DCM operation poses two major control challenges, which may lead to steady-state and dynamical issues, if not properly addressed. The first challenge is related to the sampling of the controlled current, which does not directly provide the average current value, as highlighted in Section 2. This issue may lead to stationary current error in the DC/DC stage, as the tracked current value would not reflect the real one, and to large current distortion in the PFC stage, as the sampling error would vary during the mains fundamental period. The second challenge of DCM operation is represented by the system non-linear transfer function (i.e., duty-tocurrent), yielding a variable system gain depending on the operating point. This issue leads to variable control-loop bandwidth, thus variable dynamical response for both converter stages, and inevitably to additional current distortion in the PFC stage. Both DCMrelated challenges are addressed in this work with proper sampling, feed-forward and gain adjustments. A simplified schematic of the proposed multi-loop battery charger control structure is represented in Figure 5. In this section, the relevant system state-space models are derived, and all controllers are analytically tuned taking into account the delays related to the digital implementation Работа DCM сопряжена с двумя основными проблемами управления, которые могут привести к установившимся и динамическим проблемам, если их должным образом не решить. Первая проблема связана с выборкой регулируемого тока, которая напрямую не обеспечивает среднее значение тока, как подчеркнуто в разделе 2. Эта проблема может привести к ошибке постоянного тока в каскаде постоянного тока, поскольку отслеживаемое значение тока не будет отражать реальное значение, и к большому искажению тока в каскаде PFC, поскольку ошибка выборки будет изменяться в течение основного периода сети. Вторая проблема работы DCM связана с нелинейной передаточной функцией системы (т.е. отношением нагрузки к току), обеспечивающей переменный коэффициент усиления системы в зависимости от рабочей точки. Эта проблема приводит к переменной полосе пропускания контура управления, следовательно, к переменной динамической характеристике для обоих каскадов преобразователя и неизбежно к дополнительному искажению тока в каскаде PFC. Обе проблемы, связанные с DCM, решаются в этой работе с помощью надлежащей настройки дискретизации, обратной связи и усиления. Упрощенная схема предлагаемой структуры управления многоконтурным зарядным устройством представлена на рисунке 5. В этом разделе выводятся соответствующие модели пространства состояний системы, и все контроллеры аналитически настраиваются с учетом задержек, связанных с цифровой реализацией From the output perspective, the PSFB operates С точки зрения выходной мощности, PSFB as a unidirectional buck converter with double работает как однонаправленный понижающий the switching frequency. Therefore, due to its преобразователь с удвоенной частотой output inductive characteristic, it can be переключения. Следовательно, благодаря operated either in CCM or in DCM. In the present своей выходной индуктивной характеристике case, the converter is designed to achieve DCM он может работать как в CCM, так и в DCM. В operation over the complete power range, since данном случае преобразователь similar advantages as for the PFC can be сконструирован таким образом, чтобы obtained. In particular, due to the natural current обеспечить работу постоянного тока во всем drop to zero within each half switching period, (1) диапазоне мощностей, поскольку могут быть the diode bridge reverse-recovery losses are получены те же преимущества, что и для PFC. drastically reduced, allowing for the adoption of В частности, благодаря естественному cheap Si diodes, (2) the output inductor can be падению тока до нуля в течение каждой largely downsized compared to CCM operation половины периода переключения, (1) потери and (3) the duty cycle loss на обратное восстановление диодного моста phenomenon is eliminated. However, DCM also резко снижаются, что позволяет использовать leads to some disadvantages such as (1) quasiдешевые Si-диоды, (2) выходная катушка ZCS of the first leg (i.e., the bridge-leg that forces the current to rise from zero), which generates large capacitive losses, (2) increased RMS current stress in the active and passive power components and (3) complex current sampling and control. индуктивности может быть значительно уменьшена по сравнению с работой CCM и (3) режим работы потеря цикла явление устранено. Однако DCM также приводит к некоторым недостаткам, таким как (1) квази-ZCS первой ветви (т.