o potencial nos coletores dos transistores e despolarizando os diodos (D1 e D2), passando a alimentação dos transistores de saída, a ser feita pelas tensões de +VH e -VH; assim que o sinal cai de amplitude o controle volta a abrir as chaves. Neste ponto, a tensão da alimentação volta a ser baixa e com isto reduz a dissipação de potência nos transistores de saída, mantendo uma baixa corrente de repouso e consequentemente um baixo consumo. As ligações dos amplificadores G ou H, podem ser em série como mostra a figura 18, ou em paralelo, como mostra a figura 19. A figura 18, possui a mesma configuração mostrada anteriormente, onde os transistores Q1 e Q2 trabalham com tensões de alimentação de +B e -B. Quando o sinal de saída aumenta de amplitude, haverá a condução do transistor Q3 (semi-ciclos positivos), e também do transistor Q4 (semi-ciclos negativos). Com a condução do transistor Q3 e do transistor Q4, haverá a introdução no circuito das tensões maiores de + 2 B e -2B. Já na figura 19, temos transistores colocados em paralelo, sendo que na menor potência funcionam os transistores Q1 e Q2, trabalhando com +B e -B; mas quando o amplificador trabalha com maior potência, serão acionados em paralelo, os transistores Q3 e Q4, inserindo as tensões de +2B e -2B. Nesta configuração os transistores Q1 e Q2, trabalham com uma potência dissipada menor, enquanto os transistores Q3 e Q4 trabalham com as tensões maiores apresentando dissipações de potência também maiores; mas, com estes trabalham somente quando o nível de sinal aumenta, o resultado é uma dissipação reduzida. Na figura 20, podemos ver integrado TDA7294, que trabalha com fonte simétrica dupla, ou seja +/-40V e +/20V. Apesar da tensão de + 40 volts entrar pelo pino 7 do integrado, e a tensão de -40 volts entrar pelo pino 8, essas servem somente para a polarização do circuito de pré-amplificação e driver. Na verdade, a saída de som (interna no CI), será feita através dos pinos 13, que recebe +20V, e pino 15, que recebe -20V. A saída para excitação do alto-falante se dará pelo pino 14, e o sinal de áudio entrará pelo pino 3 do integrado. Com potência de saída variando até 30 Vpp (+15V e 15V), o integrado trabalhará somente com as tensões de + 20V e -20V. Sinais de excitação que levem a saída de som para níveis superiores a 30 Vpp, acabarão excitando a malha formada R4, transistor T4, zener Z1 e resistor R7 (para malha positiva); e o resistor R8, o diodo zener Z2, o transistor T7 e o resistor R9 (para a malha negativa). Imaginando agora que o nível do sinal de áudio atinja 15 volts positivos, haverá a elevação da a tensão na base do transistor T3, que será polarizado, levando também polarização ao transistor T1, que por sua vez levará a tensão de + 40 volts ao pino 13 de integrado (via L1), permitindo assim elevar em muito o potencial de alimentação positiva de saída de som. Quando o semi-ciclo negativo do sinal de áudio atingir a amplitude de -15 volts, haverá a polarização do transistor T6, que entrará em condução, polarizando assim o transistor T2, levando o potencial de -40 volts ao pino 15 do integrado (via L2) e, permitindo uma maior amplitude negativa do sinal de áudio. O objetivo desses amplificadores utilizando duas fontes de alimentação, será sempre o de reduzir a dissipação de potência ou a perda em calor nos componentes da saída de som, quando em baixos níveis de potência. Na figura 21, temos um amplificador classe G ou H, só que trabalhando de um modo paralelo. Enquanto temos uma baixa potência de saída, a alimentação será baseada no + Vcc1, que irá polarizar os transistores Q9, Q5 e Q19. Já a tensão de alimentação de -Vcc1, irá polarizar os transistores Q10, Q4 e Q13. quando a potência de saída for maior, a tensão do lado esquerdo do R35 subirá, polarizando o transistor Q20, fazendo cair a tensão de seu coletor e com isto levando à condução o transistor Q8 (FET canal P). No semi-ciclo seguinte a figura 20 +40V T1 BDX53A T3 BC394 R4 270 D1 BYW98100 +20V T4 BC393 270 L1 1mH D3 1N4148 C11 330nF C1 1000mF C3 100nF C5 1000mF C7 100nF C9 330nF IN GND TDA7294 C13 10mF C4 100nF C6 1000mF C8 100nF R2 2 C10 330nF D5 1N4148 R13 20K R15 10K 10 C14 10mF R6 20K R3 680 C11 22mF R16 13K L3 5mH C15 22mF 270 R7 3.3K 14 8 15 C16 1.8nF OUT R8 3.3K 6 R14 30K D2 BYW98100 -20V 13 9 ST-BY C2 1000mF 7 2 4 PLAY T5 BC393 Z1 3.9V 3 R16 13K R1 2 R5 270 C17 1.8nF 1 Z2 3.9V L2 1mH D4 1N4148 T7 BC394 270 T2 BDX54A T6 BC393 R9 270 T8 BC394 R10 270 R11 29K -40V ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 103 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 21 tensão do lado esquerdo do resistor R34 cairá e com isto levará à condução o transistor Q14 que elevará sua tensão de coletor, polarizando o gate do FET Q15. Desta forma teremos a aplicação da tensão de + Vcc2 para excitação do alto-falante (durante o semi-ciclo positivo), e a aplicação de -Vcc2, também para excitação do altofalante. A grande vantagem neste tipo de amplificador é que os transistores Q9, Q5 e Q19 trabalharão sempre com a mesma tensão de entrada, o mesmo correndo para os transistores Q10, Q4 e Q13. Já os transistores Q8 e Q15 trabalharão com tensões maiores, mas somente gerarão dissipação de potência quando houver um sinal de grande intensidade. Amplificador AIWA NSX-F9 O system AIWA NSX-F9, foi um grande sucesso de vendas no Brasil durante a década de 90, devido não somente a sua alta potência, mas ao seu preço acessível. Faremos abaixo uma análise detalhada tanto da etapa amplificadora classe AB, como também o acionamento em classe H e dispositivos de proteção. O sinal de áudio entrará pela base do transistor Q203, 104 que fará a amplificação do sinal em seu coletor (invertendo a fase), sendo este sinal levado ainda ao transistor Q207 (driver), fazendo amplificação final até os transistores de saída e Q209 e Q211. Esses transistores trabalharão em amplificação classe AB, sendo polarizados pela fonte de alimentação de + 30 e -30 volts. A realimentação negativa, ou seja, a realimentação que controlará o ganho e manterá a tensão de meio Vcc em zero volt, será feita pelo resistor R233, que polarizará a base do transistor Q205. O funcionamento da realimentação negativa se dará da seguinte forma: considerando que o sinal de áudio com seu semi-ciclo positivo fará com que o transistor Q203 conduza mais abaixando sua tensão de coletor, fazendo com que haja uma maior corrente de base do transistor Q207, elevando a sua tensão de coletor que aumentará polarização base-emissor do transistor Q209, elevando assim a tensão de saída; simultaneamente, o resistor R233 também elevará a tensão de base do transistor Q205, fazendo circular uma maior corrente coletoremissor, elevando o potencial do seu emissor e com isto despolarizando levemente Q203. Na verdade não há despolarização de Q203, mas somente uma menor condução deste transistor (anteriormente havíamos FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 falado que o sinal subiu em sua base). Vemos assim que a realimentação negativa tem como função reduzir levemente o ganho diminuindo distorções; ao mesmo tempo, temos a garantia que a tensão de saída permanecerá em média com zero volt. Os transistores Q233 e Q235 têm como função estabilizar as polarizações por temperatura ambiente para os coletores dos transistores Q203 e Q205. O transistor Q227, tem uma importante função que é ligar ou desligar o amplificador quando o aparelho encontra-se em “stand-by”. Quando esse transistor encontra-se saturado, ele faz a conexão da polarização para o transistor de saída Q211. No modo “stand-by”, a tensão de comando vai para nível baixo, fazendo com que o transistor Q227 fique totalmente cortado; o corte deste fará também que os transistores Q203 e Q205 entrem em corte, cortando também Q207. Assim, os transistores de saída Q209 e Q211 ficarão totalmente em corte. O C I R C U I TO D E P R O T E Ç Ã O E O CHAVEAMENTO DA TENSÃO ALTA. O resistor R231 tem uma função muito importante na saída de som, apesar de ter um valor muito baixo, pois quando a corrente exceder um determinado limite, haverá polarização do transistor Q213 abaixando sua tensão de coletor, enviando esta informação ao circuito de controle que imediatamente mandará o comando para desligar o amplificador. Já o termistor TH201, tem como função realizar o desarme por aquecimento excessivo. Como ele é um NTC, com o amplificador frio, terá alta resistência, mantendo o transistor Q231 completamente cortado. Mas com aquecimento do amplificador, em funcionamento normal, haverá também o aquecimento do NTC, que diminuirá sua resistência, mas não o suficiente para polarização de Q231. A partir do momento que haja um aquecimento excessivo, o termistor será aquecido a um ponto que permitirá a condução do transistor Q231, conseqüentemente fazendo cair sua tensão de coletor enviando essa tensão ao circuito de controle, que imediatamente mandará desligar o amplificador. Quanto à etapa amplificadora de potência e saída H, podemos dizer que o chaveamento será feito pelos transistores Q219 e Q220, levando as tensões de alimentação de + 70 volts e -70 volts à saída de som. Notem que os dois transistores FET´s são de canal N, necessitando de potencial positivo em seu gate para conduzir. Vamos analisar inicialmente a malha de polarização da tensão positiva. Ligada a tensão de alimentação de + 30 volts temos o diodo zener D209, o resistor R243, o resistor R244 e o diodo zener D210, este ligado à tensão -30 volts. Logo após, o diodo D209 teremos uma tensão estável para o emissor do transistor Q221; considerando agora que temos o resistor R251 ligado na saída de som, podemos dizer que ao sinal ultrapassar um determinado limite (semi-ciclo positivo) haverá a polarização do transistor Q221 e este, por sua vez, polarizará o transistor Q223. Mas antes disso, vemos que o capacitor C215 é carregado pelo diodo D227, com um potencial muito próximo a 30V; sendo assim, com a condução do transistor Q223, haverá a elevação o potencial do lado de baixo capacitor C215 para 30V (saturação de Q233) e consequentemente haverá também uma grande elevação da tensão de gate do transistor FET Q219 (via carga armazenada em C215), levando-o à condução. Vamos agora analisar como ocorre a elevação do potencial negativo da alimentação. O emissor do transistor Q222 está grampeado à tensão do diodo zener D210. Quando o potencial presente na saída de som, ou seja, o semi-ciclo negativo do sinal, atingir determinado patamar negativo, haverá polarização do transistor Q222 figura 22 ÁREA DA SAÍDA DE POTÊNCIA R237 R291 Q233 D227 R287 Q235 PROT: SOBRE CORRENTE OU AQUECIMENTO D205 C225 D221 D221 Q223 R290 R227 R249 Q221 R245 R231 D209 C215 D201 Q205 R289 R251 R241 R243 Q223 Q203 R286 R213 R217 R209 R268 COMANDO POWER ON PARA ACIONAR O AMPLIFICADOR R239 D213 Q213 ENTRADA DO SINAL DE ÁUDIO +VL: ALIMENTAÇÃO +30V D219 Q207 Q209 R275 ACIONAMENTO OUTRO CANAL Q219 R215 R233 +VH: ALIMENTAÇÃO +70V R219 R221 D203 Q211 C213 Q227 POWER SW Q231 R285 TH201 R235 Q232 Q222 SAÍDA DE SOM R255 R246 R244 D212 R240 D214 R253 D220 D210 -VL: ALIMENTAÇÃO -30V Q220 R238 ACIONAMENTO OUTRO CANAL -VH: ALIMENTAÇÃO -70V ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 105 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 23 elevando seu potencial de coletor e com isto aplicando um potencial positivo no gate do FET Q220, fazendo-o conduzir. Desta forma, dar-se-á a polarização dos transistores FET´s e consequentemente ajudarão na formação de uma maior tensão para os transistores de saída e potência final para a saída de som. AMPLIFICADOR CLASSE H PARA FONTES DE 12V (AUTOMÓVEL). Na figura 23, podemos ver o circuito integrado TDA1562, que foi construído para ser um amplificador em ponte, funcionando com saída classe AB. Podemos ver também que nos pinos 3 e 5 do integrado existe um capacitor de grande valor (4700 uF); o mesmo ocorrerá nos pinos 13 e 15 do integrado, tendo um capacitor de mesmo valor. O objetivo destes capacitores de grandes valores, é armazenar a tensão de 12 volts e manter uma boa carga, de forma que em altas potências, a tensão armazenada nos capacitores possam ser somadas a tensão normal de 12 volts proveniente da alimentação. Com isto, há um 106 grande incremento de potência no aparelho. A opção de haver ou não esse incremento na tensão de alimentação, pode ser feita por tensão aplicada no pino 16 do integrado. Para que possamos entender como ocorre o processo de geração de uma tensão que chega a 24 volts, vamos analisar o diagrama de funcionamento da figura 24. Os transistores Q1 e Q2, formam a etapa de saída de um dos amplificadores. Os transistores Q3 e Q4 formam a outra etapa de saída. Como podemos ver, o alto-falante AF01, foi colocado entre esses dois amplificadores. Esses dois amplificadores devem ser excitados com diferença de fase de 180°, como já foi visto anteriormente na explicação sobre amplificadores em ponte. Podemos ver também, que os transistores de saída são polarizado pela tensão de 12 volts, via diodo D1. Além de alimentar a saída de som, haverá também a carga do capacitor C01, que está ligada à massa via resistor de 47 ohms . Quando o semi-ciclo positivo ultrapassar 10 volts (na saída Q1 e Q2), haverá polarização do transistor Q6 e a consequente queda da tensão de seu coletor, polarizando por sua vez, o transistor Q5, que elevará sua tensão de coletor para 12 volts. Como o capacitor C01 já FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 está anteriormente carregado com 12 volts, quando tiver seu lado negativo ligado à tensão de 12 volts, seu lado positivo assumirá (em relação à massa) a tensão de 24 volts, pois funcionará como uma bateria de 12V posicionada momentaneamente em série sobre a tensão de alimentação de 12V. Caso a potência sonora seja alta, a tendência é que a tensão de 1/2Vcc suba e com isto force uma maior polarização também para o transistor Q2. Com isso teremos um aumento de potência considerável com estes capacitores geradores de tensão. figura 24 +B 12V +B 12V D1 C O N T R O L E Q5 C01 Q1 C02 D3 4.700uF D4 Q6 4.700uF Q8 47ohms E E X C I T A Ç Ã O D2 Q7 Q3 47ohms E Af01 Q2 C O N T R O L E Q4 E X C I T A Ç Ã O AMPLIFICADORES COM POTÊNCIA ENTRE 500 E 2.000 WRMS Até agora, havíamos falado de amplificadores que podiam chegar a cerca de 300 ou 500 Wrms. Mas ainda existem as chamadas "potências ou cabeçotes" que podem chegar até 2.000 Wrms e outras que atingem cerca de 5.000 Wrms. A figura 25, mostra uma configuração de saída de som que pode atingir uma potência em torno de 1000W. É composta por uma série transistores em paralelo, cada um deles trabalhando entre 2 à 3 amperes. Isto significa dizer que se tivermos 3 transistores em paralelo, poderemos atingir uma corrente entre 6 a 9 amperes nesta malha. Apesar de parecer simples, essa saída necessita de um cálculo muito bem-feito nos resistores chamados de “equalização”, como mostramos na figura 26. Quando transistor Driver Q13, aplicar a polarização nos transistores de saída, um deles começará a conduzir antes do outro, e com isto poderemos dizer que não haverá uma distribuição igual de corrente para eles. Caso isto ocorra, um deles ficará sobrecarregado, porque haverá tensão aplicada por uma grande corrente circulante, gerando uma grande dissipação de potência; isto ocorre devido à polarização inicial de cada um dos transistor variar de 0,55 volt até cerca de 0,7 volt. Assim, faz-se necessário a introdução dos chamados resistores de equalização, que estarão ligados nos emissores dos transistores, fechando o circuito paralelo. Considerando que um transistor de potência conduza antes do outro, este gerará uma queda de ELETRÔNICA tensão (ainda que pequena) no resistor de equalização; será necessário então, uma maior tensão de base e com isto gerando polarização para o outro transistor (que ainda não gerou queda de tensão no resistor de emissor), equiparando as polarizações. Na figura 27, vemos um amplificador utilizando um jogo de dez transistores, sendo cinco em paralelo na malha de cima, e cinco em paralelo na malha de baixo. Considerando que cada transistor tem uma corrente máxima de 3 amperes, teremos um total 15 amperes circulante pela malha, gerando uma potência de 600 W sobre a carga. Isto se dá também para o semi-ciclo negativo. Finalmente na figura 28, temos a etapa de um amplificador de potência completo, utilizando vários transistores de saída. Pode parecer inicialmente que é um amplificador classe H, mas na verdade os transistores ligados ao potencial positivo e também ao negativo fazem uma divisão de tensão e consequentemente uma divisão na potência dissipada. O amplificador classe AB é formado pelos pares Q302 e Q306, Q301 e Q305, além do Q13 e Q14, sendo estes polarizados pelos drivers do amplificador. Já os transistores de saída complementares ligados à tensão de alimentação, serão excitados pela variação do sinal da saída de som; caso haja uma grande variação de sinal a nível positivo, haverá polarização do transistor Q12, que por sua vez terá corrente para polarização dos transistores Q303 e Q304 (ligados em paralelo). Quando houver uma variação de sinal na saída a nível FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 107 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 26 figura 25 +65V C12 R28 1k Q12 R302 10 Q13 Q302 Q301 Q303 R29 750 Q304 R301 10 R35 47 R309 0,18W Vb1 Q13 DV R310 0,18W I1 Vb2 I2 V2 V1 Q302 R311 0,18W Q301 R30 300 R312 0,18W C13 C14 R31 300 R36 47 R309 0,18 R37 47 R311 0,18 R310 0,18 OUT R312 0,18 Q305 Q306 Q14 R38 47 R32 750 R303 10 Q308 Q307 R33 1k Q15 OUT R304 10 C15 -65V negativo haverá polarização do transistor Q15, que por sua vez gerará a polarização de Q307 e Q308. O controle de corrente máxima neste amplificador se dá baseado na queda de tensão nos resistores R309 e R311; como esses resistores possuem um valor muito R108 +40V baixo (0,18 ohms), quando a corrente chegar a 3,3 amperes (por cada transistor individualmente) haverá uma queda de tensão de 0,6 volts que permitirá a polarização tanto do transistor Q10 como do transistor Q11, diminuindo a tensão de coletor de Q10 e aumentando a tensão do coletor de Q11; a partir disto, haverá a despolarização dos transistores de saída e por conseguinte a redução na corrente geral. A corrente de repouso deste amplificador será controlada basicamente pelo transistor Q9, posicionado entre as bases dos transistores Q13 e Q14. O transistor Q9 ainda é polarizado pelo transistor Q8, cuja polarização também dependerá do ajuste feito no trimpot P2. Neste caso, para iniciar o ajuste da corrente quiescente (repouso) dos transistores de saída, devese colocar o trimpot P2 na mínima resistência, ou seja com cursor totalmente para cima; isto aumentará a polarização do transistor Q8 fazendo com que a corrente entre emissor-coletor seja maior, provocando assim maior polarização do transistor Q9 com o conseqüente aumento de corrente entre coletoremissor. Teremos assim a diminuição de corrente geral para os transistores de saída. Para colocar o trimpot P2 na posição correta, poderemos usar diversas técnicas como mencionamos figura 27 R109 Q107 Q101a R103 4,7W Q104 R107 220W Q101b Q101c Q101 R101 0,47W/4W Q101d R101a 0,47W/4W R101b 0,47W/4W R101c 0,47W/4W R101d 0,47W/4W Af01 8W C105 15pF Q103 Q102a Q105 Q102b Q102c Q102 Q102d R104 4,7W R113 C104 R105 220W R102 0,47W/4W R102a 0,47W/4W R102b 0,47W/4W R102c 0,47W/4W R102d 0,47W/4W -40V 108 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA -65V Q308 Q306 Q307 R304 10 R36 47 R37 47 R303 10 R311 0,18 R309 0,18 Q301 Q305 R310 0,18 R312 0,18 OUT Q302 Q304 Q303 R301 10 R302 10 Q15 R38 47 C15 R33 1k R32 750 R31 300 R21 20 D7 Q11 R15 100 Q5 R16 22 P2 C8 C21 C1 R47 R40 1k R3 33k D1 figura 28 C4 P1 870 R39 1k R4 33k D2 R2 22k C18 R1 R6 2k2 Q1 D4 D3 Q2 R7 2k2 R8 100k DZ5 13,8V R9 100 C6 R10 120k C10 Q6 C7 1000 R12 230 R13 130 Q4 C9 R11 6k2 R17 1k R18 2k2 R19 1k C11 Q9 Q8 R14 150 Q7 Q10 R20 20 D6 C19 R27 10 C20 D8 R22 2k4 R25 100 R26 100 C23 R30 300 D9 R23 2k4 C26 R29 750 C14 C13 Q13 R35 47 Q14 Q12 C12 R28 1k R24 10 R5 4k7 abaixo: A) injetar na entrada do amplificador um sinal senoidal com frequência de 1kHz, que deverá ser ouvido no alto-falante com muito baixa amplitude. Com o osciloscópio, observar a forma de onda que apresentará uma distorção em seu ponto central (na passagem da condução dos transistores da malha positiva para malha negativa e vice-versa). Ajustar o trimpot P2 até que a distorção desapareça. Após feito esse ajuste, deixar o amplificador ligado por no mínimo 10 minutos (em repouso - sem som), acompanhando o aquecimento que haverá no dissipador. B) alguns fabricantes, pedem que a corrente de repouso seja ajustada baseado na queda de tensão em um dos resistores de equalização (R309, R310, R311 ou R312). Esta queda de tensão é de alguns milivolts e variará de fabricante para fabricante. C) outra técnica muito interessante é a utilização da lâmpada em série, cuja potência, será escolhida de acordo com a potência do amplificador. Caso o amplificador tenha 1000 W, será escolhido uma lâmpada de cerca de 150 W (com mesma tensão da rede) para se fazer o ajuste da corrente de repouso. O inicialmente posicionamos o trimpot P2 para a mínima resistência e veremos que a lâmpada apresentará algum acendimento (acendimento devido a uma série de perdas de dissipação de potência, principalmente no transformador de força). À medida que vamos fazendo o ajuste notamos que não há diferença no brilho da lâmpada; mas a partir de um determinado ponto do ajuste, a lâmpada começará a brilhar mais. Devemos então, voltar um pouco o ajuste, para que fique no ponto de variação. Ainda neste amplificador temos o trimpot P1, que tem como função fazer o ajuste de "OFF-SET" da tensão de saída de som, ou seja, deverá ser ajustado para que a tensão de saída, seja no máximo de 0,005 volts (positiva ou negativa). Este ajuste deverá ser feito sem o alto-falante conectado ao amplificador, pois sendo de baixa impedância, mascarará o resultado. MÓDULO - 4 +65V APOSTILA Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-29 à M4-32. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 109 APOSTILA 110 MÓDULO - 4 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 9 MÓDULO - 4 POTÊNCIAS HI-FI SOM AMBIENTE 3 Amplificador Classe D - características Amplificador Classe D em ponte (bridge) Filtros finais - crossover - equalização Sonorização profissional PA (Public Address) Som ambiente e as linhas de 70V e 210V Processamento de áudio digital e saída DDX AMPLIFICADOR CLASSE D figura 2 A B A B C ELETRÔNICA +B Q1 - L1 + Vamos estudar agora uma outra classe de amplificação chamada de classe D, que apesar de existir há décadas, somente nos últimos anos é que passaram a ser utilizados em grande escala. O amplificador classe D, caracteriza-se pelo funcionamento em corte e saturação dos transistores de saída, não permanecendo em meia polarização para amplificação da senoide de áudio, normal para os amplificadores convencionais. Isto traz um grande benefício, já que a figura 1 dissipação de potência, em forma de calor, é muito pequena. Se fossem ideais, a eficiência energética seria aproximadamente 100%; mas na prática chegam perto de 80%. A letra D refere-se à continuação da série dos amplificadores (A, B, C, ...), mas muitas vezes é confundida como digital, não sendo correto, pois todo o princípio de funcionamento deste amplificador é analógico, apesar de alguns deles possuírem alguns controles digitais. O dispositivo elétrico assemelha-se R1 Q2 -B C1 C2 mais com fontes chaveadas que com dispositivos digitais. O circuito básico de funcionamento deste amplificador pode ser resumido na figura 1. Neste são usados transistores FET's complementares que operam como chaves, sendo que também poderiam ser usados transistores bipolares. Seus "gates" recebem a saída de um operacional, trabalhando como formador PWM, que compara o sinal de áudio com uma onda dente-de-serra, gerando uma onda retangular PWM (Pulse Width Modulator - Modulação por largura de pulso). Quando o nível de saída do operacional é alto, Q1 satura levando a tensão de saída para +B, e quando o operacional fica em nível baixo, é Q2 que satura, cortando Q1, fazendo a tensão de saída ficar com -B. Com este corte e saturação dos transistores, teoricamente não haveria dissipação de potência, pois em saturação haveria corrente circulante por eles, mas não tensão entre dreno-source, e quando estivessem cortados, haveria tensão sobre dreno-source, mas não haveria corrente circulante, resultando em dissipação de potência zero (teoricamente). O resultado é mostrado na figura 2, onde a tensão de saída é uma onda retangular (figura 2, forma de onda C), onde a largura dos pulsos, têm relação com a intensidade do sinal de entrada, uma espécie de modulação por largura de pulsos (PWM); a figura 2 mostra a comparação dos sinais de áudio (senoide) com a "dentede-serra", gerando na saída do operacional a onda retangular mostrada em "C". O filtro passa-baixas formado por L1 e C1 (figura 1) deixa passar para o alto-falante o valor médio da onda quadrada, recompondo o sinal senoidal (figura 2, forma de onda A). R1 e C2 atuam para eliminação de altas frequências (não audíveis), que poderiam gerar realimentações no amplificador, atrapalhando o trabalho FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 111 APOSTILA MÓDULO - 4 normal de corte e saturação dos transistores de saída, podendo inclusive levá-los à queima. Para uma boa interação do sinal de saída de áudio, a frequência da onda "dente-de-serra" deverá ter uma frequência muito maior que a frequência máxima do áudio em 20kHz. Os valores típicos estão na faixa de 100kHz a 500kHz, dependendo da fidelidade desejada. +B figura 3 +B B B R2 10k R3 10k A R4 1k R6 A C2 1nF C1 220pF R5 B Q3 C3 Q1 Q2 Figura 37 sawtooth dente-de-serra A B figura 4 Quando o transistor Q3 estiver cortado, o capacitor C3 se carregará lentamente através de R6. Quando o pulso positivo atingir novamente a base de Q3, ele satura descarregando C3, reiniciando o ciclo. O que foi visto até aqui, é o básico de um amplificador classe D. Outras implementações podem existir, como realimentação negativa para melhor qualidade e operação em ponte com 4 FET´s. Como exemplo real, podemos pegar o integrado TDA7490, que é um amplificador estéreo de 25W + 25W (50W RMS); ele poderá ser usado como em amplificador classe D estéreo com 2 canais (L e R), como mostra a figura 5. Neste diagrama podemos ver a configuração interna (resumida) do integrado com suas entradas L e R pelos pinos 10 e 18, já suas saídas para os alto-falantes serão pelos pinos 3 e 23. Temos ainda as realimentações negativas que serão feitas através do 1/2Vcc retornando para os pinos 7 e 19, figura 6 controlando assim o ganho dos préamplificadores e diminuindo as distorções do sinal de saída. Flexiwatt 25 Na figura 6, podemos ver o aspecto real do ORDERING NUMBER: TDA7490 circuito integrado posteriormente transformá-la em DENTE-DE-SERRA. Para gerar a onda pulsante pode-se utilizar um multivibrador astável e após aplicá-lo à um circuito integrador (figura 3). O grande problema é que a onda DENTE-DE-SERRA permanece em um nível baixo (coletor do transistor) sempre que a onda quadrada estiver em nível alto (saída do multivibrador). Para tornar a onda DENTE-DE-SERRA correta, sem figura 5 períodos de tensão contínua (nível baixo), podemos alterar o 7 funcionamento do multivibrador astável L 10 de modo que no nível alto o tempo seja Pré o mais curto possível e durante o nível baixo o tempo seja o mais longo possível. Assim na figura 4 temos detalhes do que foi exposto. TDA7490 Notamos agora, que o tempo que Q1 fica saturado é muito menor que o tempo que Q2 fica saturado, devido à R 18 constante de tempo R3/C2 ser maior Pré que a constante de tempo R2/C1. Assim, a forma de onda no coletor de 19 Q2 é mostrada também na figura 4 na figura 7 onda "A". 112 +B M.A. A maioria dos amplificadores classe D é baseado num comparador PWM; a palavra PWM é a abreviação de Pulse Width Modulation (Modulação por Largura de Pulso) ou seja, transforma as variações em amplitude de um sinal, em variações na largura do pulso, mantendo a mesma frequência. Esta modulação é muito usada quando temos circuitos analógicos recebendo sinais ou comandos digitais (saídas do microprocessador por exemplo). Para gerar a modulação na largura de pulso é preciso gerar uma onda quadrada ou retangular e A +B +B R1 1k Comparador PWM M.A. +B +B PWM 3 OSC 23 PWM -B FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 R1 10K R17 52.3K MUTE STBY R2 30K R3 10K R21 4.7K R20 68K C27 2.2mF INPUT1 9 10 PREAMPLIFIER1 C23 2200mF 14 +VCC C22 100nF 2 C21 2200mF INTEGRATOR1 3 -VCC L1 30m C18 330pF OUT1 C10 220nF 8 OSC EXT_CK C17 24pF 1 C7 100nF -VCC C19 560pF R14 22K 16 R1 10K C20 33nF 11 13 C4 100nF 15 R13 10K C16 330pF 25 R 6.8 C5 330nF INPUT2 C6 1nF PREAMPLIFIER2 18 INTEGRATOR2 PWM-stage2 G=2.5 19 R5 4.7K figura 7 R15 100 5 12 C3 100nF -VCC 4 PWM-stage1 G=2.5 C2 1nF -VCC R4 130K 7 6 C1 330nF +VCC C26 470pF C25 470pF 17 20 24 23 R12 22K 21 C14 33nF 22 L2 30m C15 560pF OUT2 C29 220nF R11 100 C8 470pF -VCC R6 68K C9 470pF C28 2200mF -VCC C11 100nF C12 2200mF +VCC R9 52.3K TDA7490 e na figura 7 o diagrama elétrico completo por defeito ou manipulação indevida do técnico, produzirá a imediata queima dos transistores de saída, deste amplificador classe D. O que temos a destacar neste circuito, além do que já foi caso não haja um circuito eficaz, que desligue os altodito, é que existe uma realimentação negativa do pino 3 falantes da saída de som. para o pino 7 (um canal) e do pino 23 para o pino 19 (outro Ainda destacamos que o integrado possui dois canal). amplificadores internos, utilizando um circuito oscilador A amostra que é pega no pino 3, deverá ser uma onda comum, para gerar a rampa ou dente-de-serra para atuar variando de +30V à -30V, ou seja, 60Vpp. Quando não há no circuito formador PWM. O capacitor formador de sinal de áudio, ainda assim haverá esta variação de rampa, encontra-se no pino 8 do integrado. 60Vpp, que deverá ter o semiciclo em exatos 50%, para Outra configuração que pode ser utilizada para o que na média seja gerada uma tensão de exatamente integrado TDA7490 é a configuração em ponte (bridge), zero Volt. Qualquer desvio nesta proporção exata entre que foi estudada nos capítulos anteriores, e este os semiciclos positivo e negativo, gerará uma tensão DC integrado permite muito bem esta utilização, como acima ou abaixo da massa, causando corrente contínua mostra o diagrama da figura 8. circulante pelo alto-falante, aumentando o consumo e Nesta configuração, temos apenas um canal mono cuja em casos mais graves podendo levar a queima o alto- entrada é feita pelo pino 10 e a saída em ponte é feita falante ou a etapa amplificadora. pelos mesmos pinos 3 e 23, mantendo também a Assim, a variação da saída em 60Vpp será reduzida para realimentação negativa pelos pinos 7 e 19; teremos cerca de 5Vpp nos pinos 7 e 19 (realimentação negativa) então um amplificador de 50W. e considerando que haverá uma realimentação por frequência do figura 8 pino 9 para o pino 7, +B 7 praticamente não haverá MONO variação em alta frequência. O 10 objetivo final será gerar uma Pré PWM tensão DC que na verdade 3 representa o áudio, que irá atuar no comparador-PWM, que na ausência de áudio, mantenha o OSC TDA7490 circuito de comutação de saída trabalhando exatamente com o mesmo período de tempo para 23 cada um dos semiciclos 18 É bom que se note que a malha PWM Pré de realimentação negativa (pinos 7 e 19 do integrado), 19 -B possui resistores de precisão e qualquer alteração deles, seja ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 113 APOSTILA MÓDULO - 4 470pF C40 R4 68K C41 7 INPUT R5 52.3K 470pF The LC filter is optimized for 8W (<->LC filter for 4W in single-ended) It hos to be changed for other loads 9 - 10 PRE L9 30m Int. PWM-stage + 3 C23 235nF C26 470nF R27 10 R63 4.7K C24 235nF 18 + PRE Int. PWM-stage - 19 23 R25 Rload R28 10 C29 470nF L10 30m 17 470pF 470pF C60 R61 68K C59 R62 52.3K Na figura 9, podemos ver o diagrama esquemático (diferenças do circuito anterior) do integrado TDA7490, sendo utilizado em ponte no formato mono. Novamente destaca-se aqui a preocupação com a malha de realimentação negativa, pois agora o alto-falante não estará posicionado na massa, mas nos pinos de saída de cada amplificador. Quando não há sinal de áudio excitando o amplificador, as saídas continuarão funcionando e apesar da inversão de fase entre as saídas, os semiciclos deverão ser exatamente iguais, garantindo que na média o que sai de um pino seja exatamente igual ao outro. Caso o aluno queira montar este amplificador classe D, na figura 10 é sugerido o desenho da placa de circuito impresso (lado dos componentes). Antes de iniciar qualquer montagem, sempre é bom fazer um levantamento se em sua região existe facilidade para obtenção dos componentes gerais (principalmente o integrado TDA7490). Para outras montagens de amplificadores classe D, sugerimos entrar no site da st microelectronics, onde lá haverá uma variedade muito grande desta figura 7 classe de amplificação. 114 dumping (common mode) figura 9 Existem muitas outras configurações para os amplificadores classe D, com ou sem integrado, todos eles baseando-se no mesmo princípio de chaveamento da saída de som. figura 10 lado dos componentes FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Características dos amplificadores classe D (TDA7490) A seguir mostraremos uma série de gráficos que indicam a performance dos amplificadores classe D: A figura 11, mostra-nos a distorção harmônica total (THD) pela potência de saída para uma carga de 8 ohms, com tensão de alimentação em 21V. Quando temos uma potência com cerca de 1W de saída, vemos que a distorção harmônica total, é menor que 0,03%; esta distorção aumenta consideravelmente quando chegamos próximos à 6W, atingindo cerca de 0,1% de distorção. Vemos então que a partir de 16W de potência de saída a distorção em níveis maiores, chegando a 1% (em 18 W). Acima de 20 W teremos uma distorção superior à 5%. A figura 12, mostra-nos um gráfico muito semelhante ao anterior, diferindo apenas na tensão de alimentação aplicada na carga, que no caso é de 4 ohms. A única diferença substancial que podemos ver é um pequeno aumento na distorção em potência baixa até cerca de 6 W. A figura 13, apresenta o nível de decibéis do crosstalk (distorção na passagem de condução de figura 11 figura 12 Distortion vs. Output Power Crosstalk vs. Frequency D99AU1089 THD (%) 5 Stereo VS – 21V; Rl=8W; f=1KHz 2 figura 13 Distortion vs. Output Power D99AU1088 THD (%) 5 um transistor para outro) em relação à frequência de trabalho. Vimos que se manterá de -55dB a 50dB, de 10Hz até 10kHz, o que também é uma característica muito boa. A figura 14, mostra-nos a resposta de frequência deste amplificador, que se mantém em zero dB de 60Hz até 11kHz, apresentando uma queda de -3dB em 15kHz. A grande característica do amplificador em classe D é apresentada na figura 15, que é a potência dissipada em calor, pela potência sonora entregue. Podemos ver que em uma potência de 2W, a dissipação de calor é de 2,5W (considerada pequena). A medida que o amplificador vai aumentando sua potência sonora, dissipação de calor aumenta pouco. Em 6W de saída de som, temos 3W de dissipação de calor. Em 10W de saída, pouco mais de 3,5W de dissipação de calor e em 20W sonoros, pouco mais de 5,5W de dissipação de calor. A figura 16, nos dá a distorção no som pela potência, quando o integrado é colocado na configuração bridge (ponte). Podemos dizer que não houve variações consideráveis e que a distorção se mantém em níveis muito bons até cerca de 36W. Stereo VS – 16V; Rl=4W; f=1KHz 2 D99AU1090 CT (dB) VS – 21V; Rl=8W; 0dB=1W -20 -30 1 1 0.5 0.5 0.2 0.2 0.1 0.1 0.05 0.05 -40 -50 -60 -70 -80 0.02 0.02 -90 0.01 0.01 -100 0.001 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 O(W) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 figura 14 figura 15 Frequency Response Power Dissipation vs. Output Power AMP (dB) D99AU1091 8 7.5 7 6.5 6 5.5 5 4.5 4 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 0 2 0 -2 VS – 21V; Rl=8W; 0dB=1W -4 -6 -8 -10 -12 -14 0.01 0.1 ELETRÔNICA 22 24 O(W) 0.01 0.1 1 f(KHz) figura 16 Power Dissipation (W) Distortion vs Output Power in BTL D99AU1082 THD (%) 5 Bridge VS – 17V; Rl=8W; f=1KHz 2 Vs= +/- 21 V; Rl = 8 Ohm; f= 1 KHz 1 0.5 0.2 0.1 0.05 0.02 0.01 45 50 PO(W) FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 115 1 10 f(KHz) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Output Power (W) 0 5 10 15 20 25 30 35 40 APOSTILA MÓDULO - 4 FILTROS FINAIS – CROSSOVER - EQUALIZAÇÃO O sinal de áudio é formado por uma série de frequências verdade, não conseguem reproduzir de forma eficaz que somadas apresentam-se como mostrado na figura todas as frequências que um amplificador entrega à 17. Nesta forma de onda podemos visualizar uma carga. frequência média que está ondulando (seu nível geral Temos na figura 20, uma amostra dos diversos tipos de sobe e depois cai), e mais uma alta frequência, que alto-falantes existentes no mercado. Na figura 20a, aparece nos picos dessa frequência média. Na verdade, temos chamado tweeter, que além de possuir um cone a figura é uma junção de três frequências bem distintas, menor, possui grande rigidez neste. O motivo disso, está como mostramos na figura 18. Podemos ver que na figura 18a, temos figura 17 uma frequência de 50Hz com 5Vpp, enquanto que na figura 18b, temos uma frequência de 1kHz com 4Vpp; finalmente, na figura 18c, temos uma frequência de 10kHz com uma amplitude de 2Vpp. figura 18 A ondulação no sinal que aparece na figura de 17, diz respeito ao sinal de 50Hz áudio de baixa frequência (50Hz); já as f =5Vpp variações de alta frequência nos picos do sinal são as variações do sinal de 10 a kHz. Podemos dizer assim, que as f = 1kHz frequências mais baixas transportam as 4Vpp frequências mais altas. Na figura 19, mostramos em detalhes a mistura dessas três frequências. A figura b tracejada no centro da forma de onda, na verdade não existe, mas indica que 10kHz está havendo uma variação de baixa f =2Vpp frequência. As frequências de 1kHz e 10kHz podem ser melhor visualizadas. c Dependendo do ajuste ou do tempo de varredura que posicionamos o osciloscópio, poderemos visualizar a no fato de que as frequência as altas, como a palavra já baixa frequência presente no sinal. Lembramos que o diz, movimentarão o cone milhares de vezes no segundo, osciloscópio poderá sincronizar uma das frequências sendo que o movimento inercial (do cone) ocorre de uma mostradas, variando em muito o que se observa na tela. forma muito rápida. O tweeter trabalhará com Considerando que o sinal de áudio é composto de muitas frequências superiores a 5 kHz. frequências e muitas delas ocorrem ao mesmo tempo, Na figura 20b, temos o chamado "mid-range" ou "fullcaberá ao amplificador de potência, amplificar os sinais range" que têm como função trabalhar com frequências para a saída, mantendo-os com a mesma amplitude da entre 1kHz até cerca de 8kHz. Apesar de possuir um entrada para toda e qualquer frequência (audível). cone relativamente rígido, já possui certa mobilidade, Considerando agora que todas essas frequências juntas permitindo que o movimento inercial ocorra com são aplicadas a um alto-falante, já poderemos visualizar frequência mais baixa. a dificuldade de reprodução de todas elas. Apesar de Na figura 20c, podemos ver outro "mid-range" ou "fullexistirem alto-falantes chamados de "full-range" que range", mas de dimensões maiores, que poderá trabalham com toda a faixa de frequências, eles na trabalhar com e frequências acima de 200 Hz chegando f = 50Hz f = 1kHz f = 10kHz figura 19 figura 7 116 até cerca de 5 kHz (reproduz até frequências maiores, mas com menor nível). Este alto-falante é ideal para amplificação da voz humana, que está dentro da faixa de frequência mencionada acima. Finalmente temos o alto-falante chamado de “woofer”, que se incumbirá de reproduzir frequências em torno de 100 Hz até cerca de 1 kHz (figura 20d). Ainda existem alto-falantes "woofer" capazes de reproduzir frequências abaixo de 20 hertz, mas para isto deverão ter um cone de grande dimensões (15 polegadas ou mais). Voltando agora à etapa amplificadora de potência, havíamos dito que o amplificador entregará ao altofalante uma grande faixa de frequências, como mostra a figura 21a. O alto-falante “woofer” ou “full-range”, está recebendo toda a faixa de frequência da saída do amplificador, sendo que ignorará as altas frequências devido à sua indutância e também ao seu cone que FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 20 a c b TWEETER CORNETA Melhor reprodução nas frequências altas d MID-RANGE OU FULL-RANGE MID-RANGE OU FULL-RANGE CONE MENOR Melhor reprodução nas frequências altas e médias. WOOFER CONE MÉDIO Melhor reprodução nas frequências médias. CONE GRANDE Melhor reprodução nas freqüências baixas. +B figura 21 Cx Tweeter V(v) Woofer ou Full-range -B 10 50 500 3k 8k V(v) f(Hz) 20k 10 50 500 3k 8k f(Hz) 20k I(A) figura 22 +B a 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) H.P.F. Filtro Passa Alta B.P.F. Filtro Passa Faixa Woofer Tweeter Mid-Range I(A) I(A) -B c b 10 ELETRÔNICA 50 500 3k 8k 20k f(Hz) 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 117 APOSTILA +B MÓDULO - 4 OS FILTROS ATIVOS - O CROSSOVER figura 23 I(A) 10 L.P.F. Filtro Passa Baixa 50 500 3k 8k 20k 50 500 3k 8k f(Hz) I(A) Woofer -B 10 20k f(Hz) possui boa mobilidade. Uma parte do sinal de áudio, será acoplado via capacitor Cx para o “tweeter”. Neste acoplamento passam somente as frequências altas, evitando assim que o “tweeter” receba baixas frequências. Este acoplamento via capacitor é muito importante, pois caso o tweeter seja ligado diretamente à saída do amplificador, poderá sofrer sobrecarga, ou seja, uma alta corrente circulante, que poderá levar danos à bobina deste (aquecimento), causando curtos de espiras ou ruptura. Esta técnica de utilizar um capacitor de acoplamento para separar alta frequência e direcioná-la ao tweeter é muito usada, apesar da baixa qualidade. O ideal seria um filtro passa-alta mais eficaz. Na figura 21b, podemos ver as frequências que acabam passando pelo capacitor Cx e chegando até o tweeter. Na figura 22, temos novamente o amplificador, levando uma faixa de frequência de 50 Hz até cerca de 18 kHz aos alto-falantes. Toda esta faixa vai diretamente para o alto-falante de baixas frequências (woofer), como mostrado no filtro 22a; para o falante mid-range, acaba passando uma faixa de frequências de 500Hz até 8 kHz (22b) e finalmente para o tweeter, acaba passando a faixa de frequência de 6kHz até 20kHz (22c). Como dissemos anteriormente, toda faixa de frequências é levada ao alto-falante woofer, sendo que na verdade este deveria reproduzir as faixas de 50Hz figura 24 até o máximo 1kHz. Para que ele não receba frequências que não lhe competem reproduzir, poderemos fazer um filtro passa baixa, utilizando um indutor em série com ele e um capacitor em paralelo, como mostramos na figura 23. sinal Apesar dos filtros serem de relativamente eficazes quanto à áudio frequência, introduzem distorções no sinal amplificado, além apresentarem perdas em dissipação de calor. Para termos ideia de como é importante ter um filtro de qualidade, basta lembrar que o próprio altofalante pode ter uma diferença de qualidade muito grande na reprodução de sons, dependendo da qualidade do fio, imã e cone, além da estrutura geral de sustentação. Como havíamos dito anteriormente, na saída de som temos uma baixa impedância, ou seja, uma grande circulação de corrente tanto no alto-falante como nos filtros que separam as frequências que irão à eles. Também como dissemos, tanto os alto-falantes com os filtros deverão ter alta qualidade nos materiais e montagem, para que a qualidade sonora não seja prejudicada. Uma das formas de se excitar diretamente aos falantes (woofer, mid-range e tweeter), seria aplicar filtros ativos ainda no pré-amplificador, de forma a deixar passar cada uma das faixas específicas de amplificação dos respectivos alto-falantes. A figura 24, ilustra bem o que estamos dizendo, pois o sinal de áudio, que possui uma resposta de frequência variando de 50Hz a 20 kHz, entrará em três vias de um pré-amplificador que possui filtros específicos, sintonizados nas frequências de 500Hz, 4kHz e 10kHz. Assim, na saída do primeiro BPF, teremos um sinal de áudio com resposta de frequência variando de 50Hz a 3kHz, que excitará um canal de amplificação de potência independente, e sua saída, diretamente ao alto-falante (woofer). O mesmo sinal de áudio da entrada, passará também por um BPF de 4 kHz, ou seja, deixará passar frequências que variam de 1kHz a cerca de 8kHz. Este sinal de áudio, com faixa de frequência bem definida iria para um outro canal de amplificação de potência independente, que por sua vez excitaria diretamente o falante mid-range. Finalmente, o mesmo sinal de áudio da entrada, entrará em um BPF de 10kHz, permitindo a passagem de sinais que variam de 6kHz até cerca de 20kHz. Este sinal de áudio, já filtrado em alta frequência, entrará em um outro canal de amplificação de potência independente, excitando assim diretamente o alto-falante tweeter. Considerando que na cadeia Hi-Fi, a qualidade dos altofalantes tem importância fundamental, a não utilização de filtros passivos nas saídas de som, não inseriria distorções desnecessárias, visto que já estamos filtrando as frequências específicas em um pré+B B.P.F. 500Hz I(A) Woofer 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) -B +B B.P.F. 4kHz I(A) Mid-range 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) -B B.P.F. 10kHz I(A) +B I(A) 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) Tweeter 10 50 500 3k 8k 20k f(Hz) figura 7 118 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL -B ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 amplificador de grande qualidade. O equipamento que recebe um sinal de áudio em sua entrada (com banda passante de 20Hz até 20kHz), e entrega três ou mais saídas com sinais de áudio com frequências de resposta em determinadas faixas, é chamado de crossover. Esse aparelho é muito utilizado, quando necessita-se de grande potência sonora, sem perda na qualidade do som (ele evita a utilização de filtros passivos antes dos falantes). Na figura 25, podemos ver a diagramação esquemática de um aparelho crossover, que possui uma entrada e três saídas de frequências independentes. Podemos ver ainda que esse equipamento, poderá ajustar os níveis de saída de cada uma das frequências selecionadas; este equipamento ainda dispõe de saídas de potência independentes, indo acionar diretamente os respectivos alto-falantes de graves, +B C36G R18G C36M R18M R17G 03 C29G 06 R18A R17M 07 03 C29M C34G R13G 06 R17A 07 03 C29A C34M R13M 01 CI5G CI5M FTL 05 C30M CI5A P1A FTL 05 C35M 09 02 08 C31G 02 08 C33G R15G R19M 04 R16G C33M R19A R16M 02 08 04 C33A C31A C32M R15M C31M R14A C28A 04 C28M C32G C35A 09 R14M R19G C28G C34A C30A C35G 09 R14G 07 01 P1M FTL 05 C30G 06 R13A 01 P1G C36A R16A C32A R15A C13 -B +B -B +B1 CI4A 3 R5 R11 1 7 CI4D 14 5 -B1 C20 CI4B 11 C26 C27 R12 2 C7 +B1 C10 R6 C8 C19 C12 figura 25 6 7 C9 2 6 C6 C5 7 CI0 C22 C23 R8 R1 R9 C25 R2 +B +B1 CI1 C17 -B1 CI2 C14 C4 C16 AC1 C15 -B D04 C21 D02 R3 C18 12 D01 10 9 AC2 C24 R10 C11 C2 13 CI4C D03 R7 CT R4 C3 8 -B1 C1 4 3 SISTEMAS DE SONORIZAÇÃO PROFISSIONAL A figura 26, mostra-nos de forma resumida como é um pequeno sistema de sonorização profissional, composto por mesa de som, crossover, amplificadores de potência e caixas acústicas. O mais interessante a se destacar neste sistema é que as caixas de som não possuem alto-falantes colocados de forma convencional, ou seja, alto-falantes para graves, médios e agudos utilizando filtros passivos, mais sim, caixas que possuem somente alto-falantes para graves (woofer), médios (mid-range) e agudos (tweeter ou driver´s). Pode-se também utilizar caixas que apesar de possuírem woofer´s, mid-range´s e tweeter´s, possuam entradas independentes para excitação de cada um destes alto-falantes. A mesa de som ou mixer, receberá os sinais provenientes de diversas fontes: microfones de vozes, microfones de bateria, microfones do ambiente, instrumentos musicais ELETRÔNICA (violão, guitarra, teclado, etc), ou ainda sinais de processadores gerais de som. Um dos principais objetivos da mesa será agrupar todos se sinais e entregá-los para a amplificação de potência em um ou dois canais. Além disto, poderemos fazer a equalização individual de cada uma das fontes ou ainda aplicar efeitos diversos (compressão, atraso, etc). Na saída do mixer, teremos o sinal de áudio pronto para ser amplificado em potência. Neste sistema, o sinal de áudio entrará em um crossover, pela entrada IN-L e também pela entrada IN-R (mostramos em detalhes a entrada IN-L e também as saídas do crossover). Vemos que após o crossover, haverá três amplificadores de potência (poderia haver quatro ou mais amplificadores, caso fossem utilizadas as duas faixas de frequências médias, ou então, excitação de um sub-woofer), cada um trabalhando em uma determinada faixa de frequência. