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IEEE TRANSPIONS ON CHUITS AND SYSTEMS-I:
REGULAR PAPERS,
VOL.67, NO.11, November 2020
4053
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电阻压缩下的双频差分 CMOS 射频能量收集
器
调制信号激励
S.Nagaveni 、Pramod Kaddi、Ashwini Khandekar 和 Ashudeb Dutta，电气和电子工程师学会会员
摘要-- 本文提出了一种电阻压缩双频差分 CMOS 射频能量收
集器，用于收集双频功率。电阻压缩双频匹配网络的使用最大
程度地降低了射频-直流转换器对输入功率和整流器负载变化的
敏感性。建议的系统可在 914 MHz 和
该设计采用标准 CMOS 0.18 µm 技术制造，提供 1 V 稳压输出
电压。该设计采用标准 CMOS 0.18 µm 技术制造，提供 1 V 稳
压输出电压。
2020 年 6 月 22 日。出版日期：2020 年 7 月 9 日；当前版本日期：2020
年 10 月 30 日。本文由副主编Y.Qin.(通讯作者：S. Nagaveni）
S.Nagaveni 和 Ashudeb Dutta 是印度海得拉巴 502285 印度理工学院电子
工 程 系 的 成 员 （ 电 子 邮 箱 ： ee14resch01004@iith.ac.in;
ashudeb_dutta@iith.ac.in）。
Pramod Kaddi 现为印度班加罗尔三星半导体印度研究与开发中心（邮
编：560037）（电子邮箱：ee11m10@iith.ac.in）。
Ashwini Khandekar现供职于印度班加罗尔英特尔印度有限公司，邮编
-14 dBm）。在输入功率为 -16 ∼ 0 dBm 的范围内，效率也保
持在 20% 以上 。还研究和分析了 Wi-Fi 带宽（72 MHz）、
OFDM 调制和 64-QAM 调制对系统效率和连续输入信号灵敏度
的 影响。观察到效率随着峰均功率比的提高而提高。
：560103（电子邮箱：ashwini.khandekar@intel.com）。
本文中一幅或多幅图的彩色版本可在 http://ieeexplore.ieee.org 上在线获
取。
数字对象标识符 10.1109/TCSI.2020.3006156
索引 词条--电源管理、射频能量采集、接收器、双频、GSM
、Wi-Fi、电阻压缩网络。
T
I. 导言
射频能量采集（RF-EH）在最近的应用中引起了越来
越多的关注。它包括可穿戴设备[1]和植入式设备[2]，用
于监控区域内的无处不在的通信，以实现远程生命健康信
号监测应用。整流器是一个重要的构件，其性能对系统效
率起着重要作用。可用射频功率会随着
距离 ( Pin ∝ 1/d2 ) 并在很大的 输入范围内波动。输入功率
随时间和距离的变化而变化。
距离会导致整流器的阻抗发生变化，并偏离通常在固定负
载下优化的运行条件。由于阻抗失配，这会导致整流器性
能下降。因此，针对宽动态输入范围的系统优化设计至关
重要。
手稿于 2020 年 3 月 15 日收到；2020 年 5 月 31 日修订；已接受
授权许可使用仅限于：代尔夫特理工大学图书馆。于 2023 年 9 月 07 日 11:17:23 UTC 从 IEEE Xplore 下载。适用限制。
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为了克服这一限制，人们引入了各种技术。在[3]-[5]中
LC 元件实现。但高频输入阻抗的压缩效果受到有限分立
，不同入射功率水平的优化整流器并联在一起，以扩大
元件的限制。在 [13] 和 [14] 中，利用传输线 RCN 增加了
输入功率范围，并通过功率管理单元（PMU ）进行重新
控制单频压缩的自由度。与单频相比，图 1 中通过采集两
