UNIVERZITET U TUZLI
FAKULTET ELEKTROTEHNIKE
ELMEDIN KARIĆ
RAZVOJ FREKVENTNOG REGULATORA ZA REGULACIJU
BRZINE ASINHRONOG MOTORA PRIMJENOM
RAČUNARSKIH CAD PAKETA
- Magistarski rad -
Tuzla, April 2009. godine
Rad je izrađen u šest primjeraka.
Broj UDK Narodne biblioteke: _____________
Mentor rada: dr.sci. Zenan Šehić, vanr. prof. Univerziteta u Tuzli.
Rad ima 182 stranice.
Rad broj: __________
OPIS SADRŽAJA RADA
U uvodu rada u poglavlju 1. je ukratko opisana tehnologija i moderne tehnike
na polju upravljanja elektromotonim pogonima. Ujedno su predstavljeni motivi i cilj
rada. Poglavlje 2. se bavi osnovama jednofaznih asinhronih motora sa opisom glavnih
tipova ovih motora. Princip rada je objašnjen preko direktnog i inverznog obrtnog
magnetnog polja. Date su postavke modela simetričnih komponenti i d-q modela
motora koji se često koriste u različitim analizama. Posebno je razmotren rad u
stacionarnom stanju i specifičnosti rada motora, i razvijena ekvivalentna šema
jednofaznog asinhronog motora koja se prilagodbom parametara može primijeniti na
sve tipove ovih motora.
U poglavlju 3. su prikazane tehnike rada frekventnih pretvarača baziranih na
uređajima energetske elektronike. Detaljno je opisana tehnika impulsno-širinske
modulacije, sa specifičnostima primjene kod pogona promjenjive brzine. Posebno je
predstavljen jednofazni invertor u Half-bridge i Full-bridge izvedbi.
Poglavlje 4. obrađuje regulaciju brzine asinhronog motora pomoću
frekventnog pretvarača upotrebom metode skalarnog upravljanja. Nakon
predstavljanja generalnih postavki ovog upravljanja, analizira se mogućnost njegove
primjene kod jednofaznih asinhronih motora.
Poglavlje 5. predstavlja softverski paket Orcad za dizajniranje elektronskih
šema i štampanih elektronskih ploča, koji se u radu koristi za razvoj frekventnog
pretvarača za upravljanje pogonom promjenjive brzine sa jednofaznim asinhronim
motorom. Pored opisa osnovnih alata Orcada, kao što je Capture, Layout, i PSpice,
prikazan je i proces korištenja ovih alata na konkretnom primjeru.
Analiza rezultata istraživanja je data u poglavlju 6. Nakon prikazanih postavki
odabranog modela upravljanja, dati su rezultati simulacija modela izvedenih u
programu Matlab Simulink. Dalje je prikazan dizajn konkretnog elektronskog sklopa
za upravljanje frekventnim invertorom i njegovih dijelova u programu Capture sa
simulacijom rada sklopa u PSpice programu. Na kraju je predstavljen dizajn štampane
ploče urađen u programu Layout.
Poglavlje 7. je zaključak rada sa ocjenom primijenjene tehnike, i smjernicama
za moguće unaprijeđenje i dalje istraživanje na ovom polju.
Ključne riječi: asinhroni motor, jednofazni asinhroni motor, elektromotorni pogoni,
frekventni regulator, invertor, pogoni promjenjive brzine, analogni kontroler brzine,
elektronski sklop, dizajn štampane ploče, CAD paketi
ABSTRACT
Author: Elmedin Karić
Title: Development of frequency regulator for adjustable speed drive with
asynchronous motor using CAD software
Department: Department of Technical Computing
Year: 2009
Place: Tuzla, Bosnia And Herzegovina
Thesis for the Degree of Master of Science in Electrical Engineering.
Faculty of Electrical Engineering
University in Tuzla
Supervisor professor prof. dr. Zenan Šehić
Keywords: induction motor, single phase induction motor, asynchronous motor,
drives, frequency converter, scalar V/f control, variable speed drives, analog
implementation, analog speed controller, schematic design, PCB design
Fast development of Power Electroncs during last few decades has great
impact in the adsjustable speed drive industry. Using frequency converters and
modern approaches in implementing control strategy, it is now posible to have drive
based on asynchronous motor having same or better preformances characteristics,
then drive based on DC motor. Today, because of its advantages, simplicity and
robustness AC motors are found in most adjustable speed drives. For most domestic
and comercial applications, with rated power up to few kilowats, single phase
induction motor is commonly used motor.
This work, presents neccessary theory for uderstanding concept behind an adjustable
speed drive, and complete process in designing adjustable speed drive with single
phase induction motor up to the manufacturing. The proposed drive uses scalar V/f
control method and takes single phase induction motor like two-phase induction
motor, which reqires two single phase invertors and eliminates need for capacitor in
auxilarry windings. Main objective of work is design of schematic and printed circuit
board (PCB) of an analog implementation of frequency controler and invertor.
Research, simulation and design of drive control strategy , schematics, and PCB is
done by the means of advanced engineering software tools like Matlab, PSpice, Orcad
Capture and Layout.
Sadržaj
Sadržaj............................................................................................................................1
1. UVOD ....................................................................................................................1
2. JEDNOFAZNI ASINHRONI MOTORI ...............................................................3
2.1. Osnove jednofaznih asinhronih motora ..............................................................3
2.1.1. Asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom................................................4
2.1.2. Kondenzatorski asinhroni motori................................................................4
2.1.2.1. Asinhroni motori sa startnim kondenzatorom......................................5
2.1.2.2. Asinhroni motor sa startnim i radnim kondenzatorom ........................5
2.1.2.3. Asinhroni motor sa stalnim radnim kondenzatorom............................6
2.1.2.4. Kondenzatorski asinhroni motori sa izvedenim namotajem................7
2.1.2.5. Kondenzatorski asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom...............8
2.1.2.6. Kondenzatorski trofazni asinhroni motori ...........................................8
2.1.3. Asinhroni motori sa zatamnjenim polom....................................................9
2.1.4. Priroda statorski proizvedenog polja zračnog zazora ................................11
2.1.5. Osnovna komponenta magnetomotorne sile i njegov eliptični talas .........13
2.1.6. Direktni i inverzni talasi m.m.s..................................................................14
2.1.7. Opći model simetričnih komponenti..........................................................15
2.1.8. Model d-q...................................................................................................19
2.1.8.1. d-q model spoja u Steinmetzovu zvijezdu ..........................................20
2.1.8.1. Kriteriji za izbor jednofaznog asinhronog motora ..............................22
2.2. Stacionarno stanje .............................................................................................23
2.2.1. Performanse stacionarnog stanja sa otvorenim pomoćnim namotajem .....24
2.2.2. Asinhroni motor sa razdijeljenom fazom i kondenzatorski asinhroni
motor: struje i moment.........................................................................................27
2.2.3. Uvjeti simetrizacije ....................................................................................29
2.2.4. Istraživanje početnog momenta i struje .....................................................30
2.2.5. Tipične karakteristike motora ....................................................................34
2.2.6. Parazitski momenti prostornog harmonika m.m.s. ....................................35
2.2.7. Pulsacije momenta .....................................................................................37
2.2.8. Vrtložne struje rotora .................................................................................37
2.2.9. Efekti naponskih harmonika ......................................................................38
3. FREKVENTNI PRETVARAČI ..........................................................................41
3.1. Uvod..................................................................................................................41
3.2. Impulsno širinska modulacija bazirana na nosećoj frekvenciji ........................45
3.2.1. Algoritmi impulsno širinske modulacije bazirane na nosećoj frekvenciji.45
3.2.2. Algoritmi PWM koji su zasnovani na nosećoj frekvenciji sa poboljšanom
referencom ...........................................................................................................49
3.2.3. PWM koja se koristi unutar volt/herc pogona: odabir broja impulsa
zasnovan na željenom strujnom faktoru harmonika ............................................52
3.2.4. Rad u opsegu niskih frekvencija (ispod nominalne frekvencije)...............53
3.2.5. Visoke frekvencije (>50 Hz)......................................................................55
3.2.6. Implementacija smanjenja harmonika kod PWM bazirane na nosećoj
frekvenciji ............................................................................................................55
3.2.7. Radno područje: minimalna širina impulsa ...............................................57
3.2.7.1. Izbjegavanje opadanja impulsa ubrizgavanjem harmonika ................63
3.2.8. Radno područje ..........................................................................................67
3.2.8.1. Mrtvo vrijeme .....................................................................................67
3.2.8.2. Fiksiranje struje na nulu......................................................................72
3.2.8.3. Prekomjerna modulacija .....................................................................72
3.2.8.4. Linearizacija pojačanja napona...........................................................74
3.3. Invertori jednofaznog izvora napona ................................................................74
3.3.1. Half-bridge VSI invertor............................................................................75
3.3.1.1. Tehnika širinsko-impulsne modulacije (PWM) bazirane na nosećoj
frekvenciji ........................................................................................................76
3.3.1.2. Tehnika moduliranja pravougaonog talasa .........................................78
3.3.1.3. Uklanjanje određenih harmonika........................................................79
3.3.1.4. Struja istosmjerne veze .......................................................................81
3.3.2. Full-bridge VSI invertor ............................................................................82
3.3.2.1. Bipolarna tehnika PWM .....................................................................83
3.3.2.2. Unipolarna tehnika PWM ...................................................................83
3.3.2.3. Uklanjanje određenih harmonika........................................................85
3.3.2.4. Struja istosmjerne veze .......................................................................87
4. REGULACIJA BRZINE ASINHRONOG MOTORA........................................89
4.1. V/f upravljanje u otvorenoj petlji sa naponskim invertorima ...........................92
4.1.1. Efekt održavanja energije pogonom promjenljive frekvencije..................96
4.1.2. Kontrola brzine sa regulacijom klizanja ....................................................97
4.2. Upravljanje jednofaznim asinhronim motorom ..............................................100
4.2.1. Izbor tipa jednofaznog asinhronog motora i pregled osnovnih tehnika
upravljanja..........................................................................................................100
4.2.2. Pogon promjenjive brzine sa PSC motorom............................................101
5. PROGRAMSKI PAKET ORCAD ....................................................................115
5.1. Capture............................................................................................................115
5.2. PSpice .............................................................................................................117
5.3. Layout .............................................................................................................118
5.4. Tehnika izrade štampane ploče.......................................................................120
5.5. Rad sa ORCAD-om ........................................................................................122
5.5.1. Kreiranje novog projekta .........................................................................123
5.5.2. Uređivanje sheme i umetanje shematskih simbola ..................................123
5.5.3. Simulacija dizajna u PSpice.....................................................................128
5.5.4. Priprema za Layout ..................................................................................130
5.5.5. Izrada Layout Template ...........................................................................136
5.5.6. Izrada netlist fajla.....................................................................................140
5.5.7. Rad u Layout-u ........................................................................................141
5.5.8. Provjera dizajna .......................................................................................151
5.5.9. Završni detalji i izrada Gerber fajlova .....................................................155
6. ANALIZA REZULTATA ISTRAŽIVANJA....................................................157
6.1. Model upravljanja u simulacijskom programu Matlab...................................158
6.2. Razvoj kontrolera u programskom paketu ORCAD .......................................166
6.2.1. Upravljački panel .....................................................................................167
6.2.2. NF oscilator..............................................................................................168
6.2.3. Blok za V/f skalarno upravljanje .............................................................170
3
6.2.4. PWM generator........................................................................................174
6.2.5. Invertor.....................................................................................................175
6.2.6. Blok naponske povratne veze ..................................................................176
6.2.7. Napajanje .................................................................................................176
6.3. Izrada štampane ploče.....................................................................................177
7. ZAKLJUČAK ....................................................................................................180
Literatura....................................................................................................................182
1.