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 119 APOSTILA MÓDULO - 4 SINAIS DE INSTRUMENTOS, MICROFONES OU PROCESSADORES. MIXER (MESA DE SOM) OUT L IN L LOW LOW/MID HIGH/MID HIGH figura 26 R L R SPEAKER OUT IN L POWER SPEAKER OUT IN L POWER POWER CROSSOVER R L R MID’S SPEAKER OUT IN L R L R MID’S TWEETER’S WOOFER figura 27 WOOFER TWEETER’S POWER 1 WOOFER POWER 2 MIDI POWER 3 TWEETER POWER 1 WOOFER POWER 2 MIDI POWER 3 TWEETER L R LOW MIDI L HIGH MIXER R LOW L MIDI HIGH R CROSSOVER figura 28 CROSSOVER LOW IN L OUT R L MIXER R L BUFFER L L CROSSOVER MID IN L OUT R R R R CROSSOVER HIGH IN figura 7 120 L OUT R FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 MIXER A saída do crossover OUT-L-LOW, será aplicada à figura 29 lado esquerdo AMBIENTE lado direito entrada L de um amplificador de potência, que irá POWER 1 WOOFER WOOFER trabalhar somente com frequências baixas. A saída OUTL LOW 8W 8W R-LOW, será aplicada à entrada R do mesmo MIDI amplificador de potência, que também irá trabalhar R MIDI MIDI somente com frequências baixas. Há de se destacar aqui HIGH que este amplificador deverá possuir uma potência de no 8W 8W POWER 2 mínimo 50% a mais do que o amplificador utilizado para L as frequências médias. TWEETER TWEETER LOW Este amplificador para as frequências baixas, será ligado 8W 8W MIDI às caixas acústicas que possuem somente falantes R woofer (cones de 12 à 18 polegadas). HIGH A saída do crossover OUT-L-LOW-MID (frequências CROSSOVER médias-baixas) ou OUT-L-HIGH-MID (frequências médias-altas) será aplicada à entrada L de outro serem mostradas utilizam a mesma diagramação). amplificador de potência, que irá trabalhar somente com Apesar dos sistemas anteriores terem sido apresentados frequências médias. A saída OUT-R-LOW-MID com amplificação estereofônica, ou seja, amplificação (frequências médias-baixas) ou OUT-R-HIGH-MID dos sinais em dois canais independentes (L e R), a (frequências médias-altas), será aplicada à entrada R do sonorização em sistemas para grandes públicos não mesmo amplificador de potência, que também irá utiliza a técnica estereofônica, sendo o sinal amplificado trabalhar somente com frequências médias. de forma monofônica, mesmo que a reprodução seja Este amplificador das frequências médias, será ligado às feita por dois canais ou mais. caixas acústicas que possuem somente falantes midrange (baterias de médios). A saída do crossover OUT-L-HIGH, será aplicada à Public Address (PA) e o Ponto Único entrada L de um terceiro amplificador de potência, que irá trabalhar somente com frequências altas. A saída OUT- Os sistemas de sonorização direcionados a grandes R-HIGH será aplicada à entrada R do mesmo públicos, são chamados de PA (Public Address). Utilizam amplificador de potência, que também irá trabalhar grandes potências sonoras, normalmente visando somente com frequências altas. Há de se destacar aqui "impactar" as pessoas. que este amplificador poderá ter metade da potência em Na figura 29, podemos ver a configuração mais simples relação ao amplificador utilizado para os graves. dos sistemas PA, onde uma das saídas da mesa (mixerA saída deste amplificador das frequências altas, será misturador), vai até um crossover, onde são feitas as ligado aos tweeter´s ou driver´s (baterias ou driver´s). separações em frequência (Low-Mid-High), indo Na figura 27, podemos ver um sistema Hi-Fi, utilizando somente a dois amplificadores, sendo que um dos canais aparelho crossover para separação das frequências do (canal L) será responsável pela amplificação dos graves; áudio no modo estéreo. Vemos que possui três o canal R do mesmo amplificador, será responsável pela amplificadores independentes, sendo o "power 1" responsável pela caixas laterais devem ser evitadas, amplificação dos graves. O "power pois ajudam na formação 2" se incumbirá de amplificar os de ondas estacionárias. sinais médios e o "power 3" os agudos. Neste arranjo, haverá caixa direita e esquerda somente de graves; do mesmo modo será feito região de grande para médios ou agudos. Poderá ser incidência de ondas utilizada somente duas caixas para estacionárias, criadas canal L e R, desde que tenham exclusivamente pelas entradas independentes para cada caixas laterais um dos falantes. Esta ligação utiliza-se para sistemas de "home theater" sofisticados, onde se quer estereofonia, ou efeitos surround, priorizando a qualidade do som. Para amplificação dos sinais surround, deverão haver amplificadores e caixas complementares (incluindo a caixa central). Ao mesmo pode-se dizer do circuito apresentado na figura 28, onde vemos crossover independentes para cada Quando as ondas de som se encontram, a somatória e subtrações das fases destas, frequência, utilizando-se assim 6 formam regiões de grande pressão ou pequena sistemas independentes de sinais figura 30 pressão sonora, causando prejuízos a recepção (3 como é mostrado na figura e do som pelos ouvintes mais 3 saídas que apesar de não X ELETRÔNICA X FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 121 APOSTILA MÓDULO - 4 amplificação dos médios. Já o outro amplificador será responsável somente em amplificar o sinal dos agudos, utilizando apenas um canal. Como as saídas possuem altofalantes de 8 ohms, eles são colocados em paralelo, ficando uma impedância de 4 ohms para cada canal. Notem que apesar de estarem ligados em paralelo, um dos alto-falantes estará de um lado do teatro (lado esquerdo) e o outro falante (trabalhando com o mesmo sinal e frequência), do outro lado do teatro. todas as caixas centradas em um único ponto, melhora a audição, principalmente para o público posicionado no centro do teatro O problema das reflexões Ondas Estacionárias O grande problema do sistema PA, mostrado na figura 29, ocorre em recintos fechados, pois as reflexões dos sinais nas paredes-obstáculos os elementos de absorção mais eficientes são figura 31 do ambiente, geram sinais com as cunhas de 30cm de comprimento, construídas algum atraso, gerando inclusive eco em concreto ou material muito rígido para o próprio ambiente. Outro grave problema é a geração das chamadas “ondas estacionárias” (somatórias e subtrações entre o sinal POWER 1 WOOFER WOOFER figura 32 principal e os sinais atrasados-refletidos), que L criam regiões de grande pressão sonora (som alto) e outras de pequena pressão sonora R (som baixo). A figura 30, mostra o problema de LOW posicionamento das caixas acústicas para POWER 2 MID-RANGE MID-RANGE MIDI amplificação PA. L HIGH Não estamos falando da distância da fonte geradora do som (caixas acústicas), mas de MIXER R zonas próximas a elas que apresentarão este efeito. Podemos dizer que para frequências POWER 3 LOW baixas (100Hz) uma zona de alta pressão L TWEETER MIDI sonora mudará para baixa pressão sonora em HIGH uma distância de dois ou três metros. Já para TWEETER R altas frequências, haverá zonas de maior ou CROSSOVER menor pressão, distanciadas por alguns centímetros. POWER 1 figura 33 POWER 1 WOOFER L R R LOW POWER 2 MIDI WOOFER L POWER 2 MID-RANGE MID-RANGE L L R R WOOFER WOOFER MID-RANGE MID-RANGE HIGH MIXER POWER 3 LOW MIDI POWER 3 L TWEETER L TWEETER R TWEETER R TWEETER HIGH CROSSOVER figura 7 122 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Quanto maior quantidade de paredes lisas, maior quantidade de reflexões, consequentemente gerando ondas estacionárias. Quanto menos fontes de sinal (caixas acústicas) ou reflexão, menos ondas estacionárias. Para verificação da incidência das ondas estacionárias, basta colocar na mesa de som um gerador de funções com frequência entre 60 e 100Hz, e reproduzir o sinal com potência normal para eventos. O O SOM AMBIENTE - LINHA DE 70 E 210 VOLTS O sistema de som ambiente, diferentemente do sistema SISTEMA LINHA DE 70V - EXEMPLO DE UMA INSTALAÇÃO: figura 34 PA, necessita de pequenas potências em cada um dos AMPLIFICADOR DE 300 WATTS RMS POR CANAL E 12 CAIXAS DE SOM pontos de execução de som O limite máximo é de 12 caixas nesta configuração. (de 1W à 2W em AMPLIFICADOR - SAÍDA 4 OU 8 ohms funcionamento normal e no POTÊNCIA NOMINAL 300 WATTS RMS POR CANAL máximo 25W), apesar de que, na somatória de todas Potência de cada caixa = 25W as caixas, podemos atingir centenas ou até milhares de watts. TT 1 - TRANSFORMADOR TRONCO TIPO = SA 7/300 - ASSINALADO ACIMA PELO CÍRCULO O sistema é monofônico, ou TRANSFORMADOR DE LINHA TIPO S725* 70V = BRANCO seja, em uma única caixa, 12W = MARROM PRIMÁRIO SECUNDÁRIO temos todas as informações PRIMÁRIO SECUNDÁRIO do sinais que estariam no 8W = LARANJA 25W = BRANCO 8 W = LARANJA canal L e R (mesmo modo 4W = AMARELO 4 W = AMARELO de trabalho para o sistema 0 = PRETO 0 = PRETO 0 = PRETO 0 = PRETO PA). O transformador tronco deverá ser ligado ao amplificador Os transformadores de linha deverão ser ligados na linha de 70V O grande problema da através dos terminais preto - amarelo para saída de 4 Z. através dos terminais 0 - 25W do primário. ( terminais preto e branco) sonorização ambiente é a Preto - laranja para amplificadores com saída de 8 Z. Os alto falantes deverão ser ligados nos secundários dos transformadores S 725*. extensão dos fios que ligam 0 - 8 Z - terminais preto e laranja - Para alto falantes de 8 Z. KELETRON/FONTAT 0 - 4 Z - terminais preto e amarelo - Para alto falantes de 4 Z o amplificador às caixas acústicas, chegando à centenas de metros. Disto, podemos concluir que se em transformador de pequenas dimensões que vai uma dada metragem de fio, existe uma determinada transformar o sinal da linha de 70V ou 210V em um sinal resistência, centenas de metros multiplicará esta de impedância de 4 ou 8 ohms. resistência centenas de vezes, criando não só um A figura 34, nos dá a noção exata de como o sistema é problema de impedância para a saída do amplificador, simples e eficaz. No exemplo de instalação vemos 12 com distorções de sinal (saída de som feita para 4 ou 8 caixas de no máximo 25W, possuindo cada uma um ohms, que dependendo da distância dos fios encontrará pequeno transformador casador de impedância, sendo cerca de 50 ohms ou mais), mas também com respeito à todas ligadas em paralelo e estas ligadas à saída do excitação final das caixas, visto que elas receberão transformador elevador de impedância, que por sua vez pouco mais de 10% de potência do amplificador (perda vai ligado ao amplificador de potência. Cada uma das caixas posicionadas no ambiente, poderá receber de potência nos próprios fios). potenciômetros de fio para ajuste da potência individual Isto foi resolvido com a instalação de um transformador elevador de tensão, também TRANSFORMADOR S 7/100 - EXEMPLO DE UMA INSTALAÇÃO: chamado de linha de 70V ou AMPLIFICADOR DE 100 WATTS RMS POR CANAL E 6 CAIXAS DE SOM 210V, cujo primário funciona como se fosse um alto- figura 35 Esta folha mostra um sistema mono ou um lado de um sistema estéreo . falante, com impedância de 4 AMPLIFICADOR - SAÍDA 4 OU 8 Z ou 8 ohms sendo que na TRANSFORMADOR TRONCO S 7/100 POTÊNCIA APLICADA A CADA CAIXA: W AMPLIFICADOR / QUANTIDADE CAIXA saída, temos uma impedância muito maior, onde o sinal de saída é convertido em tensão, mas com baixa corrente, evitando assim as perdas que temos nos longos fios. Os falantes LIGAÇÃO ESPECIAL TIPO SÉRIE DISPENSANDO O TRANSFORMADOR DE LINHA. utilizados em cada uma das CAIXAS DE 8Z caixas ambientes, são de 4 8W = LARANJA QUANTIDADE: 4 A 8 CAIXAS ou 8 ohms e considerando 4W = AMARELO CAIXA DE 4Z agora que estão recebendo QUANTIDADE DE 9 A 15 CAIXAS 0 = PRETO um sinal de média O primário do transformador tronco deverá ser ligado ao amplificador RESTRIÇÕES: impedância, proveniente do através dos terminais preto - amarelo para saída de 4 Z. OUTROS TRANSFORMADORES POSSUEM CARACTERISTICAS Preto - laranja para amplificadores com saída de 8 Z. DIFERENTES. NÃO TENTE USA-LOS amplificador, necessitaremos ESTE SISTEMA NÃO PERMITE POTÊNCIOMETROS E NEM DESLIGAR de um redutor de impedância, UM ALTO FALANTE. KELETRON/FONTAT que nada mais é do que um 70V=BRANCO 0 = PRETO 70V = BRANCO PRIMÁRIO SECUNDÁRIO LINHA DE 70V 0 = PRETO OU BRANCO ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 123 APOSTILA MÓDULO - 4 que é entregue a cada um dos falantes. Já na figura 35, vemos uma outra forma de ligar os falantes do ambiente - em série - sem a utilização dos transformadores abaixadores de impedância. É um sistema que apesar de feitura mais econômica, introduz figura 36 TABELA PRÁTICA KELETRON/FONTAT AMPLIFICADOR ALTO FALANTES TRANSFORMADOR TRANSFORMADOR DERIVAÇÃO POTENCIA LINHA WATT/CANAL RMS QUANTIDADE 50 50 50 50 50 100 100 100 100 100 100 100 180 180 180 180 180 300 300 300 300 300 300 MÁX IMA TRONCO 2 4 5 10 10 20 4 8 10 20 20 40 7 15 18 36 36 12 15 30 60 60 120 S 750* S 750* S 750* S 750* S 750* S 7/100 S 7/100 S 7/100 S 7/100 S 7/100 S 7/100 S 7/100 SA 7/180 SA 7/180 SA 7/180 SA 7/180 SA 7/180 SA 7/300 SA 7/300 SA 7/300 SA 7/300 SA 7/300 SA 7/300 W RMS S 725* S 725* S 7/10 S 7/10 S 7/5 S 7/5 S 725* S 725* S 7/10 S 7/10 S 7/5 S 7/5 S 725* S 725* S 7/10 S 7/10 S 7/5 S 725* S 225* S 7/10 S 7/10 S 7/5 S 7/5 25W 12W 10W 5W 5W 2,5W 25W 12W 10W 5W 5W 2,5W 25W 12W 10W 5W 5W 25W 12W 10W 5W 5W 2,5W problemas maiores. Caso um dos falantes tenha sua bobina interrompida, nenhum dos falantes do sistema funcionará. Também não há a possibilidade de fazer ajuste de volume individual, utilizando potenciômetros. Apresentamos na figura 36, uma tabela para montagem de sistemas de som ambiente (70V) com os transformadores Keletron-Fontat. Esta tabela é fundamental para um dimensionamento básico desses sistemas de som. A linha de 210V Todas as considerações feitas para a linha de 70V são as mesmas para a linha de 210V. Apesar disto, esta linha de saída de maior impedância permite que sejam feitas ligações superiores a 100m, sem gerar grandes perdas. Na figura 37, mostramos um sistema de som utilizando amplificador de 250Wrms, acionando 25 caixas de 10W cada. Para isto utilizamos um transformador tronco S 2/250 e 25 caixas com transformadores S 2/10 com 10W cada. Na figura 38, mostramos a tabela completa para sistemas de som ambiente, sendo que podemos utilizar uma potência de até 1200W, com até 240 caixas com potência de 10W cada (fonte: Keletron-Fontat). Regras básicas (Keletron-Fontat) 1 - o transformador tronco (utilizado na saída do amplificador convencional) deverá ter potência igual ou superior à do amplificador (por canal) em RMS. Use sempre as potências RMS e não PMPO, pois não existe uma conversão oficial de um padrão para outro. As diferenças poderão chegar de 4 a 40 vezes. 2 - A soma das potências drenadas pelos transformadores de linha não deverá superar mais de SISTEMA LINHA DE 210V - amplificador de 250W com 25 caixas de 10W figura 37 Potência de cada caixa = 10W TRANSFORMADOR TRONCO 210V = VERMELHO TRANSFORMADOR RAMAL 210V = VERMELHO 8W = LARANJA 8W = LARANJA 4W = AMARELO 4W = AMARELO 0 = PRETO figura 7 124 0 = PRETO 0 = PRETO 0 = PRETO FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 20% do amplificador (por canal) em RMS. 3 - Alguns transformadores de linha de 70 volts possuem derivações que rebaixam pela metade a potência drenada, permitindo dobrar a quantidade de alto-falantes. Exemplo: em uma amplificador de 100 W pode se ligar até 10 altofalantes através do transformador S 7/100 drenando cada um deles 10 W. Se preferir até 20 alto-falantes usar a derivação de 5 W. 4 - Transformadores de potências diferentes poderão ser ligados na mesma linha, desde que a soma dessas potências não ultrapasse a do amplificador. A potência assinalada nos terminais é o que o transformador transfere ao alto-falante 5 - A linha de 70 volts deverá ser bem isolada, pois poderá ocasionar choques, se tocada sem a devida isolação. 6 - A instalação de sistemas de som ambiente, usando transformadores devem ser precedidos de uma criteriosa avaliação efetuado por técnicos com experiência em cálculos, projetos e escolha correta de materiais para linhas de som. Para cada caso deve ser efetuados cálculos separadamente. 7 - A linha de 70 V é destinado a pequenas e médias distâncias. Não é aconselhável seu uso em fiações superiores a 100 m. Para distâncias maiores opte pela linha de 210 V. 8 - Atualmente os transformadores de linha de 70 volts são fabricados apenas para reposições ou ampliações e sistemas antigos já existentes. Para novos projetos opte pelo atual sistema de linha de som de 210 V de custo semelhante e de maior alcance. TABELA PRÁTICA - 210V KELETRON/FONTAT AMPLIFICADOR ALTO-FALANTES TRANSFORMADOR TRANSFORMADOR QUANTIDADE WATT/CANAL LINHA TRONCO MÁXIMA RMS figura 38 50 50 100 100 100 100 250 250 250 250 250 600 600 600 600 600 1200 1200 1200 1200 1200 5 10 4 6 10 20 5 10 16 25 50 12 24 40 60 120 24 48 80 120 240 S 2/50 S 2/50 S 2/100 S 2/100 S 2/100 S 2/100 S 2/250 S 2/250 S 2/250 S 2/250 S 2/250 S 2/600 S 2/600 S 2/600 S 2/600 S 2/600 S 21KV2 S 21KV2 S 21KV2 S 21KV2 S 21KV2 S 2/10 S 2/5 S 2/25 S 2/15 S 2/10 S 2/5 S 2/50 S 2/25 S 2/15 S 2/10 S 2/5 S 2/50 S 2/25 S 2/15 S 2/10 S 2/5 S 2/50 S 2/25 S 2/15 S 2/10 S 2/5 DERIVAÇÃO POTÊNCIA W RMS 10W 5W 25W 15W 10W 5W 50W 25W 15W 10W 5W 50W 25W 15W 10W 5W 50W 25W 15W 10W 10W PROCESSAMENTO DE ÁUDIO DIGITAL Muitos equipamentos, como DVD, microsystems digitais e amplificadores, trabalham com processamento de áudio digital. Estes equipamentos utilizam-se de codificação MPEG, para obter um sinal de áudio digital de grande qualidade e com até oito canais. Na figura 39, podemos ver o sinal de áudio digital, chegando a um equipamento que vai processá-lo, até que alcance níveis para excitação do alto-falante. Comparando o funcionamento de uma amplificador analógico, podemos dizer que o áudio digital passará pelo seu processamento, até que possa ser convertido novamente para analógico (DAC: Digital AnalogConverter). Após o sinal de áudio passar pelo amplificador de potência analógico, excitará o altofalante ou caixas acústicas. O processamento DDX (Direct Digital Amplification), ou Amplificação Digital Direta, trabalha com o mesmo áudio digital, que entrando no processador irá gerar os diversos canais ainda em forma digital. Após, entrará no dispositivo de potência DDX (em duas vias), indo a um filtro de alta frequência, podendo assim, excitar o altofalante. Anteriormente, quando falamos do amplificador classe D, notamos que seu objetivo era melhorar a eficiência da saída de som (em termos de dissipação de calor), mas o sinal em sua entrada era o analógico convencional. No ELETRÔNICA sistema DDX, todo o processamento é completamente digital, até chegar ao alto-falante. Na figura 40, temos um pouco mais de detalhes sobre o sinal de áudio digital entrando no DDX controller. Como o sinal vem na codificação PCM (modulação por códigos de pulsos), este código, trará informações de comando, bem como, os diversos sinais de áudio que foram gerados pela fonte de sinais. Após a recomposição dos diversos sinais de áudio (sinal ainda digital), deverão criar sinais variando em PWM ( modulação por largura de pulso), que entrarão no dispositivo de potência DDX, excitando os diversos transistores FET´s da saída de som. Como na saída do circuito temos uma frequência de chaveamento muito alta, deveremos filtrá-las para aí sim, excitar o alto-falante. Para entender o funcionamento dessa saída de som, que é muito interessante e eficaz, vamos observar a figura 41. Quando temos o semiciclo positivo do sinal de áudio, teremos a chaves SW1 e SW4 fechadas (figura 90a), permitindo uma circulação de corrente pelo alto-falante. Estas duas chaves, abrirão e fecharão muito rapidamente, ficando mais tempo fechadas, quando houver maior amplitude do sinal de áudio, e menos tempo fechadas, à medida que o sinal de áudio diminui de amplitude. Quando o sinal de áudio chegar praticamente ao nível FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 125 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 39 Amplificador Analógico Speaker Amplifier Digital Audio Digital Processor DAC DAC - Digital to Analog Converter Analog Interface & Control Power Transistors Combine DAC and Control Utilize High Efficiency Design DDX Amplifier Speaker Digital Processor DDX Controler Digital Audio Digital DDX Power Device figura 40 DDX Controller Digital Audio Interface/ Clock Recovery Filter +V DDX Power Device DDX Processing 3-State Drive Logic Digital PCM to Logic Level DDX PWM Speaker Filter Remove PWM Carrier Logic to Power DDX PWM PCM = Pulse Code Modulation (Modulação por Código de Pulsos) PWM = Pulse Width Modulation (Modulação por Largura de Pulsos) figura 41 a POSITIVE b +V Sw1 Sw2 c +V Sw1 LOAD Sw3 DAMPED Sw2 Sw3 +V Sw1 LOAD Sw4 NEGATIVE Sw2 LOAD Sw4 Sw3 Sw4 figura 7 126 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Binário ou classe D DDX Damped Ternary Sinais usados para manter média de zero Volt Sinais não usados a a Damped b b Damped figura 42 figura 43 zero, essa saída de som ficará como mostrado na figura tanto positivos como negativos, que são comuns no 41b, ou seja, com a chaves SW1 e SW2, abertas amplificador classe D convencional. Como em um enquanto as chaves SW3 e SW4, ficarão fechadas. Com amplificador DDX não temos a conexão ao +B e -B isto, mantemos a carga (alto-falante), sem corrente simultaneamente, haverá um menor consumo, como circulante e sem incidência de força contra eletromotriz também a redução nos valores dos componentes utilizados no filtro de alta frequência. induzida. Quando começar o novo ciclo do sinal de áudio, ou seja, Notamos na figura 43b, que existe uma indicação o semiciclo negativo, haverá agora o chaveamento em "damped" que significa "conectado", ou seja, apesar da alta frequência das chaves SW2 e SW3, que se chave que liga o alto-falante ao nível positivo, naquele manterão mais tempo fechadas, à medida que o sinal de instante estar aberta, o alto-falante será conectado ao áudio alcança maior amplitude negativa. nível negativo da tensão de alimentação, tanto de um Na figura 42 e 43, podemos ver a comparação entre o trabalho de saída de potência figura 44 de um amplificador classe D (figura 42) e um amplificador 100 DDX (figura 43). Em um amplificador classe D convencional, a saída de som 80 fica chaveando constantemente entre a alimentação de +B e -B, como mostramos 60 na figura 42a e 42b, onde destacamos 3 semiciclos (figura 42a), muito próximos 40 ao nível zero do sinal de áudio. Já figura 43, podemos ver que 20 no mesmo período de tempo, haverá a excitação do amplificador a nível positivo, e 0 no momento em que o sinal de 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 áudio estaria se aproximando do zero volt, não seriam utilizados os chaveamentos, Eficiência em % Vantagens da Eficiência do DDX Classe D DDX Analógico Saída em potência ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 127 APOSTILA lado como de outro. A figura 44, mostra um gráfico comparativo entre os amplificadores de potência analógico, classe D e DDX. Vemos que em baixa potência, o amplificador DDX chega apresentar uma eficiência maior que 90%, enquanto que o amplificador classe D, se mantém em uma faixa de 80% de eficiência; os amplificadores analógicos apresentam somente 40% de eficiência nas baixas potências. MÓDULO - 4 Na figura 45, vemos um amplificador DDX, com saída em ponte, onde podemos notar que não há realimentação negativa, como existe para o amplificador classe D. Isto se deve ao fato de que, com o sinal de áudio zerado, não há de variações no PWM de saída com semiciclo idêntico. Montagens e circuitos integrados utilizados na configuração DDX, podem ser encontrados no site www.st.com figura 45 Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-33 à M4-36. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da7 feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. figura 128 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA DIGITAL - 1 AULA 10 Sistemas de numeração decimal e binário Conversão Binário-decimal-binário Códigos binários BCD - Binário Gray Código ASCII e tabela ASCII BIT - BYTE e sua relação Sistema Numérico Hexadecimal INTRODUÇÃO A ELETRÔNICA DIGITAL Wikipedia: A palavra digital deriva de dígito, que por sua vez procede do latim digitus, significando dedo (veja a figura 1). figura 1 Desde que a humanidade desenvolveu o processo de contagem, os dedos foram os instrumentos mais simples e eficientes para contar pequenos valores. O sistema de numeração indo arábico, o mais usado atualmente, é um sistema de base dez, pois são dez os dedos das duas mãos dos seres humanos. Muitos outros sistemas de numeração usam a base decimal, pois serviam para simbolizar a contagem com os dedos. Podemos ver na figura 2, os símbolos que os egípcios utilizavam para a contagem. Normalmente com os dedos só é possível contar valores inteiros. Por causa dessa característica, a palavra digital também é usada para se referir a qualquer objeto que trabalha com valores discretos. Ou seja, entre dois valores considerados aceitáveis existe uma quantidade finita de valores aceitáveis. Digital não é sinônimo de eletrônico: por exemplo, o figura 2 ELETRÔNICA computador eletrônico pode ser chamado de digital porque trabalha com o sistema binário, que é simbolizado por uma sequência finita de zeros e uns, qualquer que seja o tipo de dados. Hoje em dia, porém, não se consegue desvincular a palavra "digital" do sistema informático e de tecnologias ligadas à computação, como, por exemplo, "transmissão digital". A introdução da tecnologia digital na radiodifusão é vista, potencialmente, por especialistas como uma verdadeira revolução, que irá criar um novo meio de comunicação. "A TV digital pode quebrar todos paradigmas existentes na comunicação", diz Gustavo Gindre, coordenador geral do Instituto de Estudos e Projetos em Comunicação e Cultura (Indecs) e integrante do Coletivo Intervozes. Já a eletrônica digital é hoje a parte que mais evolui na eletrônica desde os anos 70. Hoje, quase a totalidade dos aparelhos eletrônicos tem comandos digitais e controle remoto. Já estamos chegando a digitalização dos eletrodomésticos como geladeiras e ferros de passar roupa. Devido a todos estes fatores, se torna imprescindível para o técnico em eletrônica ter conhecimento das técnicas digitais. Neste módulo 4, faremos um estudo básico do sistema digital e suas portas lógicas aplicadas a eletrônica, bem como seus principais circuitos e aplicações. SISTEMAS DE NUMERAÇÃO Um numeral é um símbolo ou grupo de símbolos que representa um número em um determinado instante da evolução do homem. Tem-se que, numa determinada escrita ou época, os numerais diferenciaram-se dos números do mesmo modo que as palavras se diferenciaram das coisas a que se referem. Os símbolos "11", "onze" e "XI" (onze em latim) são numerais diferentes, representativos do mesmo número, apenas escrito em idiomas e épocas diferentes. Um sistema de numeração (ou sistema numeral) é um sistema em que um conjunto de números são representados por numerais de uma forma consistente. Pode ser visto como o contexto que permite ao numeral "11" ser interpretado como o numeral romano para dois, o numeral binário para três ou o numeral decimal para onze. Em condições ideais, um sistema de numeração deve: - Representar uma grande quantidade de números úteis (ex.: todos os números inteiros, ou todos os números reais); FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 129 APOSTILA - Dar a cada número representado uma única descrição (ou pelo menos uma representação padrão); - Refletir as estruturas algébricas e aritméticas dos números. Por exemplo, a representação comum decimal dos números inteiros fornece a cada número inteiro uma representação única como uma sequência finita de algarismos, com as operações aritméticas (adição, subtração, multiplicação e divisão) estando presentes como os algoritmos padrões da aritmética. Contudo, quando a representação decimal é usada para os números racionais ou para os números reais, a representação deixa de ser padronizada: muitos números racionais têm dois tipos de numerais, um padrão que tem fim (por exemplo 2,31), e outro que repete-se periodicamente (como 2,30999999...).Ou se não você pode usar como ex:2.309999999999999...de uma vez só. No sistema DECIMAL que predomina no mundo, consiste como já sabemos, em representar um número por dígitos consecutivos, que são chamados de unidades, dezenas, centenas e etc.; cada dígito pode ter “dez” símbolos diferentes, por isso é chamado de sistema decimal. Estes símbolos ou números, são neste caso o “0”, “1”, “2”, “3”, “4”, “5”, “6”, “7”, “8” e “9”. Para representarmos grandezas numéricas maior que “nove” devemos utilizar dois ou mais dígitos, já que possuímos apenas aqueles símbolos distintos. Fazendo uma contagem a partir do “zero”, teremos para o sistema decimal a sequência abaixo: Esta sequência começa do “000” que representa o “zero” ou a falta de valor, e em seguida teremos a unidade “001” que representa uma só coisa, seguindo 000 000 então até “009”. À partir daí não 000 001 temos mais símbolos para colocar 000 002 na casa (dígito) das unidades, 000 003 sendo necessário voltarmos para o “0” e mudarmos o símbolo da casa 000 004 das dezenas. Nesta casa das 000 005 dezenas antes tínhamos o “0” e 000 006 agora passaremos a ter o “1”, que irá 000 007 se combinando com a casa das unidades formando nossos 000 008 números decimais (010, 011, etc.); o 000 009 mesmo irá acontecer com os outros 000 010 dígitos como centena, milhar, etc. 000 011 Parece brincadeira estarmos falando desta forma, já que isto nós 000 012 aprendemos desde “criancinha”; 000 013 mas por aprendermos estes conceitos desde a tenra idade é que não percebemos o mecanismo que existe por trás do nosso sistema numérico (o decimal). Mas é claro que existem outros sistemas numéricos, como o de “doze”, “dezesseis”, “dois”, etc. Cada um destes sistemas foram criados para facilitar a representação numérica. O sistema de “doze” (duodecimal) não é mais usado, mas deixou seus vestígios nas grandezas da dúzia, grosa, feet (pés), etc. SISTEMA NUMÉRICO BINÁRIO O sistema de “dois” ou binário foi criado para representar numericamente e de forma muito simples, nossas figuradas 7 coisas que nos rodeiam. grandezas ou estado 130 MÓDULO - 4 Se pensarmos um pouco, poderemos concluir que em nossa vida, quase tudo pode ser resumido em “dois estados de coisas”; temos o CERTO e o ERRADO, SIM e NÃO, ACESO e APAGADO, SOBE ou DESCE, e assim vai; a partir disto fica mais claro porque podemos utilizar um sistema numérico binário. George Boole, matemático britânico que viveu no século XIX, criou a álgebra “booleana”, baseada no sistema binário e suas aplicações à lógica. Desde então, o sistema binário criou forças e lentamente foi introduzido na eletrônica, possibilitando os “sinais” digitais. O sistema numérico binário é muito parecido com o sistema decimal, mudando apenas na quantidade de símbolos por dígito. No sistema decimal temos dez símbolos para um dígito, e o sistema binário possui apenas dois; normalmente são usados os números “1” e “0” como símbolos binários, mas também podemos usar o “H” e “L”, do inglês High e Low (alto e baixo). Usando a mesma lógica do sistema decimal vamos fazer uma contagem a partir do zero para o sistema binário comparando com o decimal: BINÁRIO 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111 1000 1001 1010 1011 1100 DECIMAL 000 001 002 003 004 005 006 007 008 009 010 011 012 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Podemos ver na tabela acima que o mesmo mecanismo de contagem aplicado no decimal foi usado no binário, as duas primeiras linhas traz os dois símbolos binários em sequência (0000 e 0001), mas na terceira linha não temos mais símbolos para acrescentar no último dígito, então devemos voltar para o símbolo “0” e mudarmos o próximo dígito para “1”, como foi feito na sequência da segunda para a terceira linha (0001 para 0010). Ainda na tabela acima temos a equivalência numérica entre o sistema binário e o decimal; por exemplo o número zero ( 000 ) em decimal é igual a 0000 também em binário, porém a igualdade termina por aí, já o nove (009) decimal em binário será 1001, ou o “sete” (007) decimal é representado por 0111 em binário e assim por diante, como mostra a tabela. Na figura 3, temos uma representação decimal do número 18. SIMULAÇÃO DE UM CIRCUITO ELÉTRICO DE COMPUTADOR figura 3 CONVERSÃO BINÁRIO - DECIMAL - BINÁRIO CONVERSÃO BINÁRIO - DECIMAL Muitas vezes temos um número decimal e precisamos representá-lo em binário, uma maneira simples seria fazer uma tabela crescente dos números binários com sua equivalência em decimal, como fizemos anteriormente; se o número decimal for de valor “pequeno” esta tarefa será rápida e fácil, mas se o número decimal tiver dois ou três dígitos, esta tarefa pode ser exaustiva e demorada. Portanto vamos achar um método bem mais rápido de fazermos esta conversão. Primeiro vamos entender matematicamente o que é a base de um sistema numérico. O sistema decimal tem como base o “10” então podemos escrever qualquer número decimal assim: 203 = 2x102 + 0x101 + 3x100 A primeira parcela será igual a 2x100, onde o 100 representa a casa das centenas; a segunda parcela será 0x10, onde o 10 representa a casa das dezenas e a última parcela será 3x1, onde o 1 representa a casa das unidades. O sistema decimal (dez) pode ser representado por potências de 10, daí o nome de sistema de base “10” (dez). Aplicando a mesma propriedade para o sistema binário, teremos um sistema de base “2” (dois), então um número binário qualquer “ABCD”, poderá ser representado na base dois da seguinte maneira: ABCD = Ax23 + Bx22 + Cx21 + Dx20 Como exemplo vamos pegar o número binário “1010”, que vai ficar assim: 3 2 1 1010 = 1x2 + 0x2 + 1x2 + 0x2 Ax23 + Bx22 + Cx21 + Dx20, ou Ax8 + Bx4 + Cx2 + Dx1 onde as letras ABCD formam o número binário equivalente; rearranjando a soma acima teremos: 2x(Ax4 + Bx2 + Cx1) + D, Portanto se dividirmos o número decimal por 2 teremos como resto da divisão o último dígito binário (D). Arrumando novamente o resultado desta divisão ficaremos com: 2x(Ax2 + Bx1) + C; Podemos então dividir novamente este resultado por 2, e teremos agora como resto o próximo dígito binário (C); e assim sucessivamente até “extrairmos” todos os dígitos binários. Vamos pegar como exemplo o número 13 (decimal) e vamos aplicar esta regra de conversão. Primeiro devemos pegar o número decimal e dividi-lo sucessivamente por 2 até obtermos um resultado igual a “0”, como mostra a figura 4. Nesta figura podemos ver o número decimal “13” sendo DECIMAL 13 0 Fazendo as contas teremos: 1x8 + 0x4 + 1x2 + 0x1 = 8 + 0 + 2 + 0 = 10 (em decimal). Com isto já descobrimos como converter um número binário em número decimal, basta para isso apenas representarmos o número binário na base “2”; como no exemplo do número binário 1010 = 10 (decimal). Vamos converter agora um número decimal em binário; ELETRÔNICA para isso vamos partir da representação do número na base “2”. Um número binário quando representado na base “2” se torna um número decimal, onde o número que irá multiplicar as potências de “2” serão os próprios dígitos binários; podemos então escrever um número decimal como sendo: -12 1 figura 4 2 6 -6 0 2 3 -2 1 BINÁRIO = 1101 2 1 -0 1 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 2 0 131 APOSTILA MÓDULO - 4 dividido sucessivamente por dois; isto resultou no número binário “1101”, que é gerado a partir dos restos das divisões. Devemos salientar que a ordem dos dígitos binários é a inversa das divisões sucessivas, como mostra a seta na figura 3. Estas regras de conversão de números binários para decimal ou de número decimal para binário, também poderá ser aplicada para qualquer outro sistema numérico, seja ele de base 2, 8, 12, 16, etc. Podemos ver outro exemplo da conversão de decimal para binário na figura 5. “2”; o último dígito binário será o multiplicador da potência zero ( 20 ), o penúltimo da potência “1” ( 21 ), e assim sucessivamente. Para obteremos o número decimal final, devemos apenas somar estas parcelas. Voltando ao nosso exercício vamos representar o binário 0100 1101 em potências de 2: 0x27 + 1x26 + 0x25 + 0x24 + 1x23 + 1x22 + 0x21 + 1x20 Simplificando a expressão chegaremos a: 0x128 + 1x64 + 0x32 + 0x16 + 1x8 + 1x4 + 0x2 + 1x1 figura 5 Resultando então em: 0 + 64 + 0 + 0 + 8 + 4 + 0 + 1 = 77 (decimal) 2) O segundo exercício pede para convertermos um número decimal em binário; para isso devemos dividir sucessivamente este número por 2, que é a base do sistema numérico para o qual queremos converter. Vamos então dividir o número 251 sucessivamente por 2, como mostra a figura 6: Nesta figura podemos ver que o número 251 ao ser dividido por 2 foi deixando os restos, que formarão na ordem inversa o nosso número binário: 1111 1011. EXERCÍCIOS figura 6 1) Converta para decimal o binário: 0100 1101. 