配置。然而，额外的 PMU 会带来额外的电路复杂性。文
个频段的能量可提高输出电压， 因此双频能量采集比单
献 [6] 、[7] 采用最大功率点跟踪方法优化射频到直流的
频能量采集更受青睐。
功率转换效率 (PCE)，适用于较宽的入射功率范围。文献
此外，在这些先前的文献[11]-[14]
中，采 用 了基于
[8] 采用变容二极管来调整整流器的阻抗，以补偿在不同
Dickson 的整流器，而差分驱动交叉耦合整流器在正向和
频率、输入功率和直流负载条件下的变化，从而实现宽
反向偏置条件下分别具有较小的导通电阻和反向泄漏，因
输入功率范围。文献 [9] 采用砷化镓 pHEMT 实现了宽输
此性能大大提高。差分整流器需要一个射频平衡器来馈入
入功率范围的高 PCE 。然而，这些方法带来了额外的电
差分信号，这会增加采集器或差分天线的外形尺寸，而大
路复杂性。
多数现成的天线都是单端。
文献 [10] - [14] 提出了电阻压缩网络 (RCN) 方法，以
在拟议的系统中，RCN 除了提供最大功率传输和无源
降低整流器对输入功率变化的敏感度。这种网络可在宽
升压外，还提供差分信号。采用标准 CMOS 工艺设计并
输入功率范围内减少输入阻抗变化。因此，阻抗匹配性
制造了双频 RCN RF-EH 。此外，还对其在连续和调制输
能得以改善，特定射频到直流 PCE 的输入功率范围也得
入信号下的性能进行了测量。总体而言，本文有助于 (a)
以扩大。先前的 RCN 解决方案已在 [11] 和 [12] 中使用
差分
1549-8328 © 2020 IEEE。允许个人使用，但再版/再发行须经 IEEE 许可。
更多信息，请参见 https://www.ieee.org/publications/rights/index.html。
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图 1. 输入和输出电压的模拟波形。
图 2.模拟结果：(a) Va/Vin 是不同天线电阻下输入功率的函数。(其中 Va
和 Vin 分别为匹配网络的输出和输入电压）。(b) Va/Vin 和 Va 与天线电阻
RCN 双频阻抗匹配网络 (b) 整流器和电源管理系统设计方
的函数关系。
法 (c) 连续和调制信号环境下的收割机分析。本手稿的其
图 2 显示了不同串联天线电阻下的无源电压提升与输入
余部分将按以下方式系统阐述：第二节讨论电路优化参数
功率的函数关系。从图中可以看出，辐射电阻越小，电压
。第三节介绍拟议的射频能量收集系统
并介绍了关键的组成部分。第四节展示了
提升越大。此外，在高输入功率水平下，Q 值会降低，这
测量结果，并研究调制的影响。
可以看出
第五节是结论。
阻抗。但是，如果天线阻抗与整流器阻抗匹配，天线和整
II. 宽带/宽频的挑战
能量收集
是因为天线电阻越小，Q 值越大。
整流器电容增大（Q =1 ）。图 2b
ωCRS
RS = 10 ▲ 是
流器之间就能实现最大功率传输和无源升压。因此，可将
天线电阻视为优化收割机功率转换效率的设计参数。
由于环境中存在多个潜在的射频频段，宽带或多频段射
频能量收集器比单频能量收集器更受欢迎。另一方面，由
于接收到的射频功率较低（10 μW - 100 μW），因此单频
采集的功率不足以驱动任何无线传感器节点。与窄带能量
收集器相比，宽带能量收集器能 在宽频率范围内实现阻
抗匹配，同时还能进行无源升压。然而，要同时实现无源
电压提升和阻抗匹配是不可能的，因为带宽是
与品质因数成反比（ 带宽 =
f0 /Q，其中 f0 为谐振频率）。
A. 天线辐射阻抗的影响
也许要优化射频-超高频，就必须了解天线辐射阻抗和
整流级对匹配网络的影响。天线的辐射阻抗是一个等效电
阻，其耗散的能量与天线的辐射阻抗相同。
天线辐射的功率，其公式为 Rr = P ，其中 P 是离开的电
I 是流入馈线的电流。
磁场功率，I
2
天线的阻抗。通常，天线的阻抗被认为是 50 ▲ 作为匹配