е. ветви моста, которая заставляет ток увеличиваться с нуля), что приводит к большим емкостным потерям, (2) повышенному среднеквадратичному напряжению тока в активных и пассивных компонентах питания и (3) сложный отбор проб тока и контроль. Since the PSFB behaves as a buck converter, the Поскольку PSFB работает как понижающий transformer turn ratio n must be selected to преобразователь, коэффициент поворота comply with the desired output voltage range. трансформатора n должен быть выбран в Therefore, taking into account a margin for соответствии с желаемым диапазоном controllability, voltage drops and proper DCM выходного напряжения. Поэтому, принимая во operation, n = 2/3 is selected. внимание запас управляемости, перепады Conventionally, the leakage inductance of the напряжения и правильную работу DCM, transformer Lr is a parameter of primary выбирается значение n = 2/3. importance for a PSFB operated in CCM, as the Традиционно индуктивность рассеяния ZVS operation of one MOSFET bridge-leg depends трансформатора Lr является параметром on the energy stored by Lr, which thus defines первостепенной важности для PSFB, the minimum load at which lossless switching can работающего в CCM, поскольку работа ZVS be achieved. However, when operated in DCM, одной ветви моста MOSFET зависит от энергии, this bridge-leg features quasi-ZCS operation and запасенной Lr, которая, таким образом, gains little to no advantage from the energy определяет минимальную нагрузку, при stored by Lr. которой может быть достигнуто переключение Therefore, in the present case, the leakage без потерь. Однако при работе в режиме inductance should be minimized, since it only постоянного тока эта опора моста работает в yields an unwanted voltage drop during режиме квази-ZCS и практически не получает operation. Moreover, Lr is directly related to the преимуществ от энергии, запасаемой Lr. amount of leakage field in the transformer core Следовательно, в данном случае window, thus quadratically affecting the индуктивность утечки должна быть сведена к proximity losses in the windings [48]. With a минимуму, поскольку это приводит только к proper interleaved arrangement of primary нежелательному падению напряжения во and secondary windings, Lr = 0.3μH is obtained. время работы. Более того, Lr напрямую связан In addition, it is worth reminding that the с величиной поля утечки в окне сердечника transformer magnetizing inductance Lm does not трансформатора, таким образом, квадратично play a major role in the usual PSFB operation, as влияя на потери близости в обмотках [48]. При it only yields circulating current and should правильном чередовании первичной normally be maximized. However, in the present и вторичной обмоток получается Lr = 0,3мкГн. case, the magnetizing current is the only primary Кроме того, стоит напомнить, что current contribution that can discharge the индуктивность намагничивания output capacitances of the lossy bridge-leg, трансформатора Lm не играет важной роли в avoiding a complete ZCS transition and thus обычной работе PSFB, поскольку она дает reducing the switching losses [43]. Therefore, a только циркулирующий ток и обычно должна trade-off between increased circulating current быть максимальной. Однако в данном случае and decreased ток намагничивания является единственным switching losses must be identified, leading to Lm источником первичного тока, который может = 300μH in the present case. разрядить выходные емкости моста с потерями, избегая полного перехода ZCS и, таким образом, уменьшая потери при переключении [43]. Следовательно, The discussed automotive application requires wide input and output voltage ranges of the converter. The converter has to be designed for the minimal required value of input voltage and thus cannot be optimized for all operating conditions. One of the consequences is the excessive voltage overshoot over the rectifier side switches when higher input voltages are applied. The simulation model of the rectifier turn-off process showed that the transformer leakage inductance together with the output capacitance of the switches is the major contributor to the voltage overshoot. Both additional resonating inductance and switches with high dvdt on the primary side only intensify the overshoot problem. MOSFET switches with higher Coo will also contribute to overshoots. The investigations showed that the bridge rectifier can significantly reduce the steady state blocking voltage as well as the voltage overshoot of the rectifier switches. Despite the higher number of switching components, this topology not only helps avoiding additional efforts for RCD or active snubbers but is also characterized by the lowest conduction power losses. The effect of the rectifier stage on the total converter efficiency will be focus of the future work. The output filter is forced to work in continuous conduction mode (CCM) when the active rectification devices are driven maintaining the same standard CCM modulation scheme along all load range. Subsequently In a full bridge rectification stage configuration the peak voltage of the