2) Converta para binário o número decimal: 251. Antes do aluno olhar a solução dos exercícios ele deverá tentar resolvê-los, de acordo com as técnicas abordadas neste capítulo; caso ele sinta dificuldade deverá reler este capítulo. SOLUÇÃO : 1) Neste exercício devemos fazer a conversão de um número binário para decimal, isto deverá ser feito através da representação do binário em parcelas de potências de CÓDIGOS BINÁRIOS (BCD) Como vimos anteriormente um número binário representa diretamente um valor numérico decimal, podemos dizer então que a equivalência decimal em um número binário é uma codificação, ou um código de equivalência. Este código binário-decimal (BCD) é chamado de “ BCD 8421” , devido a equivalência se dar através de potências de “2” que tem nos últimos dígitos o produto por “8”, “4”. “2” e “1” (23 , 22, 21 e 20), como mostra a tabela da figura 5: Nesta tabela temos a equivalência decimal dos números binários utilizando o código BCD 8421. Para convertermos os números binários em decimais de acordo com a tabela, basta escrever o número binário em potências de “2”, como mostra a tabela e a soma destas parcelas dará nosso número decimal equivalente como já fizemos em exercícios figura 7 anteriores. 132 Outro código BCD é o código GRAY, que também é conhecido como código de minimização de erros, pois ele foi criado pensando-se em evitar erros na contagem binária. O código 8421 durante a contagem troca vários dígitos ao mesmo tempo, e isso pode acarretar erros em suas operações. O código Gray utiliza uma sequência diferente do “8421” trocando apenas um dígito de cada vez numa contagem sequencial Na tabela da figura 6 temos os primeiros números binários na codificação Gray e sua equivalência em decimal. Pela tabela podemos ver que a codificação Gray não é nenhum pouco parecida com a “8421”, ela também não tem nenhuma proporcionalidade com a base “2”, e a sua conversão para o número decimal deverá ser feita através da construção da tabela acima seguindo a FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 codificação Gray é nas entradas e saídas digitais de dispositivos eletrônicos e também na área de controle industrial (elevadores, máquinas automatizadas, etc.). Existem muitas outras codificações dos números binários, de menor uso no meio digital, que não serão abordadas neste curso. CÓDIGO ASCII sequência até chegar no número desejado. Neste tipo de codificação também não pode ser usado as operações matemáticas básicas para números digitais, pois a teoria matemática binária foi construída para números binários na codificação padrão “8421”. As maiores aplicações dos números binários na Veremos agora a codificação binária mais usada nos microcomputadores e em aparelhos que possuem teclados “alfanuméricos”. A codificação American Standard Code for Information Interchange (ASCII) foi padronizada nos Estados Unidos para representar através de números binários todos os caracteres (números, letras e símbolos gráficos) usados na escrita ocidental (baseando-se na escrita americana). Isto foi necessário para que os computadores e impressoras pudessem desempenhar papel semelhante aos das máquinas de escrever manuais. Este código abrange números binários de 7 dígitos variando de 000 0000 até 111 1111, conforme a tabela da figura 7. Nesta tabela temos nas primeiras linhas uma equivalência binária a códigos de 3 letras (NUL, SOH, etc.); estes códigos representam funções específicas que o equipamento em questão possa fazer. TABELA ASCII figura 7 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 133 APOSTILA A seguir daremos a especificação de cada código com sua função correspondente: NUL = Nulo (Null) SOH = Início de leitura (Start of heading) STX = Início de texto (Start of text) ETX = Fim de texto (End of text) EOT = Fim de transmissão (End of transmission) ENQ = E (Enquiry) ACK = A (Acknowledge) BEL = Campainha ou alarme (Bell) BS = Retrocesso (Backspace) HT = Tabulação horizontal (Horizontal tabulation) LF = Pular linha (Line feed) VT = Tabulação vertical (Vertical tabulation) FF = F (Form feed) CR = “Retorno de carro” (Carriage return) = ENTER SO = C de saída (Shift out) SI = C de entrada (Shift in) DLE = Sair dos dados (Data link escape) DC1, 2... = Controle livre 1 (Device control 1) NAK = C negativo (Negative acknowledge) SYN = Sincronismo n (Synchronous idle) ETB = Final do bloqueamento da transmissão (End of transmission block) CAN = Cancelar (Cancel) EM = Fim da (End of medium) SUB = Substituir (Substitute) ESC = Sair, escapar (Escape) FS = Separação de arquivo (File separator) GS = Separação de grupo (Group separator) figura 8 MÓDULO - 4 RS = Gravação separada (Record separator) US = Unidade separada (Unit separator) SP = Espaço em branco (Space) DEL = Apagar (Delete) Esta codificação por usar muitos dígitos gerou problemas de erro, pois bastava haver a alteração de um dígito para que a instrução estivesse completamente alterada. Para resolver este problema e garantir que a instrução não contivesse erros, foi utilizado um dígito a mais no código ASCII; passaremos a ter então 8 dígitos no lugar de 7. Este dígito extra é chamado de paridade; existem dois tipos de paridade utilizada para detectar erros: a paridade ímpar e a paridade par. Na paridade par o oitavo dígito será “0” se a quantidade de “1” no código binário for par, ou este será “1” se a quantidade de dígitos “1” for ímpar. Por exemplo o código “100 1001”, na paridade par tem dígito de paridade igual a “1”. Já na paridade ímpar será o oposto, o oitavo dígito será “0” se a quantidade de “1” no código binário for ímpar, ou será “1” se a quantidade de dígitos “1” for par. Por exemplo o mesmo código “100 1001”, na paridade ímpar terá dígito de paridade igual a “0”. Chegamos então a configuração final do código ASCII, que terá obrigatoriamente 8 dígitos binários, sendo 7 de codificação e 1 de paridade para detectar erros. Na tabela mostrada na figura 8, temos o comparativo entre vários sistemas de numeração, começando pelo decimal, e após indo para o hexadecimal, octal, HTML (linguagem para WEB) e os caracteres ASCII. TABELA DE VÁRIOS SISTEMAS DE NUMERAÇÃO figura 7 134 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 BIT - BYTE Na eletrônica, bem como em muitas áreas profissionais os termos em inglês predominam, ocorrendo o mesmo para a área digital. Portanto, vamos entender dois termos que são básicos no sistema digital. Bit (simplificação para dígito binário, "BInary digiT" em inglês) é a menor unidade de informação que pode ser armazenada ou transmitida. Usada na Computação e na Teoria da Informação. Um bit pode assumir somente 2 valores, por exemplo: 0 ou 1, verdadeiro ou falso. Embora os computadores tenham instruções (ou comandos) que possam testar e manipular bits, geralmente são idealizados para armazenar instruções em múltiplos de bits, chamados bytes. No princípio, byte tinha tamanho variável mas atualmente tem oito bits. Bytes de oito bits também são chamados de octetos. Existem também termos para referir-se a múltiplos de bits usando padrões prefixados, como kilobit (kb), megabit (Mb) e gigabit (Gb). De notar que a notação para bit utiliza um "b" minúsculo, em oposição à notação para byte que utiliza um "B" maiúsculo (kB, MB, GB). Fisicamente, o valor de um bit é, de uma maneira geral, armazenado como uma carga elétrica acima ou abaixo de um nível padrão em um único capacitor dentro de um dispositivo de memória. Mas, bits podem ser representados fisicamente por vários meios. Os meios e técnicas comumente usados são: Pela eletricidade, como já citado, por via da luz (em fibras ópticas, ou em leitores e gravadores de discos ópticos por exemplo), por via de ondas eletromagnéticas (rede wireless), ou também, por via de polarização magnética (discos rígidos). Telecomunicações ou volume de tráfego em redes de computadores são geralmente descritos em termos de bits por segundo. Por exemplo, "um modem de 56 kbps é capaz de transferir dados a 56 kilobits em um único segundo" (o que equivale a 6,8 kilobytes (kibibyte), 6,8 kB, com B maiúsculo para mostrar que estamos nos referindo a bytes e não a bits. Ethernet transfere dados a velocidades que variam de 10 megabits por segundo a 1 gigabit por segundo (de 1,19 a 119 megabytes(mebibyte) por segundo). No Sistema Internacional (SI), os prefixos kilo-, mega-, etc às vezes têm o significado modificado quando aplicados a bits e bytes (até bits toleram cálculos decimais pois é pontual ou é 0 ou é 1, já bytes não pois se fala dos dados agrupados): BYTE: Um byte, frequentemente confundido com bit, é um dos tipos de dados integrais em computação. É usado com frequência para especificar o tamanho ou ELETRÔNICA quantidade da memória ou da capacidade de armazenamento de um computador, independentemente do tipo de dados armazenados. A codificação padronizada de byte foi definida como sendo de 8 bits. O byte de 8 bits é, por vezes, também chamado de octeto, nomeadamente no contexto de redes de computadores e telecomunicações. A uma metade de um byte, dá-se o nome de nibble ou semioctecto. Para os computadores, representar 256 números binários é suficiente. Por isso, os bytes possuem 8 bits. Basta fazer os cálculos. Como um bit representa dois valores (1 ou 0) e um byte representa 8 bits, basta fazer 2 (do bit) elevado a 8 (do byte) que é igual a 256. Note que um byte nada tem de especial, é apenas um número binário de oito algarismos. Sua importância na informática deriva apenas do fato do código ASCII haver adotado números de oito bits, além de razões meramente construtivas ou operacionais. Por exemplo: os códigos enviados a impressoras para controlar a impressão têm oito bits, os valores trocados pelos modems entre computadores também, assim como diversas outras operações elementares de intercâmbio de informações. Além disso, memórias costumam ser organizadas de tal forma que as operações de leitura e escrita são feitas com quantidades de um byte ou de um múltiplo de bytes (oito, dezesseis, trinta e dois, sessenta e quatro ou cento e vinte e oito bits – o que corresponde a um, dois, quatro, oito e dezesseis bytes, respectivamente). FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 135 APOSTILA MÓDULO - 4 1 073 741 824 KB 1 099 511 627 776 (240) Bytes 8 796 093 022 208 Bits Byte (B) 1 Byte = 8 bits Kilobyte (KB) 1 Kbyte = 1024 Bytes (210) Bytes. 1 024 Byte = 8 192 Bits Megabyte (MB) 1 024 KB 1 048 576 (220)Bytes 8 388 608 Bits Gigabyte (GB) 1 024 MB 1 048 576 KB 1 073 741 824 (230) Byte 8 589 934 592 Bits Terabyte (TB) 1 024 GB 1 048 576 MB Petabyte (PB) 1 024 TB 1 048 576 GB 1 073 741 824 MB 1 099 511 627 776 KB 1 125 899 906 842 624 (250) Bytes 9 007 199 254 740 992 Bits Exabyte (EB) 1 024 PB 1 048 576 TB 1 073 741 824 GB 1 099 511 627 776 MB 1 125 899 906 842 624 KB 1 152 921 504 606 846 976 (260) Bytes 9 223 372 036 854 775 808 Bits Zettabyte (ZB) 1 024 EB 1 048 576 PB 1 073 741 824 TB 1 099 511 627 776 GB 1 125 899 906 842 624 MB 1 152 921 504 606 846 976 KB 1 180 591 620 717 411 303 424 (270) Bytes 9 444 732 965 739 290 427 392 Bits Yottabyte (YB) 1 024 ZB 1 048 576 EB 1 073 741 824 PB 1 099 511 627 776 TB 1 125 899 906 842 624 GB 1 152 921 504 606 846 976 MB 1 180 591 620 717 411 303 424 KB 1 208 925 819 614 629 174 706 176 (280) Bytes 9 671 406 556 917 033 397 649 408 Bits SISTEMA NUMÉRICO HEXADECIMAL A partir da utilização de 8 bit’s (byte) como uma nova unidade, criou-se uma nova realidade nos números binários; cada grupo de 8 bit’s deveria ser expresso em decimal separado do outro grupo, então o número binário “0000 0001 0000 0000 “ não podia ser convertido no decimal “256”, ele teria que ser expresso em dois decimais o “1” para o primeiro grupo de 8 bit’s (0000 0001...) e “0” para o segundo grupo (... 0000 0000). Este tipo de necessidade deu origem a um novo sistema numérico, o sistema na base “16” ou HEXADECIMAL; pois para cada grupo de 4 bit’s teremos um único símbolo equivalente, já que 4 bit’s formam 16 possibilidades de equivalência desde o “0000” até o “1111”. Surgiu um novo problema, um sistema de 16 símbolos por dígitos não pode ser expressado apenas com números, pois só temos dez números diferentes (do 0 ao 9); padronizou-se então utilizar para os símbolos faltantes (seis) as primeiras letras do alfabeto: A, B, C, D, E, F (maiúsculas). Temos abaixo uma tabela em ordem crescente em hexadecimal com seu correspondente decimal : Pela tabela, se quisermos representar os números decimais de 1 a 10 iremos precisar de 4 bit’s binários, só que 4 bit´s irão gerar 16 possibilidades e não dez; então o sistema hexadecimal irá harmonizar o sistema decimal e binário. No sistema hexadecimal 4 bit’s binários podem representar os dez números decimais (0 a 9) e ainda mais 6 possibilidades (letras de A até F). Este sistema tem aplicação direta nos computadores (compatível com a codificação ASCII e 8421), no comando de display’s (de segmentos), etc. Existem outros sistemas numéricos, mas eles não são mais usados em eletrônica digital, como o sistema OCTAL por exemplo, e portanto não serão abordados neste curso. A conversão do sistema hexadecimal para decimal ou binário é muito fácil de ser feita através de tabelas simples ou ainda pelo método utilizado no começo deste capítulo para números binários. Como exemplo vamos converter o hexadecimal “1 2 F” em binário: Como sabemos cada dígito hexadecimal representa 4 dígitos binário, ficando fácil a solução. O primeiro dígito é o “1” que será equivalente a “0001” binário; o segundo dígito é o “2” que será igual a “0010”; e finalmente o dígito “F” será igual a “1111” binário. Então o número hexadecimal 12F = 0001 0010 1111 em binário. Se quisermos passar para decimal, basta escrever na base “16” (a letra F = 15); teremos : 1x16² + 2x16¹ + (15)x160 = 256 + 32 + 15 = 303 em decimal. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-37 à M4-40. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da7 feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. figura 136 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 11 MÓDULO - 4 ELETRÔNICA DIGITAL - 2 O sistema binário em eletrônica digital As portas lógicas AND - OR - INVERTER As portas lógicas XOR - NAND - NOR - XNOR Flip-Flops com portas lógicas e o CLOCK Registradores - registrador paralelo SISTEMA BINÁRIO UTILIZADO EM ELETRÔNICA DIGITAL Quando o sistema binário foi desenvolvido e criouse uma álgebra específica para esse novo sistema (álgebra booleana), criou-se também as operações lógicas adaptadas para o formato. Na matemática temos várias operações lógicas, mas nós não estamos interessados na álgebra booleana e nem nos seu inúmeros teoremas, queremos aplicar a álgebra booleana diretamente na eletrônica digital, portanto vamos logo para a parte prática desta álgebra Aplicando-se o sistema binário na eletrônica, foi criado a eletrônica digital; ela se baseia num sistema que pode possuir apenas dois níveis de saída (sinal), estes níveis na eletrônica serão representados por dois níveis de tensão previamente estabelecidos. Criou-se assim a eletrônica digital, cujos sinais só poderiam ter dois níveis (alto ou baixo) que ficou padronizado como H e L (High e Low) representando o “1” e o “0” binário. Na figura 1, temos um exemplo de um sinal digital, que tem como nível alto (H) 5 volts, representando o “1” binário; e seu nível baixo (L) , que representa o ”0” binário será de 0 volt. Sinal Digital: Níveis H ( 1 ) 5V 0V figura 1 Níveis L ( 0 ) A eletrônica digital tem seu fundamento no sistema binário, portanto seus circuitos são baseados em operações lógicas binárias; surgiu assim as portas lógicas digitais, que irão realizar operações lógicas através de circuitos eletrônicos. PORTAS LÓGICAS Portas lógicas ou circuitos lógicos, são dispositivos que operam um ou mais sinais lógicos de entrada para produzir uma e somente uma saída, dependente da função implementada no circuito. ELETRÔNICA São geralmente usadas em circuitos eletrônicos, por causa das situações que os sinais deste tipo de circuito podem apresentar: presença de sinal, ou "1"; e ausência de sinal, ou "0". As situações "Verdadeira" e "Falsa" são estudadas na Lógica Matemática ou Lógica de Boole; origem do nome destas portas. O comportamento das portas lógicas é conhecido pela tabela verdade que apresenta os estados lógicos das entradas e das saídas. História: Em 1854, o matemático britânico George Boole (1815 - 1864), através da obra intitulada An Investigation of the Laws of Thought (Uma Investigação Sobre as Leis do Pensamento), apresentou um sistema matemático de análise lógica conhecido como álgebra de Boole. No início da era da eletrônica, todos os problemas eram resolvidos por sistemas analógicos, isto é, sistemas lineares. Apenas em 1938, o engenheiro americano Claude Elwood Shannon utilizou as teorias da álgebra de Boole para a solução de problemas de circuitos de telefonia com relés, tendo publicado um trabalho denominado Symbolic Analysis of Relay and Switching, praticamente introduzindo na área tecnológica o campo da eletrônica digital. Esse ramo da eletrônica emprega em seus sistemas um pequeno grupo de circuitos básicos padronizados conhecidos como Portas Lógicas. PORTA AND ( E ) A operação lógica E, que é conhecida por AND, tem sua base na ação lógica simultânea condicional; a sua saída estará em nível alto (lógica positiva) apenas quando as duas entradas também estiverem em nível alto ao mesmo tempo. Comparando com nossa realidade, podemos exemplificar dizendo que o trabalho só estará correto (nível H) se os dois alunos, André e Pedro, fizerem o trabalho; ou seja isto estará certo só se “André” E “Pedro” estiverem certos; caso um deles erre, a resposta estará errada. A mesma lógica se aplica a assinatura dos cheques, quando consta a letra e em contas conjuntas, indicando que para o FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 137 APOSTILA MÓDULO - 4 cheque valer um cliente E o outro cliente deverão assinar o cheque, fazendo constar obrigatoriamente as duas assinaturas. Na figura 2a, temos o desenho da simbologia da porta lógica AND, com duas entradas (A e B) e sua saída (S); ao lado, na figura 2b, temos sua tabela verdade, onde estará especificado a saída binária para todas as possibilidades de entrada. figura 2b figura 2a TABELA VERDADE A 0 0 1 1 E OU AND A S B B 0 1 0 1 S 0 0 0 1 Pela tabela confirmamos a função lógica “E”, que levará a saída para nível H (1) apenas quando as duas entradas também estiverem em nível H (1) e nos demais casos a saída permanecerá em nível L (0). Na verdade, a simbologia utilizada para representar as portas, possuem atualmente duas vertentes, sendo a mais usada a ANSI - American National Standards Institute (Instituto de Padronização Nacional Americana). Mas também encontraremos em algumas representações a IEC – International Electrotechnical Commission (Comissão Eletrotécnica Internacional), como mostra a figura 3, que compara as duas. sistema ANSI sistema IEC A B out figura 3 Na figura 4, temos um diagrama elétrico ilustrativo mostrando uma possibilidade de implementarmos a porta lógica AND a partir de 3 transistores. Enquanto a entrada A ou a entrada B, estiverem com 0 volt (nível L) um dos transistores T1 ou T2, permanecerá cortado, mantendo T3 saturado (via R3), mantendo a saída S com 0 volt (nível L); +5V +5V quando A e B figura 4 estiverem com 5 volts, R4 R3 ao mesmo tempo, T1 e S T2 saturarão e farão T3 cortar, levando a saída para 5 volts T3 (nível H). R1 Ainda na figura 5, A T2 podemos ver uma f o r m a d e R2 B implementação da T1 função “E” à partir de figura 7 138 diodos. Se imaginarmos que um dos diodos está colocada no potencial negativo, a tensão resultante em seu anodo será nível baixo, ou 0,6V, não importando se os demais recebem +5V no catodo. Somente quando todos estiverem recebendo nível alto nos catodos, é que as tensões dos anodos destes subirão para nível figura 5 alto. Podemos ver na figura 5, a diagramação interna do integrado CMOS 4082, e seu aspecto real ao lado. Esta é uma forma muito comum de apresentar as portas lógicas mais básicas, dentro de um circuito integrado, tendo três ou mais portas, que podem ser utilizadas de forma independente. figura 6 PORTA OR (OU) A operação lógica OU, mais conhecida por OR (do inglês), tem sua base na ação lógica individual e acumulativa (soma). A lógica desta porta é inversa da porta “E” ou seja basta uma das entradas ir para nível alto (1), que a saída (S) já irá para nível alto (1). Neste caso, a saída só terá nível baixo (0) se as duas entradas (A e B) estiverem em nível baixo (0). Usando a mesma comparação do talão de cheques, podemos dizer que nas contas conjuntas que constar a palavra ou basta um cliente OU o outro cliente assinar o cheque para este valer, não sendo necessário constar as assinaturas de ambos no cheque. Na figura 7a temos o desenho da simbologia da figura 7b TABELA VERDADE figura 7a OU OU OR A B S A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL S 0 1 1 1 ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 porta lógica OR, com duas entradas (A e B) e sua saída (S); ao lado, na figura 7b, temos sua tabela verdade, onde estará especificado a saída binária para todas as possibilidades de entrada. Pela tabela confirmamos a função lógica “OU”, que levará a saída para nível L (0) apenas quando as duas entradas também estiverem em nível L (0) e nos demais casos a saída permanecerá em nível H (1). Na figura 8, podemos ver a representação simbólica das portas OU, no sistema ANSI e IEC. Novamente frisamos que o Brasil tem tido mais contado com a representação ANSI. figura 8 sistema ANSI out Na figura 9, temos um diagrama elétrico ilustrativo mostrando uma possibilidade de implementarmos a porta lógica OR a partir de 3 transistores. O transistor T3 permanecerá cortado enquanto qualquer dos dois transistores T1 ou T2 permanecer saturado, mantendo assim a saída com 5 volts (1); para que T1 e T2 cortem ao mesmo tempo só se as duas entradas tiverem com 0 volt (0), levando a saída também para 0 volt (0). +5V +5V figura 9 R3 R4 OUT T3 B R2 figura 11 sistema IEC A B A R1 Na figura 10, podemos ver uma implementação de porta OU com diodos, onde vemos que qualquer um deles que receber nível alto no anodo, produzirá queda de tensão sobre o resistor de 10k e com isso elevará a tensão (nível alto). Na figura 11, podemos ver o aspecto real do integrado CMOS CD4071 ou HEF4071 e ao lado a diagramação interna do mesmo. Veja que este possui internamente, 4 portas OU independentes. PORTA INVERSORA (NOT) A função lógica INVERSORA ou NOT, é muito simples e não requer muitas explicações, podemos dizer que ela apenas inverte o nível de entrada. Se a entrada estiver em nível baixo (0) a saída irá para nível alto (1) e o oposto para a entrada com nível alto (1), que levará a saída para nível baixo (0), como mostra a tabela da figura 12b. Nesta figura também temos o desenho da simbologia (figura 12a) da porta inversora, que é muito parecida com o amplificador BUFFER, diferenciando apenas pela “bolinha” na saída. figura 12a figura 12b TABELA VERDADE INVERSOR OU NOT T1 A T2 A 0 1 S S 1 0 Temos na figura 13, a comparação das simbologias utilizadas pelo sistema ANSI e pelo IEC. figura 13 sistema ANSI sistema IEC A out figura 10 Esta porta pode ser implementada apenas com 1 transistor, como mostra a figura 18. Nela podemos ver que se a entrada for para 5 volts o transistor saturará e levará a saída para 0 volts; caso a entrada tenha 0 volt o transistor corta e a saída vai para 5 volts. ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 139 APOSTILA figura 14 MÓDULO - 4 figura 15 +5V R2 S A R1 T1 Além de portas lógicas, no caso a inversora, Foram construídos transistores de comando, ou simplesmente inversores, chamados de DTC (Digital Transistor NPN) ou DTA (Digital Transistor PNP), que podem ser ligados diretamente à dois integrados de entrada e saída, pois possuem internamente resistores, que em série com a base, limitam a corrente por esta junção e tendo também outro resistor entre emissor e base, evitam que interferências possam levar a polarizações indevidas. A figura 15, mostra o formato destes transistores figura 16 na forma convencional. Na figura 16, vemos um transistor digital no invólucro SMD (dispositivo montado em superfície) ou mais especificamente SMT (Surface Mounted Transistor - transistor montado em figura 17 superfície). Na figura 17, podemos ver os transistores digitais dentro de um integrado de apenas 6 terminais. Na figura 18, podemos ver o integrado CD4009 na versão SMD, e ao lado dele o diagrama das conexões internas. figura 18 resultando no binário “10011” que em decimal será “19” (figura 19b). figura 19b figura 19a BINÁRIO DECIMAL vai 1 10 +9 19 1 0 1 0 +1 0 0 1 1 0 0 1 1 Para podermos efetuar esta soma através de circuitos (ou portas) digitais deveremos efetuar esta soma dígito a dígito, como é feito nos números decimais, portanto somando os 2 últimos dígitos teremos “0” + “1” = “1”; o próximo dígito será “1” + “0” = “1” os segundos dígitos somarão “0” + “0” = “0” e os primeiros fazem “1” + “1” = “0” e “vai um” para um dígito extra precedente, como pode ser confirmado pela figura 19a. Podemos então criar uma tabela de soma para 2 entradas binárias, onde a coluna “S” se refere a soma real de A + B. Comparando esta tabela da soma (figura 20a) com a tabela da nossa porta lógica OU (figura 20b), podemos ver que são quase iguais, diferenciando apenas na última linha (1 + 1 = 0). TABELA DA SOMA A B A+B 0 0 1 1 0 1 0 1 OR TABELA VERDADE 0 1 1 0 figura 20a A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 S 0 1 1 1 figura 20b PORTA OU EXCLUSIVO (XOR) Estas portas lógicas, como o nome diz, executam operações lógicas, mas será que elas conseguem efetuar uma operação aritmética dos números binários. Vamos verificar por exemplo a operação de soma de 2 números binários. Vamos somar o número “1010” com o número “1001”, em binário teremos: Na figura 19a figura temos7 a soma binária dos números 140 Para poder executar corretamente a soma, foi criada a porta OU EXCLUSIVO, que é uma porta OU exclusiva para a soma, esta porta é mais conhecida por XOR (Exclusive Or). Na figura 21a, temos o desenho da simbologia da porta lógica XOR, com duas entradas (A e B) e sua saída (S); ao lado, na figura 21b, temos sua tabela FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 verdade, onde estará especificado a saída binária para todas as possibilidades de entrada. figura 21a figura 21b OU EXCLUSIVO OU XOR A TABELA VERDADE A 0 0 1 1 S B B 0 1 0 1 S 0 1 1 0 Pela tabela confirmamos a função lógica “OU EXCLUSIVO”, que terá na saída sempre a soma de A+ B, e na última linha a soma de A + B está correta levando a saída a “0”. Para realmente obtermos a soma de A + B, deveríamos criar um segundo circuito com portas lógicas para implementar o “vai um”. Na figura 22, temos o comparativo entre a diagramação da porta XOR na versão ANSI e IEC. figura 22 sistema ANSI A sistema IEC Y B Na figura 23, temos um diagrama elétrico ilustrativo mostrando uma possibilidade de implementarmos a porta lógica XOR a partir de 2 transistores, 2 zener´s e dois resistores de mesmo valor colocados estrategicamente na entrada do circuito. Podemos verificar no diagrama que a tensão da entrada A será somada com a entrada B; caso as tensões sejam diferentes a soma das tensões não polarizará os zener´s mantendo T1 cortado e T2 também cortado, gerando uma saída com 5 volts. Caso as duas entradas estejam com nível alto ZD2 será polarizado saturando T2 levando a saída a 0 volt; o mesmo acontecerá com a saída se A e B receberem 0 volt polarizando T1 que por sua vez polarizará T2 levando-o a saturação. figura 23 +5V +5V +5V R3 A R1 T1 ZD1 3,5V S ZD2 3,5V T2 R4 ELETRÔNICA R6 R5 R2 B figura 24 Temos na figura 24, o integrado CD4070, que possui internamente 4 portas XOR totalmente independentes, permitindo a implementação de vários projetos básicos. Wikipedia: A função primária de um dos, etc, é enfatizar a indiferença de duas ou mais coisas ou cursos. Mas a função secundária é enfatizar a exclusividade mútua = um dos dois, mas não ambos. Seguindo esta intuição de senso comum sobre "ou", as vezes é discutido que em muitas linguagens naturais, inclusive inglês, a palavra "ou" tem um sentido "exclusivo". A disjunção exclusiva de um par de proposições (p, q), deve significar que p é verdadeiro ou que q é verdadeiro, mas não ambos. Por exemplo, discute-se que a intenção normal de uma declaração como "Você pode tomar café ou chá" é para estipular que exatamente uma das condições pode ser verdadeira. Certamente em muitas circunstâncias, uma sentença como a desse exemplo deveria ser entendida como a proibição da possibilidade de alguém aceitar as duas opiniões. Mesmo assim, existe uma boa razão para supor que esse tipo de sentença não é disjuntiva. Se nós sabemos tudo sobre uma disjunção e ela é verdadeira, não podemos ter certeza de qual das proposições são verdadeiras. Por exemplo, se uma mulher soube que o amigo dela está ou na lanchonete ou na quadra de tênis, ela não pode validamente inferir que ele está na quadra de tênis. Mas se o garçom dela lhe diz que ela pode pedir café ou chá, ela pode validamente inferir que ela pode tomar chá. Nada classificadamente pensado como de uma disjunção tem essa propriedade. É tão óbvio que ela pode razoavelmente entender como se o garçom dela tivesse lhe negado a possibilidade de tomar ambos café e chá. Há ainda duas boas razões gerais para supor que palavra nenhuma em qualquer linguagem natural poderia adequadamente ser representada pelo exclusivo binário "ou" da lógica formal. Primeiro, o "ou" exclusivo é verdadeiro se e somente se, este tenha um número ímpar de entradas verdadeiras. Mas parece que ainda que nenhuma palavra em alguma linguagem natural que possa juntar-se a uma lista de duas ou mais opções tem essa propriedade geral. Segundo, como apontado pela Barrett e Stenner em um artigo de 1971 "O Mito do FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 141 APOSTILA MÓDULO - 4 'Ou' exclusivo", nenhum autor produziu um exemplo de uma sentença na língua inglesa que parece ser falsa porque ambas de suas entradas são verdadeiras. Certamente há muitas sentenças como "A lâmpada está ligada ou desligada", na qual é óbvio que ambas disjunções não podem ser verdadeiras. Mas não é óbvio que isso se deve a natureza da palavra "ou" ao invés de fatos particulares sobre o mundo. Podemos ver na figura 27, a diagramação do integrado CD7400 (lógica TTL) que ainda é usado, apesar de ter sido em muitas aplicações substituído pela linha CMOS com a codificação CD4011. figura 27 PORTA NAND (NÃO E) As portas lógicas poderão ser associadas entre si, criando novas portas lógicas. Associando uma porta AND com uma porta NOT teremos o circuito da figura 25a, onde após a saída da porta AND teremos uma inversora, gerando uma nova saída S, podemos então criar uma nova porta lógica que terá a saída inversa da porta AND, e por isso será chamada de NAND ou “NÃO E” . O Símbolo desta porta NAND é mostrado na figura 25b, e equivale às 2 portas da figura 25a, a bolinha na saída da porta indica que ela está sendo invertida, e tem o mesmo significado da barra sobre a letra “S” que indica que a sua saída é invertida. Na figura 28, podemos ver o integrado mencionado, sendo usado como um circuito oscilador, com poucas peças utilizadas. figura 28 figura 25a figura 25c S A S B TABELA VERDADE A 0 0 1 1 figura 25b A S B B 0 1 0 1 S 1 1 1 0 Na figura 25c temos a nova tabela verdade desta porta NAND, onde estamos indicando também a saída “S” antes de ser invertida. Para implementarmos esta porta, basta acrescentar um transistor inversor na saída da porta AND. Na figura 26, podemos ver a simbologia da porta NAND, nas versões ANSI - American National Standards Institute (Instituto de Padronização Nacional Americana), e também na versão IEC – International Electrotechnical Commission (Comissão Eletrotécnica Internacional). Voltamos a afirmar ao aluno que se familiarize com as duas representações simbólicas. figura 26 sistema ANSI PORTA NOR (NÃO OU ou NEM) O NEM é um operador booleano lógico que é resultado da negação do OU. Então, para NEM que é verdadeiro se, e somente se, ambos forem falsos, daí este conectivo também é conhecido como o conectivo da negação conjunta. No idioma inglês, a palavra correspondente é NOR. O operador NEM também é conhecido como Flecha de Peirce (expresso pelo símbolo ), chamado assim devido ao fato que Charles Peirce demonstrou que qualquer conectivo lógico poderia ser expressado através do NEM. Assim como o NOU, o NEM também é funcionalmente completo, isto é, é capaz de definir todos os demais operadores lógicos. Esta nova porta será criada a partir da associação figura 29a S figura 29c A S B sistema IEC figura 29b A S B A B S TABELA VERDADE A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 S 1 0 0 0 figura 7 142 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 da porta OR com a porta inversora semelhante ao caso da porta NAND. Na figura 29a temos a associação das duas portas lógicas, que é equivalente a porta lógica NOR, que é mostrada na figura 29b; já na figura 29c temos a tabela verdade desta porta com a saída S também. Para implementarmos esta porta e todas as outras associações com portas inversoras, também bastará acrescentarmos um transistor inversor na saída (ou entrada quando for o caso) da porta. Atenção: essa expressão NEM, foi a melhor tradução obtida para o português. Ainda é uma linguagem nova, mas que será muita usada em países de lingua portuguesa. Podemos ver na figura 30, a diagramação da porta NOR, NOU ou NEM, no sistema ANSI e IEC. figura 30 sistema ANSI Na figura 33, podemos ver a comparação entre as diagramações utilizadas pela ANSI e IEC. Olhando com atenção a tabela verdade da porta XNOR, podemos ver que existe uma característica muito importante nesta porta, quando suas entradas são iguais (00 ou 11) sua saída é “1”, e quando suas entradas são diferentes (01 ou 10) sua saída é “0”; devido a esta coincidência ela passou a ser conhecida como porta lógica COINCIDÊNCIA, já que ela indicará também quando as entradas são iguais. figura 33 sistema ANSI A sistema IEC S B sistema IEC Outras portas também poderão ser implementadas, associando a porta inversora agora na entrada, como mostra a figura 34. Na figura 34a temos o circuito lógico e na figura 34b a porta lógica com a bolinha indicando onde está associada a porta inversora. Na figura 31, podemos ver a diagramação interna do integrado CD4001. A S B figura 31 figura 34b A B figura 34a S B Poderemos criar infinitas portas lógicas a partir de funções matemáticas lógicas ou aritméticas; vamos destacar aqui também as portas lógicas AND e OR com 3 ou mais entradas, onde a função lógica é mantida, mudando apenas o número de entradas, como exemplifica a figura 35. PORTA XNOR (NÃO OU EXCLUSIVO) figura 35b Seguindo este mesmo raciocínio teremos a porta “Exclusive Nor” (XNOR) que em português será NÃO OU EXCLUSIVO. Sua simbologia pode ser vista na figura 32b, e seu circuito lógico na figura 32a, na figura 32c temos sua tabela verdade. figura 35a figura 32a figura 32c S A S B figura 32b A B ELETRÔNICA TABELA VERDADE S AND TABELA VERDADE A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 S 1 0 0 1 A B C D S A 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 B 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 C 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 D 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 S 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 143 APOSTILA Na figura 35a temos a porta lógica AND de 4 entradas e ao lado na figura 35b sua tabela verdade; confirmando a função lógica “E” podemos ver pela tabela que a saída só terá nível alto (1) quando todas entradas forem nível alto ao mesmo tempo (E). O aluno NÃO deverá decorar as tabelas verdade das portas lógicas e sim entender suas funções e aí conseguir ele mesmo fazer a tabela verdade quando necessário. FLIP-FLOP COM PORTAS LÓGICAS Em eletrônica e circuitos digitais, o flip-flop ou multivibrador biestável é um circuito digital pulsado capaz de servir como uma memória de um bit. Um flip-flop tipicamente inclui zero, um ou dois sinais de entrada, um sinal de clock, e um sinal de saída, apesar de muitos flip-flops comerciais proverem adicionalmente o complemento do sinal de saída. Alguns flip-flops também incluem um sinal da entrada clear, que limpa a saída atual. Como os flipflops são implementados na forma de circuitos integrados, eles também necessitam de conexões de alimentação. A pulsação ou mudança no sinal do clock faz com que o flip-flop mude ou retenha seu sinal de saída, baseado nos valores dos sinais de entrada e na equação carecterística do flip-flop. De forma geral podemos representar o flip-flop como um bloco onde temos 2 saídas: Q e Q' (Q linha), entrada para as variáveis e uma entrada de controle (Clock). A saída Q será a principal do bloco. Este dispositivo possui basicamente dois estados de saída. Para o flip-flop assumir um destes estados é necessário que haja uma combinação das variáveis e do pulso de controle (Clock). Após este pulso, o flip-flop permanecerá neste estado até a chegada de um novo pulso de clock e, então, de acordo com as variáveis de entrada, mudará ou não de estado. Quatro tipos de flip-flops possuem aplicações comuns em sistemas de clock sequencial: estes são chamados o flip-flop T ("toggle"), o flip-flop S-R ("set-reset"), o flip-flop J-K e o flip-flop D ("delay"); veremos cada um destes detalhadamente nas aulas seguintes. O comportamento de um flip-flop é descrito por sua equação característica, que prevê a "próxima" (após o próximo pulso de clock) saída, Qnext, em termos dos sinais de entrada e/ou da saída atual, Q. O primeiro flip-flop eletrônico foi inventado em 1919 por William Eccles e F. W. Jordan. Ele foi inicialmente chamado de circuito de disparo EcclesJordan. O nome flip-flop posterior descreve o som que é produzido em um alto-falante conectado a uma saída de um amplificador durante o processo de chaveamento do circuito. No módulo anterior, estudamos os circuitos biestáveis (com dois níveis de saída), em particular os Flip-Flops, vamos ver como podemos construir 144 MÓDULO - 4 estes circuitos a partir de portas lógicas. Os biestáveis são pela própria definição circuitos binários, e portanto tem aplicação direta na eletrônica digital. Vamos exemplificar com o flip-flop tipo RS. Na figura 36a temos o flip-flop RS implementado a partir de portas lógicas, e na figura 36b, sua tabela verdade para as possíveis entradas. Devemos lembrar que no flip-flop RS a entrada 1 e 1 é proibida, e a entrada 0 e 0 mantém a última saída. A entrada R (reset) quando recebe nível 1 leva a saída Q a nível 0; e a entrada S (set) leva para a saída Q o nível 1 quando recebe este mesmo nível (1). figura 36a figura 36b TABELA VERDADE S Q Q R R 0 0 1 1 S 0 1 0 1 Q Q Qa Qa 1 0 0 1 X X Qa= Q anterior Na figura 37 temos na parte superior o desenho do FLIP-FLOP, representado por um retângulo, com suas entradas RS e suas saídas Q e Q(barra) +5V figura 37 +B R Q Flip Flop RS S Q -B 5V R: 0V S: Q: (inverso de Q); na parte de baixo temos um exemplo de sinais de entrada R e S e sua correspondente saída Q. O mesmo princípio de construção do circuito, com portas lógicas, aplicada ao flip-flop RS também pode ser aplicado aos outros flip-flops, como o JK, D, T e etc. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 O SINAL DE CLOCK GERADOR DE CLOCK Um dos grandes problemas do sinal digital é saber quando começa um nível e quando ele termina, pois se temos o número binário 1001, e quisermos transmiti-lo através de um sinal digital teremos: +B OSCILADOR S figura 38 5V 1 0 0 1 -B SINAL DIGITAL 0V seria talvez: 1 1 0 0 0 1 1 Podemos ver pela figura 38 que o “sinal” digital correspondente ao número binário 1001 é um sinal retangular variando como 0V ou 5V, mas este “sinal” poderia ser interpretado erroneamente como sendo outro número binário: o 1100011 (como mostra a figura); portanto um “sinal” digital pode ser interpretado como vários números binários diferentes. Para garantirmos a correta transmissão e interpretação do “sinal” digital, devemos associar a este um segundo “sinal” digital, que fornecerá a frequência de transmissão de dados; seria uma espécie de relógio que marcaria o intervalo de tempo entre um dado e outro. Este novo “sinal” digital é chamado de RELÓGIO ou CLOCK (CLK ou CK); e é ele que informará o tempo exato para leitura dos “dados” no sinal digital, como é mostrado na figura 39b. Na figura 39a temos o mesmo sinal digital transmitido na figura 38, só que agora temos um segundo sinal (figura 39b) que garantirá a leitura correta dos dados. Enquanto este sinal de clock estiver em nível baixo, nenhum dado estará sendo lido, mas quando ele mudar para nível alto, teremos um nível lógico digital que corresponderá a um dado ou bit; fornecendo assim um único número binário: 1001. fig. 39a 5V 1 5V 0V figura 40 com suas duas entradas ligadas juntas. Nas figuras seguintes (figura 41), podemos ver uma série de circuitos, onde destacamos o gerador de clock, responsável por criar o passo básico de processamentos dos sinais. Podemos observar nos circuitos que estes possuem um cristal, para que a geração em frequência do sinal de clock, seja a mais precisa possível. figura 41 SINAL DIGITAL 0V fig. 39b CK 0 0 1 número binário associado SINAL CLOCK Para criarmos este clock, devemos ter um sinal constante, com uma frequência bem definida e que seja também digital. Na figura 40, temos uma amostra de um circuito gerador de clock, como exemplo. Nela podemos ver um oscilador que gerará um sinal senoidal com uma frequência bem definida para o clock e consequentemente definirá a velocidade de transmissão dos dados. como o sinal é senoidal, devemos passar por um Schmitt-Trigger, que neste caso é formado a partir de uma porta lógica AND ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 145 APOSTILA MÓDULO - 4 FLIP-FLOP SÍNCRONO Voltando ao nosso FLIP-FLOP RS, devemos agora alterar o seu funcionamento, para que ele possa trabalhar conjuntamente com este novo sinal de clock; teremos então um novo FLIP-FLOP RS, que trabalhará de acordo com o clock. Estes flip-flops que trabalham sincronizados com o sinal de clock são chamados de FLIP-FLOPS SÍNCRONO, como o próprio nome já explica ele trabalhará de acordo com o clock. Podemos implementar através das portas lógicas este novo flip-flop, como mostra a figura 42a. Nela podemos ver que agora o flip-flop possui 3 entradas : R, S e CK; esta última é que permitirá o funcionamento do flip-flop. figura 42a S Para contornar este novo problema foi criado outro tipo de flip-flop, os FLIP-FLOPS SENSÍVEIS A BORDA OU A RAMPA; estes flip-flops síncronos não funcionarão mais quando o clock estiver em nível alto e sim apenas no instante que ele estiver mudando de nível baixo para nível alto (na rampa). Na figura 43 temos um exemplo de sinal digital sincronizado com clock de disparo na rampa (variação do nível “0” para “1”). Na figura 43a temos o sinal digital, sincronizado pelo clock da figura 43b; podemos ver que no instante da subida do sinal de clock é que será o bit de informação, gerando o número binário 1001. 5V figura 43a Q R Na figura 42b temos a tabela verdade deste flip-flop, mostrando que ele manterá sua saída inalterada enquanto o clock permanecer em “0”, e quando o clock for para “1” sua saída obedecerá as entradas R e S normalmente como o flip-flop RS assíncrono (normal sem clock). TABELA VERDADE CK R 0 0 1 1 - S 0 1 0 1 - Q Qa 1 0 X Qa figura 42b Mesmo com o sinal sincronizado pelo clock ainda podem restar alguns erros nas transmissões do sinal digital pelas portas lógicas. Devemos lembrar que entre o sinal polarizar as entradas das portas e até as portas mudarem suas saídas existe um tempo finito diferente de zero, ou seja existe um atraso no sinal que será acrescido em cada porta lógica; este atraso normalmente é da ordem de nanossegundos Este atraso fará com que a porta mude de estado no meio da transmissão, dependendo da “largura” do pulso de clock (nível alto); para minimizar este erro o pulso de clock deveria ser instantâneo, fato impossível! 