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比输入功率 Pin = -15 dBm 时 RS = 50 ▲ 的增益高 6 dB。
另 一 方 面 ，在输入功率 Pa = -15 dBm 时�����集器
产生相同的 V （匹配网络输出电压）和相同的增益。
与 RS = 50 ▲ 相比，当 RS = 10 ▲ 时，输入的整流器输出
电压低于 6 dB。然而，天线效率会随着辐射阻抗的增加
而降低。因此
为了保持合理的天线效率和高 Q 值，可以考虑天线电阻
在 90 > RS > 10 的范围内。
B. 整流级的优化
单元整流器级与射频源输入并联，以获得更高的输出
电压，从而将整流器输入阻抗降至最低。因此，在相同
的射频输入功率条件下，多级配置的射频信号振幅比单
级小。如图 3b 所示，为 了 保持相同的 Va ，Q 因子随着
整流器级数的增加而增加。然而，由于高一级 NMOS 晶
体管的体效应，功率损耗也会随着整流器级数的增加而
增加。图 3a 显示了当前实现的一级、二级和三级整流器
的参数图。由于我们所需的输出电压高于 1 V，而输入功
率范围为
-在 -20 dBm 至 -5 dBm 的范围内，选择采用三级整流器
。下一节提供了设计
的系统。
III. 双频射频能量收集器设计
拟议系统的射频-直流转换器和电源管理集成如图 4 所
示。该结构包括片外天线、在相关频段（914 MHz 和 2.4
GHz）调谐的电阻压缩双频传输线匹配网络，以接收电
磁能，以及一个射频限制器，用于将射频输入馈电冻结
在所需值以下，以避免射频-直流转换器的击穿。
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
其中，Z1 是传输线 T L1 的特性阻抗。θ1 和 kθ1 分别是 T L1
在 f1 和 f2 时的电气长度。其中，k 是频率比，定义为
f2
.将负载阻抗转换为复共轭阻抗
∗
f1
f1 和 f2 处的阻抗，要求 Zin1 ( f1 ) = Zin1 ( f )2
real(Z in1 ( f 1)) = real(Z in1 ( f 2))
imag(Z in1 ( f 1)) = -imag(Zin1 ( f 2))
(3)
其中，f1 和 f2 处的 real(Z in1 ) 分别为
Z1
RL1 ((Z1 - X L1 tanθ 1 ) - tanθ 1 (X L1 + Z tanθ ))11
=
))Z 1
图 3.模拟结果：整流器输出电压和品质因数 Q 与 输入功率的函数关系
(Z 1 - XL1 tanθ1 )2 + R2L1
tanθ2 1
R L 2 ((Z 1 - X L 2 tankθ 1 )-tankθ 1 (X L 2 + Z tankθ
11
(Z 1 - XL2 tankθ1
。
)2
+
(4)
R2L2tankθ 2 1
等式 (4) 的写法如下
A tan3 θ1 + B tan2 θ1 + C tanθ1 + D = 0
(5)
在哪里？
2
)+ 2 rl2 xl2 (x
2 + R
A = 2 RL1 X L1 (XL2
L2
2
2
L1
+ RL1 )
+ 2z21 (r L2 x L1 + rL1 x ) L2
(6)
3
b =1 z (r L1 - rL2 ) + 4z 1 x L1 x L2 (r L1 - rL2 ) - rL1 z1
2)
2 + R2 ) + R
2
(7)
× (XL2
L2 Z1 (X L1 + RL1
L2
c = 2z2 1(r L1 - r L2 )(x L1 + x ) L2
(8)
d=
(9)
z3
1(r L1
- r )L2
f1 和 f2 处的虚 Zin 如下、
-R2 tanθ1 + (Z 1 - X L1 tanθ 1 )(X L1 + Z1 tanθ ) 1
图 4. RF-EH 系统的拟议系统架构。
晶体管。3 级整流电路用于将射频转换为直流，然后通过
j
L1
(Z 1 - X L1 tanθ) 2 + (R L1 tanθ) 2