UVOD
Veliki napredak u razvoju elemenata automatike i elektronike u zadnje dvije
decenije je kontinuirano praćen rastućom upotrebom automatike i elektronike i
pratećih kontrolnih krugova u sistemima upravljanja električnim motorima. Od
ukupne proizvedene električne energije u svijetu, dvije trećine se troše na pretvaranje
u mehaničku energiju pomoću elektromotornih pogona i danas smo gotovo u situaciji
da se sva ova energija obrađuje putem uređaja automatike i elektronike. Skoro da je
prošlo vrijeme kada je upravljanje motorima vršeno direktnim napajanjem iz mreže
izmjenične ili istosmjerne struje. Naravno, upotreba uređaja automatike i elektronike
se raširila i na mnogim drugim područjima, i zauzela važno mjesto u modernoj
tehnologiji. Kako se stalno unaprijeđuju radne struje i naponi, te prekidačke
karakteristike energetskih poluprovodničkih uređaja, njihova upotreba se nastavlja
širiti na područjima kao što su kontrola rasvjete, napajanje uređaja, industrijski pogoni
snaga od nekoliko megavata, prenos i distribucija električne energije, alternativni
izvori i spremnici električne energije, industrijska automatizacija, itd.
Jedan od najvažnijih sklopova automatike i elektronike je frekventni regulator,
kojem će biti posvećen glavni dio ovog rada. Glavni zadatak frekventnog regulatora
(pretvarača) je dobijanje izmjeničnog izlaznog signala iz jednosmjernog izvora struje.
Za sinusne oblike izlaznog signala moguće je upravljanje amplitudom, frekvencijom i
fazom. Pored upotrebe kod pogona sa promjenjivom brzinom, frekventni regulatori se
primjenjuju u uređajima besprekidnog napajanja, statičkim VAR kompenzatorima,
aktivnim filterima, FACTS uređajima, i mnogim drugim. Regulatori se izrađuju od
prekidača snage, pa je i izlazni signal sastavljen od diskretnih vrijednosti ili impulsa.
Tako oblik ovog izlaznog signala karakterišu vrlo brze promjene. Najčešće se ovi
izlazni signali dobijaju primjenom PWM modulacije (pulsno-širinska modulacija).
Iako ovakav signal sastavljen od impulsa promjenjive širine ne izgleda uopšte kao
recimo željeni sinusni signal, njegova osnovna komponenta je zapravo sinusni signal
zadate frekvencije. Ovakvo ponašanje osigurava primijenjena tehnika modulacije.
Tema ovog rada je regulacija brzine jednofaznog asinhronog motora
promjenom frekvencije i amplitude napojnog napona uz pomoć frekventnog
regulatora. Tradicionalno, izuzev ograničenih mogućnosti promjene brzine asinhronog
motora, kao na primjer promjenom broja pari polova, on se posmatrao kao pogon sa
konstantnom brzinom koja neznatno varira u blizini nominalne sinhrone brzine.
Razvojem statičkih frekventnih regulatora pomoću uređaja automatike i elektronike,
postalo je moguće realizovati naprednu i preciznu kontrolu asinhronog motora koji
danas preuzima vodeće mjesto upravljivog pogona, a koje je u prošlosti suvereno
držao jednosmjerni motor. Glavna prednost asinhronog motora u odnosu na
jednosmjerni motor je jednostavna konstrukcija i cijena. Jednofazni motori se najviše
susreću u domaćinstvima i manjim dijelom u industriji za različite potrebe kao što su
ventilatori, manji mlinovi, kompresori, pumpe, itd . Njihov veliki broj i sve veća
potreba za regulacijom brzine ovih motora predstavlja glavni motiv za ovaj rad.
HVAC sistemi za kontrolu utroška energije u zgradama, koji su mnogo dobili na
značaju u zadnjih nekoliko godina su jedan primjer primjene upravljivih jednofaznih
2
Uvod
motora. Većina ovih pogona ne zahtijeva preciznu kontrolu momenta i brzine, te je za
njihovo uspješno upravljanje dovoljno primijeniti manje zahtjevnu, ali ekonomski
isplativiju, skalarnu kontrolu. Kod skalarnog upravljanja potrebno je mijenjati
frekvenciju i amplitudu napona, dok se kod naprednijeg vektorskog upravljanja pored
ove dvije veličine mijenja još i faza signala. Veliki broj frekventnih regulatora danas,
za generisanje PWM signala koristi digitalnu tehniku i mikroprocesore, koji su
nezaobilazni u slučaju vektorske kontrole. S obzirom da je u ovom radu riječ o
skalarnoj V/f regulaciji, biće primijenjena analogna implementacija PWM generatora
sigmala koja sasvim zadovoljava postavljene zahtjeve, a ima prednost u
jednostavnosti, lakšoj realizaciji i cijeni.
Rad će se fokusirati na razvoj frekventnog regulatora za upravljanje
jednofaznim motorom, korištenjem naprednih tehnika i softverskih alata za
projektovanje, simulaciju, testiranje, i pripremu za konačnu izradu proizvoda.
Programski paket ORCAD za izradu šeme regulatora sa realnim elementima koji je
sposoban da kreira i izgled štampane pločice, zajedno u kombinaciji sa analizom i
simulacijom uređaja u programu PSPICE, daje mogućnost izrade konkretnog
regulatora jednofaznog pogona. Za validaciju modela upravljanja bit će korišten i
program MATLAB, u kojem će biti izvedena simulacija upravljanja u poznatom
SIMULINK-u, koji sadrži veliki broj gotovih modela elemenata i sklopova za izradu
električnih sistema, mašina i uređaja automatike i elektronike.
Cilj rada je razvoj frekventnog regulatora za upravljanje jednosmjernim
asinhronim motorom male snage, gdje zahtjevi za preciznom kontrolom brzine i
momenta nisu strogi i koji bi svoju upotrebu mogao naći u uređajima i aparatima za
domaćinstvo ili za pogon alata kod manjih mašina. U radu se također trebaju prikazati
mogućnosti savremenih programskih CAD alata za pomoć u projektovanju, analizi i
razvoju multidisciplinarnih električnih sistema, kroz korištenje programskih paketa
ORCAD, PSPICE i MATLAB.
2.
JEDNOFAZNI ASINHRONI MOTORI
2.1. Osnove jednofaznih asinhronih motora
Većina asinhronih motora snage ispod 2 kW su jednofazni motori. Prisutni su
u velikom broju u domaćinstvima i u poslovnim objektima¸ u uređajima kao što su
frižideri, ventilatori, pumpe, perilice i slično. Strukturalno, većina jednofaznih
asinhronih motora je slična višefaznom kaveznom asinhronom motoru, s razlikom u
uređenju statorskih namotaja.
Jednofazni asinhroni motori se razlikuju po načinu pokretanja i obično se
razvrstavaju po imenima koja opisuju način njihovog pokretanja. Izbor odgovarajućeg
motora se zasniva na potrebnom momentu pri startu i normalnom radu, radnom
ciklusu tereta, i ograničenjima startne i radne struje motora. Cijena jednofaznih
motora se povećava sa njihovom snagom kao i sa njihovim performansama kao što je
odnos startnog momenta i struje [2]. Obično se, u cilju smanjenja troškova, odabire
motor sa najmanjom snagom i performansama koji mogu odgovoriti zahtjevima
aplikacije. Kada je potrebno koristiti veliki broj motora za određenu potrebu, može se
dizajnirati specijalni motor radi smanjenja troškova. Kada su u pitanju motori snage
do nekoliko kilovata, bitna je i mala razlika u cijeni.
Većina malih električnih asinhronih mašina (obično ispod 2 kW) mora raditi
sa jednofaznim izmjeničnim napajanjem električnom energijom koje je dostupno u
kućama i udaljenim seoskim područjima. Kada se koriste elektronički konvertori
snage proizvodi se trofazni izmjenični izlaz i prema tome još uvijek se mogu koristiti
trofazni asinhroni motori.
Međutim, za aplikacije konstantne brzine (najčešća situacija), asinhroni motori
se snabdijevaju direktno iz raspoložive jednofazne izmjenične električne mreže. U
ovom smislu, nazivamo ih jednofaznim asinhronim motorima.
Da bi se samostalno pokrenula, asinhrona mašina treba okretno polje kada mu
je brzina jednaka nuli. Ovim se implicira prisustvo dva namota u statoru, dok rotor
ima standardni vjeveričin kavez. Prvi namotaj se zove glavni namotaj dok se drugi
namotaj (naročito za pokretanje) naziva pomoćni namotaj.
Jednofazni asinhroni motori uglavnom rade samo na glavnom namotaju nakon
što se pokrenu sa dva namota. Tipičan slučaj jednofaznog jednonamotajnog
asinhronog motora se javlja kada namotaji trofaznog asinhronog motora završavaju sa
otvorenom fazom. Faktor snage i efikasnost se pogoršavaju dok vrh obrtnog momenta
također značajno opada.
Prema tome, izuzev za niske snage (u općem slučaju manje od ¼ kW),
pomoćni namotaj je također aktivan u toku rada zbog poboljšanja performansi.
Danas su u upotrebi tri tipa jednofaznih asinhronih motora:
4
Jednofazni asinhroni motori
•
Asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom
•
Kondenzatorski asinhroni motori
•
Asinhroni motori sa zatamnjenim polom
2.1.1. Asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom
Asinhroni motor sa raspodijeljenom fazom [1] ima glavni i pomoćni statorski
namotaj pomjeren za 90° ili do 110-120° stepeni (slika 2.1a).
Pomoćni namotaj ima veći odnos između aktivne i ukupne otpornosti,
dizajnira se za veće gustoće struje, a struja pomoćnog namota I a je pomjerena ispred
struje glavnog namota I m (slika 2.1b).
Dva namota – međusobno pomjerena za 90° i sa vremenskim faznim
pomakom struja od γ ≈ 20 − 30o – proizvode u zračnom zazoru magnetno polje sa
određenom komponentom direktnog obrtanja. Ovo obrtno polje inducira napone u
kavezu rotora čije struje proizvode početni obrtni moment koji obrće rotor od m do a
(u smjeru kazaljke na satu na slici 2.1).
Slika 2.1 Asinhroni motor sa raspodijeljenom fazom
Kada se rotor zaleti, otvara se startni prekidač radi odvajanja pomoćnog
namota, koji se dizajnira za kratak rad. Startni prekidač može biti centrifugalnog,
magnetnog ili statičnog tipa. Početni obrtni moment može iznositi do 150%
nominalnog obrtnog momenta, kod umjerene početne struje, i za aplikacije sa čestim
pokretanjem motora. Za rijetka startanja i kratko vrijeme eksploatacije, dozvoljena je
niža efikasnost uz veće početne struje sa većim aktivnim otporom rotora.
U toku eksploatacije, asinhroni motor sa razdijeljenom fazom radi samo na
jednom namotaju i prema tome ima dosta lošiji faktor snage. Obično se koristi ispod
1/3 kW, gdje su troškovi motora od primarnog interesa.
2.1.2. Kondenzatorski asinhroni motori
Spajanje kondenzatora u seriju sa pomoćnim namotajem uzrokuje da struja u
tom namotaju Ia prednjači struji u glavnom namotaju Im do oko 90°.
Potpuna simetrizacija ova dva namota magnetnog napona za dato klizanje
može se izvršiti na ovaj način.