above mentioned DCM overshoot is blocked by two stacked devices and it is likely to be distributed near equally between необходим компромисс между увеличением циркулирующего тока и уменьшением необходимо определить потери при переключении, которые в данном случае приводят к Lm = 300 Мкч. Рассматриваемое применение в автомобилестроении требует широкого диапазона входного и выходного напряжений преобразователя. Преобразователь должен быть рассчитан на минимальное требуемое значение входного напряжения и, следовательно, не может быть оптимизирован для всех условий эксплуатации. Одним из последствий является чрезмерный скачок напряжения на боковых переключателях выпрямителя при подаче более высоких входных напряжений. Имитационная модель процесса отключения выпрямителя показала, что индуктивность утечки трансформатора вместе с выходной емкостью переключателей является основной причиной превышения напряжения. Как дополнительная резонирующая индуктивность, так и переключатели с высоким dvdt на первичной стороне только усиливают проблему перерегулирования. Переключатели MOSFET с более высоким Coo также будут способствовать превышениям. Исследования показали, что мостовой выпрямитель может значительно снизить напряжение блокировки в установившемся режиме, а также превышение напряжения выпрямительных переключателей. Несмотря на большее количество коммутационных компонентов, такая топология не только позволяет избежать дополнительных затрат на УЗО или активные демпферы, но и характеризуется наименьшими потерями мощности на проводимость. Влияние выпрямительного каскада на общую эффективность преобразователя будет в центре внимания будущей работы. Выходной фильтр вынужден работать в режиме непрерывной проводимости (CCM), когда активные устройства выпрямления приводятся в действие, поддерживая одну и ту же стандартную схему модуляции CCM во всем диапазоне нагрузок. Впоследствии В конфигурации с полным мостовым выпрямительным каскадом пиковое напряжение вышеупомянутого превышения DCM блокируется двумя объединенными them (considering all devices have near equal output capacitance) (17). For the center tapped or current doubler configurations the devices are anyhow dimensioned to block at least two times the transformer reflected voltage [5]. It follows that, in any of those scenarios the induced DCM resonance peak voltage is well under the blocking voltage limits for the secondary side devices already considered in normal working conditions. If the converter works in forced CCM but the active rectifiers happens to turn off while the current through Lo is flowing back against their intrinsic body diodes, the current path becomes blocked and the energy stored in Lo instead charges up the output capacitance of the devices (Fig. 5). Like in the previously described DCM overshoot scenario, the mechanism of these phenomena is a resonance between Lo and the output capacitance of the SRs. However, since in forced CCM the current through Lo becomes more negative than during DCM operation, there would be more energy stored at the start of the resonance (19). The induced drain voltage overshoot easily becomes large enough to reach the drain voltage breakdown limit of the rectification devices (20)-(21). устройствами и, вероятно, распределяется между ними почти поровну (учитывая, что все устройства имеют почти равную выходную емкость) (17). Для конфигураций с центральным отводом или удвоителем тока размеры устройств в любом случае рассчитаны таким образом, чтобы блокировать напряжение, по крайней мере, в два раза превышающее отраженное трансформатором напряжение [5]. Из этого следует, что в любом из этих сценариев пиковое напряжение индуцированного резонанса постоянного тока значительно ниже пределов напряжения блокировки для устройств вторичной стороны, уже рассмотренных в нормальных условиях работы. Если преобразователь работает в режиме принудительного CCM, но активные выпрямители отключаются, в то время как ток через Lo поступает обратно на их внутренние диоды, путь тока блокируется, и энергия, запасенная в Lo, вместо этого заряжает выходную емкость устройств (рис. 5). Как и в ранее описанном сценарии превышения DCM, механизмом этих явлений является резонанс между Lo и выходной емкостью SRs. Однако, поскольку при принудительном CCM ток через Lo становится более отрицательным, чем при работе постоянного тока, в начале резонанса (19) накапливалось бы больше энергии. Вызванное превышение напряжения стока легко становится достаточно большим, чтобы достичь предела пробоя напряжения стока выпрямительных устройств (20)-(21).
0
advertisement
Related documents
Download
advertisement
Add this document to collection(s)
You can add this document to your study collection(s)
Sign in Available only to authorized usersAdd this document to saved
You can add this document to your saved list
Sign in Available only to authorized users