-R2 tankθ1 + (Z 1 - X L2 tankθ 1 )(X L2 + Z1 tankθ ) 1
L2
=-j
(Z 1 - XL2 tankθ)2 + (R L2
tankθ) 2
上电复位电路对中间电路充电。
超级电容器（1.2 nF）和低压差稳压器，以 1 V 的恒定输
出电压驱动负载。
A. 电阻压缩双频阻抗匹配网络
双频电阻压缩拓扑结构
阻抗匹配网络如图 5 所示。它由两个子网络组成。双频阻
抗匹配网络
网络（子网络 I）与复整流器相匹配。
在 0.9 千兆赫和 2.4 千兆赫频率下，阻抗均为电阻值。
电阻压缩网络（子网络 II）可降低整流器对输入功率电平
变化的敏感度
和负载。还可将任意电阻负载转换为 50 ▲。
(10)
kθ1 的解可以通过推导 (10) 得到、
P tan kθ41 + Q tan kθ31 + R tan kθ21 + S tankθ1 + T = 0
(11)
在哪里？
p = z1 x L1 x L 2 (x L 1 + x L2 )+ z1 rL1 r L2 (r L2 + rL1 )
(12)
q = x L2 (r 2 + x2 - z2 ) - x2 (r2 + x2 - z )2
L1
L1
1
+ r2 (x2 - z2 ) - r2
L2
L1
1
L1
L1
L2
(X2 - Z )2
L2
L2
1
r = z1 (r2 x L1 + r2 x L2 ) + 2z 1 (x L1 (z 2 - x2 )
L2
+ x L2
L1
(z 2
1
-
x2
L1 ))-
s = z2 (r2 - r2 + x2 - x2
1
L1
L2
1
Z3
L1
(X L1 + X ) L2
L2
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)
1
(13)
L2
(14)
(15)
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
1) 子网络 I：I 部分的功能是将复阻抗转换为所需频率
Zin1 ( f2)
=
(R L1 - jX L 1 ) + j Z1 tanθ1
Z1
Z1 + j (R L1 - jX L1 )tanθ 1
(R L2 - jX L 2 ) + j Z1 tankθ1
Z1
Z1 + j (R L2 - jX L2 )tankθ 1
(16)
θ1 由 (5) 和 (11) 得出，假设 Z1 。
下的电阻。
变换后的输入阻抗 Zin1 如下
图 6）、
Zin1 ( f1) =
t = z3 (x
1 L1 + x ) L2
k
认为 Z1 满足条件，θ1
(1)
(2)
(5)
=1 θ1
(11)
.
θ2 和 θ3 的解决方案：将 Zin1 转换为 R1 ± j X1 的形式
后，如图 6 所示，采用并联存根来消除两端的无功部
分（± j X1 = ± j 1 ）。
B1
频率。并联存根可以开路或短路。
阻抗 Z2 和 Z3 可任意选择。
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图 5.拟议的射频-超高频系统架构。(射频限制器：M1、M2 = 30μm/0.18μm，M3 = M4 = 50μm/0.18μm，R1 = 1 K▲），（整流器：M1 = M3 = 1
K▲）：M1 = M3 =
3.6μm/0.18μm，M2 = M4 = 18μm/0.18μm）。
2) 子网络 II (RCN)： 子网络 II 的功能是将电阻负载转
换为 50 ▲，并在工作频率下显示与输入阻抗相反的相位
响应。该 RCN 用基角 (θbase ) 加/减 90 表示。0
√
阻抗为 Z4 = 50 R eff 。在此设计中，考虑了 π（半波长
）的基角，并加载了
相同的电阻负载 R eff 。支路输入阻抗方程为
ZA
=
Z4
ZB
=
Z4
R eff + j Z4 tan(θbase + π/2)
Z0 + j R eff tan(θbase + π/2)