5
Tako se loše obrtno polje u zračnom zazoru može proizvesti ili na početku
(S = 1) ili pri nazivnom opterećenju (S = Sn ) ili negdje između.
Prisustvo kondenzatora donosi poboljšanje jačine pokretnog i radnog obrtnog
momenta, veću efikasnost i naročito bolji faktor snage. Postoji nekoliko osnovnih
tipova kondenzatorskih motora [1]:
•
Asinhroni motori sa startnim kondenzatorom
•
Asinhroni motori sa startnim i radnim kondenzatorom
•
Asinhroni motori sa stalnim radnim kondenzatorom
•
Kondenzatorski asinhroni motori sa izvedenim namotajem
•
Kondenzatorski asinhroni motori sa razdvojenom fazom
•
Kondenzatorski trofazni asinhroni motori (za jednofazno napajanje)
2.1.2.1. Asinhroni motori sa startnim kondenzatorom
Asinhroni motor sa startnim kondenzatorom (slika 2.2a) ima kondenzator i
startni prekidač u seriji sa pomoćnim namotajem.
Startni kondenzator proizvodi fazni pomak od gotovo 90° za svoju struju I a u
odnosu na struju I m u glavnom namotaju (slika 2.2b).
Is
Vs
I as
I ms
Vs
I ss
C st art
I ms
m
I as
a
a)
b)
Slika 2.2 Asinhroni motor sa startnim kondenzatorom a) shematski b) fazni dijagram
kod brzine jednake nuli.
Na ovaj način se na početku proizvodi veliko obrtno polje. Kao posljedica
toga, veliki je pokretni obrtni moment. Nakon što motor krene, startnim prekidačem
se otvara kolo pomoćnog namota, ostavljajući uključenim samo glavni namotaj.
Velika vrijednost startnog kondenzatora nije adekvatna za radne uvjete. U toku rada,
faktor snage i efikasnost su prilično niski.
Motori sa startnim kondenzatorom se grade za jedan ili za dva napona (115 V i
230 V). Za dvostruki napon, glavni namotaj se gradi iz dva dijela spojena serijski za
230 V i paralelno za 115 V.
2.1.2.2. Asinhroni motor sa startnim i radnim kondenzatorom
Asinhroni motori sa startnim i radnim kondenzatorom koriste dva paralelno
spojena kondenzatora – jedan za pokretanje, CS , i jedan za rad Cn (CS >> Cn ) .
Startni kondenzator se isključuje startnim prekidačem dok radni kondenzator
ostaje u seriji sa pomoćnim namotajem tokom rada motora (Slika 2.3).
6
Jednofazni asinhroni motori
Dva kondenzatora se dimenzioniraju tako da naprave simetričnim dva namota
kod zakočenog rotora (CS ) i kod nazivne brzine (Cn ) .
Visok početni obrtni moment je povezan sa dobrom radnom performansom u
blizini nazivne brzine (obrtnog momenta). I faktor snage i efikasnost su visoki.
Slika 2.3 Asinhroni motor sa startnim i radnim kondenzatorom a) shematski b) fazorski
dijagrami kod brzine jednake nuli i kod nazivne brzine.
Poznato je da radni kondenzator proizvodi efekte poput [1]:
•
5 do 30% porast prelomnog obrtnog momenta
•
5-10% poboljšanja efikasnosti
•
Vrijednosti faktora snage iznad 90%
•
Smanjenje šuma kod potrošača
•
5-20% porast obrtnog momenta ukočenog rotora
Ponekad se pomoćni namotaj pravi iz dva dijela (a1 i a2). Jedan dio radi na
početku sa startnim kondenzatorom dok u trajnom radu rade oba dijela
dopuštajući viši napon (manjem) radnom kondenzatoru (slika 2.4).
C
Vs
m
s
Cn
s ta rtn i
pr e kida č
a1
a2
Slika 2.4 Kondenzatorski asinhroni motor sa dvodijelnim pomoćnim namotajem.
2.1.2.3. Asinhroni motor sa stalnim radnim kondenzatorom
Asinhroni motori sa stalnim radnim kondenzatorom imaju samo jedan
kondenzator u pomoćnom namotaju koji cijelo vrijeme ostaje aktivan.
Pošto se mora napraviti kompromis između početnih i radnih performansi,
ovaj motor ima prilično nizak početni obrtni moment ali dobar faktor snage i
efikasnost pod opterećenjem. Ovaj se motor ne koristi sa pogon pokretnih traka zbog
njegovog niskog početnog obrtnog momenta. Međutim, pogodan je za reverzibilan
rad, uz obavezan povremeni servis, i snage od 1 W do 200 W. Dva namota su za
7
prekretnu brzinu identična a kondenzator se 'pomjera' iz pomoćnog u kolo glavnog
namota.
rev erzibilni
prek ida č
1
m
2
Vs
a1
Slika 2.5 Reverzibilni trajno razdijeljeni kondenzatorski motor.
2.1.2.4. Kondenzatorski asinhroni motori sa izvedenim namotajem
Kondenzatorski asinhroni motori sa izvedenim namotajem se koriste kada se
zahtijevaju dvije ili više brzina.
Za dvije brzine su veoma reprezentativni spojevi T i L (slika 2.6 a,b). Glavni
namotaj se sastoji od dva dijela m1 i m2.
a
a
m1
m2
(230 V )
v elik a brzina
m a la b rzina
m1
m2
(115V )
v elik a brzina
m a la b rzina
Slika 2.6 Spojevi T(a) i L(b) kondenzatorskog asinhronog motora sa izvedenim
namotajem.
Spoj T je prikladniji za 230V dok je spoj L prikladniji za električne mreže
115V pošto je u ovom spoju napon kondenzatora veći i prema tome manji su troškovi.
Razlika između velike i male brzine nije mnogo važna osim ako je električna
snaga motora veoma mala, jer se jedino napon smanjuje. Obrtni moment ukočenog
rotora je obavezno nizak (manji od obrtnog momenta tereta kod male brzine). Kao
posljedica toga, oni se ne koriste sa remenim pogonima. Nestabilan rad kod niskih
brzina se javlja kao posljedica opadanja prijelomnog obrtnog momenta sa kvadratom
napona.
Prilično opći kondenzatorski asinhroni motor sa izvedenim namotajem je
prikazan na slici 2.7.
U ovoj konfiguraciji, svaka zavojnica jednog nivoa pomoćnog namota ima
nekoliko izvoda koji odgovaraju broju zahtijevanih brzina.
8
Jednofazni asinhroni motori
Is
v elik a brzina
v a1
a2
Im
a1
vs
v a2
vm
m
IC
Slika 2.7 Opći kondenzatorski asinhroni motor sa izvedenim namotajem.
2.1.2.5. Kondenzatorski asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom
Kondenzatorski asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom startaju kao
motori sa razdvojenom fazom a zatim prelaze u trajne kondenzatorske motore.
Na ovaj način se dobivaju i viši početni obrtni moment i dobre radne
performanse[1]. Pomoćni namotaj se također može sastojati iz dva dijela radi davanja
višeg kapacitivnog napona (slika 2.8).
Is
Vs
m
tra ja n
rad
s tart
1
a
Cn
2
a)
C'n < C n
C'n
Vs
m
1
a1
2
a2
b)
Slika 2.8 Kondenzatorski asinhroni motori sa raspodijeljenom fazom a) sa jednim
dijelom pomoćnog namota; b) sa dva dijela pomoćnog namota.
2.1.2.6. Kondenzatorski trofazni asinhroni motori
Asinhroni motori sa trofaznim namotajem mogu se povezati i snabdjeti
kondenzatorom za prilagođavanje jednofaznom napajanju električnom energijom.
Tipični spojevi također nazvani i Steinmetzova zvijezda i trougao spojevi – su
prikazani na slici 2.9. Kao što se vidi na slici 2.9 c), sa adekvatnom kapacitivnošću
Cn , naponi triju faza A, B, C mogu se načiniti simetričnim za neku vrijednost klizanja
( S = 1 ili S ' = S n ili neku vrijednost između).
9
Vs
Cn
C
B
Vs
B
Vs
A
I A = I cn
A
Cn
VA
Vcn
C
VC
b) trougao
a) zvijezda
VB
c)
Slika 2.9 Trofazno namotani asinhroni motori sa kondenzatorom za jednofazno
napajanje a) zvijezda; b) trougao; c) fazorski dijagram (zvijezda).
Spoj zvijezda sprečava pojavu trećeg prostornog harmonika magnetnog
napona i prema tome njegova krivulja ovisnosti obrtnog momenta o brzini ne
pokazuje veliki pad kod 33% sinhrone brzine, naglašena je zasićenjem i tipična je za
kondenzatorske jednofazne asinhrone motore male snage sa dva namota. To ne važi
za spoj u trougao (slika 2.9 b) koji dozvoljava treći prostorni harmonik magnetnog
napona. Međutim, spoj u trougao daje 3 puta veći napon po fazi i prema tome, u
suštini, 3 puta veći obrtni moment u usporedbi sa spojem zvijezda, za isti jednofazni
napon napajanja.
Trofazni namotaji također dozvoljavaju mijenjanje broja polova radi
smanjenja brzine na 2:1 ili druge odnose – slika 2.10.
Vs
B
B2
Vs
A1
B1
B2
A
A1
A2
B1
A2
C1
C1
C
C2
Cn
Cn
2p'1 = 2
2
2p 1=4
C
Slika 2.10 Mijenjanje pari polova jednofaznog asinhronog motora sa trofaznim
statorskim namotajem a) 2p1 = 4 pola; b) 2p' = 2 pola.
2.1.3. Asinhroni motori sa zatamnjenim polom
Asinhroni motor sa zatamnjenim polom (shaded pole motors) ima jedan,
koncentriran kalem, statorski namotaj, sa 2p1 = 2, 4, 6 polova, spojen na jednofaznu
izmjeničnu električnu mrežu. Da bi se dobilo samostalno pokretanje, pomaknuti
kratkospojeni namotaj se smješta u žljebove glavnog namotaja (slika 2.11).
10
Jednofazni asinhroni motori
Vs
φ mm
Im
φ mm φa
φa
povećan
zračni zazo r
φma
X
x
X
Ia
x
Is
x
x
Vs
X
x
m
X
γ
20 - 40 o (električnih)
Slika 2.11 Asinhroni motor sa prigušnicom.
Fluks struje glavnog namotaja inducira napon u namotaju zatamnjenog pola
koji zatim proizvodi struju koja utiče na ukupan fluks u zatamnjenom (prigušenom)
području [1]. Tako je fluks u neprigušenom području Φ mm i prostorno i vremenski
pomjeren naprijed u odnosu na fluks u prigušenom području Φ a .
Ova će dva fluksa proizvesti komponentu obrtnog polja koja će pomjerati rotor
od neprigušenog do prigušenog područja. Dalje poboljšanje se može dobiti
povećanjem zračnog zazora kod ulaznih krajeva statorskih polnih nastavaka (slika
2.11). Ovaj koristan efekt nastaje zbog smanjenja polja trećeg prostornog harmonika.
Pošto je prostorna raspodjela polja zračnog zazora daleko od sinusne, javljaju
se parazitski asinhroni obrtni momenti prostornog harmonika. Treći harmonik je u
općem slučaju najveći i proizvodi primjetan nagib na krivulji obrtni moment-brzina u
blizini 33% sinhrone brzine n1 = f1 p1 .
Asinhroni motor sa zatamnjenim polom je niske cijene ali ima mali početni
obrtni moment, malu gustoću obrtnog momenta, malu efikasnost (manju od 30%) i
mali faktor snage. Zbog ovih nedostataka koriste se samo kod malih snaga između
1/25 i 1/5 kW na okruglim okvirima (slika 2.11), i manje.