146 0V 5V CLOCK de rampa figura 43b Q CK SINAL DIGITAL 0V 1 0 0 número binário associado 1 Para criar circuitos que funcionem com esta nova característica foram criados os FLIP-FLOPS Mestre-Escravo (Master-Slave) que além de possuírem a entrada de clock, só permitem o funcionamento do flip-flop no instante da rampa ascendente do clock, como exemplifica a figura 44. Neste circuito temos dois flip-flops RS ligados em série, sendo o primeiro, chamado de MESTRE, que comanda o segundo, chamado de ESCRAVO. O primeiro flip-flop (mestre) funciona normalmente enquanto o clock estiver em nível baixo, mas o segundo flip-flop permanecerá sem funcionar mantendo sua saída inalterada; no instante em que o clock mudar de nível (0 para 1) a saída do flip-flop mestre irá ficar travada mantendo o nível exato do instante em que o clock mudou de nível; agora é o segundo flip-flop que funciona (escravo) mudando sua saída de acordo com a saída do flip-flop mestre e assim permanecerá enquanto o flip-flop mestre não mude sua saída, obedecendo os sinais da figura 43. Então o conjunto de flip-flop mestre-escravo funcionará como um único flip-flop RS síncrono sensível a borda. A maioria dos flip-flops do mercado são sensíveis a borda de subida, como o da figura 44. figura 44 MESTRE ESCRAVO S Q C Q R FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 REGISTRADORES Nos circuitos digitais é muito comum existir um fluxo muito grande de informações; os sinais digitais correspondem a dados de entrada, processamento de rotinas de cálculos ou de comparação de dados. Com tantas informações quase simultâneas é necessário armazenarmos alguns dados (ou sinais) durante algum tempo para depois voltarmos a usálos; só que os circuitos eletrônicos normais não permitem que isso seja possível, já que os sinais processados não param no tempo. figura 45 CIRCUITO 1 d1 d2 d3 d4 d5 d6 d7 d8 CIRCUITO 2 Os registradores são circuitos digitais, geralmente formados a partir de flip-flops (tipo D) que irão armazenar (registrar) um dado (ou sinal) pelo tempo que for “programado”. Podemos dizer que os registradores são pequenas “memórias” de uso instantâneo; eles também são chamados de BUFFER. Em eletrônica digital existe dois modos de transmitirmos uma informação ou dado binário. O primeiro modo é através de varias vias paralelas, onde cada uma delas corresponderá a um bit; então um sistema de vias (BUS) de 16 bits pode transmitir dados correspondentes a números binários de até 16 dígitos). Apesar deste sistema ser muito eficiente e rápido, tem sua grande dificuldade no custo da construção de muitos fios ou trilhas para comunicação, além do espaço físico muito maior que ocupa. Os circuitos que operam com este sistema de transmissão de vários bits simultâneos são chamados de entradas ou saídas PARALELAS; estas entradas (ou saídas) operam em números múltiplos de 8 bits (8, 16, 24, etc.). Na figura 45 temos um exemplo de comunicação em 8 bits paralelos. Podemos ver nesta figura que o circuito 1 se comunica com o circuito 2 através de 8 vias simultâneas, podendo transmitir números binários ou códigos de 8 bits. Poderíamos dizer que o circuito 1 seria a CPU do computador e o circuito 2 seria a impressora; pois geralmente as impressoras se comunicam com o computador através de entradas paralelas aumentado a rapidez de transmissão de dados e velocidade de impressão. O segundo modo de transmissão de dados é através de uma única via (mais uma de referência); ELETRÔNICA então os dados (sinais) deverão ser enviados serialmente, um bit após o outro formando um único sinal em relação ao tempo. Este sistema é muito mais lento, mas em compensação é barato, não ocupa grandes espaços físicos e pode ser adaptado a qualquer outro dispositivo eletrônico como: linha de telefone, controle remoto, ondas de RF, dispositivos ópticos, etc. Este sistema é chamado de SERIAL é o mais usado em transmissão de dados digitais como: mouse do computador, internet, transmissão de celular digital, TV a cabo digital, etc. Na figura 46 temos a transmissão de dados serial do circuito 1 para o circuito 2. Registradores de dados são utilizados para armazenar valores, tais como inteiros e pontos flutuante. Em algumas UCPs antigas e mais baratas, é um registrador de dados especial, conhecido como acumulador, e é utilizado implicitamente em muitas operações. O acumulador funciona como um recipiente onde são colocados e somados valores de cálculos e comparações. Registradores de base são registradores que recebem o endereço-base de um dado objeto. Este tipo de registrador oferece aos programadores um subterfúgio para a criação de "ponteiros" (variáveis, contendo o caminho para um endereço no software). Imagine-se da seguinte forma: Um programa que, tendo dois números, recebe de um outro programa outros valores. Então, o que se faz é criar "atalhos" (path) que indicam qual valor será usado. Assim, havendo somente uma imagem do valor, podem ser usados os valores, sem alterálos diretamente. figura 46 CIRCUITO 1 CIRCUITO 2 Exemplos de registadores: EAX: Registador acumulador expandido de arquiteturas 8086 EBX: Registador de base estendido de arquiteturas 8086 ECX: Registador de laços de repetição em arquiteturas 8086 EDX: Registador estendido de "contas" com palavras de arquiteturas 8086 Voltando aos nossos registradores, teremos então dois tipos de registrador: o registrador para dados paralelos e o registrador para dados serial FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 147 APOSTILA MÓDULO - 4 REGISTRADOR PARALELO figura 47b Vamos pegar um circuito formado por 4 flip-flops tipo D síncronos, como mostra a figura 47. Nesta figura podemos ver que os dados entrarão por d0, d1, d2 e d3, formando um número binário (sinal) de 4 bits (d0 d1 d2 d3); ele não passará para a saída (S0 a S3) enquanto o pulso de clock não for enviado. Quando o pulso de clock for enviado o sinal que existir nas entradas d0 a d3 passarão para as saídas S0 a S3 e assim permanecerá registrado até o próximo pulso de clock. Este sinal armazenado poderá ser utilizado por vários outros circuitos, dando prosseguimento ao processamento dos sinais digitais. Na figura 47b temos o símbolo esquemático resumido de um registrador paralelo de 4 bits e na figura 47c, uma esquematização mais prática de outro registrador. Os registradores servem também como pequenas memórias auxiliares; este sistema é muito utilizado em microcomputadores e calculadoras. SAÍDAS CK REGISTRADOR PARALELO ENTRADAS figura 47c figura 47 S3 (MSB) S2 Q D Q Flip Flop D D D Flip Flop D Q CK Q D Flip Flop D Q CK d2 S0 (LSB) Q Flip Flop D Q d3 (MSB) S1 CK d1 Q CK d0 (LSB) CK Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-41 à M4-44. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 148 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA DIGITAL - 3 AULA 12 Registrador de deslocamento - LSB e MSB Conversor série-paralelo - preset e clear Conversor paralelo-série - família TTL características TTL - tabela de integrados TTL Família CMOS - características e montagem Relação de integrados CMOS Análise de defeitos em circuitos digitais Contadores - Multiplexadores - Demultiplexadores S3 (MSB) SAÍDAS PARALELAS S2 S1 S0 (LSB) SAÍDA SERIAL Q ENTRADA SERIAL D Flip Flop 4 D Q D Flip Flop 3 D Q CK Q Q D Flip Flop 2 D Q D Flip Flop 1 D Q CK Q CK CK figura 1 CK REGISTRADOR DE DESLOCAMENTO Vamos agora verificar como podemos construir um registrador para dados seriais. Em primeiro lugar, devemos saber quantos bits há em nosso sinal serial; depois, devemos ter o registrador com o mesmo número de saídas equivalente ao número de bits do nosso sinal. Caso tenhamos um sinal de 8 bits, devemos ter um registrador de 8 bits de saída. Devemos também lembrar que para termos um sinal completo teremos que ter 8 pulsos de clock para cada sinal (8 bits). Na figura 1, temos 4 flip-flops interligados, exemplificando como podemos construir um registrador série a partir de Flip-Flops tipo D, em uma leitura chamada de destrutiva, pois os bit´s são deslocados e se não forem armazenados acabam sendo perdidos. Nesta figura, podemos ver a entrada de dados serial, uma saída serial pelo Flip-Flop 4, e as saídas paralelas formada pelas saídas Q de cada flip-flop. O objetivo aqui será armazenar os 4 bit´s seriais recebidos, de forma que fiquem armazenados, sendo que o comando ou informação que deve ser executado, não se perca. Quando temos o 1° clock, o 1° bit do sinal passa para a saída Q do F/F (flip-flop) 4; os outros permanecem com a saída Q em “0”. No 2° clock o 1° bit que estava na saída Q do F/F4 passa para a saída Q do F/F3 e em seguida o 2° bit passa para a saída Q do F/F4. No 3° clock o 1° bit passa agora ELETRÔNICA para a saída Q do F/F2, em seguida o 2° bit passa para a saída Q do F/F3 e finalmente o 3° bit passa para a saída Q do F/F4. No 4° clock (e último) o 1° bit já passa para a saída Q do F/F1, o 2° bit passa para a saída do F/F2, o 3° bit passa para a saída Q do F/F3 e o último bit (4) do sinal passa para o F/F4, encerrando um ciclo de dados. Então, ficamos com 4 bits do sinal nas saídas dos flip-flops de forma constante ou memorizada; sendo o 1° bit no F/F1, o 2° bit no F/F4 e assim por diante, gerando uma saída paralela que irá conter o sinal digital completo para ser processado por outros circuitos. Caso precisemos manter o sinal em série basta pegar a saída serial que está presente na saída Q do F/F4 Pudemos perceber que durante o ciclo de clock, os bits do sinal foram se deslocando de flip-flop em flipflop, passando do F/F4 até o F/F1, por isso este figura 1a S3 (MSB) S2 S1 S0 (LSB) SAÍDA SERIAL SAÍDAS PARALELAS CK REGISTRADOR DE DESLOCAMENTO ENTRADA SERIAL FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 149 APOSTILA MÓDULO - 4 circuito é mais conhecido como REGISTRADOR DE DESLOCAMENTO. Na figura 1a, temos o símbolo resumido do registrador de deslocamento com uma entrada serial e suas saídas série e paralela; e na figura 1b temos os sinais que entram no registrador e que saem do mesmo a cada pulso de clock. Podemos ver que o sinal digital entra no registrador e a cada pulso de clock os bits vão sendo “extraídos” do sinal e se deslocando de flip-flop em flip-flop até formar o código binário equivalente. É muito importante que se observe nas formas de onda da figura 1b, o sentido de início (ou entrada) das variações que são figura 1b sentido da entrada MSB LSB CK : 4 CLOCKS sentido do deslocamento 1 S3 1 S2 0 S1 1 S0 MSB SAÍDA 1101 LSB obs : obs: MSB == (Master significantBit Bit)ou ouBit Bitmais maissignificativo significante; MSB Most significant LSB == (Least significante. LSB Leastsignificant significantBit) Bitou ouBit Bitmais menos significativo mostradas da direita para a esquerda. Dizemos que a mudança dos estados de saída dos Flip-Flop´s ocorrerão quando houver a rampa acendente do respectivo CLOCK, mas a impressão que temos é que esta mudança está ocorrendo na rampa descendente. Seria assim, se considerássemos que a onda é interpretada da esquerda para a direita; mas, considerando que é da direita para a esquerda, a rampa ascendente será no lado direito de cada pulso de CLOCK. Existe também outra padronização chamada de LSB e MSB, como mostra abaixo: LSB = Least Significant Bit ou Bit menos significativo, que no código binário fica no lado direito, permitindo a leitura do código da direito para a esquerda. MSB = Most Significant Bit ou Bit mais significativo, que corresponde à leitura do código 150 binário que mais tem valor, que localiza-se mais para a esquerda do código. Veja que na forma de onda 1b, onde está a entrada, indica que o BIT MENOS SIGNIFICATIVO, estará à direita e o BIT MAIS SIGNIFICATIVO, à esquerda. Assim, nos sinais seriais, o BIT MENOS SIGNIFICATIVO, virá primeiro, vindo logo em seguida os demais. No armazenamento dos FlipFlops da figura 38, vemos que o 1º BIT, deverá ser deslocado de Flip-Flop em Flip-Flop, até chegar ao Flip-Flop 1, ficando memorizado na saída S0 (LSB). Registradores de deslocamento - TIPOS Os registradores de deslocamento podem possuir uma combinação de entradas e saídas seriais e paralelas, incluindo as configurações entrada serial, saída paralela (SIPO) e entrada paralela, saída serial (PISO). Existem outra configurações possuindo ambas as entradas serial e paralela e outra com saídas serial-paralela. Existem também registradores de deslocamento bi-direcionais, os quais permitem que se varie a direção do deslocamento da informação. As entradas e saídas seriais de um registrador podem ser conectadas juntas, de modo a formar um registrador de deslocamento circular. Poderiam também ser desenvolvidos registradores de deslocamento multi-dimensionais, os quais podem realizar processamentos mais complexos. Entrada serial, saída serial (SISO) Que pode ser visto na entrada e saída do Flip-Flop 4 da figura 1. Leitura destrutiva Este é o tipo mais simples de registrador de deslocamento (figura 1). O conjunto de dados é inserido em 'Data In-entrada serial', e é deslocado para a direita em um estágio cada vez que o 'Data Advance' é colocado em nível alto. A cada avanço, o bit da extrema esquerda, o 'Data In', é deslocado para a saída do primeiro flip-flop. O bit na extrema direita, o 'Data Out', é deslocado e então perdido. 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 figura 2 0 1 1 0 1 0 1 1 último deslocamento sem perda de dados 0 1 0 1 a partir daqui o dado da direita é perdido Os dados são armazenados em cada flip-flop, na saída 'Q', de modo que existem quatro "espaços" para armazenamento disponíveis nestas configuração, sendo desta forma um registrador de deslocamento de 4 bits. Esta configuração realiza uma leitura destrutiva, visto que os dados são perdidos ao serem FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 um conjunto de bit´s que existem ao mesmo tempo. Acabamos de estudar o registrador de deslocamento, que recebe dados seriais e registra em sua saída os mesmos dados em paralelo que podem ser e 4 bit´s (usado em nosso exemplo anterior), mas também 8, 16, 24 bits, etc. Portanto, a partir de um registrador DS Q de deslocamento podemos construir out serial Q u m CONVERSOR SÉRIE INR PARALELO OUT (SIPO). Vamos ver o funcionamento deste a partir do diagrama da figura 3. Neste, temos uma entrada E serial, que trás informações dos comandos ou funções que devem ser realizadas (chamada de DADOS). Este sinal será distribuído em cada uma das saídas no registrador de deslocamento e após completado todo o ciclo, as informações são passadas para o registrador paralelo, que ficam memorizadas em um conjunto de 4 bits; como o sinal serial não para no tempo, devemos armazenar este primeiro conjunto de 4 bits num registrador paralelo, para que este dado possa ser processado pelos demais circuitos. Este circuito forma um conversor sérieparalelo (SIPO) de 4 bits. O sinal de clock utilizado para os dados seriais não poderá ser usado para os dados paralelos, já que precisamos de 4 pulsos de clock para a formação do conjunto de 4 bit´s na saída do registrador de deslocamento; portanto devemos criar um clock submúltiplo do clock serial, para servir como um novo clock para o processamento em paralelo. Na figura 3a, temos este circuito em mais detalhes do que o mostrado na figura 3. O clock principal é gerado a partir de um oscilador, que determinará a frequência de transmissão dos dados binários, gerando assim o sinal digital, devemos lembrar que a frequência do clock de processamento do sinal, deverá ser a mesma do clock que gerou o sinal digital. Já o clock de processamento deverá ser uma divisão da frequência do clock principal (serial) no mesmo número de vezes da quantidade de bits paralelos do conversor; se o conversor paralelo for de 8 bits o clock deverá ser dividido por 8 e assim por diante. figura 3a figura 2 DS Q DS Q DS Q RQ RQ RQ Clock deslocados saindo do bit da extrema direita. Leitura não-destrutiva: A leitura não-destrutiva pode ser obtida utilizando-se a configuração mostrada na figura 2. Outro pino de entrada é adicionado, o controle de Escrita/deslocamento. Quando este está em nível alto (write) então o registrador de deslocamento se comporta normalmente, avançando a entrada de dados em uma posição para cada ciclo de clock, e os dados podem ser perdidos no fim do registrador. Entretanto, quando o controle W/S é colocado em nível baixo (read), qualquer dado deslocado na entrada, na ocorrência do clock vai para a saída de cada um dos registradores, mas não para a entrada do seguinte, sendo assim mantido no sistema. Deste modo, enquanto o controle W/S estiver em nível baixo, nenhum dado pode ser perdido do sistema. Assim, em resumo, com a entrada extra W/S em nível baixo, os dados serão armazenados nos FlipFlop-Flops e quando a entrada W/S for para nível alto, haverá o deslocamento dos dados armazenados na saída serial (último Flip-Flop). CONVERSOR SÉRIE-PARALELO (SIPO) Já sabemos que podemos transmitir e processar os sinais digitais de modo serial ou paralelo. Apesar disso, muitas vezes teremos que transmitir dados em série e depois processá-los em paralelo ou viceversa; para isso teremos que converter dados seriais em paralelo, sendo assim criados circuitos digitais que convertem uma sequência de dados em figura 3 Clock serial S0 S1 E C OSC A S2 S3 CK1 OSC clock serial CK2 4 clock paralelo C figura 3b A ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 151 APOSTILA MÓDULO - 4 O oscilador (VCO ou VXO) irá gerar um sinal geralmente senoidal que deverá passar por um Schmitt Trigger para torná-lo digital; no circuito da figura 3a, temos uma porta AND fazendo este papel. A partir daí já temos um “sinal” de clock, que irá sincronizar todo o processamento dos sinais seriais. Para gerarmos o clock dos sinais processados em paralelo devemos dividir o primeiro clock por 4 (número de bits em paralelo), e para isso, normalmente utilizamos flip-flops tipo T, já que eles dividem a frequência do sinal de entrada por 2 em suas saídas. Associando 2 flip-flops tipo T teremos um divisor por 4; pois na saída do Schmitt Trigger (ponto A) teremos um sinal retangular de frequência igual a do oscilador, que é o primeiro clock; após o 1° F/F teremos um sinal com metade da frequência do oscilador (ponto B); finalmente no ponto C teremos o segundo clock que é metade da frequência do sinal em B e 1/4 da frequência do primeiro clock, como é mostrado na figura 3b. Solicitamos ao aluno revisar as informações da apostila de módulo 3, que fala detalhes do Flip-Flop tipo T. PRESET E CLEAR Existem duas entradas nos circuitos digitais e em particular nos flip-flops que são de grande utilidade para pré programar estes mesmos circuitos, quando eles iniciam uma rotina ou ciclo. O comando PRESET, significa pré aprontar ou deixar inicialmente pronto; esta entrada quando recebe um nível alto (1) deixa a saída Q do circuito em nível alto, independente dos níveis das outras entradas. Na prática esta Pr entrada determina o Q estado inicial da saída do D Flip Flop flip-flop (ou outro circuito D digital); quando iniciamos Q o funcionamento do flipCl CK flop não sabemos exatamente o estado de figura 4 sua saída (Q), se desejarmos com certeza que inicialmente esta saída tenha o nível alto (1) devemos levar a entrada PRESET para nível alto e depois a mantermos em nível baixo, para que o FlipFlop funcione com suas características normais. Outro comando importante é o CLEAR, que significa limpar. Teoricamente, a entrada clear deveria limpar toda a saída do circuito deixando-a no estado inicial (reset); na prática quando levamos a entrada CLEAR a nível alto estamos forçando a saída do circuito a ficar com nível baixo (0). Durante o uso normal a entrada clear deverá permanecer em nível baixo. Na figura 4 temos um flip-flop tipo D com entradas Clear (CL) e Preset (PR), e na figura 5 o integrado 7474 com dois F/F D preset-clear. É muito comum utilizarmos circuitos de partida para aplicarmos um pulso no CLEAR ou PRESET, de acordo com a necessidade do circuito, ou então usá-los para gerar u m a s a í d a figura 5 específica através de portas lógicas. CONVERSOR PARALELO-SÉRIE (PISO) para converter dados paralelos (poderíamos dar como exemplo dados armazenados em memórias) para sinais seriais, que por sua vez podem ser transmitidos ou processados. A figura 2, já analisada anteriormente é um conversor paralelosérie (com leitura não destrutiva). figura 6 Mas, na figura 6 vamos analisar uma outra S1 S0 ENTRADA configuração de conversor PARALELA paralelo-série (PISO). Temos um circuito formado por 4 flipflops tipo D que converterão dados binários de 4 bits SAÍDA Pr Pr SERIAL (paralelo) num sinal digital Q Q serial. D Flip Flop 3 D Flip Flop 4 Os flip-flops estão numa D D Q Q configuração de registrador Cl CK Cl CK de deslocamento, e como a entrada D do 1° F/F está ligada ao nível L (0 volt) clock teremos um deslocamento serial CK OSC de níveis 0 a cada pulso de Depois de estudar o conversor de dados seriais em dados paralelos, vamos ver agora o oposto disto, ou seja, um circuito que converte dados paralelos em sinais seriais, ou seja, dados paralelos de entrada (PI) e dados seriais de saída (SO), onde cria a palavra PISO; este tipo de circuito é necessário S3 S2 Pr Pr Q D Flip Flop 1 D Q D Flip Flop 2 D Q Cl Clear CK Q Cl CK clock paralelo 4 152 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 clock (serial), fazendo com que todas as saídas dos F/F fiquem com nível 0 depois de 4 clock’s (1 ciclo). O sinal paralelo entrará pelas portas NAND, sendo que na outra entrada destas entrará o sinal do clock paralelo. No pulso deste clock teremos nas entradas Preset (PR) um nível baixo apenas quando o bit também for alto (1); isto forçará a saída deste flip-flop a ficar com nível 1, independente do deslocamento dos zeros. Então no pulso do clock serial teremos o nível 1 nas saídas Q dos F/F correspondentes aos bits 1 da entrada e 0 para os outros (bits 0) devido ao deslocamento do 0; isto garantirá que no inicio de deslocamento do ciclo, todos os F/F estejam com os bits correspondentes à figura 7a 7474 +B CK Flip Flop D D Q D Flip Flop D Q CK figura 7b Pr Q Cl Pr Q Cl GND entrada paralela. Depois de iniciado o ciclo, o registrador de deslocamento irá deslocar para a saída serial bit a bit paralelo e recolocando 0 nas saídas dos flipflops, até terminar o ciclo e reiniciar outro ciclo com um novo pulso de clock paralelo. Este circuito fará a operação inversa do conversor série-paralelo, mas o princípio do funcionamento dos sinais de clock será o mesmo; o clock paralelo deverá ter sua frequência como uma divisão de N vezes a frequência do clock serial, onde a saída ou entrada paralela tem N bits. Todos os circuitos digitais apresentados neste capítulo são vendidos já integrados em uma pastilha única, os chamados CIRCUITOS INTEGRADOS; eles podem ter vários invólucros diferentes ou até mesmo serem do tipo SMD (Surface Mounted Device - dispositivo montado em superfície). Mas, em qualquer caso podemos encontrar estes circuitos ou portas lógicas já prontos, sem precisarmos implementá-los através de componentes discretos como transistores, resistores, diodos, etc. Na figura 7a, temos o aspecto físico mais comum de alguns integrados; e na figura 7b sua diagramação interna, que neste caso é de 2 flip-flops tipo D com codificação 7474 da família TTL. FAMÍLIA TTL A eletrônica digital, foi a área que mais avançou nestes últimos anos, principalmente na parte de informática (computadores); ela é baseada integralmente nos circuitos biestáveis e portas lógicas, que estamos estudando. Estes circuitos digitais se apresentam na forma de circuitos integrados como pudemos observar na figura 7a. No início da eletrônica digital, as portas lógicas eram discretas e implementadas com ajuda de chaves mecânicas e solenoides, com o surgimento das válvulas e posteriormente do transistor, as portas lógicas começaram a se tornar eletrônicas e surgiu as primeiras calculadoras; inicialmente elas eram enormes (do tamanho de uma casa), mas pouco a pouco elas foram reduzidas até surgirem as calculadoras de bolso e depois as científicas, que podiam executar cálculos mais complexos (seno, coseno, etc.), até chegarmos aos microcomputadores de bolso. Como dissemos, a eletrônica digital correu a passos largos e em menos de 20 anos já estávamos com os circuitos integrados e com eles, as portas lógicas integradas num único componente. Para essa integração foram usados semicondutores básicos, onde inicialmente eram usados diodos e alguns transistores, surgindo daí a família de integrados DTL (Lógica Diodo-Transistor). Com melhor capacidade de integração, surgiu uma outra família mais avançada e de melhor desempenho, que era a ELETRÔNICA família TTL (Lógica Transistor-Transistor) que rapidamente dominou o mercado da eletrônica digital e ainda é largamente usada nos dias de hoje. Transistor Transistor-Logic (TTL) é uma classe de circuitos digitais construídos a partir de transistores de junção bipolar (BJT) e resistências. Ele é chamado de “Lógica Transistor-Transistor” porque a lógica para as funções das portas ou amplificação são realizadas por transistores (contraste com a RTL e DTL). A família TTL foi amplamente usada em muitas aplicações, tais como computadores , controles industriais, equipamentos de teste e instrumentação, produtos eletrônicos, sintetizadores, etc. A designação TTL é por vezes utilizado para significar níveis compatíveis figura 8 com a lógica TTL, mesmo quando não a s s o c i a d o diretamente com circuitos integrados TTL, por exemplo, como um rótulo sobre as entradas e s a í d a s d e instrumentos eletrônicos. Na figura 8, temos uma porta clássica TTL. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 153 APOSTILA MÓDULO - 4 técnicas digitais economicamente viáveis, para a História A técnica TTL foi inventada em 1961 por James L. execução das tarefas anteriormente realizadas por Buie da TRW, "particularmente adequado para o métodos analógicos. circuito integrado recém desenvolvimento com tecnologia de projetos", e era originalmente chamado transistor-transistor acoplado a lógica (TCTL). O primeiro dispositivo comercial com circuitos integrados TTL foram fabricados pela Sylvania, em 1963. A Sylvania chamou de “Família Logica Universal de Alto Nível” (Suhl). Esses dispostivos da Sylvania, foram utilizados nos controles do míssil Phoenix. A técnica TTL tornou-se popular com os sistemas em projetos eletrônicos quando a Texas Instruments apresenta a série 5400 de circuitos integrados, com aplicações militares em 1964. Mais tarde, em 1966, seria lançada a série 7400, com componentes menos críticos e com embalagens de plástico barato. A família 7400 da Texas Instruments, tornou-se um padrão da indústria. Peças compatíveis foram feitas Um relógio de tempo real de 1979 com chips TTL. pela Motorola, AMD, Fairchild, Intel, Intersil, Signetics, Mullard, Siemens, Thomson-GV e O K e n b a k - 1 , o p r i m e i r o a n c e s t r a l d o s National Semiconductor, e muitas outras empresas, computadores pessoais, utilizava lógica TTL em mesmo no bloco do Leste Europeu (União sua CPU em vez de um microprocessador de chip, que não estava disponível em 1971. Soviética, Alemanha Oriental, Polônia, Bulgária). TTL é um sucessor natural de DTL, uma vez que é O termo "TTL" é aplicado a várias gerações de baseado no mesmo conceito fundamental - a lógica bipolar, com melhorias graduais na implementação da função porta lógica usando velocidade e consumo de energia durante cerca de junções de emissor-base de um transistor com duas décadas. O mais recente dispositivo emissores múltiplos, substituindo elementos como introduzido na família, 74AS/ALS Advanced diodos nos integrados na tecnologia DTL. Esta Schottky, foi introduzida em 1985. estrutura no IC é funcionalmente equivalente a múltiplos transistores, onde as bases e os coletores são interligados. A saída da porta TTL é complementada por um amplificador com emissor comum, como na técnica DTL. Como a maioria dos circuitos integrados do período 1965-1990, os dispositivos TTL eram geralmente embalados DIL (Dual-In-Line) em pacotes com entre 14 e 24 fios de chumbo, geralmente feita de resina sintética (PDIP) ou às vezes de cerâmica (CDIP). A técnica TTL é particularmente adequada para os circuitos integrados, pois as entradas de uma porta podem ser integradas em uma região única de base para formar um transistor de emissor múltiplo. Esse componente altamente personalizado, pode aumentar o custo de um circuito onde cada Um computador Motorola 68000, baseado em transistor é em um pacote separado, mas, vários chips TTL montados em uma proto-board combinando vários pequenos componentes onÀ partir de 2008, a Texas Instruments continuou a chip em um dispositivo maior, reduz o custo de fornecer os chips para aplicações gerais, com a implementação de um IC. indicação OBSOLETO, embora a preços maiores. Normalmente, os chips TTL integram mais de Vamos ver algumas características básicas da algumas centenas de transistores cada. Soluções família TTL: dentro de um único pacote, geralmente variam de a l g u m a s p o r t a s l ó g i c a s p a r a a t é u m 1) Todo integrado tem seu código de fabricação microprocessador. A lógica TTL também se tornou começado pelos número 74; como exemplo importante, pois seu baixo custo possibilitou podemos citar 7400, 74LS02, 74S121, 7486, etc. 154 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Apesar de todos terem a mesma codificação, eles são fabricados por várias empresas diferentes (Philips, Motorola, etc.). Estas letras que aparecem logo após o número 74 indicam as características do circuito, como velocidade de transmissão, potência máxima, impedância, como veremos à seguir. Portanto o primeiro número (74) indica a família; as letras indicam as características elétricas do circuito; e os números finais (de 00 a 999) indicam a função; por exemplo 7400: família TTL (74) e porta NAND (00) e como não possui letras esta porta será a básica, sem características especiais. 2) Todos integrados tem a mesma tensão de alimentação, que deverá ser de 5 volts. 3) Os níveis lógicos são bem determinados, o nível L (0) será entre 0 V e 0,6 V; o nível H (1) será entre 3,2 V e 5 V. Os demais níveis de tensão não serão entendidos como nenhum nível lógico e poderá ocasionar erros de lógica nos integrados TTL, esta faixa proibida de tensão é chamada de TRI-STATE (3° estado). A família TTL ditou as primeiras normas da eletrônica digital e por isso a maioria dos circuitos digitais e principalmente os Microprocessadores utilizam a alimentação de 5 volts. Sucessivas gerações de tecnologias produziram circuitos integrados com redução no consumo de energia ou velocidade de comutação ampliada, ou ambos. Após o código 74, encontramos uma ou duas letras que mostram características do integrado: - (L) Baixa potência TTL, que trocou a velocidade de comutação (33ns) para uma redução no consumo de energia (1 mW) (agora essencialmente substituído pela lógica CMOS) - (H) TTL de alta velocidade, com a mais rápida mudança de padrão TTL (6ns), mas significativamente maior dissipação de potência (22 mW) - (S) Schottky TTL, introduzida em 1969, que usou diodos Schottky nas entradas da porta, para evitar o armazenamento de carga e melhorar o tempo de comutação. Estes portas operavam em (3ns), mas tinham o poder de dissipação maior (19 mW) - (LS) Baixa potência Schottky TTL - usando valores maiores de resistência de TTL de baixa potência e os diodos de Schottky para fornecer uma boa combinação de velocidade (9.5ns) e consumo reduzido de energia (2 mW). Provavelmente, o tipo mais comum de TTL, estas foram utilizadas como lógica em microcomputadores, essencialmente substituindo sub-famílias H, L e S. - (F) Rápido e (AS) Avançado-Schottky: variantes do LS da Fairchild e TI, respectivamente, por volta de 1985, com " Miller-killer "circuitos para acelerar a alta ou baixa transição. - (LVTTL) TTL de baixa tensão para fontes de alimentação de 3,3 volts e interface de memória. A maioria dos fabricantes oferecem integrados comerciais com largas faixas de temperatura: por exemplo, a a série 7400 da Texas Instruments, vão de 0 a 70°C, e 5.400 dispositivos de série militar vão de -55 a 125°C. Componentes resistentes a radiações são oferecidos para aplicações espaciais. Na sequência, temos uma série de chips TTL, com seus códigos básicos, desde portas lógicas simples, até circuitos mais complexos. TABELA BÁSICA DE INTEGRADOS TTL (TRANSISTOR-TRANSISTOR-LOGIC) 7400 - 04 portas NAND de 02 entradas 7401 - 04 portas NAND de 02 entradas 7402 - 04 portas NOR de 02 entradas 7403 - 04 portas NAND de 02 7404 - 06 portas INVERSORAS 7405 - 06 portas INVERSORAS com saídas em coletor aberto ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 155 APOSTILA 7406 - 06 portas INVERSORAS Buffers/Drivers com saídas em coletor aberto MÓDULO - 4 7407 - 06 portas BUFFERS/DRIVERS com saídas em coletor aberto 7408 - 04 portas AND de 02 entradas 7409 - 04 portas AND de 02 entradas 7410 - 03 portas NAND de 03 entradas 7411 - 03 portas AND de 03 entradas com saídas em coletor aberto 7412 - 03 portas NAND de 03 entradas com saídas em coletor aberto 7413 - 02 portas NAND de 04 entradas Schmitt-Triggers 7414 - 06 portas INVERSORAS Schmitt-Triggers 7420 - 02 portas NAND de 04 entradas 7421 - 02 portas AND de 04 entradas 7425 - 02 portas NOR de 04 entradas com Strobe 7427 - 03 portas NOR de 03 entradas 7430 - 01 porta NAND de 08 entradas 7432 - 04 portas OR de 02 entradas 156 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 7433 - 04 portas NOR de 02 entradas com saídas em coletor aberto 7437 - 04 portas NAND de 02 entradas Buffer 7438 - 04 portas NAND de 02 entradas com saídas em coletor aberto 7440 - 02 portas NAND de 04 entradas com saídas em coletor aberto 7451 - 02 portas AND/NOR de 04 entradas 7473 - 02 FLIP FLOPS JK com entradas de Clear 7474 - 02 FLIP FLOPS D com entradas de Preset e Clear 7475 - 04 LACTCHES BIESTÁVEIS 7486 - 04 portas XOR de 02 entradas 7488 - MEMÓRIA de apenas leitura de 256 BITs com saídas em coletor aberto 7489 - MEMÓRIA de escrita e leitura 7490 - CONTADOR de década 7491 - SHIFT REGISTER de 08 BITs 7495 - SHIFT REGISTER de 04 BITs 74125 - 04 BUFFER TRI STATE 74126 - 04 BUFFER TRI STAT 74138 - 01 DECODER 3 TO 8 74139 - 02 DECODER 2 TO 4 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 157 APOSTILA MÓDULO - 4 FAMÍLIA C-MOS Com o passar dos anos surgiram novas famílias de integrados digitais, onde podemos destacar a família C-MOS. Esta família de integrados é bem mais versátil que a TTL, pois admite tensão de alimentação de 4 a 15 volts, dependendo do integrado. Seus níveis lógicos dependem da porcentagem da tensão de alimentação, já que esta pode variar. Sua codificação começa normalmente pelo número 4, como: CD4071, CA4083, HEF4040B, etc. Na codificação aparecem 2 ou 3 letras inicias, que indicam o fabricante, por exemplo CD = fabricado pela RCA; outro detalhe é a letra final do código que indica as características elétricas do circuito. Devido à sua versatilidade, os integrados da família C-MOS tiraram pouco a pouco o domínio da família TTL e hoje é a mais usada na eletrônica digital, apesar da família TTL ainda ter uma boa fatia de mercado. Sua tecnologia baseia-se na integração de semicondutores com óxido de metais, que deu o nome a esta integração C-MOS: ComplementMetal Oxido Semicondutor. Estes circuitos podem ser polarizados com baixíssimas tensões, não sendo aconselhado induzir tensão estática em seus terminais (por a mão em seu terminais por exemplo), sob risco de danificarmos seus circuitos internos, apesar de na prática, serem muito raras estas ocorrências. O aspecto externo dos integrados C-MOS é idêntico aos da família TTL, como já foi mostrado na figura 7a. Os integrados C-MOS na maioria dos casos, são compatíveis com circuitos da família TTL, aumentando sua versatilidade; apesar disso, os integrados TTL dificilmente se adaptam a circuitos que utilizam integrados C-MOS. Duas características importantes dos dispositivos CMOS são a alta imunidade a ruídos de estática e baixo consumo de energia. Dissipação de potência no componente é apenas mensurada quando os transistores estão entre o tempo de comutação entre ligado e desligado. Por conseguinte, os dispositivos CMOS não produzem tanto calor como outras formas de lógica, por exemplo, a lógica transistor-transistor (TTL) ou lógica NMOS, que usa transistores com canal N. CMOS também permite uma alta densidade de funções lógicas em um chip. Foi basicamente isso que a tecnologia CMOS venceu a corrida na década de 80 e se tornou a tecnologia mais usada para ser implementada em chips VLSI (Very Large Scale Integration) ou integração em muito larga escala, onde em um chip, pode haver mais bilhões de transistores. Detalhes da Tecnologia Complementary metal–oxide–semiconductor (CMOS): é uma tecnologia para a construção de circuitos integrados. A tecnologia CMOS é utilizado em microprocessadores, microcontroladores, RAM estática, e outros circuitos com lógica digital. A tecnologia CMOS também é utilizada para vários circuitos analógicos, como os sensores de imagem, conversores de dados, e transceptores altamente integrados, para muitos tipos de comunicação. CMOS é também por vezes referido como simetria complementar-metal-oxide semiconductor (ou COS-MOS). As palavras "simetria complementar" referem-se ao fato de que o estilo de design digital típico com CMOS usa pares simétricos complementares de tipo P e tipo N com transistores construídos com semicondutores feitos de óxido de metal e com Transistores de Efeitos de Campo – FET, surgindo então a palavra MOSFETs, muito usados para funções lógicas. Como mostra a figura 9. A expressão "metal-oxide semiconductor" é uma referência à estrutura física de alguns transistores de efeito de campo, com o terminal da porta (gate) de metal posicionado no topo de um isolante de óxido, que por sua vez está em cima de um material semicondutor. Alumínio foi muito usado, mas agora o material é polisilício (silício policristalino). 158 figura 9 Detalhes técnicos “CMOS" refere-se a um estilo particular de design de circuitos digitais, sendo a família dos processos usados para implementar esse circuito em circuitos integrados (chips). Circuitos CMOS dissipam menos calor do que as famílias lógicas com cargas resistivas. Essa vantagem aumentou e tornou mais importante, os processos de CMOS e suas variantes passaram a dominar, assim, a grande maioria dos circuitos integrados fabricados na indústria. Desde 1976 até o ano de 2010, os processadores com o melhor desempenho por watt tem sido construídos com a tecnologia CMOS. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA Embora a lógica CMOS possa ser implementada com dispositivos discretos, os produtos típicos CMOS são circuitos integrados compostos por milhões (ou centenas de milhões) de transistores dos dois tipos em um pedaço retangular de silício de 10 a 400mm². Estes dispositivos são comumente chamados de "chips", embora dentro da indústria são também referidos como "die" (singular) or "dice", "dies", or "die" (plural). Composição O principal princípio por trás de circuitos CMOS, que lhes permite implementar portas lógicas é o uso de transistores de efeito de campo do tipo-P e tipo-N óxido semicondutor, para ligações que conectam a saída ao potencial positivo ou negativo (ou terra). PMOS e NMOS Um transistor MOSFET consiste em um substrato de material semicondutor dopado no que, mediante técnicas de difusão de dopantes, se criam duas ilhas de tipo oposto separadas por uma área sobre a qual se faz crescer uma capa de dielétrico coberta por uma capa de condutor. Os transistores MOSFET se dividem em dois tipos fundamentais dependendo de como se tenha realizado a dopagem: Tipo NMOS: Substrato de tipo P e difusões de tipo N. Tipo PMOS: Substrato de tipo N y difusões de tipo P. As áreas de difusão se denominam fonte (S ou source) e dreno (D ou drain), e o condutor entre eles é a porta (G ou gate). Inversor CMOS Circuitos CMOS são construídos de forma que todos os transistores PMOS deve ter uma entrada a partir da fonte de tensão ou de outro transistor PMOS. Da mesma forma, todos os transistores NMOS deve ter uma entrada a partir de terra ou de outro transistor NMOS. A composição de um transistor PMOS cria baixa resistência entre dreno e fonte quando uma baixa tensão é aplicada em seu gate, e claro, uma alta resistência entre dreno e fonte quando uma tensão mais alta é aplicada em seu gate. Por outro lado, a composição de um transistor NMOS cria alta resistência entre dreno e fonte quando uma baixa tensão é aplicada em seu gate e baixa resistência entre dreno e fonte, quando uma tensão mais alta é aplicada em seu gate. A tecnologia CMOS obtém redução de corrente, quando ambas portas (gates) são ligadas em conjunto, o mesmo ocorrendo para os dois terminais dreno. Uma tensão alta nas portas, fará com que o nMOSFET sature e o pMOSFET corte; uma baixa tensão nas portas faz o inverso. Durante o tempo de comutação, como a tensão passa de um estado para outro, os dois MOSFETs serão polarizados em um tempo muito curto. Este arranjo reduz o consumo de energia e a geração de calor. A ELETRÔNICA MÓDULO - 4 figura 9, mostra a conexão da entrada ligada a ambas portas (gates). Em suma, as saídas dos transistores PMOS e NMOS são complementares, de tal forma que quando a entrada é baixa, a saída é alta, e quando a entrada é alta, a saída é baixa. Devido a esse comportamento oposto da entrada e saída, a saída dos circuitos CMOS é chamada de inversor. Dualidade Uma característica importante de um circuito CMOS é a dualidade que existe entre os transistores PMOS e NMOS. Um circuito CMOS é criado para permitir que sempre exista um caminho para ligar a saída à fonte de alimentação ou à massa. Na figura 10, temos a estrutura de ligação (interna nos CI´s) do CHIP CMOS vista de cimae na figura 11, a vista lateral. Tabela dos integrados C-MOS 4002 – Dual 4-input NOR gate 4006 – 18 stage Shift register (4, 4, 4+1, 4+1) 2.5MHz 4007 – Dual Complementary Pair Plus Inverter 4008 – 4 bit adder 4009 – Hex inverting buffer 4010 – Hex non-inverting buffer 4011 – Buffered Quad 2-Input NAND gate 4012 – Dual 4-input NAND gate 4013 – Dual D-type flip-flop 4014 – 8-stage shift register 4015 – Dual 4-stage shift register 4016 – Quad bilateral switch 4017 – Divide-by-10 counter (5-stage Johnson counter) 4018 – Presettable divide-by-n counter 4019 – Quad 2-input multiplexer (data selector) 4020 – 14-stage binary counter 4021 – 8-bit static shift register 4022 – Divide-by-8 counter (4-stage Johnson counter) 4023 – Triple tri-input NAND 4024 – 7-Stage Binary Ripple Counter 4025 – Triple tri-input NOR gate 40257 – Quad 2-line-to-1-line 4026 – BCD counter with decoded 7-segment output 4027 – Dual JK flip-flop 4028 – BCD to decimal (1-of-10) decoder 4029 – Presettable up/down counter, binary or BCD-decade 4030 – Quad exclusive-OR 4031 – 64-Bit Static Shift Register 4032 – triple serial adder FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 159 APOSTILA 4033 – BCD counter + 7 seg decoder w/ripple blank 4034 – 8-stage bidirectional parallel or serial input/parallel output 4035 – 4-stage parallel-in/parallel-out (PIPO) with J-K input and true/complement output 4038 – triple serial adder 4040 – 12-stage binary ripple counter 4041 – Quad true/complement buffer 4042 – Quad D-type latch 4043 – Quad NOR R/S latch 4044 – Quad NAND R/S ((tristate) outputs) 4045 – 21-Stage Counter 4046 – PLL with VCO 4047 – Monostable/Astable Multivibrator 4048 – Multifunctional expandable 8-input ((tri-state) output) 4049 – Hex inverter/buffer (NOT gate) 4050 – Hex buffer/converter (non-inverting) 4051 – Analogue multiplexer/demultiplexer (1-of-8 switch) 4052 – Analogue multiplexer/demultiplexer (Dual 1-of-4 switch) 4053 – Analogue multiplexer/demultiplexer (Triple 1-of-2 switch) 4054 – Seven-segment display decoder/LCD driver 4055 – BCD-to-7-segment decoder/driver with “displayfrequency” output 4056 – BCD-to-7-segment decoder/driver with strobed latch function 4059 – Programmable divide-by-”N”; counter 4060 – 14-stage binary ripple counter and oscillator 4062 – Logic dual 3 majority gate 4063 – 4-bit magnitude comparator 4066 – Quad Analog switch (Low “ON” Resistance) 4066 – Quad Bilateral Switch 4067 – 16-channel analogue multiplexer/demultiplexer (1-of16 switch) 4068 – 8-input NAND gate 4069 – Hex inverter 4070 – Quad exclusive-OR 4071 – Quad 2-input OR gate 4072 – Dual 4-input OR gate 4073 – Triple tri-input AND gate 4075 – Triple tri-input OR gate 4076 – Quad D-type register with tristate outputs 4077 – Quad 2-input EXLUSIVE-NOR gate 4078 – 8-input NOR gate 4081 – Quad 2-input AND gate 4082 – Dual 4-input AND gate 4085 – Dual 2-wide, 2-input AND/OR invert (AOI) 4086 – Expandable 4-wide, 2-input AND/OR invert (AOI) 4089 – Binary rate multiplier 4093 – Quad 2-input Schmitt trigger NAND gate 4094 – 8-stage shift-and-store bus 4095 – Gated “J-K” (non-inverting) 4096 – Gated “J-K” (inverting and non-inverting) 4097 – Differential 8-channel analog multiplexer/demultiplexer 4098 – Dual one-shot 4099 – 8-bit addressable latch 4104 – Quad Low-to-High Voltage Translator with tri-State Outputs 4502 – Hex inverting buffer ((tri-state)) 4503 – Hex non-inverting buffer with tristate outputs 4504 – Hex voltage level shifter for TLL-to-CMOS or CMOSto-CMOS operation 4508 – Dual 4-bit latch with tristate outputs 4510 – Presettable 4-bit BCD up/down counter 4511 – BCD to 7-segment latch/decoder/driver 4512 – 8-input multiplexer (data selector) with tristate output 4514 – 1-of-16 decoder/demultiplexer HIGH output 4515 – 1-of-16 decoder/demultiplexer LOW output 4516 – Presettable 4-bit binary up/down counter 160 MÓDULO - 4 4517 – Dual 64-Bit Static Shift Register 4518 – Dual BCD up counter 4519 – Quad 2-input multiplexer (data selector) 4520 – Dual 4-bit binary up counter 4521 – 24-stage frequency divider 4522 – Programmable BCD divide-by-”N” counter 4526 – Programmable 4-bit binary down counter 4527 – BCD rate multiplier 4528 – Dual Retriggerable Monostable Multivibrator with Reset 4529 – Dual 4-channel analog 4532 – 8-bit priority encoder 4536 – Programmable Timer 4538 – Dual Retriggerable Precision Monostable Multivibrator 4541 – Programmable Timer 4543 – BCD to 7-Segment Latch/Decoder/Driver with Phase Input 4555 – Dual 1-of-4 decoder/demultiplexer HIGH output 4556 – Dual 1-of-4 decoder/demultiplexer LOW output 4557 – 1-to-64 Bit Variable Length Shift Register 4560 – NBCD adder 4566 – Industrial time-base generator 4572 – Hex gate : quad NOT, single NAND, single NOR 4585 – 4-bit magnitude comparator 4724 – 8-bit addressable latch 4750 – Frequency synthesizer 4751 – Universal divider 4794 – 8-Stage Shift-and-Store Register LED Driver 4894 – 12-Stage Shift-and-Store Register LED Driver 4938 – Dual Retriggerable Precision monostable multivibrator with Reset 4952 – 8-channel analog multiplexer/demultiplexer 40100 – 32-bit left/right Shift Register 40101 – 8 bit BCD down counter 40102 – Presettable 2-decade BCD down counter 40103 – Presettable 8-bit binary down counter 40104 – 4 bit bidirectional Parallel-in/Parallel-out PIPO Shift Register (tri-state) 40105 – 4-bit x 16 word Register 40106 – Hex Inverting Schmitt-Trigger-(NOT gates) 40107 – dual 2-input NAND buffer/driver 40108 – 4×4-bit (tri-state) synchronous triple-port register file 40109 – level shifter 40110 – Up/Down Counter-Latch-Decoder-Driver 40116 – 8-bit bidirectional CMOS-to-TTL level converter 40117 – Programmable dual 4-bit terminator 40147 – 10-line to 4-line BCD priority encoder 40160 – Decade counter/asynchronous clear 40161 – Binary counter/asynchronous clear 40162 4-bit synchronous decade counter with load, reset, and ripple carry output 40163 4-bit synchronous binary counter with load, reset, and ripple carry output 40174 – Hex D-type flip-flop with reset; positive-edge trigger 40175 – Quad D-type flip-flop with reset; positive-edge trigger 40181 4-bit 16-function arithmetic logic unit (ALU) 40192 – Presettable 4-bit BCD up/down counter 40193 – Presettable 4-bit binary up/down counter 40194 – 4-bit universal bidirectional with asynchronous master reset 40195 4-bit universal shift register 40208 4×4-bit (tri-state) synchronous triple-port register file 40240 – Buffer/Line driver; Inverting (tri-State) 40244 – Buffer/Line Driver; Non-Inverting (tri-State) 40245 – Octuple bus transceiver; (tri-state) outputs , 40257 8-to-4 line (tri-state) noninverting data selector/multiplexer 40373 – Octal D-Type Transparent latch (tri-State) 40374 – Octal D-type flip-flop; positive-edge trigger ((tristate)) FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ANÁLISE DE DEFEITOS EM CIRCUITOS DIGITAIS Os circuitos digitais são muito fáceis de serem analisados, pois possuem apenas dois níveis de tensão, e normalmente não precisamos de quase nenhuma instrumentação especial para isso, como osciloscópio e até mesmo o voltímetro. O instrumento mais usado na análise de circuitos digitais é a sonda lógica, como a mostrada na figura 12. Como exemplo, vamos resolver o exercício abaixo, onde temos parte de um circuito digital com defeito. O aluno deverá localizar qual porta lógica está defeituosa, antes de olhar a solução do exercício: CIRCUITO NÃO FUNCIONA CORRETAMENTE, ENCONTRE O COMPONENTE DEFEITUOSO A PARTIR DAS TENSÕES MARCADAS: 5V 5V +5V 5V figura 12 5V 5V 5V Esta sonda normalmente é fabricada especificamente para uma única família de integrados, ou é TTL ou é C-MOS. Seu circuito interno é baseado em portas lógicas, para isolarmos o nível de tensão de acordo com o nível lógico da família analisada; normalmente ela deverá ser alimentada pelo próprio circuito, para não ocorrerem erros de níveis lógicos. Seu display é formado por LED´s que indicarão o nível lógico, curtos circuitos ou erro de alimentação. Na falta de uma sonda lógica o aluno poderá construir uma, utilizando projetos básicos de fácil acesso em revistas especializadas ou na internet veja o link: http://hotbit.blogspot.com/2007_01_01_archive.ht ml; ou ainda poderá utilizar o voltímetro, já que podemos analisar os circuitos digitais com a mesma lógica empregada em qualquer circuito eletrônico. Na figura 13 e 14, podemos ver mais dois tipos de sondas lógicas para análise de defeitos. ELETRÔNICA 0V 5V 0V 5V 5V 5V SOLUÇÃO Neste exercício temos parte de um circuito digital formado por portas lógicas básicas, o enunciado apenas indica que o circuito está com defeito e portanto não temos como saber exatamente qual é o seu funcionamento, mas por se tratar de portas lógicas, sua análise se torna simples. Vamos começar nossa análise do fim para o começo; a última porta é a porta XNOR G e tem na entrada os níveis 0 (0V) e 1 (5V), e na sua saída o nível 0, indicando que ela está funcionando (aparentemente). Voltando, temos a porta NAND F com entradas 1 e 1 e saída 1 (5V) o que não é compatível com uma porta NAND, já que para as entradas 1 e 1 deveríamos ter nível 0 na saída, isto já nos identificou a porta defeituosa; para concluir, poderíamos verificar as outras portas (A, B, C, D e E ) que podemos ver que possuem níveis em suas saídas compatíveis com a lógica da porta e níveis de entrada. Ficamos então com o defeito na porta F (NAND). Pudemos ver com este exemplo, que a análise de FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 161 APOSTILA MÓDULO - 4 circuitos digitais é muito simples e como dissemos anteriormente, pode ser feita apenas com uma sonda lógica identificada por LED´s. CONTADORES DIGITAIS Outro tipo de circuito lógico muito utilizado são os CONTADORES, pois eles gerarão uma sequência de combinações binárias em ordem crescente (ou decrescente); eles geralmente são implementados a partir de flip-flops tipo T ligados em “série”, numa configuração parecida com o registrador de deslocamento. Estes contadores podem ser vistos na figura 15 como produtos finais. de clock o 4° F/F muda de estado, fazendo com que sua saída forme uma sequência crescente de números binários. Este circuito contador está naturalmente sincronizado com o clock, já que sua contagem é feita diretamente por ele. figura 16b início da contagem Final da contagem (MSB) 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 (LSB) figura 15 Para exemplificar o circuito elétrico, temos na figura 16 um contador de 4 bits que irá contar de 0000 até 1111. Inicialmente, poderemos posicionar as entradas Clear e Preset para introduzirmos um número inicial, caso não quisermos contar a partir de 0000. Depois, à partir dos pulsos de clock, o 1° F/F, que corresponde ao último bit, irá mudar sua saída Q de 0 para 1, e a saída “Q barra” passará de nível 1 para 0, mantendo assim o 2° F/F inalterado. Mas, no próximo pulso de clock a saída do 1° F/F volta para 0 e sua saída “Q barra” passa para nível 1 gerando um pulso na entrada T do 2° F/F, fazendo-o mudar de estado na sua saída (de 0 para 1) e assim sucessivamente, como mostra a figura 16b. Nesta figura, temos as saídas S0, S1, S2 e S3 que corresponderão ao número binário S3 S2 S1 S0 (ordem invertida); podemos ver que a cada 2 pulsos de clock o 2º F/F muda de estado e a cada 4 pulsos de clock o 3° F/F muda e finalmente a cada 8 pulsos Fazendo algumas pequenas alterações no circuito, podemos fazer o contador contar em ordem decrescente (de 1111 a 0000); ou ainda usando algumas portas lógicas, podemos fazer com que ele conte de 1 até 10 (decimal), por exemplo. Os circuitos contadores são muito utilizados nas ULAs (Unidades Lógicas Aritméticas), nos conversores A/D (Analógico/Digital), circuitos com relógio, etc. MULTIPLEXADOR Os MULTIPLEXADORES (MUX) são circuitos digitais de comutação entre dados, poderíamos dizer que é uma chave de múltiplas posições formada a partir de portas lógicas. Vamos supor que temos 2 vias de dados digitais, e temos um circuito que deverá pegar estas informações por partes um pouco de uma via e depois um pouco de outra, com apenas uma entrada; teríamos que ter um circuito intermediário que comutaria as 2 vias de um circuito em uma única via para o outro, através de um comando de seleção (S). Na figura 17, temos um multiplexador de 1 bit com 2 figura 16 SAÍDA PARALELA ENTRADA CLOCK T S0 Q 1º Flip Flop T Pr S1 T Q Cl 2º Flip Flop T Pr Cl S2 Q T Q 3º Flip Flop T Pr S3 Q T Q Cl 4º Flip Flop T Pr Q Q Cl ENTRADAS PARALELAS PARA DETERMINAR O NÚMERO INICIAL DA CONTAGEM 162 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 entradas (A e B) e uma saída comutada através da seleção S. figura 17 +B MUX A A/B B S Neste circuito podemos ver que a entrada de seleção S habilitará apenas uma porta AND por vez, se S = 0 a porta AND de cima receberá o nível 1, já que sua entrada é invertida, habilitando sua saída para a entrada “A”. Enquanto isto, a porta AND de baixo, permanecerá desabilitada com 0 na entrada; quando a seleção S for igual a 1 a porta AND de cima é que permanecerá desabilitada, enquanto a de baixo fica habilitada para a entrada “B”. A porta OR levará para a saída do MUX a entrada correspondente “A” ou “B” habilitada pelas portas AND’s. Podemos então construir TABELA VERDADE uma tabela verdade a partir do funcionamento do m u l t i p l e x a d o r, c o m o S saída mostra a figura 17b. Este 0 A multiplexador irá comutar a saída entre as entradas A 1 B e B de acordo com o comando de 1 bit na figura 17b entrada S. Se precisarmos multiplexar entradas de 2 ou mais bits deveremos associar dois ou mais multiplexadores em paralelo e unificando a seleção S em um único comando; para exemplificar vamos ver o circuito da figura 18 onde temos um multiplexador de 2 bits com 2 entradas (A1 A2 e B1 ELETRÔNICA B2) multiplexadas para uma TABELA VERDADE única saída de 2 bits, de S saídas acordo com a seleção S. Pela figura, podemos ver que 0 A1 A2 são exatamente 2 MUX 1 B1 B2 idênticos ao da figura 17. Neste caso também podemos figura 18b construir uma tabela verdade para representar as saídas paralelas de 2 bits, como na figura 18b. Existem multiplexadores de 4 e 8 entradas sendo estas de 1 a 8 bits cada; para construirmos multiplexadores de 2 ou mais entradas devemos ir associando vários multiplexadores em paralelo (1 para cada 2 entradas), e em seguida devemos multiplexar as saídas pré multiplexadas até restarem apenas 1 saída. Como exemplo temos o circuito da figura 19, onde temos um MUX de 4 entradas de 1 bit multiplexadas numa única saída de 1 bit. figura 19 +B A MUX 4x1 B MUX 1 A/B/C/D C MUX 3 D MUX 2 S1 S2 Podemos ver neste circuito as 4 entradas (A, B, C e D) multiplexadas 2 a 2 (MUX 1 e 2) e suas saídas passarão por outro multiplexador (MUX 3) que irá selecionar entre as 2 primeiras entradas (A ou B) e as 2 últimas entradas (C ou D). TABELA VERDADE O primeiro conjunto de multiplexadores (MUX 1 e 2) S2 S1 saída será comandado por uma única 0 0 A entrada de seleção S1, gerando 0 1 B o 1° bit de comando o último 1 0 C multiplexador será comandado 1 1 D por outra entrada de seleção S2, figura 19b gerando o 2° bit de comando; teremos neste caso uma entrada de seleção de 2 bits (S1 S2) gerando 4 combinações possíveis (00 a 11). Cada uma das combinações estará associada a uma entrada, portanto, para solicitarmos uma das entradas na saída basta endereçarmos corretamente a seleção com os 2 bits correspondentes, como mostra a tabela verdade da figura 47b. Podemos formar vários tipos de multiplexadores, basta associarmos os MUX’s de modo apropriado, sendo que na maioria dos casos já os encontramos dentro de um único circuito integrado. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 163 APOSTILA MÓDULO - 4 DEMULTIPLEXADOR Muitas vezes precisamos fazer a operação inversa do multiplexador, ou seja, temos uma entrada digital e queremos endereçá-la a vários circuitos diferentes de acordo com a necessidade do sinal; estes circuitos são chamados de DEMULTIPLEXADORES (DEMUX), e trabalham de maneira semelhante aos MUX’s funcionando também como chaves múltiplas digitais. Na figura 20 temos um DEMUX de 1 entrada de 1bit com 2 saídas de 1bit cada, implementado a partir de portas AND. Neste circuito, temos uma entrada que pode ser um sinal digital serial (por exemplo); a entrada S irá direcionar a entrada para a correspondente saída. Quando S=0 a porta AND de cima ficará habilitada devido o inversor na entrada endereçando a entrada para a saída de cima; quando S=1porta AND de baixo ficará habilitada, direcionando agora a entrada para a saída de baixo. lógicas na entrada. Na figura 21, temos como exemplo um DEMUX de 4 saídas de 1 bit. Neste DEMUX precisamos também de 2 bits de controle (S1 e S2) para codificar o endereçamento de 4 saídas (00 a 11) para uma única entrada. Já na figura 21b, temos a tabela correspondente ao DEMUX da figura 21. Existem inúmeros circuitos digitais que podem ser implementados a partir de portas lógicas. Nesta aula, tivemos uma noção básica destes circuitos aplicados na eletrônica digital. Todos os outros circuitos podem ser deduzidos a partir dos princípios estudados até aqui. figura 21 +B saída 1 saída 2 +B figura 20 entrada saída 1 saída 3 entrada DEMUX saída 4 saída 2 DEMUX 1x4 S S1 Podemos então formular a tabela da figura 20b, mostrando saídas a codificação do comando S de S 1 2 acordo com as saídas 0 X correspondentes. X 1 Podemos montar um DEMUX de várias saídas com 1 ou mais bits figura 20b cada, bastando para isso associarmos de modo conveniente as portas S2 TABELA VERDADE TABELA VERDADE S1 S2 figura 21b 0 0 1 1 0 1 0 1 1 saídas 2 3 4 X X X X Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-45 à M4-48. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 164 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA DIGITAL - 4 AULA 13 Conversor Digital-Analógico e Analógico-Digital A quantidade de bit´s e a taxa de amostragem Resolução, Aliasing, Dither, Oversampling Comparador Digital (CD4063) - CAF Digital Multiplicadores e Divisores de Frequência Defasador digital de 90º CONVERSOR DIGITAL - ANALÓGICO A eletrônica digital tornou-se a base para um grande avanço tecnológico e de grande ajuda no processamento e transmissão de sinais. O grande problema é que em nosso dia a dia, todos os sentidos humanos e campos eletromagnéticos que nos rodeiam, são analógicos e portanto não podem ser processados corretamente por circuitos digitais. A solução para este problema foi criar circuitos que transformem os sinais analógicos em sinas digitais e também circuitos que transformem os sinais digitais novamente em sinais analógicos, que possam ser “compreendidos” pelos seres humanos ou máquinas de diversos tipos. Vamos começar com os Conversores Digitais-Analógicos (D/A). figura 1 memórias (chamado de registrador paralelo). Esses códigos paralelos (S0, S1, S2 e S3) são transferidos ao conversor DA (Digital-Analógico), que pode ser representando pela montagem M1-3, onde os códigos na entrada do circuito, determinarão que os resistores assumam valores tais que colocarão uma realimentação ao operacional e com isso, será determinada uma tensão de saída, que poderá variar em 16 possibilidades. Após o conversor DA, teremos que ter o filtro final (low-pass-filter) para que as variações entre os 16 patamares de tensão possam ser as mais suaves possíveis. Na figura 3, temos a diagramação em blocos de um circuito conversor digital-analógico. IN IN DAC OUT CONVERSOR Série/Paralelo Registrador de deslocamento OSCILADOR CLOCK A simbologia utilizada para o conversor DAC (Conversor Digital-Analógico), pode ser vista na figura 1, enquanto a simbologia para o conversor ADC (Conversor Analógico-Digital), pode ser vista na figura 2. figura 2 IN ADC OUT Fizemos um estudo anterior onde vimos que os sinais digitais série quando processados, podem ser convertidos em código paralelo. Assim, o primeiro passo será transformar os sinais digitais seriais em códigos binários paralelos (conversor série-paralelo ou registrador de deslocamento); depois devemos criar um segundo clock (clock paralelo) que deverá ser uma divisão do clock serial pelo número de bits do sinal paralelo, visando armazenar o código paralelo em outro conjunto de ELETRÔNICA S0 S0 S1 S1 S2 REGISTRADOR S2 CONVERSOR PARALELO D/A S3 S3 BUFFER OUT figura 3 CONVERSOR SÉRIE-PARALELO: Este 1° bloco representa um circuito conversor de sinais seriais numa saída de dados digitais paralelos (registrador de deslocamento), que foi estudado anteriormente na aula 12. Podemos imaginar que este bloco seja o mesmo circuito da figura 1, aula 12. OSCILADOR CLOCK E DIVISOR: Na figura 3a e 3b (aula 12) tínhamos o circuito de clock formado a partir de um oscilador e posteriormente um circuito de divisão para gerar o clock do sinal paralelo, cuja frequência deve ser um submúltiplo do clock; esta divisão será tantas vezes quanto for o número de bits da saída paralela. REGISTRADOR PARALELO: responsável por ter em sua entrada uma série de variações ou deslocamento de bit´s, cujas variações serão passadas e memorizadas para a saída, até que novo pulso de clock mude a saída. O circuito pode ser visto na figura 47 da aula 11. CONVERSOR A/D: O conversor Digital-Analógico propriamente dito pode ser visto na figura 4, sendo este baseado em tensões discretas geradas a partir FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 165 APOSTILA MÓDULO - 4 de divisores de tensão. Inicialmente os dados binários irão chavear transistores (1 para cada bit) que formarão um divisor resistivo com R15 (R1, R2, R3 e R4); este divisor resistivo irá determinar o ganho do 1° Amplificador, quanto menor o resistor equivalente entre R1 a R4 maior será o ganho do amplificador e consequentemente maior será a tensão de saída (sinal analógico). +B REFORÇADOR BOOSTER SAÍDA ANALÓGICA 2 P1 1 R5 FILTRAGEM R15 FILTRAGEM: ainda na figura 3 (página anterior) teremos um capacitor na saída do circuito que filtrará (LPF) as altas frequências geradas pelo sinal digital, integrando o sinal analógico. Teremos então na saída um sinal analógico cuja amplitude dependerá da codificação binária da entrada digital. Este sinal normalmente é serial, mas os conversores comerciais, geralmente possuem apenas entrada paralela, sendo necessário o circuito conversor série paralelo compatível com o clock serial e com uma saída paralela com o mesmo número de bits da entrada do conversor D/A. Na figura 5, podemos ver o conversor DigitalAnalógico, montado no módulo 1 (M1-3), que mostra de forma muito simples, como dados paralelos, colocados nas chaves (aqui serão níveis de tensão de 12V ou 0V) SW1, SW2, SW3 e SW4, serão combinados de forma a gerar uma tensão DC em 16 níveis diferentes que após deverá ser filtrada. -B CONVERSOR ANALÓGICO - DIGITAL R4 4 A4 2 3 A3 R2 R3 A2 R1 figura 4 1 A1 4,2V ENTRADA PARALELA DIGITAL Na saída do 1° amplificador já teremos um sinal digital convertido em sinal analógico; o potenciômetro P1 ajustará a tensão de referência do amplificador (entrada não-inversora), determinando a tensão de 1/2 Vcc da saída do amplificador (nível DC do sinal analógico). BUFFER: Na figura 3, temos um segundo amplificador, que servirá de reforço para o sinal analógico, dando ganho em corrente e ajustando sua amplitude. 166 Vamos ver como poderemos converter os sinais (tensão) analógicos numa codificação binária digital para ser processado ou transmitido por circuitos digitais. Vamos pegar como exemplo de um sinal analógico, uma senoide como mostra a figura 6. figura 6 1,2V Este sinal analógico pode ter infinitos valores entre o pico máximo e o pico mínimo (amplitude do sinal). O primeiro passo será determinar quantos bits terá nossa saída digital; quanto mais bits maior será a resolução e qualidade do sinal digital. Estes bits gerarão um número de combinações, figura 5 determinando os níveis discretos de tensão; como exemplo vamos fixar a saída digital em 4 bits. Estes 4 bits determinarão uma saída com 16 níveis de tensão. Como no nosso exemplo temos 3 Vpp vamos supor que a amplitude máxima seja 5V e a mínima 0V permitindo sinais de até 5 Vpp. Dividindo 5V em 15 intervalos (16 níveis) teremos 5V/15 = 0,333V por nível, formando os níveis discretos como mostra a figura 7. O próximo passo é determinar a frequência do clock serial que irá determinar a qualidade de preservação do sinal analógico em códigos digitais; quanto maior a frequência mais pontos de amostragem teremos e consequentemente melhor fidelidade do FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 sinal digital comparado com o sinal analógico. figura 7 NÍVEIS ANALÓGICOS QUANTIZADOS 5V DIGITAL 1111 de amostragem) devemos retirar do sinal analógico as amostras analógicas e finalmente quantizarmos o sinal analógico em níveis discretos pré-fixados (16 níveis para 4 bits); transformando o sinal analógico num sinal quantizado, como mostra a figura 10. figura 10 16 NÍVEIS PARA 4 BITS 0011 0010 0001 0000 1V 0,66V 0,33V 0V 1000 0100 1000 1001 0110 1010 0101 0011 0101 1011 SINAL QUANTIZADO PELOS PONTOS 1101 figura 8 SINAL ANALÓGICO COM PONTOS DE AMOSTRAGEM 1010 Por outro lado qual deverá ser a frequência mínima de amostragem (clock) para representarmos um sinal analógico. Podemos voltar ao nosso exemplo da figura 6, e pegarmos uma frequência de amostragem qualquer e olharmos o sinal quantizado a partir desta amostragem, como nos mostra a figura 8. Depois podemos passar os níveis do sinal para o código binário correspondente, através de um arranjo de várias portas lógicas gerando o respectivo código binário para cada nível, gerando um sinal digital de 4 bits paralelos, como mostra o diagrama em blocos da figura 11. PARTE DO SINAL DESCARACTERIZADO Podemos ver que para as baixas frequências o sinal quantizado ainda representa o sinal analógico, mas nas altas frequências o sinal quantizado descaracterizou completamente o sinal analógico. Como o sinal analógico pode ser genericamente representado por um ciclo acendente (semiciclo positivo) e outro decendente (semiciclo negativo) teremos que ter no mínimo dois pontos de amostragem no mesmo ciclo do sinal analógico; como a frequência é dada por ciclos em segundos teremos que ter no mínimo uma frequência de amostragem igual ao dobro da maior frequência do sinal analógico (figura 9). figura 9 SINAL ANALÓGICO COM PONTOS DE AMOSTRAGEM SINAL ANALÓGICO COM PONTOS DE AMOSTRAGEM Existe um teorema matemático que prova que a taxa mínima de amostragem digital para mantermos a representação de um sinal analógico é de 2,3 vezes a maior frequência do sinal amostrado; mas na prática os conversores comerciais utilizam a taxa mínima de apenas 2 vezes. Se nosso exemplo da figura 6 for um sinal de áudio podemos prever que a maior frequência audível para o ser humano é 20kHz portanto neste caso a menor frequência de amostragem deverá ser de 46 kHz (clock mínimo); é claro que se pudermos utilizar um clock com frequências superiores a esta, teremos uma melhoria no sinal nas altas frequências Agora que escolhemos também a frequência do clock (taxa ELETRÔNICA QUANTIZADOR LPF CONVERSOR A/D SAÍDAS DIGITAIS SINAL ANALÓGICO figura 11 OSCILADOR CLOCK Este diagrama representa todo o “tratamento” necessário para transformarmos um sinal analógico em níveis binários digitais. LPF e BUFFER : O LPF serve, como já comentado, para limitar a máxima frequência digitalizada dependendo da frequência de amostragem e normalmente é formado por capacitores e indutores; o BUFFER é o circuito reforçador formado basicamente por transistores amplificadores ou operacionais. CHAVE SAMPLE & HOLD : Esta chave serve para retirar uma amostragem (sample) e fazer a retenção (hold) do mesmo para o circuito de quantização. CIRCUITO QUANTIZADOR : Ele transformará as amostras do sinal analógico em níveis discretos de acordo com a frequência de amostragem e número de bits. CONVERSOR A/D : Este circuito é o que realmente transforma os níveis quantizados numa combinação binária, ele é formado por comparadores de tensão, geralmente implementados com operacionais, e depois sua codificação binária é gerada pela associação de portas lógicas, como ilustra a figura 12. OSCILADOR: Este pode ser gerado a partir de astáveis ou osciladores a cristais subdivididos até gerar a frequência de amostragem e o clock digital (paralelo). Estes tipos de conversores Analógico-digital foram utilizados em quase todos os tipos de aparelhos eletrônicos; mas com a evolução digital/eletrônica foram criados novos tipos de conversores mais eficientes, baseado em contadores e comparadores. Estes novos conversores FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 167 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 12 +B CIRCUITO LÓGICO SAÍDAS DIGITAIS Entrada quantizada estão baseados no diagrama em blocos simplificado da figura 13. figura 13 LPF SAÍDA DIGITAL PARALELA BUFFER SINAL ANALÓGICO CONVERSOR D/A OSCILADOR CLOCK CLOCK DIGITAL Neste diagrama podemos ver o sinal analógico entrando também no circuito através do LPF e logo após um buffer ou reforçador; daí, o sinal analógico vai para um comparador para identificar a combinação binária correspondente ao sinal analógico e mandá-la para o registrador e daí para a saída digital. O circuito contador irá criar as combinações binárias a partir do zero até chegar a todos os bits com nível 1, passando necessariamente pela combinação binária correspondente ao nível analógico. Na saída do contador temos um conversor D/A que passará esta combinação binária em nível analógico, e este será comparado com o nível analógico que está saindo do booster. Caso os níveis sejam diferentes nada ocorrerá e o circuito contador continuará gerando combinações digitais até coincidir com o nível analógico; quando ocorrer esta coincidência o circuito comparador irá resetar o contador e disparar o registrador mandando para a saída do nosso conversor A/D a combinação binária correta. Temos ainda o oscilador que irá determinar a taxa de amostragem deste conversor através do clock do contador e também irá gerar através de subdivisão o clock digital do sinal paralelo. Este conversor aumentará a qualidade do sinal digitalizado e também poderá ser implementado apenas com circuitos digitais diminuindo o uso de componentes analógicos como capacitores, indutores e diodos. Na figura 14 temos um exemplo de um conversor analógico digital baseado neste diagrama em blocos. Neste circuito temos um conversor A/D de 4 bits com uma entrada analógica e uma saída digital paralela (4 bits). Para entender o circuito temos como exemplo uma entrada analógica com 13V de tensão. O circuito contador está funcionando através dos pulsos de clock cuja frequência deverá ser bem maior que a frequência do sinal analógico (mínimo 2,3 vezes); quando a saída do contador chegar a combinação binária 1101, o conversor D/A irá gerar na entrada inversora do operacional uma tensão um pouco maior que 13V, fazendo a saída deste ir para nível baixo, bloqueando os pulsos de clock do contador, mantendo-o na combinação 1101. Ao mesmo tempo através do inversor os F/F’s (registrador) receberão um pulso de clock, mandando esta combinação binária (1101) para a saída do conversor. Na figura 15, temos uma foto de um integrado conversor digital analógico. figura 15 figura 14 CLK CLK (13V) (3V) 168 CK F/F "D" SAÍDAS DIGITAIS 1 (MSB) F/F "D" 1 F/F "D" 0 bit's correspondentes a 13V F/F "D" 1 (LSB) FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 APÊNDICE - CONVERSORES DIGITAIS ANALÓGICOS - CONCEITOS Resolução A resolução do conversor, indica o número de valores discretos capaz de produzir toda a gama de valores analógicos. Os valores são normalmente armazenados eletronicamente de forma binária, portanto, a resolução é normalmente expressa em bits . Em consequência, o número de valores discretos disponíveis, ou "níveis", normalmente é uma potência de dois. Por exemplo, um ADC (Conversor Analógico-digital) com uma resolução de 8 bits pode codificar uma entrada analógica para 256 diferentes níveis, desde 28 = 256. Os valores podem representar a variação de 0 a 255 (ou seja, inteiro sem sinal) ou de -128 a 127 (ou seja, inteiro com negativo e positivo), dependendo da aplicação. Resolução também pode ser definida eletricamente, e expressa em volts . A variação mínima de tensão necessária para garantir uma mudança no nível de código de saída é chamado o LSB (bit menos significativo, uma vez que esta é a tensão representada por uma mudança na LSB). A resolução Q da ADC é igual à variação de tensão LSB. A resolução da tensão de um ADC é igual à sua gama de medição de tensão global, dividido pelo número de intervalos discretos de tensão: Alguns exemplos: Exemplo 1 Esquema de codificação como na figura 1 Escala completa gama de medida = 0 a 10 volts Resolução do ADC é de 12 bits: 2 12 = 4096 níveis de quantização (códigos) ADC resolução da tensão, Q = (10 V - 0 V) / 4096 = 10 V / 4096 ≈ ≈ 0,00244 V 2,44 mV. Exemplo 2 Esquema de codificação como na figura 2 faixa de medição completa = escala de -10 a 10 volts ELETRÔNICA Resolução do ADC é de 14 bits: 2 14 = 16384 níveis de quantização (códigos) ADC resolução tensão é, Q = (10 V - (-10 V)) / 16384 = 20 V / V 16384 ≈ ≈ 0,00122 1,22 mV. Exemplo 3 Esquema de codificação como na figura 3 faixa de medição completa = escala 0 a 7 volts Resolução do ADC é de 3 bits: 2 3 = 8 níveis de quantização (códigos) ADC resolução tensão é, Q = (7 V - 0 V) / 7 = 7 V / 7 = 1 V = 1000 mV Na maioria das ADCs, o código de saída menor ("0" em um sistema sem assinatura) representa uma faixa de tensão que é 0,5 Q , ou seja, metade da resolução da tensão ADC (Q). O maior código representa um intervalo de 1,5 Q como na figura 2 (se isso fosse 0,5 Q , também, o resultado seria como na figura 3). Os outros N - 2 códigos são todos iguais em largura e representa a resolução da tensão ADC ( Q ), calculado acima. Fazendo isso, FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 169 APOSTILA MÓDULO - 4 os centros de código em uma tensão de entrada que representa o M ª divisão da faixa de tensão de entrada. Esta prática é chamada de operação "midtread". A exceção a esta convenção é usada no processador Microchip PIC, onde todos os passos M são de igual largura, como mostrado na figura 1. Esta prática é chamada operação de "Mid-Rise com Offset". Erro de quantização Erro de quantização (ou ruído de quantização) é a diferença entre o sinal original e o sinal digitalizado. Assim, a magnitude do erro de quantização no instante de amostragem é entre zero e metade de um LSB. O erro de quantização ocorre devido à resolução finita da representação digital do sinal, e é uma imperfeição inevitável em todos os tipos de ADCs. Na prática, a resolução útil de um conversor é limitada pela melhor relação sinal/ruído (SNR), que pode ser alcançado por um sinal digitalizado. Não-linearidade Todos os ADCs sofrem de erros de não-linearidade, causados por suas imperfeições físicas, causando em sua saída um desvio na função linear (ou alguma outra função, no caso de um ADC nãolinear, propositalmente) de sua entrada. Às vezes, estes erros podem ser atenuados por calibração, ou evitado através de testes. Parâmetros importantes para a linearidade são “não-linearidade integral” (INL) e “não-linearidade diferencial” (DNL). Estes parâmetros “nãolinearidades” reduzem a gama dinâmica dos sinais que podem ser digitalizados pelo ADC, reduzindo também a resolução efetiva da ADC. tipo de resposta ADCs Lineares A maioria dos ADCs são de um tipo conhecido como lineares. O termo linear implica que na gama de valores de entrada tem uma relação linear com o valor de saída ADCs Não-lineares Se a função densidade de probabilidade de um sinal a ser digitalizado é uniforme, então a relação sinalruído em relação ao ruído de quantização é o melhor possível. Mas, isso não é frequentemente o caso, pois é comum para passar o sinal através da sua função de distribuição cumulativa (CDF), antes da quantização. Isto é bom porque as regiões que são mais importantes sejam quantizadas com uma melhor resolução. No processo de-quantização (retirar a quantização), o CDF inverso é necessário. Este é o mesmo princípio por trás do compressores utilizado em alguns gravadores de fitas magnéticas e outros sistemas de comunicação, e está relacionada com a entropia de maximização. Por exemplo, um sinal de voz tem uma distribuição Laplaciano. Isto significa que a região em torno dos níveis mais baixos, perto de 0, tem mais informação do que as regiões com maior amplitude. Devido a isso, ADCs logarítmicas são muito comuns em sistemas de comunicação de voz para aumentar o alcance dinâmico dos valores representáveis, mantendo a fidelidade granular fina na região de baixa amplitude. Precisão Os ADC´s tem várias fontes de erros. Erro de Quantização (supondo que o dispositivo está destinado a ser linear) e não-linearidade são intrínsecos a qualquer conversão analógica-digital. Há também o chamado erro de abertura que é feito quando um jitter (variação rápida) de clock é mostrada na digitalização de um sinal com variação de tempo (não é um valor constante). Esses erros são medidos em uma unidade chamada LSB, que é uma abreviação de bit menos significativo. No exemplo acima de um conversor de 8bit´s, um erro de um LSB é 1/256 da gama completa de sinal, ou cerca de 0,4%. 170 Erro de abertura Imagine que estamos digitalizando uma onda senoidal x ( t ) = A sin (2ð f 0 t ) . Desde que a amostragem de tempo real de incerteza devido ao clock jitter é Ä t , o erro causado por este fenômeno pode ser estimada como. O erro é zero para a DC, pequeno em baixas frequências, mas significativa quando as frequências altas têm grandes amplitudes. Este efeito pode ser ignorado se for afogada pela erro de quantização . requisitos Jitter pode ser calculado através da seguinte fórmula:, Onde q é um número de bits ADC. ADC- Resolução A tabela da página seguinte, mostra que não vale a pena usar um preciso ADC de 24 bits para gravação de som, se não houver um clock com jitter (tremulação) ultra baixo. Deve-se considerar, tendo em conta este fenômeno antes de escolher um ADC. O jitter de clock é causada por ruído de fase. A resolução de ADCs com uma largura de banda de digitalização entre 1 MHz e 1 GHz é limitada pela instabilidade. Quando a amostragem de sinais de áudio é de 44,1 kHz, o filtro anti-aliasing deve ter eliminado todas as frequências acima de 22kHz. A frequência de entrada (neste caso, 22 kHz), com a frequência de clock do ADC, é o fator determinante no que diz respeito à instabilidade de desempenho. Taxa de amostragem O sinal analógico é constante em um tempo, sendo necessário converter isso em um fluxo de valores FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA digitais. Por conseguinte, é necessário definir a taxa em que novos valores digitais são recolhidos a partir do sinal analógico. A taxa de novos valores é chamada de taxa de amostragem ou frequência de amostragem do conversor. Um sinal de banda limitada, variando continuamente podem ser amostrados (isto é, os valores do sinal em intervalos de tempo T, o tempo de amostragem, são medidos e armazenados) e, em seguida, o sinal original pode ser exatamente reproduzido a partir dos valores discretos no tempo por uma fórmula de interpolação. A precisão é limitada pelo erro de quantização. No entanto, a reprodução fiel só é possível se a taxa de amostragem for superior ao dobro da maior frequência do sinal. Este é basicamente o que se consubstancia no teorema de amostragem de Nyquist-Shannon. Na prática não é possível fazer uma conversão instantânea, sendo o valor de entrada mantido constante durante o tempo que o conversor faz a conversão (chamado de tempo de conversão). Um circuito de entrada chamado de amostragem e retenção executa esta tarefa, na maioria dos casos (como foi visto anteriormente), usando um capacitor para armazenar a tensão analógica na entrada, e um interruptor eletrônico ou porta para desconectar o capacitor de entrada. Muitos circuitos integrados ADC incluem o “sample & hold” (amostragem e retenção) internamente. Aliasing Todo o trabalho por amostragem nas entradas ADCs, são feitos em intervalos distintos de tempo. Sua produção é, portanto, uma visão incompleta do comportamento da entrada. Não há nenhuma maneira de saber, olhando para a saída, que a entrada estava fazendo entre um instante de amostragem e no próximo. Se a entrada é conhecida por estar mudando lentamente em comparação com a taxa de amostragem, então pode-se supor que o valor do sinal entre dois instantes da amostra teve uma variação mínima entre os dois valores amostrados. Se, no entanto, o sinal de entrada está mudando rapidamente em comparação com a taxa de amostragem, então esta premissa não é válida. ELETRÔNICA MÓDULO - 4 Se os valores digitais produzidos pelo ADC são, em alguma fase posterior do sistema, convertido novamente p a r a v a l o r e s analógicos por um conversor digital para analógico ou DAC, é desejável que a saída do DAC ser uma representação fiel do sinal original. Se o sinal de entrada está mudando muito mais rápido que a taxa de amostragem, então este não será o caso, e sinais espúrios chamados “aliasing” serão produzidos na saída do DAC. A frequência do sinal “alias” é a diferença entre a frequência do sinal e a taxa de amostragem. Por exemplo, uma onda senoidal de 2kHz sendo amostrada a 1,5 kHz seria reconstruído como uma onda senoidal 500Hz. Este problema é chamado de aliasing . Para evitar “aliasing”, a entrada de um ADC deve ter um low-pass-filter (filtro passa baixa) para remover frequências acima da metade da taxa de amostragem. Este filtro é chamado de “antialiasing”, e é essencial para a prática do sistema CAD, que é aplicada em sinais analógicos com uma frequência de teor maior. Embora o “aliasing” na maioria dos sistemas é indesejável, deve também ser observado e explorado para fornecer “down-mistura” ou batimento para baixo, de um número limitado de alta frequência na banda do sinal (veja Undersampling e misturador de frequência ). Dither Nos AD conversores, o desempenho geralmente pode ser melhorado através de pontilhamento. Esta é uma pequena quantidade do ruído aleatório (ruído branco), que é adicionado à entrada antes da conversão. Sua amplitude é ajustada para ser o dobro do valor do bit menos significativo. Seu efeito é fazer com que o estado da LSB oscile aleatoriamente entre 0 e 1, na presença de muito baixos níveis na entrada, ao invés de criar um valor digital fixo. Ao invés de simplesmente fazer o sinal cortar completamente a este nível baixo (que só estão sendo quantizados para uma resolução de 1 bit), que estende o alcance efetivo dos sinais que um conversor pode converter, mas à custa de um ligeiro aumento do ruído - efetivamente o erro de quantização é difundida através de uma série de valores de ruído que é muito menos desagradável do que um corte duro. O resultado é uma representação exata do sinal ao longo do tempo. Um filtro adequado na saída do sistema pode, assim, recuperar essa variação de sinal fraco. Um sinal de áudio de nível muito baixo (em relação à profundidade de bits do ADC) da amostra, vai criar FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 171 APOSTILA sons extremamente distorcidos e desagradáveis. Sem hesitar, o baixo nível pode levar o bit menos significativo a "colar" em 0 ou 1. O verdadeiro nível de áudio pode ser calculado pela média das amostras reais quantizados com uma série de outras amostras que são registradas ao longo do tempo. Um processo praticamente idêntico, também chamado de pontilhamento ou dithering , é frequentemente utilizado quando da quantificação de imagens fotográficas a um menor número de bits por pixel da imagem, torna-se mais ruidoso, mas ao olho, parece bem mais realista do que a imagem quantizada, que caso contrário torna-se unido. Este processo análogo pode ajudar a visualizar o efeito de pontilhamento em um sinal de áudio analógico que é convertido em digital. O pontilhamento é usado também em integração de sistemas, tais como medidores de eletricidade. Como os valores são somados, o pontilhamento produz resultados que são mais exatos do que o LSB de digital-para-analógico. Note-se que o pontilhamento pode apenas aumentar a resolução de uma amostragem, não podendo melhorar a linearidade, precisão e, portanto, não necessariamente melhorar. Oversampling Geralmente, para a economia os sinais são amostrados a uma taxa mínima exigida, tendo como resultado ruído de quantização introduzida, que é igual ao ruído branco espalhado por toda a banda passante do conversor. Se um sinal é amostrado a uma taxa muito superior à frequência de Nyquist e depois filtrado digitalmente para limitar a largura de banda do sinal, existem as seguintes vantagens: filtros digitais podem ter propriedades melhores (mais nítida fase de roll-off ) do que os filtros analógicos. De forma mais nítida, o filtro antialiasing pode ser percebido e, em seguida, o sinal de amostra pode ser baixado, dando um resultado melhor. Um ADC de 20 bits pode ser feito para agir como um ADC de 24 bits com 256 × oversampling. A relação sinal-ruído, devido ao ruído de quantização, será maior do que se a banda toda disponível tivesse sido utilizada. Com esta técnica, é possível obter uma resolução efetiva maior do que a fornecida somente pelo conversor. A melhoria da SNR (relação sinal-ruído) é de 3 dB (equivalente a 0,5 bits) por oitava de sobreamostragem (oversampling) que não é suficiente para muitas aplicações. Portanto, oversampling é geralmente associada a modelação do ruído (ver moduladores sigma-delta). Com a modelação do ruído, a melhoria é 6L + 3dB por oitava, onde L é a ordem do filtro de loop usado para a modelação do ruído. Por exemplo - um ciclo de 2 ª ordem filtro irá proporcionar uma melhora de 15 dB / oitava. 