R eff + j Z4 tan(θbase - π/2)
Z0 + j R eff tan(θbase - π/2)
(22)
(23)
两个分支的阻抗是复共轭的。因此，从天线一侧看到的
阻抗是电阻性的。此外，输入功率平均分配给两个分支。
1 R 2 + Z cot22
4
ef f
θ
参考文献 f
1 + cot2θ
Zin =
图 6. 差分 RCN 双频阻抗匹配网络。
(24)
输入阻抗 Zin 的变化范围较小，而负载阻抗 R eff 的变化
开路配置的总并联导纳等于 Yin1 的感抗，其值为
Z3 tanθ2 + Z2 tanθ3
范围较大，导 致 电阻压缩，如 (24) 所示。在图 7 中，当
负载阻抗范围为 10 至 1 K▲ 时，Zin 的变化范围为 10 至 1
阴2+
阴 3= j
Yin2 + Yin3 = j
Z2 Z3
Z3tankθ2 + Z2tankθ3
Z2 Z3
K▲。
范围为 44-260 ▲。另一方面，1:100 的负载范围为
阻抗被压缩为 1:6.5 输入比范围
= - j B1 @ f1 (17)
= j B1 @ f2 (18)
阻抗。
电路的阻抗匹配性能（以输入反射系数 S11 表示）如图 8
θ2 由 (17) 和 (18) 可写成
θ2 =
tan-1 B1
所示。
Z2 Z3 - Z2 tanθ3
θ
a
= θ2 =
Z B1 Z2 Z3 - Z2 罐θ3
1 tan-1
3
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(19)
B. 射频
(20)
限幅
器的
设计
根据
采集
天线
与
k
Z3
射频功率源 [16]，匹配网络的输出端
如果为低输入功率而设计的采集系统被输入较高的升压电
θ3 的求解方法是：
θ2 - θa = 0
(21)
压，可能会损坏。为了避免
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图 7. 匹配网络的阻抗 Zin 和反射系数 S11。
图 9. PCE 与晶体管尺寸相关性的模拟结果。
从而减小导通电阻。因此，在宽输入范围内，要考虑晶体
管的最佳尺寸 (W ) 。n
D. 设计电源管理电路
大多数论文 [20]、[21] 都提出了基于升压转换器的电源
管理方法，但这会导致庞大的片外电感器，并在存储器大
图 8. 模拟结果 (a) 反射系数。(b) 阻抗位置。
量放电时需要启动电路。另一方面，最大功率点跟踪（
MPPT）需要与整流器和升压转换器连接，从而导致额外
当 MOS 晶体管输入功率较高时，整流器的输入端会采用
的电路。因此，针对长宽比这一重要属性，考虑采用片上
射频限制器电路 [16]。该电路由单元级 Dickson 整流器和
电源管理单元（PMU）。
低通滤波器组成（图 5），起到箝位电路的作用。MOS
1) 上电复位电路： 上电复位 (POR) 电路用于为中间片
晶体管（M3 和 M4 ）作为电压下变频器工作，并抑制高振
外存储超级电容器（470 μF）充电，并将超级电容器与
幅。
PMU 或负载电路隔离。超级电容器限制了突然
启动阶段的电压降。图 10 显示了 POR 电路，该电路设计
C. 整流器的设计
关键部件整流器的转换效率一直是众多研究工作的目标
的切入电压为 ≈1 V。
2) 带隙基 准 ：带隙基准（BGR）
电路需要为低压差稳压器产生基准电压（Vref ）和偏置电
[17]-[19]。文献[ 17]和文献[18]分别提出了静态 Vth 消除和
压（Vbias ）。图 10 所示的 BGR 电路 [22] 就是为在 亚阈
动态 Vth 消 除 技术，以提高灵敏度。文献 [19] 利用阈值
值区工作而设计的。该电路在 1.1 V 和 1.8 V 输入电 压 下
补偿晶体管将二极管的阈值电压降至接近于零。差分交叉
的功耗分别为 31.8 nW 和 58.5 nW。Vref 设置为 500 mV，
耦合整流电路，如图所示
Vbias 设置为 260 mV。MOSFET 的亚阈值建模公式为 (25)