Za još manje snage (desetine mW)
statora (C-oblika) kao na slici 2.12.
koristi se nesimetrična konfiguracija
Slika 2.12 Dvopolni asinhroni motor sa prigušnicom C-oblika.
11
2.1.4. Priroda statorski proizvedenog polja zračnog zazora
Raspodjela polja zračnog zazora u jednofaznim asinhronim motorima, za
struje rotora jednake nuli, ovisi o raspodjeli dva statorska namota u žljebovima i
odnosu amplituda Im/Ia i faznom pomaku γ faznih struja.
Kada talasni oblik struje nije sinusni, uslijed magnetnog zasićenja ili uslijed
vremenskih harmonika napona električne mreže, raspodjela polja zračnog zazora
postaje čak i kompliciranija. Za sada, zanemarimo vremenske harmonike statorske
struje i smatrajmo da nema struje rotora.
Razmotrimo sada prvi i treći prostorni harmonik magnetno-motorne sile
statorskog namota.
⎡
⎤
F
Fm (θes ,t ) = F1m cos ω1t ⎢cosθ es + 3m cos(3θ s )⎥
F1m
⎣
⎦
(2.1)
⎡
⎤
F
Fa (θes ,t ) = − F1a cos(ω1t + γ i )⎢sin θ es + 3a sin (3θ s )⎥
F1a
⎣
⎦
(2.2)
θ es - položaj električnog ugla statora.
Za namotaje sa angažiranim žljebovima, i zavojnicama sa istim brojem
navojaka, izrazi za F1m , F3m , F1a , F3a su:
F1mv =
2 N m KWmv I m 2
; v = 1,3
πvp1
(2.3)
F1av =
2 N a KWav I a 2
; v = 1,3
πvp1
(2.4)
Faktori namatanja KWmv , KWav ovise o odnosu broja žljebova za glavne i
pomoćne namotaje (S m S a ) i o ukupnom broju statorskih žljebova S1 .
Na primjer, u čevoropolnom motoru sa S1 = 24 statorska žlijeba, 16 žljebova
za glavni i 8 žljebova za pomoćni namotaj, oba jednoslojnog tipa, zavojnice su
potpuno postavljene. Također qm = 4 žlijeba/pola/faze za glavni namotaj i qa = 2
žlijeba/pola/faze za pomoćni namotaj. Kao rezultat toga je
KWmv =
KWav =
sin qm
qm sin
sin qa
qa sin
α cv
2 =
α cv
2
α cv
2 =
α cv
2
sin 4
4 sin
sin 2
2 sin
π
24
π
24
π
24
π
24
v
(2.5)
v
v
(2.6)
v
F3m F1m = 0.0226; F3a F1a = 0.3108;
12
Jednofazni asinhroni motori
Ako zanemarimo uticaj statorskih utora, a uticaj zasićenja predstavimo kao
uveličan zračni zazor, onda se za magnetno polje zračnog zazora Bgo (θ es , t ) dobiva:
Bgo (θ es , t ) =
µ0
gK c (1 + K s )
[Fm (θ es , t ) + Fa (θ es , t )]
(2.7)
K S – koeficijenti zasićenja, K c – Karterov koeficijent.
Tako, čak i u slučaju nepostojanja statorskih utora i utjecaja zasićenja na
magnetnu provodnost zračnog zazora, polje zračnog zazora sadrži treći prostorni
harmonik. Prisustvo utora statora proizvodi harmonike u magnetnoj provodnosti
zračnog zazora. Pošto su u jednofaznim asinhronim motorima žljebovi i statora i
rotora poluzatvoreni, ovi harmonici se mogu zanemariti u analizama prvog reda.
S druge strane, magnetno zasićenje na ispustima žljebova na putanji rasipnog
fluksa proizvodi harmonik drugog reda u magnetnoj provodnosti zračnog zazora. Ono
je, po pravilu, malo osim ako su struje velike (početni uvjeti).
Magnetno zasićenje putanje glavnog fluksa teži da napravi harmonik drugog
reda magnetne provodnosti zračnog zazora.
λgs (θ es ) =
1
gK c
⎡ 1
⎛ θ
⎞⎤
1
+
sin ⎜⎜ 2 es − ω1t − γ s ⎟⎟⎥
⎢
⎠⎦
⎣1 + K s1 1 + K s 2 ⎝ p1
(2.8)
K s1 , K s 2 su koeficijenti zasićenja koji su rezultat dekompozicije glavnog fluksa
u zračnom zazoru.
Ovdje bi trebalo napomenuti da ekscentričnost rotora također inducira
harmonike u magnetskoj provodnosti zračnog zazora.
Na primjer, statička ekscentričnost ε = e g daje:
λge (θ es ) ≈
1⎛
θ ⎞
⎜⎜ C0 + C1 cos es ⎟⎟
g⎝
p1 ⎠
C0 =
1
1− ξ 2
C1 = 2(C0 − 1) ξ
(2.9)
(2.10)
(2.11)
Sada gustoća fluksa zračnog zazora Bg 0 (θ es , t ) , kada su struje rotora jednake
nuli, postaje
Bg 0 (θ es , t ) = µ 0 λgs (θ es )[Fm (θ es , t ) + Fa (θ es , t )]
(2.12)
Kao sto se vidi iz (2.12) i (2.1) – (2.2) zasićenje putanje glavnog fluksa uvodi
dodatni treći prostorni harmonik polja zračnog zazora, pored onog koji je proizveden
trećim prostornim harmonikom magnetno-motorne sile. Dvije trećine harmoničnih
komponenata polja su fazno pomjerene za ugao γ 3 koji ovisi o relativnom odnosu
amplituda magnetno-motorne sile glavnih i pomoćnih namota i o njihovom
vremenskom faznom zaostajanju.
Od trećeg prostornog harmonika polja zračnog zazora se očekuje da proizvede
značajan asinhroni parazitski obrtni moment trećeg reda čiji sinhronizam nastaje u
13
blizini 1/3 idealne brzine bez tereta n1 = f1 p1 . Prilično kompletno rješenje raspodjele
polja zračnog zazora, kada su struje rotora jednake nuli (rotor nema kavez u
žljebovima) može se dobiti primjenom metode konačnih elemenata (FEM).
Nasuprot takvoj složenoj raspodjeli polja u vremenu
pojednostavljeni pristupi tradicionalno su postali široko prihvaćeni.
i
prostoru,
Zato obično pretpostavljamo da je zanemareno magnetno zasićenje i magnetomotornom silom proizveden treći harmonik, i vraćamo se na (2.7).
2.1.5. Osnovna komponenta magnetomotorne sile i njegov eliptični
talas
Zanemarivanjem trećeg harmonika u (2.1) – (2.2), u glavnom i pomoćnom
namotaju magnetomotorne sile (m.m.s) dobivamo:
Fm (θ es , t ) = F1m cos ω1t ⋅ cosθ es
(2.13)
Fa (θ es , t ) = − F1a cos(ω1t + γ i ) ⋅ sin θ es
(2.14)
F1a F1m je, iz (2.3)
F1a F1m =
N m KWm1 I m 1 I m
⋅
=
N a KWa1 I a a I a
(2.15)
Za datu sinusnu prostornu raspodjelu dvije m.m.s, njihov se rezultantni
prostorni vektor F (t ) može pisati kao
F (t ) = F1m sin ω1t + jF1a sin (ω1t + γ i )
(2.16)
Tako su amplituda F (t ) i njegov ugao γ (t )
F (t ) = F12m cos2 ω1t + F12a sin 2 (ω1t + γ i )
⎡
γ (t ) = tan −1 ⎢− a
⎣
I a cos(ω1t + γ i ) ⎤
⎥
I m cos ω1t ⎦
(2.17)
(2.18)
Grafičko predstavljanje (2.16) u ravni sa realnom osom duž ose glavnog
namota i imaginarnom duž ose pomoćnog namota, je prikazano na slici 2.13. Eliptični
oblik je očigledan.
14
Jednofazni asinhroni motori
Slika 2.13 Hodograf osnovnog magnetnog napona u jednofaznim asinhronim motorima
a) u općem slučaju b) za simetrične uvjete.
I amplituda F (t ) i vremenski izvod (dγ dt ) (brzina) se mijenjaju u vremenu
od najveće do najmanje vrijednosti.
Jedino za simetrične uvjete, kada dva magnetna napona imaju jednake
amplitude i vremenski su pomaknuti za γ i = 90 o , hodograf rezultantnog magnetnog
napona je kružnica. Znači, dobiven je čisti obrtni talas (γ = ω1t ) . Može se pokazati da
je brzina talasa m.m.s dγ dt pozitivna za γ i > 0 a negativna za γ i < 0 .
Drugim riječima, brzina motora može se obrnuti mijenjanjem predznaka
vremenskog faznog pomaka ugla između struja u dva namota. Jedan od načina da se
to uradi je preklopiti kondenzatora iz pomoćnog u glavni namotaj (slika 2.5).
Polje zračnog zazora je proporcionalno rezultantnoj m.m.s (2.6), tako da
eliptični hodograf magnetnog napona ostaje važeći također i u ovom slučaju.
Kada nastane veliko magnetno zasićenje napajanja sinusnim naponom, struje
rotora su jednake nuli, struje statora postaju nesinusne, dok ulančeni fluks faznog
električnog napona također odstupa od sinusnog.
Prisustvo rotorskih struja dalje komplicira sliku. Prema tome, može se reći da
je izračunavanje raspodjele polja, struje, snage, obrtnog momenta za jednofazne
asinhrone motore kompliciranije nego kod trofaznih asinhronih motora.
2.1.6. Direktni i inverzni talasi m.m.s.
Rezultantni m.m.s. statora F (θ es,t ) - (2.13 – 2.14) može se razložiti na dva
talasa
F (θ es , t ) = F1m cos ω1t cosθ es + F1a cos(ω1t + γ i )sin θ es =
=
1
1
FmC f sin (θ es − ω1t − β f ) + FmCb sin (θ es + ω1t − β b )
2
2
2
(2.19)
2
⎞ ⎛F ⎞
⎛ F
C f = ⎜⎜1 + 1a sin γ i ⎟⎟ + ⎜⎜ 1a ⎟⎟ cos γ i2
⎠ ⎝ F1m ⎠
⎝ F1m
(2.20)
15
sin β f =
(1 + F1a sin γ i
F1m )
2
⎛ F
⎞ ⎛F
⎞
Cb = ⎜⎜1 − 1a sin γ i ⎟⎟ + ⎜⎜ 1a cos γ i ⎟⎟
⎝ F1m
⎠ ⎝ F1m
⎠
sin β b =
(2.21)
Cf
(1 − F1a sin γ i
2
(2.22)
F1m )
(2.23)
Cb
Ponovo, za F1a F1m = 1 i γ i = 90 o , Cb = 0 i prema tome inverzni (b) obrtni
talas postaje nula (slučaj kružnog hodografa na slici 2.13 b).
Također, amplituda direktnog (f) obrtanja, u ovom slučaju je jednaka
F1m = F1a (to je 3/2 F1m za trofazni simetrični namotaj).
Za F1a = 0 , direktni i inverzni talasi imaju istu amplitudu:
1
F1m .
2
Razlaganje direktnih i inverznih talasa m.m.s. se može uraditi čak i sa
zasićenjem dok je slaganje direktnih i inverznih talasa polja ispravno samo u odsustvu
magnetnog zasićenja.
Razlaganje direktnog i inverznog talasa je veoma praktično pošto vodi ka
jednostavnim ekvivalentnim kolima sa klizanjem Sf = S i , respektivno, Sb = 2 – S.