172 MÓDULO - 4 Velocidade relativa e precisão A velocidade de um ADC varia com o tipo. O ADC Wilkinson é limitada pela velocidade do clock que é processável pelos atuais circuitos digitais. Atualmente, as frequências até 300 MHz são possíveis. O tempo de conversão é diretamente proporcional ao número de canais. Assim, para um grande número de canais, é possível que a aproximação sucessiva ADC seja mais rápida do que a Wilkinson. No entanto, as etapas mais lentas no Wilkinson são digitais, enquanto as aproximações sucessivas são analógicas. Considerando que o sistema analógico é inerentemente mais lento do que digital, pois aumenta o número de canais, o tempo exigido também aumenta. Flash ADCs são certamente o tipo mais rápido dos três. A conversão é realizada basicamente em uma etapa única paralela. Para uma unidade de 8 bits, a conversão ocorre em algumas dezenas de nanosegundos. Há, como esperado, uma espécie de "trade off" ou “ajuste” entre a velocidade e precisão. Flash ADCs têm desvios e incertezas associados com os níveis de comparação, o que leva à uniformidade pobre na largura do canal. Flash ADCs têm um pobre linearidade resultante. Para aproximação sucessiva dos ADCs, linearidade pobres também é aparente, mas menores do que para flash ADCs. Aqui, a não-linearidade gera acumulação de erros nos processos de subtração. Os ADCs Wilkinson são os melhores dos três. Estes têm melhor nãolinearidade diferencial. Os outros tipos de exigem canal de suavização, para atingir o nível de Wilkinson. O princípio da escala móvel A escala móvel ou método de randomização podem ser empregados para melhorar significativamente a uniformidade da largura do canal e linearidade diferencial de qualquer tipo de ADC, mas, sobretudo flash e ADCs de aproximação sucessiva. Em condições normais, um pulso de uma amplitude particular é sempre convertido para um certo número de canal. O problema reside em que os canais nem sempre são de largura uniforme, e a linearidade diferencial diminui proporcionalmente com a divergência em relação a largura média. O princípio da escala móvel usa um efeito médio para superar este fenômeno. Uma aleatória, mas conhecida tensão é adicionada ao pulso de entrada. É então convertido para o formato digital, e a versão digital equivalente é subtraída, restaurando assim seu valor original. A vantagem é que a conversão ocorreu em um ponto aleatório. A distribuição estatística de um número final de canais é decidida por uma média ponderada sobre uma região da escala da ADC. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 COMPARADOR DIGITAL Um comparador digital ou comparador de magnitude é um dispositivo eletrônico de hardware que tem dois números como entrada no binário, e determina se um número é maior, menor ou igual ao outro número. Comparadores são utilizados em unidades de processamento central (CPU) e microcontroladores. Como exemplos de comparador digital incluem o CMOS 4063 (veremos adiante) e 4585 e o TTL 7485 e 74682-89. O analógico equivalente do comparador digital é o comparador de voltagem . Muitos microcontroladores têm comparadores analógicos em alguns de suas entradas que podem ser lidos (transformar tensão em dados) ou provocar uma interrupção por detecção de falha. Os circuitos comparadores são muito importantes, tanto para a eletrônica digital como para a eletrônica analógica. Na aula 11, deste módulo, estudamos as portas lógicas, e entre elas vimos a porta XNOR (não ou exclusivo) que era a negação da porta ou exclusivo, utilizada na soma binária. Esta porta em particular era conhecida como porta coincidência, já que ela mantinha em sua saída um nível alto (1) quando suas entradas eram iguais. Isto faz desta porta um comparador natural, e por isso foram criados centenas de circuitos comparadores a partir desta porta. Vamos pegar o circuito da figura 15 e analisarmos os sinais que estão entrando e saindo dele. Quando as entradas A e B forem diferentes, as saídas Qa e Qb permanecerão inalteradas, bloqueando os sinais da entrada. Mas quando as entradas A e B forem iguais (11 ou 00), a saída da porta lógica irá para nível alto gerando um pulso de clock nos F/F’s D e consequentemente as saídas Qa e Qb terão o mesmo sinal das entradas A e B respectivamente. Este circuito didático serve para mostrar uma utilidade do circuito comparador digital. seu uso em circuitos analógicos foi muito difundido, levando os comparadores digitais a circuitos analógicos. O COMPARADOR CD4063 Descrição CD4063BMS é um comparador de magnitude de 4 bits projetado para uso na área de informática e lógica que exige a comparação de duas palavras de 4 bits. Este circuito lógico, determina se uma palavra de 4-bit (binário ou BCD) é "inferior", "igual", ou "maior que " uma palavra de 4 bits segundo. A descrição de seus pinos, pode ser vista na figura 16 e descrição de funções na figura 17. O CD4063BMS tem oito entradas de comparação (A3, B3, através A0, B0), três saídas (A <B, A = B, A> B) e três entradas em cascata (A <B, A = B, A> B) que permitem aos projetistas de sistemas ampliar a função do comparador a 8, 12, 16. . . Bits 4N. Quando um CD4063BMS é usado, as entradas são conectadas em cascata como se segue: (A <B = baixo, (A = B) = alta (A)> B) = baixa. Para palavras com mais de 4 bits, os dispositivos figura 16 figura 15 D Q Flip Flop D Qa Q CK A figura 17 B CK D Q Flip Flop D Qb Q Podemos aplicar este mesmo raciocínio e com pequenas alterações criarmos circuitos de segurança em linhas industriais, garantido que só haverá funcionamento de algum equipamento, se os padrões ou sensores estiverem sendo obedecidos. Outro uso muito importante da porta XOR é em circuitos analógicos. Apesar de ser uma porta digital ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 173 APOSTILA MÓDULO - 4 podem ser cascata CD4063BMS, ligando as saídas do comparador menos significativo para as entradas correspondentes em cascata na comparação com o mais significativo (figura 18). Entradas em cascata (A <B, A = B e A> B) estão ligadas a um ponto baixo, um nível elevado, e um nível baixo , respectivamente. Podemos ver todo o diagrama lógico interno do integrado CD4063 na figura 19. Características • Tipo de alta tensão (20V) figura 18 • Expansão para 8, 12, 16. . . 4N Bits por Unidade em Cascata. • Operação de velocidade média - compara duas palavras de 4 bits em 250ns (Typ.) em 10V • 100% testado para o corrente quiescente em 20V • Características simétrica de saída padronizada. • 5V, 10V e 15V Avaliações paramétrico • Entrada máxima de corrente de 1μA em 18V é o alcance máximo do pacote de temperatura; 100nA de 18V e 25ºC • Margem de Ruído (Temperatura Full Package) - 1V em VDD = 5V - 2V na VDD = 10V - 2.5V em VDD = 15V • atende todos os requisitos da Norma JEDEC. Aplicações • Controles para Motor Servo • Processamento de Controladores figura 19 174 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 CAF DIGITAL A primeira aplicação analógica dos comparadores será em circuitos de Controle Automático de Frequência (CAF); estes circuitos tem como função manter a frequência de um oscilador constante de acordo com uma amostra de um oscilador master. Por exemplo, temos um oscilador master a cristal de 2MHz gerando um sinal com frequência e fase bem definida para ser processado pelo circuito1; o circuito 2 deverá ser processado com um oscilador VCO cuja frequência deverá ser metade da frequência do oscilador master, ou seja 1MHz, mas sua fase deverá ser a mesma do oscilador master, já que os sinais processados no circuito 2 serão os mesmos do circuito 1. Para ilustrar o exemplo temos o circuito da figura 20. coincidências da entrada, depois C1 irá integrar estas variações digitais, levando para a saída do CAF uma tensão média analógica, que dependerá diretamente das coincidências entre os sinais da entrada. Vamos pegar nosso exemplo em que na entrada “A” temos uma amostra do ´próprio VCO, mas defasado em 90°; na entrada “B” teremos uma amostra do oscilador master (referência) mas já subdividido, para ficar com a mesma frequência do VCO. Na figura 22, temos as formas de onda nas entradas A e B, na saída da porta lógica (ponto C) e também na saída S do CAF. Neste gráfico temos na entrada B a referência do oscilador master dividida por 2, formando uma onda de 1MHz; ao mesmo tempo temos na entrada A uma amostra do VCO, que está defasada em 90°, caso o VCO tenha a mesma fase do oscilador master a entrada A deverá manter um defasamento constante de 90° em relação a entrada B. figura 22 +5V CIRCUITO 1 SINAL CIRCUITO 2 OSCILADOR VCO DEFASADO 90° A +5V REFERÊNCIA DO OSCILADOR MASTER :2 B VCO 1MHz OSCILADOR MASTER 2MHz +5V C SAÍDA DA PORTA LÓGICA DOBRO DA FREQÜÊNCIA E MESMA FASE CAF figura 20 +2,5V O oscilador master está funcionando livre, gerando um sinal de 2 MHz, cuja fase também é livre de acordo com o oscilador; então o circuito 1 processa os sinais de acordo com o oscilador master. Temos no mesmo aparelho o circuito 2 que processará os mesmos sinais vindos do circuito 1, mas dependerá do oscilador VCO que tem 1MHz (metade do oscilador master). Neste mesmo circuito temos um CAF que irá manter a frequência do VCO em exatamente metade da frequência do oscilador master, através do divisor de frequência; o mesmo CAF manterá a fase do VCO sincronizada com a fase do oscilador master, permitindo ao circuito 2 processar os sinais do circuito 1 sem introduzir erros de processamento por defasagem dos sinais. Neste circuito o CAF será feito por portas digitais, como mostra a figura 21. A C S R1 Oscilador 90° Saída do CAF C1 B Referência CAF figura 21 O circuito do CAF é composto basicamente por uma porta XNOR que irá comparar as entradas A e B, gerando em sua saída níveis digitais de acordo com as ELETRÔNICA S TENSÃO MÉDIA NA SAÍDA DO CAF Na saída da porta lógica teremos a relação de coincidência das duas entradas. Como elas estão defasadas em 90°, a saída permanecerá metade do semiciclo em nível alto (entradas coincidentes) e a outra metade em nível baixo (não coincide); gerando no ponto C uma onda “quadrada” com o dobro da frequência das entradas. Pela figura 22, podemos observar que estando as entradas sincronizadas e em fase, no ponto C teremos uma onda simétrica e realmente retangular. Na saída do CAF teremos um capacitor que irá integrar a onda “quadrada”, gerando uma tensão “contínua média, que estando os osciladores sincronizados será exatamente ½ Vcc da alimentação do CAF, gerando neste caso (+B = 5V) uma tensão média de 2,5V. Esta tensão média de 2,5 V, equivalente a 1/2 Vcc não irá alterar a frequência do VCO, mantendo-o numa frequência constante e sincronizada com o oscilador master. Se o CAF sincroniza o VCO com o oscilador master por que compará-lo a 90° e não a 0° ? Esta resposta pode ser explicada olhando a figura 23, onde temos as duas entradas A e B comparadas uma sobre a outra e a saída correspondente da porta lógica. Supondo as 2 entradas com a mesma fase e frequência, teríamos uma saída sempre com nível alto, fazendo o VCO aumentar sua frequência e não conseguiríamos manter a estabilidade do VCO. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 175 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 23 mesma largura dos pulsos gerando uma tensão de metade do pico entrada B entrada A 1 2 posição muda com a fase de A 1 2 Saída da porta lógica Defasando o VCO em 90° como mostra a figura 23, teremos uma saída que divide os semiciclos em 2 partes; estas 2 partes só serão iguais se a frequência das 2 entradas forem iguais e também se uma das entradas estiver defasada exatamente em 90°. Depois de integrada esta saída gerará uma tensão média que será proporcional ao defasamento das entradas; se o defasamento for exatamente 90° a tensão será igual a metade da tensão de pico (1/2Vcc), criando uma tensão de referência para o VCO manter sua frequência (neste caso 2,5V). Caso o defasamento (ou frequência) se altera a tensão média irá mudar (maior ou menor que 2,5V) fazendo o VCO aumentar ou diminuir sua frequência até voltar a sincronizar com o oscilador de referência. No gráfico da figura 24, temos as formas de onda no CAF quando o VCO está com sua frequência levemente menor que o oscilador de referência. Na entrada B temos a amostra do oscilador master (:2) que permanece inalterada, já que ele tem sua referência a cristal. A entrada A está com a frequência (e fase) menor que a normal (1MHz) aumentando assim seu período; sendo assim a saída da porta lógica não mais vai gerar uma divisão de período simétrica, fazendo o semiciclo positivo maior que o semiciclo negativo. A tensão de saída do CAF será consequentemente maior que 2,5V (em torno de 4V) fazendo o oscilador VCO aumentar sua frequência e assim ajustá-la também em fase com o oscilador m a s t e r. E s t a t e n s ã o d e s a í d a i r á s u b i r momentaneamente até o oscilador voltar a frequência normal e depois lentamente volta a tensão normal de referência (2,5V). figura 24 A B C Oscilador VCO com freqüência um pouco menor que oscilador master Tensão subiu, VCO aumenta freqüência para sincronizar com oscilador master S Outro caso possível é quando o VCO tem sua frequência aumentada, causando uma diferença na comparação do CAF, como é mostrado nos diagramas da figura 25. Novamente a entrada B permanece com 1MHz e em 176 fase com o oscilador master; já a entrada A agora está com uma frequência maior defasando o sinal em relação a B menos que 90°, diminuindo seu período. Isso fará com que a saída da porta lógica aumente o tempo de permanência em 0 volt fazendo a tensão de saída do CAF cair para cerca de 1 volt. Neste caso o CAF irá forçar o VCO a diminuir sua frequência para se ajustar a fase e frequência da referência vinda do oscilador master pela entrada B. figura 25 A B Oscilador VCO com freqüência um pouco maior que oscilador master C Tensão caiu, VCO diminui freqüência para sincronizar com oscilador master S Com estes exemplos podemos concluir que o CAF digital irá funcionar muito bem para sincronizar um VCO de acordo com a amostra de um oscilador de referência. Esta amostra deverá ter a mesma frequência desejada do VCO, e por sua vez a amostra do VCO deverá adentrar ao CAF defasada em 90° para gerar uma tensão de referência média que controlará o VCO; esta tensão de referência manterá o VCO a uma frequência “quase” constante aumentando e diminuindo “levemente” a frequência do VCO de acordo com suas entradas, para manter o sincronismo entre as entradas. O CAF é um circuito de realimentação negativa e serve como o próprio nome diz para controlar automaticamente a frequência de um “oscilador”, geralmente um VCO ou VXO. Estes circuitos são largamente usados em aparelhos de recepção de sinais modulados, como: Rádio, Televisão, etc. MULTIPLICADORES E DIVISORES DE FREQUÊNCIA É muito comum na eletrônica termos osciladores para o correto funcionamento dos circuitos, só que muitas vezes precisamos de várias frequências diferentes, e não será muito lógico construirmos um oscilador para cada frequência diferente necessária para um mesmo circuito. Isso nos levou a construir circuitos auxiliares que possam multiplicar ou dividir as frequências dos osciladores, tornando possível com apenas um oscilador (master) gerar dezenas de sinais com frequências múltiplas ou submúltiplas. Primeiro vamos ver como podemos multiplicar a frequência de um oscilador. No módulo 3, no capítulo FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 de osciladores, nós estudamos alguns multiplicadores de frequência analógicos baseados em amplificadores classe C sintonizados na frequência múltipla. Agora pudemos ver que a porta XNOR também pode multiplicar digitalmente uma frequência, como na a figura 26. figura 26a A IN S B OUT os F/F tipo T, que naturalmente estaremos dividindo a frequência da entrada, como mostra a figura 27. Na figura 27a temos o circuito divisor formado pelo F/F, onde o sinal a ser dividido está na entrada “T”, e na saída Q teremos o sinal com uma frequência dividida por 2; na figura 27b temos os diagramas das formas de onda, a entrada (A) irá mudar a saída Q (ponto S) a cada subida de rampa, funcionando como um clock para o F/F, assim teremos na saída um sinal com metade da frequência da entrada. figura 28 DIVISOR POR 10 MULTIPLICADOR X2 IN figura 26b OUT CONTADOR BINÁRIO A 1 FORMAS DE ONDA 2 3 DIVISOR POR 2 4 CONTADOR DE 1 A 5 B S Nela podemos ver na figura 26a a porta XNOR configurada junto com um defasador de 90° para funcionar como um dobrador de frequência; portanto na sua saída S teremos um sinal cuja frequência será o dobro do sinal que entra no ponto A, mas mantendo a mesma fase. como mostra as formas de onda do diagrama da figura 26b. figura 27a S IN A Q T OUT Flip Flop T Q DIVISOR POR 2 figura 27b S FORMAS DE ONDA A Neste caso é muito comum associarmos em “série” vários F/F’s para dividirmos por 2, 4, 8, etc. Mas resta ainda a divisão por número de vezes diferente das potências de 2; já que se associando os F/F’s não conseguiremos dividir por 3 ou por 6, somente por potências de 2. Para resolver este problema foram criados os divisores baseados em contadores digitais; estes divisores irão funcionar através da entrada de clock do contador digital e sua saída será baseada na associação de portas lógicas ligadas nas saídas do contador. Para exemplificar estes divisores vamos pegar um divisor por 10, como mostra a figura 28. Nela temos um contador binário de 4 bits, que normalmente conta de 0 (0000) até 15 (1111) e depois retorna ao 0 e recomeça a contagem, de acordo com os pulsos de clock na sua entrada. Como queremos um sinal com frequência 10 vezes menor, seu período deverá ser 10 vezes maior, 5 vezes em nível baixo e 5 vezes em nível alto. Vamos então dividir este circuito em duas partes: a primeira dividirá em 5 e a segunda em 2 criando o semiciclo positivo e negativo. figura 29 SINAL DE SAÍDA Associando em “série” várias portas XNOR podemos fazer multiplicadores por 2, 4, 8, etc.; apesar que não é comum multiplicarmos sinais além de 4 vezes, devido aos erros introduzidos nestes processos; o mais comum é termos um oscilador com frequência bem alta e depois irmos dividindo esta frequência até chegarmos as frequências necessárias, este processo diminui os erros e por isso é mais usado. Para criarmos divisores de frequência podemos usar ELETRÔNICA SINAL DE ENTRADA 0 1 2 3 4 5/0 1 2 3 4 5/0 1 A primeira parte será formada pelo contador (1 até 5); para fazermos a contagem até 5 (0101) devemos introduzir no circuito uma porta lógica que “reseta” o contador ao atingir “0101”. Para isso não será FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 177 APOSTILA necessário associarmos todos os bits da saída, apenas aqueles que mudaram para 1 (1° bit e 3° bit), como mostra a figura 28. Esta porta lógica irá gerar um pulso de reset fazendo o contador pular de 5 (0101) para 0 (0000) contando até 5. Este mesmo pulso de reset irá disparar o flip-flop tipo T fazendo uma segunda divisão, agora por 2; esta segunda parte é importante para garantir a simetria do sinal de saída (semiciclo positivo igual ao semiciclo negativo). As formas de onda da entrada e de saída do divisor estão na figura 29. Pelo gráfico podemos ver que após 5 ciclos o F/F é disparado, mudando o nível de saída do divisor, gerando uma divisão total por 10. Associando-se corretamente os contadores com as portas lógicas e F/F’s poderemos construir divisores de qualquer valor. MÓDULO - 4 servirá para uma série de aplicações. Caso necessitemos da mesma frequência (500Hz), mas defasada em 90° poderemos jogar a forma de onda (B) em uma malha defasadora (RC) ou ainda aplicá-la a uma porta OU EXCLUSIVO. A maneira mais simples de conseguir este defasamento será aplicar a frequência de 1kHz e sua divisão (500Hz) às entradas da porta XOR. A resultante na saída desta porta será igual à frequência menor mas com defasamento (atraso) de 90° (figura 30). DEFASADOR DE 90° IN REFERÊNCIA S A OUT B DEFASADOR DIGITAL DE 90° Há alguns anos atrás, quando se falava em circuito defasador logo se pensava em capacitores, bobinas, resistores. Quando se queria atrasar alguma frequência em 90°, deveríamos utilizar no mínimo um resistor em série e um capacitor em paralelo com a fonte do sinal. Apesar da leve distorção introduzida, conseguíamos fazer o defasamento em 90°. Como já vimos em diversos circuitos anteriores, a defasagem de 90° será fundamental quando quisermos comparar dois sinais e deles gerar uma tensão de correção. Quando o circuito não possuir controle de fase ou posicionamento, o defasamento de 90° será obtido naturalmente na comparação de duas frequências iguais. Mas nos circuitos com correção de fase haverá a necessidade do defasamento de 90° em um dos sinais utilizados na comparação. Novamente, a porta OU EXCLUSIVO fará este defasamento sem a necessidade de circuitos “reativos” (indutores e capacitores). Na figura 29, temos a porta OU EXCLUSIVO (XOR) onde entra a forma de onda (A) que é uma onda quadrada de 1 kHz. Esta forma de onda também entrará no Flip-Flop que mudará de estado somente quando o sinal de entrada tiver uma rampa acendente como mostrado na figura 30. Na saída deste Flip-Flop teremos a divisão da frequência de entrada, ou seja, 500Hz. Este sinal de 500Hz passará a ser nossa referência (zero grau) e A FORMAS DE ONDA B S figura 30 Com isto teremos um sinal na saída da porta XOR a mesma frequência da entrada (frequência menor), mas com diferença de fase de 90°. Se utilizarmos a porta XNOR (NÃO OU EXCLUSIVO) continuaremos tendo um defasamento de 90° na resultante, mas neste caso adiantada (defasamento de 270°). Estes defasadores digitais, bem como os divisores e multiplicadores digitais são largamente utilizados em todos os aparelhos eletrônicos, sejam eles digitais ou analógicos. Devido a estes novos circuitos digitais foi possível integrar em um único CI circuitos imensos e deixarmos de utilizar as bobinas externas que necessitam de ajustes e causam grande dificuldade para os técnicos de manutenção. Estas evoluções criaram os circuitos automáticos com realimentação negativa, se auto ajustando e não sendo mais necessário um enorme número de trimpot's de ajustes. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-49 à M4-52. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 178 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA DIGITAL - 5 AULA 14 ANÁLISE DO KIT M4-02 RELÓGIO DIGITAL Diagramação em blocos com interligações Análise detalhada dos integrados: CD4040 CD4029 - CD4053 - CD4511 - CD4011 - 4077 Análise complementar do diagrama elétrico completo - com alarme e chaveamento Introdução Encerramos na aula anterior, os dispositivos utilizados em eletrônica digital, crendo que o aluno conseguiu desenvolver habilidades específicas na área de técnicas digitais, com portas lógicas, multivibradores, registradores de deslocamento e paralelo, multiplexadores, demultiplexadores, conversores digitalanalógico e analógico-digital. Fica claro que os exercícios nos blocos puderam levantar uma série de dúvidas que foram sanadas durante as quatro aulas de técnicas digitais. Nesta quinta aula, fechamos o assunto com a explanação detalhada do contador e relógio digital, onde primeiramente, veremos seu diagrama simplificado, passando pelos detalhes de cada um dos integrados utilizados e após a explanação detalhada utilizando o esquema elétrico completo. Como é uma montagem altamente complexa e delicada, a possibilidade de não funcionamento, seja por soldas frias ou componentes posicionados erradamente, possibilitarão ao aluno adentrar o mundo da análise de defeitos em áreas digitais. Caso funcione perfeitamente, os blocos da sequência, exigirão análise prática do circuito e medição de tensões, para uma série de respostas. A DIAGRAMAÇÃO RESUMIDA DO CONTADOR Podemos ver na página seguinte (figura 1), o diagrama de ligações elétricas simplificadas, permitindo ao aluno uma melhor assimilação do funcionamento do circuito. TRANSFORMADOR – RETIFICADOR E FILTRAGEM: Vemos que o equipamento deve trabalhar ligado à rede elétrica, necessitando portanto de um transformador de 9V+9V de secundário, gerando uma tensão contínua de cerca de +10 à 11Vdc. Antes da retificação e filtragem, uma amostra da variação senoidal do secundário do transformador (60Hz) será utilizado para a gerara a onda quadrada de clock inicial para funcionamento do relógio. Vejam que a rede elétrica possui uma precisão em frequência muito boa, o que pode ser constatado pelos antigos rádio relógios, que mantinham uma precisão no horário por meses. Deste bloco inicial, temos a geração da tensão de alimentação para todo o circuito de +5V, feito através de um integrado regulador U26. Podemos ver também a saída do sinal senoidal que segue para os circuitos digitais. CIRCUITO GERADOR DE CLOCK PRINCIPAL: apesar de utilizarmos a rede elétrica como referência para nosso relógio, podemos dizer que sua contagem é alterada (número do dígito) em um por ELETRÔNICA minuto. Assim, se dividirmos os 60Hz por 1/60, teremos o valor da divisão total em 3600, ou seja, a frequência da rede deve ser dividida por este valor até que a variação ocorra exatamente em uma por minuto. Assim, o sinal senoidal é transformado em uma onda quadrada pelo integrado U27A e após pela amplificação (inversão) do transistor Q12, entrando no integrado U28, que possui várias saídas com várias divisões (detalhes do integrado mais adiante). A combinação das saídas resultará em um valor de 3600 divisões (poderíamos ter mais), que é levada como CLOCK ao integrado U14. Ao mesmo tempo esta variação passa por uma malha de atraso e também entra no Master Reset do integrado U28, que começa novamente seu trabalho de contagem. A frequência de referência será de 0,01666Hz ou seja, haverá uma variação precisa de uma por minuto. DECODIFICADOR BCD – REGISTRADOR PARALELO: quando ligamos o circuito, as 4 saídas do registrador paralelo U14 estarão com níveis de saída em 0V (0 ou nível L). À medida que o clock (0,0166Hz), vai variando na entrada de CLOCK, haverá a mudança do pino LSB (bit menos significativo) para nível alto ou “1”. Assim, teremos o código na saída de 0001. Veja que o esquema está mostrando apenas uma dessas saídas, que vai a um chaveamento até chegar ao decodificador de 7 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 179 180 U27A Q12 amostra de 60Hz quadrada U28 U24D Q14 Q13 U19A FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL TRANSFORMADOR RETIFICADOR E FILTRAGEM integrado U26 +5V CIRCUITO DE ALARME COM RELÉ Q5, Q6, Q7... U25A DEMAIS ENTRADAS DOS CIRCUITOS COINCIDÊNCIA transistor Q1 U24D U19B U19C U19D OS CIRCUITOS ABAIXO DETECTAM A COINCIDÊNCIA ENTRE OS DADOS PRESENTES NO RELÓGIO E OS DADOS MEMORIZADOS NO ALARME CLOCK GERAL DO RELÓGIO 1/60s MALHA DE Q15 ATRASO MR U27B U27C amostra de 60Hz - senoidal CLK DIVISOR DE FREQUÊNCIA O divisor deverá dividir a frequência da rede por 3600 para ter um clock que mude a cada minuto transistores integrado U26 Q8 à Q11 U18 U16 U15 CARGA A ACIONAR LÂMPADA, SIRENE OU OUTRO DISPOSITIVO CLK REGISTRADOR PARALELO U17 REGISTRADOR PARALELO REGISTRADOR PARALELO REGISTRADOR PARALELO CLK REGISTRADOR PARALELO C0 CLK REGISTRADOR PARALELO CLK REGISTRADOR PARALELO C0 CLK REGISTRADOR PARALELO U14 U13 U12 U11 SW6 chave hora alarme chaveamentos chaveamentos chaveamentos chaveamentos DECODIFICADOR 7 SEGMENTOS U4 DECODIFICADOR 7 SEGMENTOS U3 DECODIFICADOR 7 SEGMENTOS U2 DECODIFICADOR 7 SEGMENTOS U1 catodo catodo catodo display 4 catodo catodo display 3 catodo display 2 catodo catodo display 1 APOSTILA MÓDULO - 4 ELETRÔNICA APOSTILA segmentos. A medida que o CLOCK apresenta uma rampa acendente, as saídas do integrado U14, que inicialmente eram de “0000”, tornam-se agora “0001” e após novo pulso de clock “0010” e assim por diante até chegar ao número “1001” que representará o número “9” decimal. No próximo CLOCK, através da saída “C0” haverá o envio de um clock para o outro integrado U13, que muda suas saídas de “0000” (decimal 0) para “0001” (decimal 1). É claro que nesta mudança do integrado U13, o integrado U14 volta ao código inicial “0000”. Com a variação do CLOCK que continua entrando no U14, novamente haverá a variação do código de saída de “0000” à “1001” (contagem de 0 à 9 em decimal) até que o próximo código gera a volta à “0000” na saída de U14 e agora a alteração para o código “0010 (equivalente ao decimal 2). Assim, o integrado U14 é o responsável pela casa da unidade enquanto que o integrado U13 é o responsável pela cada das dezenas. Aqui temos um problema a enfrentar, pois o integrado U13 não poderá contar de 0 à 9 ou “0000” à “ 1001” para poder enviar CLOCK ao integrado seguinte (U12), pois ele está habilitado a trabalhar com minutos, podendo chegar no máximo até 60 minutos, para que a casa da dezena e unidade sejam zeradas. Assim, as saídas do integrado U13, deverão ser monitoradas para detectar o número 6 enviando os níveis altos para zerar o integrado U13. Considerando que o número decimal 6, corresponde ao binário “0110”, deveremos pegar os pinos para levar a um circuito de coincidência que se incumbirá de gerar o CLOCK para o integrado U12. Para o circuito detector de coincidência, utilizaremos o integrado U26 e um dos transistores inversores (Q8 à Q11). Podemos afirmar que o integrado U12 será o responsável pela representação da unidade das horas, ou seja, de 0 à 9. Isto significa que o integrado poderá trabalhar com seu ciclo completo, ou seja, variação de “0000” à “1001”, enviando um CLOCK para o integrado seguinte U11, através de sua saída “C0”. DECODIFICADOR DE 7 SEGMENTOS: podemos ver que os códigos gerados pelos integrados U11 e U14, passarão por integrados chaveadores (no resumo são chaves normais) chegando até os integrados U1 ao U4. Estes integrados interpretarão este código binário, transformando-os em códigos para acionar os displays de 7 segmentos. Como exemplo, podemos dizer que o código “0000”, deverá excitar os segmentos “a-b-c-d-e-f”. Já o código “0001”, deverá excitar os segmentos “b-c”, e assim por diante. CONTAGEM DE 24 HORAS OU 12 HORAS AM/PM: em muitos países a contagem de horas é feita em 24 horas em uma sequência, antes de zerar. Em outros, a contagem muda no meio dia ou 12:00 onde uma indicação no relógio nos diz se é AM (Ante Meridiem ELETRÔNICA MÓDULO - 4 ou antes do meio-dia) e PM (Post Meridiem ou após o meio-dia). Quando se faz a opção por AM/PM a contagem é feita até 12 e isso significa que o integrado U12 deverá enviar um CLOCK via “C0” para o integrado U11, quando mudar de 9 para zero. Quando mudar para zero, vai ainda mudar para 1 (decimal) e na próxima mudança para 2, deverá zerar todos os dígitos de todos os integrados. Caso a opção seja contagem em 24 horas, deverá haver uma conexão no número decimal 4 (0100), no integrado U12 que na coincidência com o número decimal “3 (0011)” do integrado U11, criará o zeramento de todos os números. AJUSTE DE MINUTOS E HORA NO MODO RÁPIDO: Sabemos que o CLOCK de 0,01666Hz, que entra no integrado U14, faz a alteração dos minutos de minuto em minuto. Caso queiramos mudar tanto os minutos como as horas de forma rápida, deveremos pressionar as chaves de “minutos” ou “horas”. Caso pressionamento das chaves haverá a mudança respectiva de minuto em minuto ou de hora em hora. Veremos detalhes disso na análise do esquema principal. AJUSTE DA HORA DO ALARME: os registradores paralelos U15 à U18, são responsáveis por memorizar a hora do alarme. Estes circuitos não recebem CLOCK da rede e somente mudarão seus códigos de saída, quando é pressionada a chave SW6 (hora/alarme) juntamente com a chave minuto ou hora, sendo que estas chaves acabam levando pulsos de clock ao integrado U18 (minuto) ou ao integrado U16 (hora). Podemos destacar aqui que o integrado U18, de acordo com o CLOCK manual, gerará o código “0000” ao “1001”, gerando o clock para o integrado seguinte U17, que variará do decimal 0 ao 6, ou seja, do código binário “0000” ao “0101”. Quanto aos integrados U16 e U15, entrará o CLOCK baseado na chave de “hora” que alterará o código de “0000” à “1011”. As contagens destes integrados, deverão seguir a mesma lógica feita para U11 e U12. CÓDIGO COINCIDÊNCIA: Podemos dizer que após armazenado um determinado horário nos integrados U15 à U18, eles permanecerão assim, sendo os códigos levados à portas XNOR (mostramos um resumo de U19A à U19B). Estes códigos também serão levados aos integrados chaveadores para que em caso de pressionar a chave SW6 (hora-alarme) a informação do ajuste memorizado nos integrados apareça no display. Estas mesmas portas XNOR, também receberão os códigos equivalentes dos integrados U11 à U14; quando houver a coincidência de dados na comparação dos integrados U14 e U18, U17 e U13, U16 e U12 e U15 e U11, haverá o acionamento do circuito de alarme, que ligará um relé, propiciando a ligação de uma carga, que pode ser uma lâmpada, sirene ou qualquer dispositivo que seja ligado à rede elétrica. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 181 APOSTILA MÓDULO - 4 ANÁLISE DOS INTEGRADOS UTILIZADOS NA MONTAGEM DO RELÓGIO Descrição do CD4040 O CD4020BM/CD4020BC, CD4060BM/CD4060BC possui 12 estágios de contadores binários, permitindo realizar uma contagem até 8190 (utilizando todas as suas saídas). Um detalhe importante é que ele realiza a contagem quando o clock apresentar rampa negativa. Na figura 2, podemos ver a diagramação básica da divisão realizada por este contador, sendo que a saída Q1, pode contar até 2; a saída Q2 até 4 e assim por diante, resultando na última saída, Q12 uma contagem de até 4096. Quando levamos as saídas à portas AND (E), somente quando todas estiverem em nível alto é que ocorrerá o acionamento de uma determinada carga ou clock geral. Há de se destacar que apesar da contagem ser feita até o máximo que está figura 2 indicado em cada pino, o pino começará a contagem em nível baixo e no meio da contagem passará para o nível alto. Assim, quando a contagem é concluída, passa novamente para nível baixo. Como exemplo no circuito de nosso relógio, temos que dividir o clock de entrada por 3600 para que haja uma mudança a cada minuto e para isso valor utilizar a saída com divisão maior do que necessitamos que é o pino 1 (que divide por 4096); como a variação para nível alto no pino se dará quando a contagem estiver em 2048, utilizaremos esta e outros pinos para chegar em 3600. Notem que a contagem total do pino 15 é de 2048, mas este pino vai para nível alto na contagem de 1024. Assim, somando 2048 da contagem do pino 1 (metade), mais 1024 da contagem do pino 15 (metade), teremos que utilizar o pino 14 que contará até 512 (metade), resultando em uma somatória de 3584, faltando somente 16 divisões para chegarmos ao valor de 3600 divisões. Assim, escolhemos o pino 3 que fará a divisão por 32, mas irá para nível alto quando contar até 16. Assim, uma divisão de 3600 utilizará os níveis altos combinados dos pinos 1, 15, 14 e 3 deste integrado. Na figura 3, temos a diagramação interna do integrado CD4040, onde vemos os diversos FlipFlop´s de onde conseguimos as divisões. Ainda figura 3 figura 4 182 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 5 temos outro integrado divisor com a codificação CD4020, que permite contar até 16.384, mas sem a contagem por 4 e 8 (figura 4). Ainda outro integrado com a mesma contagem de 16.384, mas com divisões diferentes nos pinos de saída (figura 5). De acordo com a quantidade de divisões poderá ser escolhido o CD4040, CD4020 ou CD4060. Temos na figura 6 todas as formas de onda, com respectivas divisões do integrado. Na figura 7, temos um projeto utilizando CD4063, CD4040, CD4001, CD4069 e CD40110 sendo o valor decimal das oito linhas de entrada é apresentado em três displays de sete segmentos. Apesar dos chips existirem para desempenhar essa função para exposições individuais, nenhum inclui a possibilidade de apresentar números maiores que 9. Ele opera utilizando dois contadores sincronizados, que geram uma saída binária de 8 bits, e uma segunda que leva ao circuito do display. A tela é atualizada somente quando o contador binário está no mesmo valor da entrada, sendo que o display mostrará o valor decimal da entrada. IC4 é o contador binário, IC6 ao IC8 os acionadores dos displays. IC5a e IC5b formam oum multivibrador astável. Os integrados IC1 e IC2 são comparadores de 4 bits, agrupados para formar um comparador de 8 bits. Resistores R1 a R8 abaixam a impedância de entrada dos integrados IC1 e IC2 evitando entrada de ruídos. Quando as entradas de comparação são iguais, o pino 6 do IC2 vai a nível alto, provocando funcionamento do monoestável (IC3ab), que gera um pulso rápido. Isso bloqueia o valor dos contadores de exibição (IC6 a IC8) para a exibição. Quando o IC4 chega ao valor de 256, a ligação entre os pinos 11 e 12 faz o resetamento geral dele e também dos displays. figura 6 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 183 APOSTILA MÓDULO - 4 Descrição do CD2029 figura 10 BUFFERED OUTPUTS O CD4029BC - CD4029BM é um contador presettable UP/DOWN (conta para cima ou para baixo) tanto no modo binário como em decimal, dependendo do nível de tensão aplicada na entrada década/binário. Assim, de acordo com figura 7 a entrada de CLOCK, PRESET será formado um ENABLE código binário, variando de “0000” à “1001”, referente ao decimal “0” à “9”. Quando a entrada década/binário está BINARY em nível lógico ''1'' o DECADE contador conta em binário, caso contrário figura 8 ele conta em decimal. Podemos colocar as entradas “J” ou jam em níveis lógicos “1” ou “0”, sendo que ao resetar ou iniciar o trabalho, o contador apresentará em suas saídas os níveis apresentados nas entradas “J”. Ele também poderá contar para cima ou para baixo, de acordo com a tensão colocada em seu pino 10 (em nível alto, contará para cima e nível baixo, contará para baixo). Na figura 7, temos a indicação da pinagem utilizada pelo integrado. Na figura 8, o diagrama de funções, com as entradas e saídas. Na figura 9, o diagrama elétrico interno do integrado, com a tabela de algumas funções. Na figura 10, vemos como é possível a interligação em cascata e finalmente na figura 11, as formas de ondas detalhadas presentes nos pinos. figura 9 184 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 11 Descrição CD4053 (axexo CD4051/CD4052) Os multiplexadores CD4051BC, CD4052BC e CD4053BC além de funcionar com sinais digitais, podem também trabalhar com sinais analógicos. Podem ser controlados digitalmente ou por interruptores analógicos, sendo que apresentam correntes de fuga muito baixas. Controlam sinais analógicos até 15Vpp e sinais digitais com amplitudes de 3-15V. Como exemplo, se VDD = 5V, CD4051BC é um multiplexador de 8 canais individuais com três entradas de controle por código figura 13 figura 12 figura 14 VSS = 0V e VEE =-5V, os sinais analógicos poderão variar de -5V a +5 V, já os sinais digitais poderão variar de 0 à 5V. Os circuitos multiplexadores dissipam muito baixa potência. Quando uma lógica "1" está presente no terminal de entrada de inibir todos os canais estão "OFF". ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 185 APOSTILA binário A, B e C, e uma inibição de entrada (1 pólo para 8 entradas). A combinação binária, ligará um dos 8 canais de entrada à saída comum que está localizada no pino 3. CD4052BC é um multiplexador diferencial de 4 canais com duas entradas de controle digital, A e B, e uma inibição de entrada (2 polós para 4 entradas). Os códigos de entrada controlarão simultaneamente o posicionamento para os dois pólos. CD4053BC são 3 multiplexadores de 2 entradas para uma saída comum com entradas de controle digital, A, B e C (controle separado), e uma inibição entrada (3 pólos para 2 entradas). Nas figuras 15, 16 e 17, podemos ver a diagramação dos pinos dos integrados CD4051, CD4052 e CD4053 (este último utilizado em nosso relógio digital). MÓDULO - 4 figura 15 figura 16 Descrição CD4511 O BCD CD4511BM/CD4511BC com decodificador e driver de 7segmentos é construído com transistores complementares MOS (CMOS) e dispositivos do tipo bipolar NPN-out colocados em uma única estrutura monolítica. O pino LT (lamp test) liga todos os segmentos para testar o display. O pino BL (blanking) permite que figura 17 a intensidade do brilho do display seja alterada conforme polarização deste pino. LE armazena a informação e congela a indicação do display. Tensão de alimentação mínima = 6V Tensão alimentação máx. = 15V Corrente Máx. por saída = 15mA Máxima velocidade de operação = 5MHz A figura 18, mostra a disposição dos pinos do integrado e uma tabela verdade das funções do integrado. Nas figuras 19, podemos ver as várias interligações possíveis do integrado à vários tipos de displays e na figura 20, uma simplificação da interligação do integrado a um display básico. 186 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 18 figura 20 figura 19 DIAGRAMAÇÃO COMPLETA DO RELÓGIO DIGITAL Vamos a partir de agora, estudar outros detalhes do esquema completo do relógio digital. Acompanhe as explanações à seguir pelo esquema elétrico completo. FONTE DE ALIMENTAÇÃO: podemos ver no canto baixo esquerdo do esquema, que o relógio será ligado à rede elétrica de 110Vac ou 220Vac (não esquecer de mudar a ligação do primário do transformador). O transformador ELETRÔNICA utilizado é de 9Vac e após a retificação e filtragem, teremos uma tensão de cerca de +10Vdc que irá até o pino Vi do integrado U29, que é um regulador de tensão. Sua saída é de +5V (LM7805), mas como há o diodo D7 e seu pino 2 (terra), sua saída sobe 0,6V ficando com +5,6V. Podemos ver pouco mais à direita, que existe uma bateria com tensão de +6V, que somente atuará quando faltar energia da rede elétrica. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 187 APOSTILA CLOCK PRINCIPAL DA REDE: Ainda ligado ao transformador, temos o resistor R30, que pegará uma amostra da variação do transformador (cerca de 10Vpp) até a entrada do integrado U27A, que transformará as variações em uma onda quadrada em sua saída. Essa variação ainda passará de base para coletor de Q12 até chegar à entrada de CLOCK do integrado U28. Como dissemos anteriormente, este integrado fará a divisão da frequência de 60Hz para exatos 0,0166666Hz (divisão por 3600 vezes), para que haja a mudança do número do display a cada minuto. Para conseguir entender como é feita esta divisão veja a explanação detalhada na descrição do integrado CD4040. Note que durante a contagem (antes de chegar em 3600), o transistor Q15 ficará saturado. No instante que chegar à contagem exata de 3600, haverá dois níveis altos na entrada do U27D sendo que sua saída irá para nível baixo, levando ao corte o transistor Q15. Quando isso é feito, a elevação do pino 11 do IC U28, zerará todas as saídas e a contagem reiniciará. Sendo assim, novamente Q15 saturará, de uma forma muito rápida, quase imperceptível se for observado pelo osciloscópio e imperceptível pelo multímetro. A malha de atraso, formada por R43 e C14, permite alargar um pouco mais o pulso positivo que ocorre no coletor de Q15, caso contrário, o pulso positivo no pino 11 (MR) do IC U28, poderia zerar as tensões de saída antes que o pulso positivo do coletor de Q15 conseguisse excitar a entrada de CLOCK, pino 15 do IC U14. Toda a sequência de acionamento do U14 e demais integrados decodificadores BCD, já foi explanada no diagrama resumido e também alguns detalhes específicos do integrado CD 4029. CHAVEAMENTO PARA HORA-ALARME: Podemos observar que existe a chave SW6, posicionada logo acima do circuito de alarme, que tem como função, quando pressionada, levar um nível positivo para todos os comandos A, B e C dos integrados U5 ao U10. Estes integrados possuem pinos X (pino 14) que pode ser ligado ao pino X0 (pino 12) ou X1 (pino 13). Como as entradas de seleção A, B e C (pinos 11, 10 e 9) estão em nível baixo, a conexão X estará ligada à X0, assim como as outras chaves Y ficarão ligadas à saída Y0. Isto permitirá que as saídas dos integrados contadores BCD U11 à U14 (pinos 6, 11, 14 e 2) possam ser interligados (passando pelas chaves dos integrados U5 à U10) às entradas BCD dos integrados U1 ao U4, que são os decodificadores do display. Voltando novamente à chave SW6, quando pressionada, levará as informações armazenadas nos integrados U15 à U18 ao displays, possibilitando a visualização do que foi programado. Além disso, enquanto pressionamos a chave, temos a possibilidade de alterar os minutos e horas que está memorizado, pressionando as respectivas chaves, que levarão em cada toque, pulsos de CLOCK para alterar os minutos ou horas. INTEGRADOS CHAVEADORES U5: responsável por fazer a interligação das chaves SW4 às entradas de clock dos integrados U14 (minutos-normal) U18 (minutos-alarme) e também a chave SW5 às entradas de clock dos integrados U12 (horas-normal) U16 (horas-alarme). MÓDULO - 4 Como o integrado U14 já recebe o clock da rede dividido, ele também receberá este, que fará com que os minutos sejam adiantados até chegar ao ponto que nos interessa. Não esquecer que o acesso ao conjunto U14 e U12 ou U18 e U16, dependerá do posicionamento da chave SW6 (horaALARME). Ainda o integrado U5 – pino 15, será responsável em enviar o dado armazenado “D” para o decodificador de display que trabalha com a dezena de hora – dígito 1 ou 2 U6 ao U10: estes integrados serão responsáveis por receber os códigos BCD´s dos contadores dos relógio ou do armazenamento para alarme, fazer a seleção de um ou outro e enviar para os decodificadores BCD para 7 segmentos, os integrados U1 ao U4. CIRCUITO DE DISPARO DO ALARME: No canto direito baixo, temos o circuito de coincidência, disparo e acionamento referente ao processo de alarme do relógio. Podemos ver pelo esquema geral que os integrados U19 ao U22 (portas XNOR), farão a seleção da coincidência entre os decodificadores BCD do relógio e do alarme, para que somente existe o acionamento, quando todos os números binários dos dois sistemas sejam iguais. Assim, quando os integrados U23 e U24, receberem em suas entradas níveis altos (portas NAND de 4 entradas cada), todas suas saídas pinos 1 e 13 (ambos CI´s) estarão em nível baixo, que não polarizarão os transistores Q1 ao Q4. Com isso, a tensão de seus coletores subirá, levando este nível à outra porta NAND de 4 entradas, resultando no pino 1 de uma tensão de 0V, cortando Q5. Com este transistor cortado, haverá polarização para Q6 que irá polarizar o relé e também a base do transistor Q7, que também produzirá corrente entre emissor e coletor, mantendo constante a polarização para Q6, mantendo o alarme sempre acionado. Para desligar o alarme, a chave SW3 deverá ser pressiona. Mas, alertamos que durante pelo menos 1 minuto, os códigos do alarme e da hora serão os mesmos e o circuito de coincidência continuará a acionar o circuito de alarme. MODIFICAÇÃO DO RELÓGIO PARA CONTADOR DIGITAL: O circuito em questão, possui circuitos de resetamento para trabalhar na contagem de minutos e horas. Assim, os integrados U14 e U18 trabalham com contagem BCD de 0 à 9 até que enviam CLOCK para os integrados U13 e U17, que trabalharão com contagem de 0 à 5 (no máximo sessenta minutos). Para que estes contem de 0 à 9, bastará desligar as conexões que saem dos pinos 11 e 14 e vão para os detectores de coincidência e resetamento. Ao mesmo tempo, os pinos “C0” de U13 e U17 deverão ser ligados ao CLOCK dos integrados U12 e U16. Já, os contadores U11 e U15 contam até 2 (24 horas), sendo que para contarem de 0 à 9 devem ter a ligação que sai dos pinos 11 (de ambos integrados) e que segue para o integrado U26, retirada. É DE SUMA IMPORTÂNCIA QUE VOCÊ INVISTA TEMPO NÃO SOMENTE NA MONTAGEM DO CIRCUITO E QUE OBTENHA SEU FUNCIONAMENTO. MAS VÁRIAS EXPERIÊNCIAS PODEM SER FEITAS COM O CIRCUITO, O QUE LHE DARÁ SEGURANÇA PARA PROJETOS NA ÁREA DE ELETRÔNICA DIGITAL. Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-53 à M4-56. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 188 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 AULA CONVERSOR DC-DC (fontes chaveadas) - 1 15 O conceitos básicos da fonte chaveada A grande eficiência da fonte chav eada e o efeito indutivo Fonte chaveada série e fonte chaveada paralela Como “jumpear” fontes chaveadas séries e paralelas Conversor step-down - step-up - Voltage Inverting Converter O versátil integrado MC34063 (várias configurações) TEORIA GERAL DE FONTES CHAVEADAS Conceitos básicos Apesar de existirem desde a década de 60, na década de 80 houve uma expansão muito grande destas para a maioria dos equipamentos. Mais do que economia geral de consumo, elas caracterizaram-se por desarmarem nas incidências de curto-circuitos nos circuitos que alimentam, evitando assim queima de outros componentes. Apesar desse grande recurso, trouxe novos problemas para o técnico reparador que não sabiam (ou ainda não sabem) definir se o defeito ocorre na fonte de alimentação (por não apresentar tensões de saída) ou em algum ponto à frente desta. figura 1 Na figura 3, podemos ver uma tensão de entrada de 100 volts, sendo que necessitamos para a carga somente de 50 volts. Se temos uma tensão de entrada de 100 volts e uma tensão de saída de 50 volts, fica claro que sobre o transistor, cairá o restante da tensão, ou seja, 50 volts. Considerando agora que pelo circuito há uma corrente de 1A (um ampere), haverá uma dissipação de potência de 50 W na carga (RL), o mesmo ocorrendo para o transistor Q1. Notem que a dissipação de potência na carga existe para que se produza algo, como luz, calor, som, imagem, etc, enquanto que a queda de tensão sobre o transistor Q1, dissipará somente calor (perda de energia), gerando uma eficácia para o circuito de somente 50%. Q1 C1 Controle e Estabilização Vin figura 3 VQ1 =50V Q1 C2 RL Vout I=1A Vin 100V As fontes chaveadas, como nome já diz, trabalham no princípio de chaveamento, ou seja, corte saturação de um transistor chamado chaveador, buscando entregar na saída uma tensão DC "convertida" para baixo ou para cima com a mínima perda de potência. Nos equipamentos mais antigos utilizava-se o regulador de tensão à transistor, trabalhando como um simples resistor, para conseguir o efeito de redução de tensão. A figura 1, mostra um circuito de fonte de alimentação regulada, onde temos normalmente um transistor chamado de regulador da fonte que deverá segurar parte da tensão, deixando o restante para carga (RL). A figura 2, mostra-nos que a queda de tensão sobre o transistor, será igual à tensão de entrada menos a tensão de saída (sobre a carga RL). figura 2 50V Na figura 4, podemos ver um regulador dos mais simples, onde temos o capacitor C1 que faz o filtro da entrada, o transistor Q1 (regulador), o diodo zener ZD1, o resistor R1 (criará juntamente com o zener a tensão de referência), um capacitor C2 de saída e finalmente a carga RL. Considerando que o circuito proposto na figura 5, possui uma tensão de entrada de 20 volts, e que necessitamos de uma tensão de saída de 5 volts, já podemos afirmar que sobre o transistor Q1, cairá uma tensão de 15 volts; também já podemos definir a tensão de ZD1, que será de 5,6 volts. Com uma tensão de queda sobre o transistor 13 figura 4 Potência dissipada em Q1 ( P Q1) = 50W Q1 Vin-Vout =VQ1 Q1 R1 C1 Vin Vout RL RL C2 RL Vout ZD1 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 189 APOSTILA MÓDULO - 4 vezes maior que sobre a carga, dizemos que circuito terá uma eficiência muito baixa, em torno de 25%. figura 5 15V +20V Q1 +5V R1 C2 C1 RL 20V 5V ZD1 5,6V emissor, mas haverá corrente circulante (figura 8a). Quando temos o transistor cortado, teremos uma grande tensão entre coletor-emissor; em contrapartida não haverá circulação de corrente (figura 8b), gerando uma potência teórica dissipada de zero watt. Um dos problemas da fonte chaveada é no tempo de saturação do transistor, que geraria aparentemente uma alta corrente circulante. Mas, devido a reatância indutiva (alta resistência no início da variação de corrente), não teremos uma corrente alta no início da saturação, mas que aumentará à medida que o tempo passa. O efeito indutivo baixa eficiência (25%) = muita tensão sobre o transistor regulador, logo muito dissipação de calor sobre ele; potência essa que apesar de consumida não é entregue à carga. Considerando agora figura 6, se entramos com uma tensão de 8 volts e na saída necessitamos dos mesmos 5 volts do exemplo anterior, dizemos que sobre o transistor Q1, haverá uma queda de 3 volts, resultando em uma eficiência para o circuito de 65%. figura 6 O transistor chaveador deverá ficar em série com um transformador chamado de "chopper" ou comutador, com mostramos na figura 7. Na saturação do transistor (figura 8b), haverá uma circulação de corrente que tenderá inicialmente a ser pequena devido à força contra eletromotriz induzida do transformador TR1 sobre ele mesmo. Na formação do campo (provocada pela corrente circulante) haverá uma alta reatância (alta resistência) do indutor, gerando inicialmente uma baixa corrente circulante. Com isto carregamos paulatinamente C2, sem provocar corrente excessiva pelo transistor. figura 8a 3V + +5V Q1 TR1 T1 C1 R1 C2 RL 8V C2 C1 5V ZD1 5,6V figura 8b + TR1 ++ ++ T1 C1 alta eficiência (65%) = pouca tensão sobre o transistor regulador, logo pouca dissipação sobre ele. C2 A grande eficiência da fonte chaveada A figura 7, mostra-nos um circuito muito simples de fonte chaveada. Podemos dizer que na composição mais básica, é formada por um indutor ou "chopper" (comutador), o transistor que fará o trabalho de corte T1 + figura 7 TR1 C2 C1 CONTROLES saturação e um filtro final (capacitor), de alta capacitância e de acordo com a tensão de saída. A lógica da fonte chaveada, como o nome já diz, é fazer com que o transistor chaveie, ou seja, sature ou corte (chave fechada ou aberta), para evitar que se tenha no transistor tensão aplicada por corrente circulante, ocorrendo simultaneamente em determinado período de tempo. Assim, em um dado período de tempo, o transistor está saturado, ou seja, não haverá tensão entre coletor 190 A medida que o tempo passa, o campo eletromagnético vai se formando e a reatância indutiva vai caindo, possibilitando um aumento proporcional da corrente circulante, que se não for interrompida poderá destruir o transistor chaveador. Deste modo, o transistor chaveador deverá ser cortado (chave aberta) como vemos na figura 8b, impedindo que a corrente que aumentava paulatinamente venha queimá-lo. Neste ponto, outro problema surge, pois o campo criado no indutor pela grande circulação de corrente não pode simplesmente desaparecer, devendo decrescer, até chegar a zero. Nesse decréscimo, haverá a criação de um potencial muito positivo do lado esquerdo do transformador TR1 (força contra eletromotriz induzida), que também poderá levar a queima o transistor T1 por tensão excessiva. Devido a isto, será necessária a colocação de um capacitor de "amortecimento" (C3 como mostrado na figura 9, que ficará em paralelo (coletor-emissor) com transistor chaveador e evitará tensões excessivas, pois absorverá parte do potencial positivo gerado no corte dele. Assim, forma-se o circuito de conversão que irá transformar determinada tensão DC em outra tensão DC, no caso menor, e quase sem perdas de energia. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Fonte chaveada série A fonte de alimentação mostrada na figura 9, caracterizase por levar a tensão de alimentação para carga de modo série, ou seja, o transistor chaveador e o transformador chopper estarão em série com a carga. Neste tipo de fonte o transistor chaveador tem seu emissor amarrado à tensão de saída, e todo o controle de chaveamento também fica preso a esta tensão. figura 9 C3 T1 + TR1 de saída horizontal excitado pela fonte, cria-se a necessidade de que a fonte trabalhe completamente sincronizada com os sinais de sincronismo da emissora. Voltaremos a falar sobre esta fonte mais adiante. Fontes paralelas Outro tipo de fonte utilizada, principalmente em televisores de grandes polegadas e em praticamente todos aparelhos vendidos nos dias de hoje, será a fonte paralela isolada, onda a tensão retificada e filtrada da rede é aplicada em uma carga formada pelo transformador chopper de TR1 e transistor chaveador T1, como mostramos na figura 12. C2 C1 TR1 D1 C2 CONTROLES Existem outros tipos de fontes chaveadas série, como mostramos na figura 10, onde podemos ver que o coletor do transistor chaveador recebe tensão retificada e filtrada da rede (150 ou 300Vdc), sendo que o transformador chopper fica ligado ao emissor do transistor. Assim o lado direito do chopper fica preso a tensão de saída filtrada pelo capacitor C2, enquanto o lado esquerdo deste é levado a um potencial mais positivo de entrada (na saturação do transistor T1). Isso significa que o efeito da força contra eletromotriz induzida agora se inverte. Considerando que lado esquerdo de TR1 vai a um potencial mais positivo (saturação de T1), no corte do transistor chaveador, o lado esquerdo desse transformador fica muito negativo, e daí o diodo D1 fará o papel de grampeador do chopper (TR1) para a massa. Com isto e evita-se a queima de T1 por tensão excessiva e ainda retifica-se o retorno do campo, aproveitando-o para fazer uma retificação em "onda completa" para o capacitor C2. T1 + TR1 D1 C1 C2 C1 D2 C3 D3 C4 CONTROLES T1 figura 12 O controle das tensões de saída deste tipo de fonte (estabilização da tensão de saída), é feito a partir de uma tensão retirada do secundário, que entra no circuito de controle e ajusta o tempo de saturação do transistor chaveador. O objetivo principal da fonte paralela é isolar a retificação e filtragem feita diretamente da rede elétrica, para uma malha com terra totalmente isolado. Apesar dos pontos negativos dos capacitores C2, C3 e C4 serem comuns (massa ou chassi), o negativo o capacitor C1 é comum ao emissor do transistor chaveador, mas totalmente isolado do chassis do televisor. Na figura 13, mostramos outro tipo de fonte chaveada paralela, com um controle tensão mais preciso. Nesta, amostras das tensões de saída (do lado isolado da rede) são levadas até uma somatória de CONTROLES figura 10 TR1 Uma fonte série muito semelhante à anterior é mostrada na figura 11, diferindo na excitação do transistor de saída horizontal, que é feita aproveitando a variação de corrente no transformador chopper. Podemos dizer que a saída horizontal, além da excitação da bobina de deflexão horizontal, também é responsável pela geração de alta tensão. No exemplo, sendo a base do transistor +110V D1 +15V C1 D2 +8V D3 TR1 D1 C1 C3 CONTROLES T1 + C2 C4 carga RL T1 C2 SOMADOR DE TENSÕES P/O FOTO ACOPLADOR T2 CONTROLES figura 11 figura 13 FOTO ACOPLADOR ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 191 APOSTILA MÓDULO - 4 tensões para excitação de um LED que fica dentro de um foto acoplador, que acenderá mais, conforme sejam maiores as tensões de saída. Assim, será feito uma realimentação para o primário do transformador TR1, visando corrigir qualquer pequena variação que tenhamos nas tensões de saída. Finalmente, temos a fonte chaveada paralela chamada de fly-back (pulsos de retorno), mostrada na figura 14. Esta fonte possui uma retificação e filtragem baseada na rede elétrica, cuja tensão contínua chega até o primário de TR1, sendo que o circuito se fecha via T1, até chegar ao negativo de C1. No instante da saturação de T1, a tensão de coletor é a mesma do emissor, ou seja, zero volt, se tomarmos como referência negativo capacitor C1. No instante que o transistor corta, haverá geração da força contra eletromotriz induzida e haverá uma tensão no coletor muito maior que a gerada na entrada do transformador TR1. Com isto, os diodos D4, D3, D2 e D1, retificarão essas tensões mais positivas, sobre os capacitores C5, C4, C3 e C2 respectivamente. +15V TR1 C1 D1 C2 D2 C3 D3 C4 D4 C5 +30V CONTROLES +110V +200V T1 figura 14 Notem que no referencial massa, está o potencial positivo do capacitor C1, sendo que as tensões de saída serão sempre maiores que a tensão medida no positivo de C1 (em relação ao negativo do mesmo). Atenção: apesar de ser uma fonte paralela, criando tensões de saída no corte do transistor chaveador T1, todas as tensões de saída serão geradas a partir do próprio primário do transformador TR1, logo ela não é isolada da rede. proteção para equipamento nos casos de sobrecarga ou curtos. a) Fontes chaveada série - saída de tensão a única Considerando que temos uma fonte chaveada série, como mostrado na figura 15, caso esteja inoperante, sua entrada apresentará uma tensão de 150 e 300Vdc (retificada e filtrada da rede) e sobre C1, nada ou perto disto sobre C2, deveremos fazer um "jumper" como mostrado na figura. Antes de fazermos isto, deveremos nos certificar que a tensão no coletor de T1, seja de apenas 150Vdc (tensão da rede de 110Vac retificada e filtrada), pois em geral a tensão sobre C2, deverá girar em torno de 100Vdc (50 volts a menos que a tensão retificada e filtrada da rede). Utilizando-se uma lâmpada em série de duas a três vezes o consumo do equipamento em teste, teremos uma redução de tensão retificada e filtrada da rede (em torno de 100Vdc), caso o aparelho comece a funcionar. Caso não funcione, a lâmpada acenderá e logo em seguida apagará completamente, indicando que houve a carga do capacitor eletrolítico de filtragem da rede. Ainda poderá ocorrer o não funcionamento do equipamento, mas com grande acendimento da lâmpada em série, indicando que há algo em curto na retificação e filtragem ou mesmo no primário da fonte chaveada. Atenção: nunca faça este "jumper" sem a lâmpada em série, pois a tensão da rede de 150Vdc (rede de 110Vac), não será reduzida, levando a queima imediatamente componentes no circuito horizontal. Notem que a tensão sobre C1, deverá ser de 150 Vdc, que é obtida pela retificação normal da rede de 110 Vac. Aparelhos que possuem chaves de mudança de tensão e não possuem transformador de rede (mudança de tensão), utilizam a técnica de dobrador de tensão; portanto, na rede de 110Vac como na de 220Vac teremos 320Vdc sobre C1. Para evitar isto, coloca-se a chave de voltagem em 220 volts e ligamos o aparelho à lâmpada em série e esta ligada à rede de 110 volts. figura 15a T1 + TR1 C2 C1 Como provocar o funcionamento do aparelho sem sua fonte chaveada A lâmpada em série e os chamados "jumper´s" serão nossas principais armas para fazer funcionar um determinado aparelho quando está inoperante, e não sabemos se o problema está na fonte de alimentação, desarmes ou consumo excessivo após a fonte. Notem que a lâmpada em série, deverá ter potência variando de 25 a 485 W, para televisores que vão de 6 a 33 polegadas, o que poderá ser feito por cinco lâmpadas (colocadas em paralelo) das seguintes potências: 25W, 60W, 100W e duas de 150W, fáceis de encontrar no mercado. Caso queira maior potência, as lâmpadas deverão ser colocadas em paralelo e essas em série com equipamento em teste. A lâmpada em série garante 192 T1 + figura 15b TR1 C1 C2 O no caso de dobradores automáticos, retira-se a atuação destes para que na rede de 110 Vac não se obtenha os 300Vdc, e sim apenas 150 Vdc. Voltando a figura 9, e fazendo todos itens mencionados, podemos dizer que teremos tensão forçada na saída da fonte chaveada, permitindo interpretar melhor o defeito. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 A figura 15b, também uma fonte chaveada série, mas é o transformador “chopper” TR1, que está recebendo agora a tensão retificada e filtrada da rede. Também neste caso bastará "jumpear" do capacitor C1 para a C2, como no exemplo anterior, levando alimentação para o circuito horizontal. figura 16 ATENÇÃO: NÃO “JUMPEIE” EMISSOR/COLETOR + TR1 T1 C1 C2 Fonte chaveada série com mais de uma tensão de saída Nas fontes chaveadas série com mais de uma tensão de saída (figura 18), devemos lembrar que, ao "jumpea-la" (curto do ponto positivo do capacitor C1 para C2), não mais teremos as tensões secundárias que saem do transformador chopper TR1. Assim, faz-se necessário aplicar uma fonte ajustável, de acordo com a tensão de saída desta fonte secundária, colocando-a sobre o capacitor C3. Feito isto, teremos a tensão principal a partir da lâmpada em série e o "jumper", aplicado via C1/C2, e também a tensão secundária, aplicando uma tensão sobre C3. figura 18 D1 Nosso aluno pode estar indagando, porque não aplicar este "jumper" diretamente entre coletor-emissor do transistor chaveador (figura 16)? Na verdade, esse procedimento deve ser evitado, pois caso haja curto na saída da fonte chaveada, este "jumper" provocará uma + corrente contínua atravessando o transformador C1 chopper, podendo causar danos a este. C3 T1 C2 TR1 Fonte chaveada - comando fonte horizontal. A fonte chaveada utilizada em alguns televisores da Philips mais antigos, poderá ser "jumpeada" como mostra a figura 17. Isto causará a falta de corrente circulante pelo transformador chopper, não permitindo a excitação da base-emissor do transistor de saída horizontal T2, que fica inoperante. Com isto não serão geradas as tensões do secundário do TSH e o televisor não funcionará. Apesar disto, "jumpear" esta fonte é muito importante, T1 + TR1 C1 C2 T2 figura 17 Fonte chaveadas paralelas Executar um "jumper" em uma fonte chaveada paralela é um pouco mais complicado, pois em geral essa fonte chaveada é isolada, ou seja, o ponto comum ou massa (terra), será um para a fonte que trabalha ligada à rede e outro após o transformador chopper. Para o “jumpeamento” colocar um fio do primário do transformador para os secundário, não seria suficiente, pois teríamos que interligar o polo negativo do capacitor da fonte ao ponto negativo do chassis. Há uma forma mais rápida de trabalhar com "jumper´s" em fontes paralelas, é fazer o circuito mostrado na figura 19a, onde vemos um cabo de força ligado a uma ponte de diodos e estes a um capacitor eletrolítico que poderá ser de 220 ou 470 uF, com tensão de isolação mínima de 250 volts. O circuito equivalente elétrico é mostrado na figura 19b. Com este circuito e a lâmpada em série e ligada à rede, podemos aplicar uma tensão de 70 até 140 Vdc em qualquer ponto do circuito, bastando controlar a potência da lâmpada em série que está sendo utilizada (em caso de dúvida de qual o consumo do aparelho, começar utilizando uma lâmpada em série de baixa potência, aumentando até no máximo 2 vezes a potência do aparelho. Um exemplo da aplicação do dispositivo pois em caso de curto do transistor de saída horizontal, a fonte chaveada não funcionaria, dando inclusive a impressão que o defeito seria nela. Aplicado o "jumper" como mostrado na figura, teremos um grande acendimento da lâmpada, indicando que existe algum curto, podendo ser o figura 19 transistor de saída horizontal, o próprio TSH ou ainda o capacitor C2. Caso tenhamos um gerador com saída de baixa impedância (corrente de 1 a 2A), e frequência igual ao circuito horizontal, poderemos fazer funcionar o transistor e assim verificar o funcionamento do equipamento 2 0 0 mF como um todo (sem a fonte 250 v chaveada). ELETRÔNICA + +150Vdc 4X 1N4007 + 200uF 250V Esquema elétrico do “Jumper” FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 193 APOSTILA MÓDULO - 4 mencionado, pode ser vista na figura 20, onde temos o capacitor C2, da fonte de alimentação, recebendo a tensão de nossa "fonte especial". Notem que o circuito só poderá ser utilizado em locais onde as tensões indicadas estão acima de 70 e no máximo até 140 volts, TR1 D1 C2 onde iremos alimentar a entrada do TSH para a geração das tensões secundárias. Mas, para que o oscilador horizontal funcione, será necessário criar também uma tensão para esta área que será feita por aquela fonte ajustável, já mostrada para fonte chaveada série. + - C1 D2 C3 D3 C4 CONTROLES FONTE DE ALIMENTAÇÃO T1 2 0 0 mF 250 v figura 20 Conversores DC-DC - Teoria Geral A figura 21, mostra-nos um circuito dos mais simples e básicos de um conversor DC-DC, que utiliza nada mais nada menos, que quatro componentes: o transistor chaveador Q1, o transformador- indutor chopper L1, o diodo retificador D1 e o capacitor de filtro C1. O objetivo de circuito, normalmente gerar uma tensão maior que da entrada (step-up), circuito muito chamado de fly-back. A figura 21a, mostra nos, que com o transistor Q1 cortado, haverá uma carga estática para o capacitor C1, que é feita pelo diodo D1, mantendo a tensão do capacitor com cerca de 11,4 volts. A figura 21b, mostra nos quando o transistor Q1 está saturado, fazendo com que o lado de baixo +12V figura 21 do indutor L1 seja levado à massa; com isto, inicia-se L1 uma corrente circulante TR1 D1 por L1, que inicialmente é baixa devido à alta C1 reatância indutiva, mas Q1 que aos poucos vai aumentando, à medida que a reatância indutiva vai caindo. Ao mesmo tempo cria-se um campo eletromagnético que está em expansão. No momento que o transistor Q1 está saturado, nada acontece com a carga do capacitor C1, a não ser uma perda de tensão devido a um consumo normal. A figura 21c, mostra-nos o momento em que o transistor Q1 corta, tornando agora o lado de baixo do indutor L1 altamente positivo, devido a energia armazenada no indutor. A tensão que aparece do lado de baixo do indutor será tantas vezes maior quanto o tempo de saturação de Q1 (período anterior). Este pico positivo de tensão, maior que a tensão +12V figura 21a L1 D1 11,4V C1 Q1 194 de entrada (12 volts), fará o diodo D1 conduzir, criando uma tensão (60 volts do exemplo), maior que na entrada. A figura 22, mostra-nos as variações de tensão que ocorrem no coletor do transistor Q1, que serão analisadas com detalhes a seguir. O período de tempo marcado como "figura 22a", diz respeito ao tempo em que o transistor está cortado, ou seja, a tensão em seu coletor fica estável em 12 volts; o período de tempo "figura 22b", mostra que o transistor entrou em saturação, ou seja, a tensão em seu coletor foi levada a 0 volt. Finalmente, o período de tempo da "figura 22c", mostra-nos o que ocorre durante o corte do transistor, onde podemos ver uma tensão ou um pico de tensão, bem maior do que a tensão da fonte (chegando aos 60 volts); vemos também que essa alta tensão gerada, permanece por um curto período de tempo, caindo abaixo de zero volt e logo após subindo pouco acima de 12 volts. Esta "oscilação" de tensão, devido ao indutor ter um lado preso a tensão de 12 volts e o outro lado ficar "solto", funciona como uma mola, que foi pressionada para um lado e logo em seguida solta, criando uma vibração que diminui até zerar. No caso do indutor, a tensão do lado de baixo dele não zerará, mas entrará na estabilidade de 12 volts. Na sequência da forma de onda "figura 22b", vemos novamente o transistor Q1 saturado, criando nova circulação de corrente pelo indutor L1, gerando novamente o campo em expansão. Na sequência, podemos observar o corte do transistor Q1, e novamente a criação do grande pico positivo de tensão. Isto vai se repetindo periodicamente, até se formar uma carga constante sobre o capacitor C1. Na figura 23, vemos o que acontece com a tensão sobre o capacitor C1; inicialmente ela é pouco menos de 12 volts, durante a figura 23a e 23b, sendo que na figura 23a o +12V +12V figura 21b figura 21c transistor está cortado, permitindo L1 L1 que a tensão de 12 D1 D1 60V volts passe por L1 0V e D1, mantendo C1 C1 uma carga no Q1 Q1 c a p a c i t o r. N o p e r í o d o FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 22 Tensão sobre o capacitor C1 Tensão no coletor de Q1 figura 22a figura 22b figura 22c figura 22b figura 22c figura 22b figura 22c 60V 50V 40V 30V 20V 12V 10V tempo em que o transistor tempo em que o transistor tempo em que o chaveador satura, transistor chaveador levando a tensão a chaveador corta, elevando a tensão em seu coletor muitas vezes a está inoperante. zero volt. Notem tensão da fonte. Neste tempo, o Temos na onda de que na saída, o diodo D1, levará o pico de tensão cima, 12V e na onda capacitor C1, de baixo, 11,4V começa a descarregar 60V tempo em que o transistor tempo em que o transistor chaveador satura, chaveador corta, elevando a tensão levando a tensão a em seu coletor muitas vezes a zero volt. Notem tensão da fonte. Neste tempo, o que na saída, o diodo D1, levará novamente o pico capacitor C1, de tensão que é de 60V, para o continua a capacitor C1, elevando novamente a descarregar tensão para 60V sobre ele. lentamente mantendo-se pouco abaixo de 60V tempo em que o transistor tempo em que o transistor chaveador satura, chaveador corta, elevando a tensão levando a tensão a em seu coletor muitas vezes a zero volt. Notem tensão da fonte. Neste tempo, o que na saída, o diodo D1, levará novamente o pico capacitor C1, de tensão que é de 60V, para o continua a capacitor C1, elevando novamente a descarregar tensão para 60V sobre ele. lentamente mantendo-se pouco abaixo de 60V 50V figura 22a figura 22b 40V figura 22c figura 22b figura 22c figura 22b figura 22c 30V 20V 12V 10V figura 23 figura 23a figura 23b tempo em que o transistor chaveador está inoperante. Temos na onda de cima, 12V e na onda de baixo, 11,4V estamos agora observando um maior tempo que o transistor Q1 satura, levando a um aumento da corrente geral e do campo. Notem que na saída, o capacitor C1, começa a descarregar figura 23a figura 23b figura 23c figura 23b figura 23c figura 23b Tensão sobre o capacitor C1 Tensão no coletor de Q1 74V 70V 60V 50V 40V 30V 20V 12V 10V 74V 70V tempo em que o transistor chaveador satura, levando a No corte de Q1, haverá uma geração tensão a zero volt. Notem que na saída, o de maior tensão em seu coletor, capacitor C1, continua devido a um maior campo gerado sobre o indutor L1. Neste tempo, o a descarregar lentamente mantendodiodo D1, levará o pico de tensão se pouco abaixo de que é de 74V, para o capacitor C1. 74V No corte de Q1, haverá uma geração de maior tensão em seu coletor, devido a um maior campo gerado sobre o indutor L1. Neste tempo, o diodo D1, levará o pico de tensão que é de 74V, para o capacitor C1. 60V 50V 40V figura 23c figura 23b figura 23c figura 23b figura 23c 30V 20V 12V 10V ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 195 APOSTILA compreendido pela "figura 23b" podemos ver uma pequena queda na tensão de carga do capacitor C1. No período de tempo "figura 23c", podemos ver que o capacitor C1, se carregará com uma grande tensão (muito próxima a 60 volts). Como o pico que carregou o capacitor C1 é de curta duração, haverá um pequeno decréscimo da tensão armazenada em C1 do período de tempo mostrado nas "figura 21c" e "figura 23b", até que chega novo pico de tensão positiva (devido ao corte do transistor e a energia acumulada em L1), carregando novamente o capacitor C1. Com a frequência de trabalho desta fonte chaveada ou conversor DC-DC, é muito alta, haverá um pequeno ripple, na tensão armazenada sobre C1. Como determinar a tensão de saída Observando agora a figura 22 em relação à figura 23, notamos que são praticamente iguais, diferindo no aspecto que a tensão pico-a-pico aumentou na figuras 23. Vamos observar abaixo como isso aconteceu, o que determinará aumento ou diminuição na tensão de saída da fonte. Observando agora o período de tempo "figura 23b", notamos que a saturação do transistor Q1, se dará por um tempo maior. Isto fará com que a corrente circulante pelo indutor L1 aumente consideravelmente, aumentando também o campo eletromagnético; isso significa dizer que no corte do transistor, haverá muito maior energia acumulada no indutor L1, provocando com isso um potencial ainda mais positivo no lado de baixo deste componente. O período de tempo da "figura 23c", mostra claramente que o pico de tensão chega aos 74 volts, onde logo em seguida cai abaixo de zero volt. Na figura 23, vemos que a tensão armazenada sobre o capacitor C1 será de praticamente 74 volts, começando uma pequena queda logo depois que o pico desaparece (esta pequena queda compreende o período "figura 23c" e "figura 23 b"). Podemos concluir assim, que o tempo de saturação do transistor chaveador Q1, determinará o quanto será a tensão de saída; quanto maior o tempo de saturação do transistor Q1, maior será a energia acumulada no indutor L1, e maior será a tensão entregue para o capacitor C1. Conversor de inversão de tensão (Voltage Inverting Converter) MÓDULO - 4 eletromagnético também aumenta. Considerando agora a figura 24c, podemos dizer que no corte do transistor Q2, haverá a soltura do lado de cima do indutor, e como ele havia sido levado anteriormente a um potencial mais positivo, será criado agora potencial negativo bem maior que a referência do outro lado do indutor (massa ou terra). Assim, a tensão cairá bem abaixo da massa, possibilitando a circulação de corrente via diodo D2 e a carga do capacitor C2 e, com um potencial aproximado de -45 volts. Na figura 25, podemos ver as variações de tensão no coletor do transistor Q2. No período de tempo "fig. 25a", podemos ver que no corte do transistor, a tensão de coletor será de zero volt. Logo em seguida, no período de tempo "fig. 25b", podemos ver que o transistor saturado, leva o potencial de coletor para 12 volts, gerando assim corrente circulante pelo indutor L2. Quando entramos no período de tempo "fig.25c" vemos que haverá o corte do transistor Q2, e a geração de um grande pico negativo de tensão, que durará um espaço de tempo, passando logo após para uma ondulação acima da massa, e novamente abaixo da massa (reduzindo de amplitude); isto ocorrerá até que a energia acumulada no indutor acabe, indo a zero volt, pois o lado do indutor está preso à massa. Na sequência da forma +12V figura 24 de onda, mais precisamente o período de tempo "fig. 25b", o transistor Q2 Q2 D2 voltará a saturar, e o ciclo se repetirá. A figura 25c, mostranos o que ocorrerá com L2 C2 a carga ou tensão sobre capacitor C2. Considerando os períodos de tempo "fig. 25a" e fig. 25b", vemos que não há a carga do capacitor C2 mantendo zero volt na saída. Na ocorrência do pulso de alta intensidade negativo, haverá a polarização do diodo D2 e a carga de C2, fazendo com que seja acumulada uma tensão de -45 volts. Vemos também que após cessar o pulso negativo, haverá uma pequena descarga do capacitor C2, até que venha novo pulso de alta intensidade negativo, carregando-o novamente. A figura 25, é muito semelhante à figura 26. O que difere entre elas é o tempo de saturação do transistor Q2, que na figura 26 é maior que na figura 25b. O maior tempo de saturação do transistor, criará uma maior corrente circulante pelo indutor L2, gerando consequentemente maior campo e maior energia armazenada, gerando com isso um pico negativo de maior intensidade. A figura 26, no período de tempo "fig. 26c" mostra que a tensão armazenada no capacitor C2, aumentou para -60 volts, com um pequeno ripple. A figura 24, mostra-nos um conversor DC-DC, utilizado para inverter a tensão de saída em relação a entrada. Trata-se também de um conversor fly-back, mas disposto de forma a criar uma tensão negativa na saída. Vamos analisar detalhadamente seu comportamento nas linhas seguintes. Na figura 24a, vemos que o transistor Q2 está cortado, mantendo a tensão em seu coletor com zero volt (seu emissor recebe tensão de alimentação de 12 volts). Isso significa dizer que a tensão sobre o capacitor C2, também é de zero volt. Na figura 24b, podemos ver a saturação do transistor Q2, levando o potencial de seu coletor para 12 volts, começando a gerar uma corrente circulante pelo +12V +12V figura 24a figura 24b i n d u t o r L 2 . Inicialmente essa Q2 corrente circulante é pequena, devido a Q2 D2 D2 0V 0V reatância indutiva de 12V L2. A corrente vai a u m e n t a r L2 L2 proporcionalmente, a C2 C2 medida que o campo 196 +12V Q2 figura 24c D2 L2 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL -45V C2 ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 figura 25 fig. 25a fig. 25b fig. 25c fig. 25b fig. 25c fig. 25b fig. 25c Tensão sobre o capacitor C2 Tensão no coletor de Q2 20V 12V 10V -10V -20V tempo em que o transistor chaveador -30V está inoperante. Temos na onda de cima, 0V no coletor, -40V o mesmo ocorrendo para a tensão de -50V saída (sobre C2). 10V tempo em que o transistor chaveador satura, levando a tensão de seu coletor à 12V. Notem que na saída, o capacitor C2, continuará descarregado, pois o diodo D2 está reversamente polarizado. descarregado, pois com descarregar tempo em que o transistor chaveador tempo em que o transistor chaveador corta, abaixando satura, levando a tensão de seu a tensão de coletor muitas coletor a 12 vezes a tensão da fonte. volts. Notem Neste tempo, o diodo D2 conduzirá, e levará o pico de que na saída, o capacitor C2, tensão que é -45V, para o continua a capacitor C2. descarregar lentamente mantendo-se pouco abaixo de -45V Novamente, temos o tempo em que o transistor Novamente, temos o tempo chaveador em que o transistor satura, levando a chaveador corta, abaixando tensão de seu a tensão de coletor muitas coletor a 12 vezes a tensão da fonte. volts. Notem Neste tempo, o diodo D2 que na saída, o conduzirá, e levará o pico de capacitor C2, tensão que é -45V, para o continua a capacitor C2. descarregar lentamente mantendo-se pouco abaixo de -45V -10V -20V fig. 25a fig. 25b fig. 25c fig. 25b fig. 25c fig. 25b fig. 25c -30V -40V -50V figura 26 fig. 26a fig. 26b fig. 26c fig. 26b fig. 26c fig. 26b Tensão sobre o capacitor C2 Tensão no coletor de Q2 20V 12V 10V -10V tempo em que o transistor chaveador satura, mas agora -30V tempo em que o mostrando que está transistor chaveador saturado por um está inoperante. tempo maior. Isto -40V Temos na onda de fará com que circule cima, 0V no coletor, maior corrente por -50V o mesmo ocorrendo L2, formando para a tensão de consequentemente um maior campo. -60V saída (sobre C2). Ainda não haverá tensão de saída pois D2 está despolarizado. -20V tempo em que o transistor chaveador corta, abaixando a tensão de coletor muitas vezes a tensão da fonte. Como houve uma maior saturação do transistor Q2, consequentemente a energia sobreo indutor será maior e gerará uma tensão reversa maior (negativa).Neste tempo, o diodo D2 conduzirá, e levará o pico de tensão que é -60V, para o tempo em que o transistor chaveador satura (mantendo ainda um maior tempo de saturação), levando a tensão de seu coletor a 12 volts. Notem que na saída, o capacitor C2, continua a descarregar lentamente mantendo-se pouco abaixo de -60V Novamente, temos o tempo em que o transistor chaveador Novamente, temos o tempo satura, levando a em que o transistor chaveador corta, abaixando a tensão de seu coletor a 12 volts. Notem que tensão de coletor muitas na saída, o capacitor vezes a tensão da fonte. C2, continua a Neste tempo, o diodo D2 conduzirá, e levará o pico de descarregar lentamente mantendotensão que é -60V, para o se pouco abaixo de capacitor C2. 