。
由于导通电阻和反向漏电流较小，目前的工作 [18] 中采
Vgs = Vth + ηVT ln
用了图 5 中的 M1，即 M2。在正半周期间，节点 Vx 的电
=
KT
I
(25)
Is
是热电压，Vth
压为负，而 NMOS M1 的栅极电压为正，这相当于正向
其中 VT
M1 , M4 的偏差条件，同时也导致了
电压，η 是与过程相关的常数，Is =W I0 ，I0 是
q
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为阈值
L
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导通电阻。同样，在负半周，Vx 变为正值，M1 的栅极电
压降低，从而有效地将反向漏电流降至最低。晶体管尺寸
对 PCE 的影响如图 9 所示。由于导通电阻小，较宽的
MOS（2Wn ）在低功率情况下表现出更高的效率，这比
窄 MOS 的小反向漏电流更有效。同样，窄 MOS (Wn /2)
在高输入功率水平时显示出更高的 PCE，原因是
阈下电流传导系数。
MOS 晶体管 (MF ) 起着电阻器的作用，其值由 Vref 电压
调节。晶体管 M6 和 M7 中与温度成正比的电流 (PTAT) 由
下式给出。
V参考= V th1 + ηVTl n
6ic
(w/l)2 (w/l)4
I0 (W/L)1 (W/L)3 (W/L)5
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图 10.电源管理单元。(POR： M1 = M4 = 0.24μm/0.28μm ， M2 = M3 = 0.4μm/0.18μm ， M5 = 4μm/0.18μm ， M6 = 0.24μm/4μm， M7 =
100μm/0.18μm），（BGR： M1 = M2 = 5μm/25μm ， M3 = 35μm/10μm ， M4 = 5μm/25μm ， M5 = 35μm/10μm， M6 = M7 = 0.6μm/9μm,
MF = 50μm/0.3μm), (LDO: M1 = M2 = 0.48μm/10μm, M3 = M4 = 0.85μm/20μm, M5 = 9.15μm/10μm, Mp = 100μm/0.18μm(multi plier = 7),
MR = 20μm/0.18μm).
图 11. (a) POR (b) BGR (c) LDO 的模拟结果。
图 13.插图 A：射频-超高频芯片。插入 B：基于 RCN 的匹配网络（
FR4 衬底， zr = 4.3，厚度=1.6 毫米）。插图 C：整流器输出电压与
输入功率的函数关系，芯片上无匹配网络
水平。
图 12.系统布局后的瞬态结果（引脚 = -14dBm）。
3) 低压降稳压器图 10 所示的低压降稳压器 (LDO) 电路
由单级 NMOS 差分放大器电路、PMOS 通晶体管和一个
1 V。功耗
PMU 的仿真结果如图 11 所示、
连接 PMOS 器件的二极管组成，用于负反馈。稳压器的
输出电压 (Vout ) 相当于基准电压 (Vref ) 的两倍，被设定为
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图 14. 测量到的反射系数 (S11) 与频率的函数关系。
图 12 显示了系统中间电压信号的布局后瞬态仿真。
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
图 15. 测量的整流器 (a) 输出电压。(b) 914 MHz 时的 PCE。
直流输出电压范围为 4 V 和 400 mV 时，该万用表的电压
分辨率分别为 1 mV 和 0.1 mV。直流电流范围为 400 μA
时，电流分辨率为 0.1 μA[32]。RF-EH 芯片图片和输出电
压
图 16. 测量的整流器 (a) 输出电压。(b) 2.4 GHz 时的 PCE。
图17.