Ovo je razvojni put teorije obrtnog polja jednofaznih asinhronih motora.
Sf =
ω1 − ωr
=S
ωr
(2.24)
Sb =
(− ω1 ) − ωr
(− ω1 )
(2.25)
= 2−S
Za stacionarno stanje, model razlaganja na direktnu i inverznu komponentu je
sličan modelu simetričnih komponenti. S druge strane, u općem slučaju prijelaznih
procesa ili napajanja nesinusnim naponom, standardni postaje model d-q poprečnog
polja [1].
2.1.7. Opći model simetričnih komponenti
Za stacionarno stanje i sinusne struje, mogu se koristiti vremenski fazori [1].
Nesimetričan magnetni napon, odgovarajuće struje i naponi u dva namota
jednofaznog asinhronog motora mogu se razložiti na dva simetrična sistema (slika
2.14) koji su zapravo direktne i inverzne komponente predstavljene u prethodnom
odjeljku.
16
Jednofazni asinhroni motori
Slika 2.14 Simetrične (direktne i inverzne ili + -) komponente dvofazno namotanog
motora.
Podrazumijeva se da su dva namota prostorno pomjerena za 90° električnih
stepeni.
Sa slike 2.14
Aa + = j Am+
(2.26)
Aa − = − j Am −
(2.27)
Am = Am + + A m−
(2.28)
Aa = A a + + A a −
(2.29)
Princip superpozicije glasi
Iz (2.26) – (2.29),
Am+ =
1
( Am − j Aa )
2
(2.30)
A m− =
1
( Am + j Aa ) = A*m+
2
(2.31)
Označavajući sa V m+ , V m− , I m+ , I m− i respektivno sa V a+ , V a− , I a+ , I a− komponente napona i struje strujnih kola dva namota, možemo pisati jednačine dvaju
fiktivnih dvofaznih simetričnih mašina (čija su obrtna polja suprotnog smjera) kao
V m+ = Z m + I m +
(2.32)
V m− = Z m− I m−
(2.33)
V a+ = Z a+ I a+
(2.34)
V a− = Z a− I a−
(2.35)
V m = V m+ + V m−
(2.36)
V a = V a+ + V a−
(2.37)
Z m+ , Z m− i respektivno Z a+ , Z a− predstavljaju rezultantne direktne i inverzne
standardne impedanse fiktivnih asinhronih mašina, po fazi, sa strujom rotorskog
kaveza svedene na m, i respektivno, statorskim namotajem (slika 2.15).
17
Još uvijek je potrebno riješiti jednačine (2.32-2.37), sa datom vrijednošću
klizanja S i svim parametrima u Z m +, − i Z a +, − . Potrebna je veza između V m , V a i
napona izvora V s .
Kada se impedansa (Z a ) spoji u seriju sa pomoćnim namotajem a zatim se oba
namota spoje na električnu mrežu datog napona V s dobiva se jednostavna
povezanost:
Vm =Vs
(2.38)
V a + (I a+ + I a− )Z a = V s
(2.39)
Obično je komotnije svesti sve namotaje na rotoru i na statoru na glavni
namotaj.
Odnos svođenja pomoćnog na glavni namotaj je koeficijent u jednačini (2.15)
a=
N a K W 1a
N m K W 1m
(2.40)
Strujno kolo rotora je simetrično kada je a 2 X rm = X ra , a 2 Rrm = Rra .
a)
b)
Slika 2.15 Ekvivalentne simetrične (+, -) impedanse a) svedene na glavni statorski
namotaj m; b) svedene na pomoćni statorski namotaja.
Kao posljedica toga, kada je
∆X sa = X sa − a 2 X sm = 0
(2.41)
∆Rsa = Rsa − a 2 Rsm = 0
(2.42)
dva ekvivalentna strujna kola na slici 2.15, oba svedena na glavni namotaj, postaju
identična.
Ovo zasićenje se u principu javlja kada oba namota zauzimaju isti broj
uniformnih žljebova i kada je ista gustoća struje za oba namota. Kada pomoćni
namotaj zauzima 1/3 statorske periferije, njegova gustoća struje može biti veća da bi
bio zadovoljen izraz (2.41-2.42).
Formule svođenja napona i struje iz pomoćnog namota na glavni namotaj su
V 'a = V a a
I 'a = a I a
(2.43)
(2.44)
18
Jednofazni asinhroni motori
U takvim uvjetima, kada je ∆X sa ≠ 0 i ∆Rsa ≠ 0 , njihove vrijednosti su
unesene u serije sa impedansom kondenzatora Z a nakon svođenja na glavni namotaj i
dijeljenja sa 2. Dijeljenje sa 2 je radi očuvanja snaga (slika 2.16).
Slika 2.16 Opće ekvivalentno strujno indukcionog motora sa razdvojenom fazom i
kondenzatorom.
Treba primijetiti da Z a sadrži kondenzator. U asinhronim mašinama sa
raspodijeljenom fazom, Z a = 0 . Kada je pomoćni namotaj otvoren: Z a = ∞ .
Također primijetite da se sada radije + - naponi definiraju na krajevima mreže
( (Va = Vs a ) nego na krajevima namota.
Ovako dijelovi impedanse A do B na slici 2.16 uzimaju svoje učešće unutar
ekvivalentnog strujnog kola. Ekvivalentno strujno kolo na slici 2.16 je prilično
općenito. Ima samo dvije nepoznate I m+ i I m− i može se prilično lako riješiti za dato
klizanje, parametre mašine i napon napajanja V s .
Kondenzatorski asinhroni motori sa izvedenim namotajem (namotaj sa više
dijelova ili trofazni namotaj) se može predstaviti direktno ekvivalentnim strujnim
kolom na slici 2.16. Jezgro otpora gubitaka se može dodati na slici 2.16 paralelno
reaktansi magnetiziranja X mm ili sa odvodnom reaktansom (za dodatne gubitke) ali je
problem kako ih računati (mjeriti).
Putanja zasićenja glavnog fluksa se može uključiti pravljenjem promjenljive
reaktanse magnetiziranja X mm . Prvo problem je razmotriti zasićenje samo direktne
komponente X mm (gornji dio na slici 2.16), ali, kao što je prikazano ranije, eliptični
magnetni napon čini materiju daleko obuhvatnijom.
Zbog ovoga je opće ekvivalentno strujno kolo na slici 2.16 prikladnije kada je nivo
zasićenja konstantan ili je zanemaren.
Radi kompletiranja slike ovdje se dodaje izraz prosječnog obrtnog momenta
19
Te = Te+ + Te− =
2
⎤
2 p1 ⎡ 2 Rrm I rm
− ⋅ Rrm
⋅
−
I
rm+
⎢
ω1 ⎣
S
2. − S ⎥⎦
(2.45)
Za slučaj kada je pomoćni namotaj otvoren (Z a = ∞ ) , I rm+ = I rm− . U tom
slučaju za S = 1 (start), ukupni obrtni moment Te je nula, kao što se očekivalo.
Moglo bi se dokazati da pošto rotorske struje imaju dvije frekvencije:
f 2+ = Sf1 i f 2 = (2 − S ) f1 > f1 , parametri rotorskog kaveza se razlikuju za dvije
komponente zbog skin efekata.
2.1.8. Model d-q
Pošto je stator snabdjeven sa dva ortogonalna namota a rotor je potpuno
simetričan, jednofazni asinhroni motor je prikladan za direktnu primjenu d-q modela u
koordinatama statora (slika 2.17).
Rotor će se ovdje svesti na glavni namotaj, dok se pomoćni namotaj neće
svoditi na glavni namotaj.
Slika 2.17 Model d-q jednofaznog asinhronog motora.
Jednačine d-q modela u koordinatama statora su direktne
I m Rsm − Vm = −
I a Rsa − Va = −
dψ m
dt
dψ a
dt
(2.46)
(2.47)
I D Rr = −
dψ D
− ωrψ a
dt
(2.48)
I Q Rr = −
dψ a
+ ωrψ D
dt
(2.49)
Odnosi flukseva i struja su
ψ D = Lrm I D + Lmm (I m + I D )
(2.50)
ψ Q = Lrm I Q + Lam (aI q + I Q ) a 2
(2.51)
ψ m = Lsm I m + Lmm (I m + I D )
(2.52)
20
Jednofazni asinhroni motori
⎛
ψ a = Lsa I a + Lam ⎜⎜ I a +
⎝
IQ ⎞
⎟
a ⎟⎠
(2.53)
Za uvjete nelinearnog zasićenja, bolje je definirati odnos svođenja kao
a=
Lam
Lmm
(2.54)
Induktivnosti magnetiziranja Lmm i Lam duž dvije ose (namota) su ovisne o
rezultantnoj struji magnetiziranja I µ
(I m + I D )2 + (aI a + I Q )2
I µ (t ) =
(2.55)
Jednačine obrtnog momenta i kretanja su direktne.
⎛ Lam
⎞
Te = − p1 (ψ D I Q −ψ Q I D ) = p1 Lmm ⎜⎜
I a I D − I m I Q ⎟⎟
⎝ Lmm
⎠
J dω r
= Te − Topt (ωr ,θ er , t )
p1 dt
(2.56)
(2.57)
Još nedostaju veze između napona statora Vm , Va i napona izvora Vs .
U kondenzatorskim asinhronim motorima
Vm (t ) = Vs (t )
(2.58)
Va (t ) = Vs (t ) − Vc (t )
(2.59)
dVC (t )
= I a (t )
dt
(2.60)
C
VC je napon na kondenzatoru.
Dobiven je nelinearni model šestog reda. Promjenjive su: I m , I a , I D , I Q , ωr ,
VC , dok su napon izvora Vs (t ) i obrtni moment opterećenja Topt (ωr ,θ er , t ) sačinjavaju
ulaze.
Sa poznatim funkcijama Lam (I µ ) i Lmm (I µ ) čak se i sa prisustvom zasićenja
može rukovati elegantno, i u toku prijelaznih procesa i u stacionarnom stanju.
2.1.8.1. d-q model spoja u Steinmetzovu zvijezdu
Trofazno namotani asinhroni motori, u kondenzatorskom spoju motora za
jednofazno napajanje, može se jednostavno svesti na d-q (m,a) model kao
2π
Vm + jVa =
2π
j
−j
2⎛
⎜Va (t ) + Vb (t )e 3 + Vc (t )e 3
3 ⎜⎝
⎞ − jθ 0
⎟e
⎟
⎠
(2.61)
Ista transformacija važi i za struje dok fazni otpori i odvodne induktivnosti
ostaju nepromijenjeni.
Odnosi napona ovise o spoju faza. Za spoj Steinmetzove zvijezde (slika 2.18),
21
VB (t ) − VC (t ) = VS (t )
(2.62)
Va (t ) + Vb (t ) + Vc (t ) = 0
(2.63)
VB (t ) − V A (t ) = Vcap (t )
(2.64)
I A (t ) = I cap (t )
(2.65)
C
dVcap
dt
= I cap (t )
(2.66)
Sa θ 0 = − π 2 , d osa pada duž ose glavnog namota
Vm (t ) =
1
(VB − VC ) = VS (t )
2
2
3
VA (t )
2
Va (t ) = +
(2.67)
(2.68)
Slika 2.18 Trofazna-dvofazna ekvivalentnost.