60V 10V -10V -20V fig. 26a fig. 26b fig. 26c fig. 26b fig. 26c fig. 26b -30V -40V -50V -60V ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 197 APOSTILA MÓDULO - 4 CONVERSOR 12 VOLTS PARA +70 E -70 VOLTS Um grande problema enfrentado pelos projetistas de "CAR AUDIO" ou aparelhos de som para automóveis é quanto ao amplificador de potência, que para ser considerado “bom” deve ter potências acima de 300Wrms. figura 27 +12V TR1 D1 Osc. C1 Q1 Circuito de controle e estabilização Apesar disto, teoricamente não conseguimos passar de 40 Wrms por canal. Isto se deve a tensão de alimentação ser muito baixa, fixada em 12 volts (tensão da bateria). Considerando que temos uma alimentação de 12 volts e um alto-falante de 4 ohms, podemos afirmar que a corrente máxima circulante é de somente três amperes, o que limita em muita potência sonora final. +12V tensão superior a 50 volts. Quando transistor Q1 satura, começa a ser formado um campo em TR1, que vai expandindo, até que o transistor Q1 corta, gerando um potencial muito positivo do lado de baixo de TR1. O diodo D1 se incumbirá de retificar e o capacitor C1, filtrar a tensão de saída. Para que a tensão de saída deste conversor não se eleve demasiadamente, haverá um circuito de controle e a estabilização, que controlará o tempo de corte saturação do transistor Q1. Para que possamos entender melhor o circuito, vamos analisar a figura 28; considerando na saída da fonte uma tensão de + 70 volts, caberá calcular o divisor resistivo formado por R1, P1 e R2; o cálculo deverá ser tal, que gere uma tensão aproximada de 6 volts na saída do cursor de P1, tensão esta que irá atuar na entrada "inversora" do amplificador operacional IC1. Considerando agora que temos uma dente-de-serra proveniente do circuito oscilador, haverá a formação de uma onda quadrada na saída do operacional IC1. A onda quadrada irá fazer o transistor Q1 saturar e cortar, e com isto gerar a tensão de saída de + 70 volts. Caso a tensão de alimentação tenda a subir, também subirá a tensão de 6 volts, fazendo com que essa tensão comparada dentede-serra, gere na saída uma onda quadrada, cuja largura de pulso positivo acaba sendo menor; assim o transistor Q1 ficará menos tempo saturado, gerando uma menor tensão na saída da fonte, mantendo-a estabilizada. Voltage Inverting Converter +12V Na figura 29, temos um inversor de tensão, baseado no transistor Q2, transformador TR2, diodo D2 e capacitor C2. O objetivo será levar o D1 +70V lado de cima do transformador TR2 até a Osc. +12V alimentação positiva de 12 volts fazendo circular Q1 corrente por ele e gerando um campo C2 eletromagnético. No corte do transistor Q2, a + R3 R1 energia acumulada no indutor TR2 (potencial IC1 bem negativo - abaixo da massa) será retificado por D2, indo carregar o capacitor C2 com tensão +6V P1 aproximada de -70 volts. Uma referência da tensão de saída será levada ao circuito de controle e estabilização que atuará no oscilador, R2 figura 28 para fazer a correção e a estabilização da tensão de saída. Na figura 30, podemos ver como funciona o Podemos dizer que o amplificador em ponte, produz a circuito de realimentação negativa que controlará a melhor performance quanto ao quesito potência tensão de saída em -70 volts. Uma amostra da tensão de (incluindo resposta de baixas frequências), mas é neste tipo de saída que conseguimos a potência máxima +12V mencionada acima. Caso o amplificador suporte, poderemos utilizar cargas menores de 4 ohms, onde Q2 teremos potências que podem chegar próximas a 60 ou D2 80 Wrms. Osc. A forma de aumentar a potência sonora, mantendo qualidade de som, é criar um circuito conversor, que TR2 C2 possa gerar a partir dos 12 volts da bateria, tensões acima de 50 volts e simétricas (>+50 volts e -50 volts). Veremos a seguir um conversor DC-DC, muito simples, Circuito capaz de gerar as tensões mencionadas acima. Step-Up converter de controle e TR1 - O circuito da figura 27, é um conversor elevador de tensão, que a partir de 12 volts, gerará na saída uma 198 estabilização FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL figura 29 ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 -70 volts, irá passar pelo resistor R1, P1 e R2, chegando à fonte de 12 volts. Assim, +12V +12V teremos no cursor de P1 tensão de 6 volts (a tensão do divisor resistivo é calculada a partir da tensão de +12V indo até a tensão D2 -70V Q2 de -70V), que acabará entrando na Osc. +12V entrada "inversora" do amplificador operacional (IC2). Essa tensão será C2 comparada com a dente-de-serra R3 + proveniente do oscilador que gera na R1 IC2 saída do operacional a onda quadrada de corte-saturação do transistor Q2. Caso a +6V fonte de -70 volts aumente (torne-se mais P1 negativa), haverá uma diminuição na tensão de 6 volts de referência do R2 potenciômetro P1, causando na figura 30 comparação com a dente-de-serra uma +12V maior largura do pulso positivo; essa maior largura, manterá Q2 mais tempo cortado do que saturado, fazendo com que a tensão de - Considerando agora a tensão negativa de -70 volts, no catodo do diodo ZD2, teremos a tensão de -23 volts; 70 volts caia. calculando assim as quedas de tensões no potenciômetro P2 e R9, teremos no cursor de P2, a Circuito completo do conversor de + 70 volts e -70 volts tensão de 6 volts. Como dissemos anteriormente, as figuras 28 e 30, Poderemos utilizar o mesmo oscilador, para excitar com mostra-nos o que seria um conversor DC-DC que irá a dente-de-serra tanto o IC1 quanto o IC2. Os diodos D3 transformar a tensão de entrada de 12 V (da bateria) para e D4, tem como objetivo evitar que as tensões + 70 volts e -70 volts. Para isso, utilizaremos os circuitos provenientes da saída da fonte, ultrapassem as tensões de polarização da etapa de processamento de sinal. O mencionados, tanto na figura 28 como na figura 30. É importante notar que o diodo ZD1, estará polarizado, mesmo ocorre para os diodos D5 e D6. ou seja, teremos em seu anodo, 23 volts (resultado da É importante observar que os transformadores TR1 e subtração de 47 volts do zener com a tensão de TR2, possuem poucas espiras, que indica que o circuito alimentação + 70 volts). A utilização do zener se faz trabalha numa frequência muito alta. Outro dado prático necessária para melhorar a resposta de correção da muito importante é a bitola do fio utilizado (muito grosso) estabilização da fonte, ou seja, caso haja variação de 1 devendo suportar em alguns casos, de 10 a 30 amperes, volt na tensão de + 70 volts teremos também a mesma o que geraria uma potência total em torno de 700 Wrms. variação de 1 volt no anodo do zener. Desta forma temos Quando nos referimos a uma corrente tão alta, fica claro certeza que a tensão do cursor do potenciômetro P1 será que os transistores Q1 e Q2 devem suportar a referida corrente, bem como os diodos D1 e D2. de 6 volts. - OSC +70V +12v +12v TR1 R1 Q1 C1 10.000mF R4 + R5 - 1K +12V R2 D5 D2 P1 10K TR2 C2 10.000mF +12V P2 10K R9 19K ZD2 47v 1K + D3 R8 10K Q2 IC1 +12V ZD1 47v D1 - -70V IC2 figura 31 D6 R6 D4 1K R7 1K ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 199 APOSTILA MÓDULO - 4 O VERSÁTIL INTEGRADO MC34063 A figura 32, mostra-nos o integrado MC34063, que apesar de possuir somente 8 pinos, poderá ser utilizado nas mais diversas aplicações de conversão de tensão. É composto de um circuito oscilador e capacitor gerador de rampa situado no pino 3. Este oscilador pode ser desarmado através do sensor de pico de corrente (Ipk - I peak) situado no pino 7. A tensão de referência que deverá entrar no integrado pelo pino 5, controlará a largura do PWM, ou seja o tempo em que o transistor chaveador interno Q1 ficará saturado. Este integrado pode ser utilizado para trabalhar em Step-Up converter (conversor de tensão acima da entrada), Step-Down converter (conversor de tensão abaixo da entrada) e também em Voltage Inverting Converter (conversor para tensão inversa à da entrada tensão negativa). Veremos a seguir uma série de ligações externas utilizando este circuito integrado. figura 32 Step-Up converter DIP-8 SO-8 Temos no pino 8, polarização independente para o coletor do transistor driver Q2. No pino 6, entrará a tensão de alimentação que poderá ser de 3V até 40 volts. Quando ligamos o circuito, a tensão na saída do comparador será de nível alto, fazendo com que a porta “E” funcione de acordo com o nível de tensão presente na outra entrada. Considerando que a carga do capacitor C3, é baseada em um resistor (interno) que vem da saída do comparador, formará uma tensão dente-de-serra que irá gerar o funcionamento normal do Flip-Flop RS. Com o aumento da tensão de saída, haverá elevação do potencial no pino 5 e obviamente a queda de tensão na saída do comparador. Esta queda de tensão fará com que a dente-de-serra demore mais a subir, fazendo com que o acionamento do pino "set" seja retido por um tempo, diminuindo o tempo de saturação do transistor Q1 e consequentemente diminuindo ou controlando a tensão de saída da fonte. Configurações Gerais de utilização do integrado MC34063 A figura 34, mostra-nos um projeto muito simples de um conversor de tensão para cima. A tensão de entrada mencionado no circuito de 12 volts, entra no pino 6 do integrado alimentando circuitos internos. Essa tensão passa pelo resistor de segurança (Rsc), indo até o indutor L1, chegando até o coletor do transistor chaveador interno (pino 1 do integrado). É importante verificar que o emissor do transistor chaveador é ligado à massa. Com isto, toda vez que o transistor satura, o lado direito do indutor L1 é levado um potencial negativo; quando este transistor chaveador corta, o lado direito do indutor L1 é levado a um potencial muito positivo, cuja tensão é retificada pelo diodo D1 e filtrada no capacitor C1. A tensão de saída gerada deste modo, sempre será maior que a da entrada (no caso será de 28 volts/175mA). figura 34 Step-Up Converter figura 33 CONNECTION DIAGRAM (top view) PIN CONNECTIONS Pin No Symbol 1 SWC Switch Collector Name and Function 2 SWE Switch Emitter 3 TC Timing Capacitor 4 GND Ground 5 CII Comparator Inverting Input 6 V CC Voltage Supply 7 I pk Ipk Sense 8 DRC Voltage Driver Collector A figura 33, nos dá detalhes (em inglês) de como os pinos são identificados. É importante ressaltar a necessidade de dominar – mesmo que parcialmente – o idioma inglês, pois as pesquisas feitas via internet, de materiais de eletrônica (ou outras áreas), virão escritas em inglês, mesmo provenientes de países que não utilizam normalmente esta língua. A pesquisa, para obter maiores detalhes deste integrado, poderá ser feita no site www.st.com. 200 Observando ainda a figura, vemos o divisor resistivo formado por R2 e R1, que dividindo a tensão de saída de 28V pela proporção de (22x) teremos a tensão de 1,25V, que é a mesma da tensão de referência interna do comparador. Isso significa dizer que, quando a tensão de saída da fonte chegar a 28 volts, haverá a estabilização da mesma. O resistor de segurança (Rsc) terá como função limitar a corrente máxima (pico) em 3 amperes. Esta corrente não é de consumo normal, mais sim pico máximo para a saturação do chaveador. FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 Step-down converter A figura 35, mostra-nos também um projeto muito simples de conversor redutor de tensão. Vemos que na entrada há uma tensão de 25 volts, tensão esta que passa pelo resistor de segurança (Rsc) indo até o coletor do transistor chaveador interno (pino 1 do integrado). O emissor do transistor chaveador, ligado ao pino 2 do integrado, estará ligado ao indutor e finalmente à tensão de saída. Quando transistor chaveador saturar, levará o pino do indutor à tensão de entrada de 25 volts, fazendo uma carga positiva sobre C1. Quando o transistor cortar, a energia armazenada no indutor, fará surgir um potencial negativo no pino 2 do integrado levando D1 à condução; isto fará com que o lado de baixo do indutor fique positivo, tensão aproveitada para manter a carga do capacitor C1. potencial negativo, gerado pelo próprio conversor. Assim teremos o resistor R2 e R1 ligados a uma diferença de potencial de 12 volts (quando o conversor estiver em Voltage Inverting Converter figura 36 Step-Down Converter figura 35 funcionamento); como valor do R2 é 8,6 vezes maior que R1, teremos a tensão de 12 volts dividida por 9,6 vezes que resultará em 1,25 volts acima da tensão de -12 volts. Aplicações para maiores correntes Apesar do integrado MC34063, ser muito versátil e possuir um chaveador interno, seu poder de corrente é limitado, podendo ser utilizado nas mais diversas funções não ultrapassando a potência de 3W. Assim, nos circuitos seguintes, mostraremos como aumentar o poder de corrente para a carga. Elevador de tensão com transistor NPN externo Considerando que a tensão de saída é de 5 volts, e temos o divisor resistivo formado por R2 e R1, sendo R2 três vezes maior do que o valor de R1, dividiremos a tensão de saída por 4, onde encontramos 1,25 volts que entra pelo pino 5 do integrado. Isto significa dizer, de acordo com os valores dos resistores, que ao chegar a 5 volts na saída, esta ficará estabilizada. Voltage Inverting Converter o circuito da figura 37, funciona exatamente como mostramos no circuito Step-Up converter, sendo que agora, utilizaremos um transistor externo, permitindo alcançar correntes de saída maiores (entre 1 e 2 amperes médios). O funcionamento baseia-se em levar o lado direito do indutor à massa, gerando um campo eletromagnético, que no corte do transistor, gerará elevação de tensão acima da tensão de entrada. Essa tensão será retificada e filtrada, sendo uma amostra dela Step-up With External NPN Switch figura 37 A figura 36, mostra-nos um conversor de inversão de tensão, ou seja entramos com a tensão positiva que no caso é de 4,5 a 6 volts e temos na saída uma tensão negativa de -12 volts. A tensão de alimentação positiva será levada até o pino 1 do integrado, ou seja, o coletor do transistor chaveador, sendo o pino 2 (emissor do transistor) ligado ao indutor L1 que por sua vez é conectado à massa. Com a saturação do transistor chaveador, o lado esquerdo do indutor é levado ao potencial positivo; quando transistor corta o lado esquerdo do indutor cai para uma tensão muito abaixo da referência massa, carregando capacitor C1 com uma determinada tensão negativa (via D1). Para que o circuito possa funcionar adequadamente, o pino 4 integrado (GND ou ground) deve ser conectado ao ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 201 APOSTILA levada ao divisor de tensão, que está ligado ao pino 5 do integrado. A tensão de saída dependerá dos valores desses resistores. MÓDULO - 4 Step-down With External PNP Switch Redutor de tensão utilizando um transistor PNP externo O circuito mostrado na figura 38, é um conversor Step-Down, ou redutor de tensão, que trabalha na mesma forma indicada anteriormente, sendo a diferença, o transistor externo que poderá fornecer uma corrente média de 1 a 2 amperes. O divisor de tensão ligado ao pino 5 do integrado, determinará a tensão de saída. figura 38 Voltage Inverting With External PNP Saturated Switch Circuito complementares A figura 39, mostra um conversor de inversão de tensão, ou seja, gerará uma tensão de saída negativa. Funciona exatamente como já havia sido comentado anteriormente, destacando-se aqui que o transistor PNP externo poderá gerar uma corrente de saída entre 1 e 2 amperes. Na figura 40, vemos o integrado excitando um transformador chopper, com saída utilizando center-tap. Após a tensão retificada e filtrada, teremos +12 volts estabilizados. Uma amostra da tensão de saída deverá ser realimentada para que haja controle do tempo de corte e saturação do transistor e assim, manter a tensão de saída estabilizada. A tensão de saída de -12 volts não será estabilizada, pois temos o transistor chaveador “puxando” a corrente em um sentido, sendo que no sentido oposto, dependerá de componentes complementares. Assim, a tensão de saída poderá variar consideravelmente de acordo com consumo (detalhes sobre conversores geradores de fonte simétrica, foram comentados anteriormente). Na figura 41, vemos uma configuração de fonte flyback, ou seja, irá gerar tensões no secundário do transformador, no momento de corte do transistor FET. Podemos ver que a tensão de entrada, será a da rede, retificada e filtrada (150Vdc ou 300Vdc), sendo que para a alimentação do integrado, deverá haver um resistor limitador de corrente e um diodo zener que estabilizará a tensão. Esta tensão de polarização, será utilizada tanto para polarização do circuito oscilador, desarme e FlipFlop, quanto para o driver e chaveador de saída. Uma amostra da tensão de saída deverá ser realimentada para o pino 5 do integrado, que manterá estabilizadas as tensões no secundário do transformador chopper. figura 39 Dual Output Voltage figura 40 Higher Output Power, Higher Input Voltage figura 41 Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-57 à M4-60. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 202 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA AULA 16 MÓDULO - 4 CONVERSOR DC-DC (fontes chaveadas) - 2 Conversor Step-Down auto-oscilante com diodo retificador Conversor Step-Down com booster de enrolamento secundário Controle e Estabilização do conversor auto-oscilante A realimentação negativa com acoplador óptico Fonte de alimentação para o Personal Computer (PC) Fonte de alimentação de 12V-4A com integrado VIPer 100 CONVERSOR DC-DC STEP-DOWN AUTO OSCILANTE Os primeiros conversores DC-DC que somente após conseguir entraram no Brasil no fim da década de carregar parcialmente o 70, eram conversores step-down e auto capacitor C3. Com isto oscilantes Normalmente trabalhavam haverá uma corrente com a tensão retificada e filtrada da rede c i r c u l a n t e p e l o (alguns com dobradores de tensão transformador T1. A figura automáticos) com cerca de 300 Vdc com 2b, mostra-nos agora que objetivo de abaixar a tensão de saída o s e c u n d á r i o d o transformador T1, para 120 Vdc. A figura 1, mostra-nos como é este receberá um potencial conversor DC-DC step-down. Vemos positivo (ponto da fase), que na entrada há uma tensão de 300 f a z e n d o c o m q u e o Vdc, e na saída uma tensão estabilizada capacitor C3 tenha seu fig. 1a fig. 1b dc fig. 2a figura 1 lado negativo elevado de 120 Vdc. Para que o circuito possa funcionar, acima da referência do necessitará de um enrolamento emissor, começando assim secundário do transformador T1, sua descarga, via baseresistor R1, diodo D2 e capacitor C3. emissor do transistor Q1, Vamos observar inicialmente a figura 1a, levando-o à saturação momento em que o transistor chaveador completa (figura 2c). Como Q1 satura, levando o lado esquerdo do a corrente circulante de transformador T1 ao potencial positivo; descarga via base e isto criará uma corrente circulante emissor é alta, a carga no internamente no transformador T1. c a p a c i t o r n ã o s e r á Quando o transistor Q1 corta (figura 1b), suficiente para manter Q1 o lado esquerdo do transformador T1 s a t u r a d o , s e n d o q u e acaba gerando um potencial muito começará o processo de negativo (abaixo da massa), fazendo corte, o que inverterá a diodo D1 conduzir, amarrando este pino t e n s ã o i n d u z i d a n o do transformador à massa. Como o outro enrolamento onde está lado do transformador está positivo, esta tensão é aproveitada para carregar o capacitor C1, criando um efeito parcial de retificação em onda completa (condução de Q1 e aproveitamento da energia armazenada no transformador T1). A figura 2a, mostra como o transistor Q1 é polarizado inicialmente via R1, fig. 2d ELETRÔNICA fig. 2b fig. 2c fig. 2e FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 203 APOSTILA MÓDULO - 4 ligado o capacitor C3, permitindo agora que D2, possa carrega-lo, como é mostrado na figura 2d. A medida que o potencial induzido no secundário de T1 desaparece, a carga acumulada no capacitor C3 será utilizada para polarizar novamente o transistor Q1, como mostra a figura 2e. O circuito trabalhará assim indefinidamente, até que de alguma forma, possamos interromper o trabalho de oscilação. Circuito de controle e estabilização - auto oscilante A figura 3, mostra-nos a introdução do transistor Q2 (circuito de controle), cujo coletor é ligado a base do transistor Q1, e o emissor deste ligado ao emissor do transistor Q1. É importante notar que o transistor Q2 está colocado entre base-emissor do transistor chaveador, ou seja, ele irá controlar a corrente que é enviada do capacitor C3 para a base do transistor Q1, permitindo assim, que C3 seja descarregado mais rapidamente ou menos, permitindo menor ou maior tempo de saturação do transistor Q1. A figura 4, mostra-nos, que enquanto o terminal inferior do transformador T1, está recebendo um potencial negativo, haverá a carga do capacitor C3 via diodo D2. A figura 5, mostra que após a carga do transformador T1 se estabilizar, haverá a descarga do capacitor C3 tanto pela base-emissor do transistor Q1 quanto pelo transistor Q2 (controle). Caso a resistência interna de Q2, seja muito baixa, haverá uma descarga muito rápida do capacitor C3, e consequentemente o transistor Q1 ficará menos tempo saturado. Mas, se a resistência interna do transistor Q2, for alta, a carga do capacitor C3 se escoará somente via base-emissor do transistor Q1, permitindo assim que este fique maior tempo saturado. Na figura 6, vemos que o transistor Q2, terá sua resistência interna coletor-emissor controlada pelo circuito de controle e estabilização (circuito este que veremos mais adiante). Além disto, ainda na figura 6, podemos ver que foi introduzido o diodo D4, e uma parte do enrolamento do TSH, cujo terminal inferior do enrolamento, tem como referência o emissor do transistor Q1. Este circuito (enrolamento do TSH e o diodo D4), visa sincronizar a frequência da fonte chaveada junto ao circuito horizontal (esta forma de sincronização foi muito utilizada em televisores da década de 70 até 90). Um dos problemas que complica a análise desta fonte mencionada acima, é que todo o controle da fonte de alimentação, utiliza referência do emissor do transistor chaveador (Q1); o problema se refere ao fato que, na saturação do transistor, a tensão de emissor vai para 300 volts (em relação à massa) e no corte cai para -0,6 volt. Portanto há uma grande variação de tensão no circuito de controle, sendo que todas as medições de tensão do circuito de controle, deverão ter como referência (colocação das pontas de medição) o terminal emissor do transistor chaveador. Fonte série com reforço induzido A figura 7, mostra-nos uma configuração muito semelhante à anterior, sendo que agora temos o chopper ou indutor T1 ligado à tensão de entrada (300 Vdc); o transistor chaveador Q1 fica em série com o indutor, tendo seu emissor amarrado na tensão de saída. Esta figura na verdade é uma complementação da figura 204 figura 3 figura 4 figura 5 figura 6 9 da aula 3 do módulo 4. O transformador chopper, possui dois enrolamentos iguais (L1 e L2), que trabalharão nas fases indicadas pelos "pontos pretos". Na figura 7a, podemos ver que quando transistor Q1 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 satura, o terminal direito do indutor L1 é levado a um potencial mais baixo, ocorrendo no secundário L2 uma indução imediata e de mesma amplitude, mas que não é aproveitada, porque o lado esquerdo do enrolamento secundário acaba ficando com potencial positivo, levando o diodo D1 ao corte. Assim o enrolamento L2, ficaria inoperante momentaneamente. Na figura 7b, mostramos o ponto em que o transistor Q1 corta, onde vemos que acaba ocorrendo elevação de tensão (acima da tensão de fonte), que acaba sendo absorvida pelo enrolamento L2, que recebendo a mesma fase de indução, fará o diodo D2 conduzir, sendo que o A figura 10, destaca o funcionamento da fonte chaveada em máximo consumo, ou seja, quando transistor chaveador Q1, fica saturado durante um tempo máximo, figura 8 figura 7 significando que há um grande consumo de corrente. Já a figura 10a, mostra-nos a forma de onda no coletor do transistor Q1 quando o consumo é menor e na figura 10b, a corrente circulante pelo indutor L1. A figura 11, mostra os componentes básicos que permitirão a auto-oscilação desta fonte chaveada. O resistor R1, será responsável pela partida da fonte; ele permitirá uma pequena corrente circulante pela baseemissor do transistor Q1; esta pequena corrente fará circular uma corrente um pouco maior pelo primário do transformador T1, induzindo um potencial negativo no pino 5 e positivo no pino 3, mantendo o diodo D1 completamente cortado. Já o pino 4 deste transformador ficará mais positivo que o pino 5, permitindo assim a figura 9 figura 7a figura 7b figura 10 potencial positivo do lado direito de L2, manterá o capacitor C1 sendo carregado. A figura 8, mostra-nos o circuito básico em que as formas de onda seguintes serão apresentadas e na figura 9, vemos a variação da forma de onda no coletor do transistor Q1. Quando transistor Q1 está inoperante, a tensão em seu coletor é de 150 Vdc e quando satura, a tensão de coletor acaba sendo a mesma da saída, ou seja, 100 volts (50 volts a menos que a referência de entrada). Quando acontece o corte do transistor Q1, a tensão em seu coletor sobe para aproximadamente 100 volts acima da tensão de referência de entrada, ou seja, 250 volts (em relação à massa), como mostra a figura 9a. A figura 9b, mostra a variação de corrente em L1, e a figura 9c mostra a variação de corrente em L2. ELETRÔNICA excitação do transistor Q1, para a completa saturação. Quando a carga em C3 se estabilizar, haverá uma redução de corrente base-emissor de Q1, diminuindo a corrente circulante pelo transformador T1, invertendo a polaridade induzida no secundário. Dessa forma, o pino 4 do transformador, fica mais negativo que o pino 5, forçando a carga do capacitor C3, via diodo D2, o que FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 205 APOSTILA MÓDULO - 4 leva o transistor Q1 completamente ao corte (sua tensão de base fica 0,6 volts abaixo da tensão do emissor). Realimentação negativa, controle e estabilização Ainda podemos ver na figura 11, o transistor Q2, que está representado como um resistor variável. Este resistor será responsável pelo controle da tensão de saída da fonte de alimentação. figura 11 Observando agora a figura 12, vemos como o transistor Q2 é polarizado. Considerando que temos uma tensão de saída em torno de 120 volts (neste caso específico), haverá um divisor de tensão formado por R5, P1 e R6. Caso a tensão na saída esperada esteja correta, com o cursor de P1 no centro, haverá pouco mais de 12,6 volts neste ponto. Isto permitirá uma corrente residual circulante pelo transistor Q3, criando a polarização para o transistor Q2. O diodo zener ZD1 (12 volts), servirá como referência de tensão para este circuito comparador (tensão de referência do zener no emissor do transistor Q3 com a tensão de referência da saída da fonte na base de Q3). Caso a tensão de saída por algum motivo suba, haverá uma maior polarização do transistor Q3 e figura 12 consequentemente uma maior polarização para o transistor Q2, que trabalhará na descarga do capacitor C3 de uma forma mais rápida, ficando menos tempo o transistor Q1 saturado. Com isto, como de tensão na saída; mas o que ocorre na verdade, é que dissemos que a fonte por algum motivo subiria, na junto com o aumento da frequência, também há a verdade o transistor chaveador Q1, fará com que ela se diminuição do tempo de saturação do transistor Q1. A figura 13, mostra um resumo de como as tensões de mantenha estável. saída dos conversores DC-DC, são ajustadas ou Pelo circuito ainda pode-se ajustar a tensão de saída, alterando o posicionamento do cursor de P1. Finalmente controladas. Uma amostra da tensão de saída é levada a temos a destacar o diodo D3, que ligado ao TSH, irá levar um circuito de controle e estabilização, permitindo assim pulsos positivos à base de Q1, fazendo-o saturar. controlar o tempo de saturação do transistor chaveador, Normalmente este pulsos fazem com que a frequência mantendo com isto a tensão de saída estável. A figura 14, da fonte aumente, o que poderia ocasionar um aumento mostra-nos em destaque os vários circuitos que compõe figura 13 figura 14 206 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 AS FONTES PARALELAS ISOLADAS E A REALIMENTAÇÃO NEGATIVA Na figura 15, vemos um circuito muito comum, transistor, abaixando sua tensão de coletor e utilizado na maioria dos equipamentos eletrônicos aumentando a intensidade de luz do LED interno ao atuais. Trata-se de uma fonte paralela isolada da integrado. Haverá então uma maior polarização rede, que trabalha no processo step-down. Seu para o transistor interno ao IC1, produzindo uma funcionamento está baseado na saturação e corte queda em sua tensão de coletor. do transistor Q1, que cria os campos A forma de onda da figura 16c, mostra esta eletromagnéticos, para que haja indução tanto para diminuição da tensão média que entra na entrada enrolamento secundário da direita como da "não inversora" do amplificador operacional. Com isto podemos observar que a onda de saída do esquerda. Pela primeira vez, vemos a excitação de uma fonte operacional terá uma menor largura positiva e chaveada, que dependerá de um circuito oscilador e consequentemente mantendo menos tempo o um comparador de tensão, gerando uma onda transistor Q1 saturado, tendendo a gerar menor quadrada que irá excitar o transistor Q1. Temos tensão de saída e mantendo a fonte estabilizada. também a geração de uma tensão de alimentação que é retificada por D2 e filtrada em C3, para alimentação tanto do circuito oscilador como do operacional. Para que a tensão da fonte possa ser estabilizada, haverá necessidade de retirarmos uma amostra da tensão de saída, para que chegue até o operacional OP1, cujo funcionamento veremos na figura 16. O circuito terá como base um oscilador gerador de rampa dente-de-serra, cuja saída, entrará no amplificador operacional "Op1"; neste mesmo operacional estará entrando uma média de tensão, proveniente da condução do transistor interno ao acoplador óptico IC1 e R3. Na figura 16a, podemos ver a forma de onda dente-de-serra da saída do oscilador que figura 15 entra no operacional e ao mesmo tempo uma tensão média proveniente da condução do transistor (interno ao operacional) e o resistor R3. O operacional funcionará da seguinte maneira: enquanto a figura 16 tensão da rampa, está abaixo da tensão de referência, a saída do operacional se manterá em nível alto, que produzirá a saturação do transistor Q1. Com a tensão de rampa aumentando, chega um ponto de ultrapassar a tensão de referência que entra na entrada "não inversora", produzindo uma queda na tensão de saída do operacional, que levará ao corte transistor chaveador Q1. Caso haja uma diminuição de consumo na carga, a tensão de saída da fonte tenderá a subir, provocando imediatamente uma elevação da tensão de base do transistor Q2 e com isto uma maior polarização para esse ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 207 APOSTILA MÓDULO - 4 FONTE DE ALIMENTAÇÃO PARA PC A figura 19, apresenta os transistores chaveadores principais Q1 e Q2, sendo que o coletor de Q1 é posicionado na fonte de + 150 Vdc, enquanto que o transistor Q2, tem seu emissor conectado a fonte de -150 Vdc. Considerando que o pino comum no transformador TR1 está conectado a referência, os transistores são ligados ao outro lado do transformador por um capacitor de 1uF x 250V. O objetivo será fazer com que os transistores saturem alternadamente, mantendo-se determinado tempo nessa condição, que dependerá da largura do PWM de saída do integrado excitador. O transformador TR3, será o responsável pela excitação das bases dos transistores Q1 e Q2 (em contra-fase). - amarelo (yellow): +12 volts 18Amáx. 9A 216Wmáx 100Wmédios - vermelho (red): + 5 volts 15Amáx. 7A 100Wmáx 60Wmédios A corrente circulante pelo primário do - branco (white): - 5 volts 1Amáx. 0,5A 4Wmáx. 2Wmédios transformador TR1 passará pelo primário - azul (blue): -12 volts 1Amáx. 0,5A 12Wmáx. 5Wmédios do transformador TR2 que induzirá uma - laranja (orange): +3,3 volts 15Amáx. 7A 75Wmáx. 35Wmédios tensão no secundário, visando gerar o As fontes de alimentação para microcomputador, se tornaram bastante comuns e até certo ponto de custo acessível para montagens de computadores. Trabalham normalmente com a rede elétrica de 110 ou 220 volts, normalmente utilizando uma chave seletora de tensão para escolha da rede. Estas fontes tem como objetivo, gerar saídas de baixas tensões, de 3,3 volts a 12 volts (inclusive tensões negativas). A figura 17, mostra-nos uma série de conectores utilizados nestas fontes de alimentação, com respectivas cores e tensões. Existe uma padronização geral com respeito esta as cores como segue abaixo: Podemos dizer que nestas fontes haverá um consumo de pico de cerca de 500Wmáx. enquanto que o consumo médio será de 200W. A figura 18, mostra as saídas desta fonte de alimentação, onde destacamos as tensões de + 3 volts, +5 volts e +12 volts, não podem ser usados reguladores de tensão, pois os circuitos posteriores drenam correntes superiores a 10 amperes (correntes médias). Poderemos utilizar o regulador de tensão de -5 volts para a respectiva saída. É obrigatório que a retificação das fontes de alta corrente seja feita em onda completa, para que não haja desbalanceamento das tensões armazenadas nos capacitores de filtro de rede, quando ligados na tensão de 220 volts AC. figura 17 figura 18 208 controle do PWM da fonte, e ainda observar o equilíbrio entre as correntes em um sentido como em outro sentido, que circula pelo transformador TR1. A figura 20, mostra-nos a entrada da rede elétrica e a retificação em onda completa que é feita. Na rede de 110 Vac o ponto comum entre os capacitores vai ligado a um dos pólos da rede, sendo gerado +150 volts sobre o capacitor C10 e -150 volts sobre o capacitor C11. Na rede de 220 volts a chave será mudada para esta posição, que desligará o ponto comum dos capacitores, da rede elétrica. Com isto, carregaremos os capacitores com a tensão de 300 volts de pico (rede de 220Vac), sendo que cada capacitor receberá 150 volts de carga. Esta forma de trabalho na rede de 220 volts só poderá ser feito, quando o consumo da tensão positiva for igual ao consumo da tensão negativa. Esta fonte de alimentação será controlada basicamente pelo integrado mostrado na figura 21a, FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA onde temos a forma de SMD e figura 19 também convencional. Na figura 21b, mostramos as conexões dos pinos do integrado, facilitando sua visualização e na figura 22 os valores de tensões, correntes e temperaturas máximas que este integrado pode suportar. O diagrama completo interno do integrado pode ser visto na figura 23. É um integrado produzido pela Motorola, cujo código é TL494 (apesar deste código básico, existem dezenas de outros fabricantes e codificações diferentes, mas com pinagem idênticas ao integrado mostrado). Este integrado possui o circuito oscilador baseado no pino 6 e 5, trabalhando com frequência em torno de 40 kHz. A dente-de-serra do oscilador ainda entrará em dois amplificadores operacionais para figura 20 que seja formada a onda quadrada que entra em uma porta “OU” criando o clock para excitação do Flip-Flop tipo D. temos assim excitados alternadamente os transistores Q1 e Q2 internos ao integrado. A tensão de realimentação para a correção da tensão da fonte, entrará pelo pino 2 do integrado sendo esta comparada a tensão de 2,5 volts presente no pino 1. Este integrado possui ainda travamento por tensão excessiva de saída e também de corrente excessiva. Mais detalhes do funcionamento desse integrado, será passado na revista da CTA eletrônica número 38, quando trataremos e uma fonte de alimentação para microcomputador Intel Pentium 4 ou AMD Athlon K7 & Sempron. A figura 24, mostra uma esquematização básica para funcionamento desta fonte de alimentação utilizando o integrado TL494. As saídas de excitação para os transistores driver ocorrerão pelos pinos 8 e 11, que excitarão alternadamente os transistores Q3 e Q4, na configuração de push-pull. O transformador TR3 receberá em seu figura 21a primário a tensão de 12V, indo esta ao coletor de Q3 e Q4 (através dos dois enrolamentos primários). Assim, quando o transistor Q3 satura, haverá circulação de corrente em um sentido por um dos enrolamentos de TR3 excitando no secundário, um dos transistores de saída. Quando o transistor Q4 satura, haverá a saturação do outro transistor de saída. Uma amostra do PWM que excita a fonte (corrente circulante pelo transformador TR1) passará também pelo primário de TR2, fazendo que em seu secundário ELETRÔNICA MÓDULO - 4 figura 21b haja uma retificação do funcionamento (captação das correntes circulantes em um e outro sentido) dos dois ciclos do PWM, que são levados até o circuito de controle do integrado TL494. O transistor Q5, será responsável pela mixagem das tensões provenientes de diversas fontes, atuando na tensão de controle geral. Observando que a base do transistor Q5 está na massa, podemos dizer que a tensão de emissor dele estará com -0,6V, já que temos FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 209 APOSTILA MÓDULO - 4 uma malha formada por R8, R7 e R6 ligados ao potencial de -12V. Vemos também que temos o diodo D8, que grampeará a tensão em seu catodo em -5,6V, e também controlará a polarização do transistor Q5. Caso a tensão de -5V caia, haverá a diminuição da tensão de catodo e consequentemente maior polarização para o transistor Q5, onde por ele circulará uma maior corrente e por conseguinte cairá a tensão de catodo, fazendo com que as fontes gerais sejam ajustadas para mais. A correção para a fonte de +5 volts será feita a partir do divisor de tensão presente no pino 1 do integrado, onde entra 2,5 volts. Assim caso haja uma queda nesta tensão, haverá uma elevação no tempo de saturação dos transistores chaveadores e consequente aumento das fontes gerais. figura 23 figura 22 O transistor Q6, trabalhará na função de SOFT-START, permitindo que no momento que ligamos o circuito, o trabalho de saturação dos transistores de saída seja feito em um tempo mais curto, permitindo uma carga lenta dos capacitores de saída e evitando assim sobrecarga geral. Aconselhamos aos alunos, baixar o datasheet completo do integrado TL494 e visualizar mais utilizações e detalhes referente ao circuito de controle de fonte chaveada push-pull. figura 24 210 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 FONTE DE ALIMENTAÇÃO 12 VOLTS - 4 AMPERES COM VIPer100 Mostraremos aqui um circuito prático para montagem muito interessante, projeto da ST microelectronics utilizando um circuito integrado VIPer100B. Entre suas características está seu baixo custo e pouca quantidade de componentes utilizados. Antes do leitor iniciar esta montagem, aconselhamos pesquisar a existência do integrado VIPer100 e também o transformador chopper L5. Na figura 25, mostramos o aspecto real do integrado, sendo oferecido em três configurações distintas. Notem que a versão PENTAWATT HV, necessita de um dissipador físico, de alumínio convencional, enquanto a versão Power SO-10, utiliza-se de um dissipador que é feito no próprio cobre da placa de circuito impresso. Ainda na figura 25, mostramos as características principais deste integrado, ou seja, poderá trabalhar com tensão de dreno a source de 400 volts, sendo que a corrente máxima será de 6 amperes. Ainda teremos como característica principal, a resistência de 1,1 ohms quando o FET estiver saturado. Na figura 26, podemos ver o que significa cada um dos terminais deste componente. Na versão Power SO-10, temos quatro terminais para conexão do source, que internamente estão no mesmo ponto, enquanto que o terminal dreno (drain), servirá não só como dissipador, como também receberá tensão principal via chopper. Na versão PENTAWATT, o dissipador também será o dreno. Na figura 27, vemos a diagramação interna do integrado. Começamos pela tensão de alimentação, +Vdd, que aparecerá quando o circuito de chaveamento ou o FET de saída for polarizado pela tensão retificada e filtrada da rede. Antes de surgir essa tensão, haverá necessidade de haver alimentação no circuito, que é feita pela chave ON-OFF que está ligada ao drain ou dreno, e através deste ponto são polarizados os circuitos gerais, interno ao integrado. Quando a fonte chaveada funcionar e gerar as tensões de secundário, haverá também a entrada tensão de Vdd, que substituirá a tensão anterior. Após o funcionamento da fonte secundária (entrada de tensão pelo Vdd), o circuito integrado receberá uma amostra desta tensão na entrada do "op3". Caso não haja tensão de controle de realimentação entrando via entrada "comp" do integrado, a tensão de Vdd subirá até pouco mais de 13 volts, fazendo com que na entrada "não inversora" tenha 13 volts de forma estabilizada, enquanto que na entrada "inversora" a tensão também terá 13 volts (quando Vdd chegar a 13,2 volts), fazendo a tensão de saída do comparador cair para assim realizar o controle das tensões de saída da fonte. Este controle tem uma estabilização das tensões de secundário na faixa de 5%, sendo que ao utilizarmos a realimentação pela entrada "comp" poderemos ter uma estabilização com cerca de 1%. figura 25 Quando houver a realimentação feita pela entrada "comp", a tensão de Vdd, deverá ficar abaixo de 13 volts (12 volts aproximadamente) permitindo assim o o controle pela entrada "comp". O controle do tempo de saturação e corte do transistor chaveador, funcionará baseado na tensão de "comp" que vem de OP3 ou da entrada "comp". Esta tensão irá até o Op1, sendo comparada com a tensão de 0,5 volt de referência na entrada "não inversora". Quando não houver consumo, a tensão será de 0,5 volt e com consumo, haverá incrementos de 0,5 volt a cada ampere circulante pelo transistor FET. Mesmo que a tensão de Vdd não seja usada para controle e estabilização, ainda continuará detectando a tensão do secundário e caso suba muito, acima de 13 volts, tentará controlar a tensão via "op3" e caso não consiga, haverá o desarme do circuito. A figura 28, mostra as diversas tensões aplicadas sobre o integrado, com suas respectivas corrente geradas. Já a figura 29, mostra a configuração básica do oscilador, com os cálculos de tempo para o resistor Rt e o capacitor Ct. Baixando o datasheet completo do integrado, mostrará como ele será utilizado em uma fonte paralela isolada, no sistema de Fly-back. figura 26 ELETRÔNICA FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 211 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 27 MONTAGEM DA FONTE DE 12 VOLTS POR 4 AMPERES. A figura 30, mostra uma foto real da fonte de alimentação de 12V-4A, que poderá ser montada pelos leitores que tem intimidade com montagens gerais. Novamente alertamos com respeito a obtenção dos componentes como o integrado VIPer100 e o transformador chopper L5, que deverão ser encontrados antes de fazer toda a preparação para o projeto. Na figura 31, destacamos o desenho da placa de circuito impresso, que como podemos ver é de face simples e fácil traçado. Na figura 32, temos o desenho da disposição de componentes. Na figura 33, mostramos o desenho esquemático da fonte de alimentação isolada de 12 volts por 4 amperes, onde abaixo destacaremos alguns aspectos práticos. figura 28 212 O filtro de linha L2, apesar de possuir um código da Siemens, poderá ser utilizado um filtro de linha qualquer (consumo final de 50W) ou 0,5A na rede de 110Vac. Atentar para o desenho da placa de circuito impresso quanto ao encaixe do componente, caso seja utilizado outro filtro. O mesmo podemos dizer para o R3, que é um NTC de 33 ohms, que visa controlar a corrente inicial até que os capacitores de saída se carreguem e haja estabilização no consumo. Novamente alertamos para a compra de um componente equivalente, com respeito aos pinos de fixação na placa. Finalmente, destacamos a obtenção do transformador chopper L5, que também deverá ter seus pinos fixados à figura 29 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA APOSTILA MÓDULO - 4 placa de circuito impresso. Caso o leitor consiga um transformador com primário variando de 130Vdc até 350Vdc 0,4A (médio) e com secundários de 12V- 4A e outro de 12V- 0,5A (alimentação do Vdd do VIPer100), poderá utilizá-lo. A relação de componentes pode ser vista na figura 34, e caso o leitor queira maiores informações sobre cada um dos componentes, poderá acessar: www.datasheetcatalog.com ALERTAMOS AOS ALUNOS QUE AINDA EXISTEM FONTES DE CORRENTE MUITO MAIORES, TRABALHANDO NO PROCESSO DE RETIFICAÇÃO EM O N D A C O M P L E TA E P O N T E . A L É M D O S CHAVEAMENTOS UTILIZADOS PARA NO-BREAK E INVERSORES DE FREQUÊNCIA. A CTA DISPONIBIZA O CURSO SÁTÉLITE DE FONTES CHAVEADAS, PARA OS INTERESSADOS EM APROFUNDAR OS PROCESSOS COMENTADOS ACIMA. figura 30 figura 31 ELETRÔNICA figura 32 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL 213 APOSTILA MÓDULO - 4 figura 33 figura 34 Atenção: após a leitura e/ou estudo detalhado desta aula, parta para a feitura dos blocos de exercícios M4-61 à M4-64. Não prossiga para a aula seguinte sem ter certeza que seu resultado nos blocos é acima de 85%. Lembre-se que o verdadeiro aprendizado, com retenção das informações desta aula, somente será alcançado com todos os exercícios muito bem feitos. Portanto, tenha paciência pois será no dia-a-dia da feitura dos blocos alcançará um excelente nível em eletrônica. 214 FONTES - AMPLIF. DE POTÊNCIA - VALVULAS - OPERACIONAIS - ELETRÔNICA DIGITAL ELETRÔNICA

Eletroeletrônica Módulo 4: Transistores, Amplificadores, Técnicas Digitais

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