单频和双频整流器输出电压和 PCE 测量值。
下一节提供了拟议系统在连续和调制信号激励下的测量
结果。
IV. 实验结果
整体系统设计采用 Cadence Spectre 绘制原理图，采用
Calibre 以 0.18 μm 技术进行布局。SOLT 校准是针对 100
μm GSGSG 进行的。
探头来执行芯片级测试。使用 Fluke 15B+ 数字万用表测
量收获电压和电流。
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
图 18.(a) RL = 5 K▲ 时的整流器效率测量值。(b) RL = 30 K▲ 时的各种
信号。
图 19.输入 Wi-Fi 信号时整流器的测量效率与 Wi-Fi 信道的函数关系。
图 20. 射频-超高频系统的负载和线路调节。
图 13A 和图 13C 分别显示了芯片级整流器在无阻抗匹配
情况下的输入功率。从图中可以看出，由于阻抗失配，
输入功率的最大部分被反射回源极。制作 PCB 板
用于 QFN 封装芯片的 FR4 基板（zr = 4.3，厚度 = 1.6
毫米），与匹配网络连接，以及
天线。该系统在 914 MHz 和
2.4 千兆赫。整流器的输出端连接了一个 470 μF 的 中间
存储电容器和一个电位器。
作为负载。整流器接收的 25 μW （-16 dBm）输入功率可
提供 6.6 μW 的输出功率，其输出功率与负载的功率之比
为 1：1。
PCE 为 26.3%，其中整流器和射频限制器的功耗为 16
μW，电源管理单元（POR、BGR、LDO）的功耗为 2
μW 。阻抗匹配网络为
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IEEE TRANSPIONS ON CHUITS AND SYSTEMS-I: REGULAR PAPERS, VOL.67, NO.11, November 2020
表I
与最新文献的性能比较
如图 13B 所示，其反射系数如图 14 所示，在这两个频率
个最佳的
上，S11 均小于 -18 dB。
A.调制对射频能量收集器性能的影响
系统的整体射频-直流转换效率不仅取决于设计，还取
决于输入信号的波形。本节将比较 OFDM 和 64-QAM 信
号与连续信号对射频-直流转换效率的影响。
1) 连续信号： 从网络分析仪 E5080A ENA 输入所需频
率的连续非时变信号，对整流器的性能进行分析。差分整
流器在 914 MHz 和 2.4 GHz 时的输出电压和 PCE 分别如
图 15 和图 16 所示。从图 15 和图 16 中可以看出，存在一
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IEEE TRANSPIONS ON CHUITS AND SYSTEMS-I: REGULAR PAPERS, VOL.67, NO.11, November 2020
点 { 负载值、输入功率}，此时 PCE 达到最大值。这是由
于通过负载的反向泄漏电流
在输入电压振幅较大和输入电压振幅较小时，漏极到源极
的电压降分别会明显降低，而在输入电压振幅较小和输入
电压振幅较大时，漏极到源极的电压降会明显降低。同时
还显示，当
在负载 5K▲ 时，输入功率范围为 -16 ∼ 0 dBm。图 17
显示了输出电压和输出功率的改善情况。
在同时采集两个频率的同时提高效率。
2) OFDM 信号： Wi-Fi 802.11a 和 g 系统采用 64 信道正
交频分复用（OFDM）方案。在这种调制方案中，可用的
射 频 频 带 被 分 成 多 个 子 信 道 。 OFDM 信 号 具 有 较 高 的
PAPR，在一小段时间内具有较大值的信号的瞬时功率较高
。这使得 MOSFET 能够在较低的输入功率水平下开启，与
连续信号相比，提高了效率，如图 18 所示。
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
表 II
与基于 RCN 的文献进行性能比较
3) 64-QAM ： 在国内广播应用中，64-QAM 通常用于数
出的产 品 和之前的产品进行了比较。此外，表 II 显示了与
字有线电视和调制解调器应用。测量使用 Keysight ESG
基于 RCN 的整流器的比较。其中，[10]-[13]和[15]显示了