Iz (2.38) sa (2.39)
2
V (t )
Vcap + Va = S
3
6
(2.69)
3
I cap
2
(2.70)
Primijetimo da je
Ia =
Za d-q model jednačina (2.69) postaje
V 'cap +Va =
dV 'cap
dt
Također,
=
VS (t )
6
1
Ia
C
(2.71)
(2.72)
22
Jednofazni asinhroni motori
V 'cap =
1
⋅ I a dt =
C ∫
2 1
2
1
I A dt =
I a dt =
I a dt
∫
∫
3C
3C
⎛3 ⎞∫
⎜ C⎟
⎝2 ⎠
(2.73)
Tako je
C '=
3
C
2
(2.74)
Ekvivalentna kapacitivnost strujnog kola C' u d-q (m.a) dvofaznom modelu je
1.5 puta veća od stvarne kapacitivnosti C. Napon izvora za glavni namotaj m (d) je
VS 2 umjesto VS kakav je u običnom modelu. Za pomoćni namotaj m napon
'virtualnog izvora' je VS 6 (jednačina 2.69). Konačno otpornost, odvodna
induktivnost i magnetna induktivnost su one od trofazne mašine po fazi. Kao rezultat
toga, za m&a model namotaji statora su sada identični.
Performansama stacionarnog stanja se može pristupiti pokretanjem prijelaznih
procesa od početka (ili sa datim početnim uvjetima) dok se uvjeti ne stabiliziraju.
Pošto je sistem jednačina prostora stanja rješiv samo preko numeričkih metoda, za
njegovo rješavanje je potrebno duže vrijeme. Sa nultim početnim vrijednostima za
struje, naponom kondenzatora i dato (konačno) klizanje (brzina), vrijeme rješavanja je
je nešto smanjeno.
Alternativno, moguće je koristiti jω1 umjesto d dt u jednačinama (2.46-2.49)
i izvući realni dio izraza za obrtni moment, nakon rješavanja algebarskog sistema
jednčina za struje i napon kondenzatora.
Ovaj pristup može biti prikladniji od modela obrtnog polja kada se uračunava i
magnetno zasićenje, kada se rezultantno (eliptično) magnetno polje u mašini može
izračunati direktno. Međutim, on ne izlaže intuitivne atribute teorije obrtnog polja. U
prisustvu jakih računarskih sistema, pristup stacionarnog stanja sa d-q modelom može
se upotrijebiti kada je magnetno zasićenje veliko.
Konačno, svođenje trofaznog spoja u Steinmetzovu zvijezdu na gore izvedeni
m-a model se može također koristiti u modelu simetričnih komponenti (slika 2.16)
2.1.8.1. Kriteriji za izbor jednofaznog asinhronog motora
Kao i kod drugih motora, izbor jednofaznog asinhronog motora za konkretnu
primjenu je određen faktorima kao što su početna cijena, troškovi održavanja,
performanse, težina, dimenzije i drugi specifični zahtjevi primjene, gdje su
performanse i cijena najvažniji faktori [3]. Kako su visoke performanse udružene sa
cijenom, potrebno je naći kompromis između ova dva faktora. Motor sa
raspodijeljenom fazom ima najnižu cijenu, motor sa stalnim radnim kondenzatorom je
slijedeći, dok motor sa startnim i radnim kondenzatorom ima najvišu cijenu. Tipične
primjene ovih motora su date ispod. Treba napomenuti da ne postoji jasno
razgraničenje u primjenama ovih motora i da su određena preklapanja moguća.
•
Motor sa raspodijeljenom fazom: Ima malu startnu struju i umjeren
startni moment. Koristi se za lako pokretljive terete a tipične primjene su
ventilatori, fenovi, brusilice, centrifugalne pumpe, uredski uređaji itd.
Dostupni su u opsegu od 1/20 do 1/2 kW.
23
•
Motor sa startnim kondenzatorom: Ima veliki startni moment te se
koristi za teško pokretljive terete kao što su kompresori, pokretne trake,
pumpe, neke mašinske alate, frižidere, klima uređaje itd. Ovo je najviše
korišteni motor sa snagom do 6 kW.
•
Motor sa stalnim radnim kondenzatorom: ima veliki startni moment ali
nešto manji nego kod motora sa startnim kondenzatorom, što je rezultat
kompromisa između startnih i radnih performansi i cijene kondenzatora.
Zbog radnog kondenzatora ovaj motor ima bolji faktor snage i korisnost te
tiši i ujednačen rad. Koristi se i za lakše i teže terete. Danas se koriste za
stropne ventilatore, fenove i kompresore.
•
Motor sa startnim i radnim kondenzatorom: Kombinira prednosti
motora sa startnim kondenzatorom i motora sa radnim kondenzatorom i
koristi se za teško pokretljive terete. U isto vrijeme ima visok faktor snage
i korisnost tokom rada. Tipične primjene su frižideri, kompresori i pile.
•
Motor sa zatamnjenim polom: Jeftin motor sa malim startnim
momentom i niskim faktorom snage i korisnosti tokom rada. Dostupni su u
malim dimenzijama sa snagom do 1/20 kW. Obično se koriste za sve vrste
ventilatora (posebno stolnih), ovaživače, fotokopirne mašine, reklamne
panoe itd.
2.2. Stacionarno stanje
Performanse stacionarnog stanja izvještavaju u općem slučaju o momentu
neopterećenog motora i momentu motora sa uključenim teretom, stepenu korisnog
djelovanja i faktoru snage, prekretnom momentu, momentu ukočenog rotora, i
momentu i struji u ovisnosti o brzini.
U prethodnim odjeljcima je već predstavljeno sasvim općenito ekvivalentno
strujno kolo za stacionarno stanje (slika 2.8) sa u osnovi samo dvije nepoznate –
direktne i inverzne komponente struje u glavnim namotajima sa zanemarenim
prostornim i vremenskim harmonicima.
Strujno kolo prilično dobro oslikava performanse stacionarnog stanja za
osnovne procjene. S druge strane, d-q model/model poprečnog polja alternativno se
može koristiti za područje sa d dt = jω1 .
Model poprečnog polja je dobio izvjesnu popularnost naročito za višebrzinske
kondenzatorske motore sa T-L izvedenim i obično izvedenim namotajem. Ovdje se
preferira model simetričnih komponenata (slika 2.18) za asinhrone motore sa
razdijeljenom fazom i kondenzatorske indukcione motore pošto se čine intuitivnijim.
Za početak, pomoćna faza se otvori a istražuju se performanse stacionarnog
stanja pravog jednofaznog asinhronog motora.
Zatim se prelazi na kondenzatorski motor radi istraživanja i početnih i radnih
performansi stacionarnog stanja.
Dalje, isto istraživanje se izvodi i na asinhronom motoru sa razdijeljenom
fazom (koji ima dodatni otpor u pomoćnom namotaju).
24
Jednofazni asinhroni motori
Zatim se razmatraju neki detalji modela simetričnih komponenata i
performansi kondenzatorskog motora sa obično izvedenim namotajem.
Posebna pažnja se posvećuje modeliranju stacionarnog stanja za prostorne i
vremenske harmonike.
Navedeni su i neki numerički primjeri.
2.2.1. Performanse stacionarnog stanja sa otvorenim pomoćnim
namotajem
Nakon što se završi proces pokretanja pomoćni namotaj se otvori, u
asinhronim motorima sa startnim kondenzatorom ili sa razdijeljenom fazom, (slika
2.19).
a)
b)
Slika 2.19 Slučaj otvorenog pomoćnog namotaja: a) shematski, b) fazorski dijagram.
Pomoćni namotaj se za testiranje može namjerno ostaviti otvorenim. Ovaj
specijalan spoj je od praktičnog interesa.
I m+
Prema (2.30) – (2.31) direktne i inverzne komponente struje glavnog namotaja
i I m− su
I m +,− =
1
(I m m j I a ) = 1 I m
2
2
(2.75)
Ekvivalentno strujno kolo na slici 2.18 se pojednostavljuje pošto je Z a = ∞
(slika 2.20).
Pošto su komponente struje I m+ i I m− jednake, izraz za obrtni moment Te
(2.45) postaje
Te = 2
sa
2
Rr p1 ⎛ I rm
I2 ⎞
⎜⎜ + − rm− ⎟⎟
ω1 ⎝ S
2−S ⎠
(2.76)
25
Im =
Vs
⎛Z ⎞ ⎛Z ⎞
Rsm + jX m + ⎜ r + ⎟ + ⎜ r − ⎟
⎝ 2 ⎠ ⎝ 2 ⎠
(2.77)
X mm ⎛ Rrm
X ⎞
+ j rm ⎟
⎜
Z r+
2 ⎝ 2S
2 ⎠
=
(
+
R
X
X
2
rm
rm )
+ j mm
2S
2
(2.78)
X mm ⎛ Rrm
X ⎞
⎜⎜
+ j rm ⎟⎟
2 ⎝ 2(2 − S )
2 ⎠
Z r−
=
( X + X rm )
Rrm
2
+ j mm
2(2 − S )
2
(2.79)
j
j
Slika 2.20 Ekvivalentno strujno kolo sa otvorenom pomoćnom fazom: a) sa direktnom
komponentom struje I m+ = I m− = I m 2 ; b) sa ukupnom strujom I m .
Očigledno je da za S = 1 (mirovanje), iako je struja I m maksimalna, I ms je
I ms ≈
Vs
(Rsm + Rrm )2 + ( X sm + X rm )2
(2.80)
Ukupan obrtni moment (2.76) je nula pošto je S = 2 − S = 1 .
Krivulja momenta u ovisnosti o klizanju prikazana je na slici 2.21.
Kada je klizanje jednako nuli (S = 0) moment je već negativan pošto je
direktni moment jednak nuli a inverzni moment negativan. Mašina pokazuje jedino
motorske i generatorske načine rada.
26
Jednofazni asinhroni motori
Vršna vrijednost obrtnog momenta Tek i odgovarajuće klizanje (brzina) S K su
uglavnom ovisni o statorskim i rotorskim radnim Rsm , Rrm i induktivnim otporima
X sm , X rm .
Slika 2.21 Krivulja ovisnosti momenta o klizanju za otvoreni pomoćni namotaj
(jednofazni rad).
Pošto u stvarnosti ova konfiguracija radi za indukcione motore sa
razdijeljenom fazom i indukcione motore sa startnim kondenzatorom, performanse
stacionarnog stanja koje su od interesa su povezane sa vrijednostima klizanja S ≤ S K .
Analiza gubitaka u mašini je prikazana na slici 2.22.
izlaz na
sn aga
ulazn a
sn aga
gub ic i
u ba kru
statora
gub ic i
u ž eljezu
statora
dodatni
gub ic i
statora
dodatni
gub ic i
rotora
gub ic i
u nam otu
rotora
m ehanički
gub ic i
Slika 2.22 Analiza gubitaka u jednofaznom asinhronom motoru.
Gubici u namotajima pcos , pcor se javljaju i u statoru i u rotoru. Gubici jezgra
se uglavnom javljaju u statoru, pFes .
Dodatni gubici se javljaju u željezu i namotajima i u statoru i u rotoru
padds , paddr .
Dodatni gubici su slični onima koji se javljaju u trofaznim asinhronim
motorima. Oni se javljaju na rotoru i površini statora i kao pulsacija zupčastog fluksa
u željezu, u kavezu i lamelama rotora, uslijed poprečnih vrtložnih struja između
štapova rotora.
27
Stepen korisnog djelovanja η je, prema tome,
η=
∑p= p
cos
P2 P1 − ∑ p
=
P1
P1
+ pFes + pcor + padds + paddr + pmec
(2.81)
(2.82)
Precizna procjena preko računanja stepena korisnog djelovanja (zapravo
gubitaka) predstavlja težak zadatak zbog složenosti problema koji je uzrokovan
magnetnim zasićenjem, otvaranjima žljebova, skin efektom u kavezu rotora,
poprečnim (vrtložnim) rotorskim strujama, itd.
U prvoj aproksimaciji, jedino se dodatni padd = padds + paddr i mehanički gubici
pmec mogu odrediti u procentualnim vrijednostima nazivne izlazne snage. Također, u
prvoj aproksimaciji, rotorski skin efekt se može zanemariti a otpornost zbog vrtložnih
struja se može pripojiti otpornosti rotora.
Osim toga, osnovni gubici u jezgru se mogu računati jednostavnim paralelnim
spajanjem aktivnog otpora jezgra RC , kao što je prikazano na slici 2.11b.
2.2.2. Asinhroni motor sa razdijeljenom fazom i kondenzatorski
asinhroni motor: struje i moment
Za kondenzatorski asinhroni motor ekvivalentno strujno kolo sa slike 2.18
ostaje isto pošto je
Z a = − j ω1C
(2.83)
kao što je prikazano na slici 2.23.
Rsa
Za asinhroni motor sa razdijeljenom fazom, važi isto kolo ali sa C = ∞ i
a − Rsm > 0 .
2
Također za kondenzatorski motor sa stalnim kondenzatorom u općem slučaju
vrijedi: Rsa a 2 − Rsm = 0; X sa a 2 − X sm = 0; pa on koristi otprilike istu težinu bakra u
glavnim i pomoćnim namotajima.
Primijetite da su sve promjenjive svedene na glavni namotaj (dvije
komponente napona). Ovo znači da su stvarne glavne i pomoćne struje I m i I a sada
I m = I m+ + I m−
(2.84)
I a = j[I m+ − I m− ] a
(2.85)
Označimo sa
Z + = Rsm + jX sm +
jX mm ( jX rm + Rrm S )
Rrm S + j ( X mm + X rm )
(2.86)
28
Jednofazni asinhroni motori
Slika 2.23 Ekvivalentno strujno kolo za kondenzatorski asinhroni motor (Va = Vs ) u
motorskom načinu rada.
m
Z a = ∆Rsm + j∆X sm −
Xc =
j
Xc
2a 2
1
ω1C
(2.88)
(
)
∆Rsm =
1
Rsa a 2 − Rsm
2
∆X sm =
1
X sa a 2 − X sm
2
(
Z − = Rsm + jX sm +
(2.87)
(2.89)
)
(2.90)
jX mm ( jX rm + Rrm (2 − S ))
Rrm (2 − S ) + j ( X rm + X mm )
(2.91)
Rješenje ekvivalentnog strujnog kola na slici 2.18, sa (2.86) – (2.91), vodi ka
matričnim jednačinama
V s (1 − j a )
m
Z+ + Za
2
=
m
V s (1 + j a )
−Za
2
m
I m+
−Za
⋅
m
Z − + Z a I m−
(2.92)
čije je rješenje
(
m
(
m
)
m
)
m
I m+ =
1 (V s − jV a a ) Z − + Z a + (V s + jV a a )Z a
m
2
Z + ⋅ Z − + Z a (Z + + Z − )
I m− =
1 (V s + jV a a ) Z + + Z a + (V s − jV a a )Z a
m
2
Z + ⋅ Z − + Z a (Z + + Z − )
Komponente elektromagnetnog momenta Te+ i Te− zadržavaju izraz
(2.93)
(2.94)
29
Te =
p1
ω1
I m2 [Re(Z r + ) − Re(Z r − )]
(2.95)
u obliku
Te+ =
Te− =
2 p1
I m2 + [Re(Z + ) − Rsm ]
(2.96)
2 p1
I m2 − [Re(Z − ) − Rsm ]
(2.97)
ω1
ω1
Faktor 2 u (2.96) – (2.97) nastaje usljed činjenice da je ekvivalentno strujno
kolo na slici 2.18 po fazi i da se odnosi na model dvofaznog namotaja.
Očigledno, kada se problem performansi stacionarnog stanja riješi jednom
onda se na raspolaganju nalaze prilično zgodne jednačine za rukovanje (2.84) –
(2.96).
2.2.3. Uvjeti simetrizacije
Pod simetrizacijom smatramo da je inverzna komponenta struje I m− jednaka
nuli za dato klizanje [1]. Ona zahtijeva kapacitet C ovisan o klizanju. Iz (14.17) sa
I m− = 0 , dobivamo
(1 + j a )Z + + 2Z ma = 0
(2.98)
Z + = R+ + jX +
(2.99)
gdje je
m
Za = − j
1
1⎛R
⎞ 1 ⎛X
⎞
+ ⎜ sa2 − Rsm ⎟ + j ⎜ 2sa − X sm ⎟ = Ram + jX am
2
2ωCa
2⎝ a
⎠ 2 ⎝ a
⎠
(2.100)
Direktna komponenta ukupne impedanse Z + može se pisati kao
Z + = Z + e jϕ +
(2.101)
ϕ + = tan −1 ( X + R+ )
(2.102)
Sa (2.100 – 2.102), jednačina (2.98) daje dva uvjeta simetrizacije,
R+ −
X+
= −2 Ram = −(Rsa a 2 − Rsm )
a
R+
1
+ X+ = +
− (X sa a 2 − X sm )
a
ωCa 2
(2.103)
(2.104)
Dvije nepoznate u jednačinama (2.103) – (2.104) su
•
C i a za kondenzatorski asinhroni motor
•
Rsa i a za asinhroni motor sa rascijepljenom fazom
Eventualan dodatni otpor u pomoćnom namotaju indukcionog motora sa
rascijepljenom fazom se uključuje u Rsa .
30
Jednofazni asinhroni motori
Za asinhroni motor sa stalnim kondenzatorom, u općem slučaju vrijedi
∆Rsm = Rsa a 2 − Rsm = 0 i ∆X sm = X sa a 2 − X sm = 0 . Tako se dobiva:
a=
Xc =
X+
= tan ϕ +
R+
1
X+
=
= Z+ ⋅ a a2 +1
2
ωC cos ϕ +
(2.105)
(2.106)
ϕ+ je direktna komponenta ugla faktora snage.
Slijedi nekoliko napomena:
•
Odnos obrtanja a za simetrizaciju je jednak tangenti direktne
komponente ugla faktora snage. Ovaj ugao se za dati motor mijenja sa
klizanjem.
•
Tako, samo u asinhronom motoru sa dva kondenzatora, moguće je
uskladiti i a i C za uvjete pokretanja i rada onda i samo onda kada se
vrijednost odnosa obrtanja a mijenja također od niske do visoke brzine
rada kada se promijeni vrijednost kondenzatora. Ova promjena od a znači
dvostruku sekciju glavnog i pomoćnog namotaja.
•
Kada se mašina jednom napravi, pronalaženje kondenzatora za
simetrizaciju mašine je teško. Praktično, u općem slučaju, preporučljivo je
doći blizu uslova simetrizacije za nazivno opterećenje, dok se ostali
kriteriji za dobar dizajn moraju razmatrati.
Za motore sa raspodijeljenom fazom C = ∞ i ∆Rsm ≠ 0 i ∆X sm ≠ 0 i prema
tome iz (2.103) – (2.104), čak i ako je
X sa a 2 < X sm
(2.107)
dobiva se
a=
− R+ ± R+2 − 4( X + − X sm )X sa
X + − X sm
(2.108)
Sada je jasno da pošto je X + > X sm , ne postoji a za simetrizaciju asinhronog
motor sa razdijeljenom fazom, kao što se očekivalo.
Biranje a i Rsa bi trebalo prema tome slijediti druge kriterije optimizacije.
2.2.4. Istraživanje početnog momenta i struje
Za uvjete pokretanja (S = 1) vrijedi Z + = Z − = Z sc , tako da (2.93) i (2.94)
postaju
I m+ =
Vs
2Z sc
⎡ j
⎤
Z sc
⎢1 −
m⎥
⎣ a Z sc + 2Z a ⎦
(2.109)
31
I m− =
Vs
2Z sc
⎡
⎤
j
Z sc
⎢1 +
m⎥
⎣ a Z sc + 2Z a ⎦
(2.110)
Prve komponente + - struja u (2.109) – (2.110) odgovaraju slučaju kada je
m
pomoćni namotaj otvoren Z a = ∞ .
(
)
Sada se može pisati
m
Z sc = Z sc e
jϕ sc
m
a
; Z =Z e
m
a
jϕ a
; Ka =
2Za
Z sc
(2.111)
Na ovaj se način (2.109) može pisati kao
I m+ = I sc (1 + α + jβ ) 2
(2.112)
I m− = I sc (1 − α − jβ ) 2
(2.113)
gdje je
α + jβ =
−j
a (1+ K a exp( jγ ))
(2.114)
γ = ϕ sc − ϕ a
(2.115)
Označimo sa Tesc početni obrtni moment dvofaznog simetričnog indukcionog
motora.
Tesc = 2
p1
ω1
⋅ I sc2 Re(Z r + )S =1
(2.116)
Jedinični obrtni moment pri startu tes je
tes =
(Te )S =1
Tesc
2
=
I m+ − I m−
I sc
2
(2.117)
2
Korištenjem (2.112) – (2.113) tes postaje
tes = α =
K a sin γ
a 1 + K a2 + 2 K a cos γ
(
)
β = − (1 + K a cos γ ) (1 + K a2 + 2 K a cos γ ) a
(2.118)
(2.119)
Slijedi nekoliko komentara
•
Relativni početni moment ovisi u suštini o odnosu K a o uglu γ .
•
Trebamo primijetiti da za kondenzatorski motor sa namotajima koji
koriste istu količinu bakra (∆Rsa = 0, ∆X sa = 0) ,
(K a )C =
1
ωCa 2 Z sc
Također u ovom slučaju je ϕ a = − π 2 i prema tome
(2.120)
32
Jednofazni asinhroni motori
(γ )c = ϕ sc + π
•
2
(2.121)
S druge strane, za kondenzatorski motor sa rascijepljenom fazom,
recimo da je ∆X sa = 0 , C = ∞ .
(K a )∆R
sa
=
∆Rsa (Rsa − a 2 Rsm )
=
Z sc
a 2 Z sc
(2.122)
Također je ϕ a = 0 i γ = ϕ sc .
Za kondenzatorski motor, sa (2.120) – (2.121), izraz (2.118) postaje
tes =
cos ϕ sc
⎡
⎤
1
− 2 sin ϕ sc ⎥
a ⎢a 2 Z sc ⋅ ω1C +
2
ω1CZ sc a
⎣
⎦
(2.123)
Maksimalan moment u odnosu na odnos obrtanja a se dobiva za
sin ϕ sc
Z scωC
(2.124)
Z scω1C sin ϕ sc
cos ϕ sc
(2.125)
aK =
(tes )max =
Za motor sa raspodijeljenom fazom (gdje ∆Rsa mijenja 1 ωC ) i γ = ϕ sc , ne
javlja se takav maksimum početnog obrtnog momenta.
Uvjeti maksimalnog početnog momenta nisu dovoljni za optimalno
pokretanje.
Barem se moraju razmotriti početne struje.
Iz (24.32) – (24.33)
I m = (I m+ + I m− ) = I sc
Ia = j
(I m+ − I m− ) = j (α + jβ ) I
a
a
(2.126)
(2.127)
sc
Struja izvora I s je
⎡ (− β + jα )⎤
I s = ⎢1 +
⎥⎦ I sc
a
⎣
(2.128)
2
2
Is
⎛ β⎞ α
= ⎜1 − ⎟ + 2
I sc
a
⎝ a⎠
(2.129)
Konačno za kondenzatorski motor
(
)
2
⎡ t ωCZ sc a 2 − sin ϕ sc ⎤ tes2
Is
= ⎢1 + es
⎥ + 2
I sc
a
cos
ϕ
sc
⎣
⎦ a
(2.130)
33
Izrazi za jedinični početni moment i struju odražavaju jak utjecaj: kapaciteta
C , impedanse kratkospojenog strujnog kola Z sc , njenog faznog ugla, i odnosa
obrtanja a . Kao što se i očekivalo, veća otpornost rotora vodi ka većem početnom
momentu.