4438C 数字矢量信号发生器进行。64-QAM 的 PAPR 值为
在以下条件下的效率
与四音调信号相同（PAP R = 10log10(N)，其中 N 为
较高的输入功率水平，而接收到的环境功率水平低于 -10
音调数）。由此可以看出
dBm。
图 18 显示，RF-DC 转换器的最佳 PCE 随不同 PAPR 的调
制信号而变化。
通 过 在 安 立 LANLook 中 配 置 INRITSU MT8860C
WLAN 测试装置，在不同功率水平下传输 4091 字节长的
数据包，评估了以 Wi-Fi 信号作为输入的采集器的性能。
Wi-Fi 802.11 在 2.4 GHz 有 13 个信道，在 5 GHz 有 25 个
信道，分布在 100 MHz 的带宽上。图 19 显示，在最小反
射系数 S11 时效率很高，这说明系统需要在一定带宽内进
行适当的阻抗匹配。图 20 显示了不同输入功率水平下稳
压器输出与负载的函数关系。此外，与最新文献的性能比
较见表 I。在灵敏度（可获取的最小功率）和功率转换效
率（获取的功率与天线输入端可用功率之比）方面，对提
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NAGAVENI et al：电阻压缩双波段差分 cmos 射频能量收集器
V. 结论
在标准 0.18 μm CMOS 工艺中提出了一种在 GSM (914
MHz) 和 Wi-Fi (2.4 GHz) 频带上具有 RCN 的双频射频能
量收集器。系统输出
在 负载 电阻 分别 为 30 k▲ 和 5 k▲ 的情况 下 ，在 -12
dBm 和 -6 dBm 的频率（914 MHz 和 2.4 GHz）下，其稳
压电压为 1 V，效率分别达到 43.1%和 47.1%、
分别是推导出双频 RCN 的闭式方程，并显示了阻抗的微
小变化与负载的显著变化。事实证明，该原型可高效实
现无处不在的无电池可穿戴平台。通过分析输入信号调
制对整流器 PCE 的影响扩展了工作。
鸣谢
作者感谢英特尔印度技术有限公司在测试过程中提供
的建设性支持。
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导师计划。
Ashudeb Dutta（电气和电子工程师学会会员）
获得印度哈 拉 格浦尔理工学院电子和电 气 通信
工程系博士学位。他目前是印度海得拉巴印度理
工学院的副 教 授 。他是印度理工学院海得拉巴
分 校 Lemon Flip Solution Pvt.他的研究兴趣包
括模拟电路、射频集成电路、半导体器件、能量
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。 已 访 问 ： 2020 年 5 月 25 日 。 [Online].Available: https:// damassets.fluke.com/s3fs-public/600271_0000_ENG_A_W.PDF
S.Nagaveni 于 2014 年在印度海得拉巴的海得拉
巴理工学院获得微电子学和超大规模集成电路
硕士学位，目前正在该校电子系攻读博士学位
。2016 年至 2017 年，她在 英特尔技术印度有
限公司（Intel Technology India Pvt.她的主要研
究兴趣是能量收集背景下的系统设计和优化。
Pramod Kaddi 于 2014 年从印度海得拉巴的海
得拉巴理工学院获得微电子和超大规模集成电
路硕士学位。他目前在印度班加罗尔三星半 导
体 印度研发中心担任设计工程师。他的主要研
究兴趣是低功耗电路设计。
Ashwini Khandekar 拥有印度浦那大学电子学
学士学位和加州州立大学萨克拉门托分校电子
工程（计算机架构）硕士学位。她是英特尔公
司的技术负责人，18 年来一直为英特尔的各种
产品做出贡献。她的经验涉及架构、微架构、
设计以及硅前和 硅后验证。她的热情和专长在
于低功耗设计，为英特尔集成显卡和芯片组解
决方案做出了贡献。她目前正在开发的 IP 可应
用于以下几个领域
服务器、客户端和移动产品。她曾因在低功耗领域的工作获得英特尔
成就奖。除技术工作外，她还负责英特尔多元化计划中 的 外部会议和
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