U općen slučaju čini se da 1.5 < a < 2.0 odgovara većini kriterija optimizacije.
Iz (2.123), slijedi da je u ovom slučaju Z scωC < 1 .
Za asinhroni motor sa raspodijeljenom fazom gdje je γ = ϕ sc iz (2.119)
β=
− (1 + K a cos ϕ sc )
a (1 + K a2 + 2 K a cos ϕ sc )
(2.131)
β=
− (1 + K a cos ϕ sc )
⋅ tes
K a sin ϕ sc
(2.132)
sa α (tes ) iz (2.118)
Sa K a iz (2.122) početna struja (2.129) postaje
⎡
⎢
Is
t
= ⎢⎢1 + es
I sc
a
⎢
⎢⎣
2
⎛
⎞⎤
Z sc a 2
⎜
⎟⎥
+
cos
ϕ
sc
2
2
⎜ R −a R
⎟
sm
⎝ sa
⎠ ⎥ + ⎛ tes ⎞
⎥ ⎜⎝ a ⎟⎠
sin ϕ sc
⎥
⎥⎦
(
)
(2.133)
Izrazi (2.130) – (2.133) su sasvim slični izuzev za ulogu ϕ sc , faznog ugla
impedanse kratkospojenog strujnog kola. Oni dozvoljavaju istraživanje postojanja
minimuma I s I sc za dati početni moment za određene odnose obrtanja aki .
Naročito za asinhrone motore sa startnim kondenzatorom i asinhrone motore
sa raspodijeljenom fazom gubici u pomoćnom namotaju su gotovo važni kao i, u
općem slučaju, dizajniranje dovoljno velike gustine struje u ovom namotaju (koji se
isključuje nakon pokretanja) radi smanjivanja troškova.
Primijetimo da za kondenzatorski motor, uvjeti maksimalnog početnog
momenta (2.124) – (2.125) vode ka pojednostavljenju izraza I s I sc (2.130).
⎛ Is ⎞
⎛ (t ) ⎞
(Z ωC )2
⎜⎜ ⎟⎟
= 1 + ⎜⎜ es max ⎟⎟ = 1 + sc 2
cos ϕ sc
⎝ aK ⎠
⎝ I sc ⎠tes max
2
(2.134)
Za Z scωC < 1 , koje se zahtijeva da osigura da aK > 1 , smanjuju se i
maksimalni početni moment (2.124) – (2.125) i početna struja.
Za postojeći motor, jedino se može mijenjati kapacitet C. Tada se direktno
mogu koristiti (2.124) – (2.125) i (2.130) radi istraživanja uticaja kondenzatora na
početni moment i početne gubitke (kvadrat početne struje).
Kao što se i očekivalo, postoji vrijednost kondenzatora koja uzrokuje
2
minimalne početne gubitke (minimum od (I s I sc ) ) ali ta vrijednost ne vodi ka
maksimalnom momentu.
34
Jednofazni asinhroni motori
Gornja ispitivanja početnog momenta i struje jasno pokazuju da su je ovo
pitanje prilično složeno i potrebno je da se izvrši optimizaciju dizajna s obzirom na
primjenu motora a u cilju postizanja dobrog praktičnog rješenja.
2.2.5. Tipične karakteristike motora
Za procjenu performansi stacionarnog stanja kondenzatorskog motora ili
motora sa raspodijeljenom fazom, opća praksa se oslanja na nekoliko dobro poznatih
karakteristika.
•
Obrtni moment (Te ) u ovisnosti o brzini (klizanju)
•
Stepen korisnog djelovanja (η ) u ovisnosti o brzini
•
Faktor snage (cos ϕ s ) u ovisnosti o brzini
•
Struja izvora (I s ) u ovisnosti o brzini
•
Struja glavnog namotaja (I m ) u ovisnosti o brzini
•
Struja pomoćnog namotaja (I a ) u ovisnosti o brzini
•
Napon kondenzatora (Vc ) u ovisnosti o brzini
•
Napon pomoćnog namotaja (Va ) u ovisnosti o brzini
Sve ove karakteristike se mogu izračunati preko modela strujnog kola na slici
2.20 i jednačina (2.93) – (2.97) sa (2.86) – (2.91), (2.126) – (2.127), za date parametre
motora, kapacitet C , i brzinu (klizanje).
Takve tipične karakteristike za motor sa stalnim kondenzatorom, 300 W,
2 pola, 50 Hz su prikazane na slici 2.24.
Slika 2.24 Tipične karakteristike stacionarnog stanja za 300 W, 2 pola, 50 Hz.
Sa karakteristika na slici 2.24 može se zaključiti sljedeće:
•
Stepen korisnog djelovanja je umjeren pošto je otpor rotora prilično
velik radi postizanja dobrog početnog momenta za umjerenu početnu
struju.
35
•
Faktor snage je visok nad čitavim opsegom momenta (brzine).
•
Naponi kondenzatora i pomoćnog namotaja (Vc ,Va ) opadaju sa
porastom momenta (iznad brzine prekretnog obrtnog momenta).
•
Podaci na slici 2.24 odgovaraju mogućim mjerenjima iznad brzine
prekretnog momenta a ne za pokretanje. Jedino krivulja ovisnosti
momenta o brzini pokriva čitav opseg brzina (od pokretanja).
•
Od vrijednosti momenta jednakog nuli do nazivnog obrtnog momenta
(oko 1Nm), struja izvora raste samo malo dok se I a smanjuje a I m ima
minimum ispod nazivnog momenta.
•
Karakteristike na slici 2.24 su tipične za asinhroni motor sa stalnim
kondenzatorom gdje dizajner mora praviti kompromis između stepena
korisnog djelovanja i pokretnog momenta.
2.2.6. Parazitski momenti prostornog harmonika m.m.s.
Do sada se za procjenu performansi stacionarnog stanja jedino razmatrala
osnovna komponenta prostorne raspodjele m.m.s duž oboda rotora.
U stvarnosti, postavljanje provodnika statora u žljebove vodi ka prostornim
harmonicima m.m.s. Glavni prostorni harmonik je trećeg reda. Primijetite da se još
uvijek razmatra struja sinusnog oblika.
Prisjetimo se, iz teorije trofaznih asinhronih motora, da je klizanje S v za v -te
prostorne harmonike
S v = 1m v(1 − s )
(2.135)
Za jednofazne indukcione motore (pomoćni namotaj je otvoren) prostorni
harmonici m.m.s. su stacionarni, tako da se razlažu na direktne i inverzne obrtne
komponente za svaki red harmonika.
Kao rezultat toga, ekvivalentno strujno kolo na slici 2.20 se može prilagoditi
dodavanjem rotorskih ekvivalentnih strujnih kola za svaki harmonik (i za direktne i za
inverzne talase) – slika 2.25.
Kada su poznati parametri prostornog harmonika X rmv , X mnv , ekvivalentno
strujno kolo na slici 2.20 dozvoljava izračunavanje dodatnih (parazitnih) asinhronih
momenata.
Slika 2.25 Ekvivalentno strujno kolo jednofaznog indukcionog motora sa uključenim
prostornim harmonicima m.m.s.
36
Jednofazni asinhroni motori
U slučaju kada se reakcija rotorske struje može zanemariti (recimo za treći
harmonik), ekvivalentna strujna kola na slici 2.26 se svode na prisustvo njihovih
induktivnih otpora magnetiziranja X mmv . Ovi otpori nisu teški za izračunavanje.
Prisustvo otvorenih žljebova i magnetskog zasićenja povećava utjecaj
prostornih harmonika m.m.s. na dodatne gubitke u šipkama rotora i na parazitni
moment.
Prevelik kondenzator bi izazivao visoko magnetno zasićenje koje proizvodi
veliki prostorni harmonik trećeg reda. Kao posljedica toga pojavljuje se duboko sedlo
u krivulji ovisnosti momenta o brzini, u blizini 33% idealne brzine praznog hoda
(slika 2.26).
Slika 2.26 Preuveličana krivulja obrtni moment-brzina kondenzatorskog indukcionog
motora.
Pored asinhronih parazitnih momenata, mogu se pojaviti i sinhroni parazitni
momenti kao i kod trofaznih asinhronih motora. Najvažnije brzine kod kojih se takvi
momenti mogu pojaviti su nula i 2 f1 N r ( N r - žljebovi rotora).
Kada se promatraju uvjeti
Ns ≠ Nr
(2.136)
N r − N s ≠ 2 p1
(2.137)
sinhroni momenti se značajno smanjuju (slika 24.15).
Da bi se obezbijedilo sigurno pokretanje i smanjenje vibracija, buke i dodatnih
gubitaka zahtijeva se smanjenje parazitnih sinhronih momenata, naročito kada je
brzina jednaka nuli.
37
Slika 2.27 Sinhroni parazitni momenti.
2.2.7. Pulsacije momenta
Brzina eliptičnog obrtnog polja, koja je prisutna u zračnom zazoru jednofaznih
ili kondenzatorskih asinhronih motora, se mijenja u vremenu nasuprot simetričnim
asinhronim motorima gdje je brzina obrtnog polja konstantna [1].
Kao što je i za očekivati, javljaju se pulsacije momenta.
Ekvivalentna strujna kola za stacionarno stanje su korisna za računanje samo
vremenski prosječnog momenta.
Osim što osnovna komponenta magnetnog napona proizvodi pulsacije
momenta, prostorni harmonici uzrokuju slične pulsacije momenta.
Modeli d-q za prijelazne pojave se također mogu koristiti i za izračunavanja
pulsacija momenta u toku stacionarnog stanja.
Javljaju se značajne nekompenzirane sile, kao i kod trofaznih asinhronih
motora, osim ako se ne naiđe na uvjet (2.138)
N s ± p1 ≠ N r
(2.138)
2.2.8. Vrtložne struje rotora
U većini jednofaznih asinhronih motora, štapovi rotorskog kaveza nisu
izolirani i prema tome javljaju se struje rotora koje protiču između štapova kroz
željezno jezgro rotora. Njihov utjecaj je važniji u dvopolnim asinhronim motorima
gdje obuhvataju preko polovine oboda za pola periode (slika 2.28).
be z
vrtložnih
s truja
sa
vrtložn im
strujam a
Slika 2.28 Vrtložne struje rotora i njihov moment ( 2 p1 = 2 pola).
38
Jednofazni asinhroni motori
Osa m.m.s vrtložne struje (I ib ) je pomjerena za 90° (električnih) u odnosu na
magnetni napon struje u štapovima rotora.
Zbog toga se vrtložne struje nazivaju i poprečne struje.
Vrtložne struje ovise o iskrivljenju rotora, pored kontaktnog otpora između
štapova rotora i željeza rotora i o rotorskoj frekvenciji klizanja.
Kod 2 polnih asinhronih motora to može značajno uticati na krivulju ovisnosti
momenta o brzini (kao na slici 2.28).
Harmonici žlijeba dalje mogu povećavati vrtložne struje pošto je frekvencija
rotorskih struja koje su proizveli mnogo veća od osnovne ( f 2 = Sf1 ) .
Specijalni termički postupci, kojima se podvrgava rotor, mogu povećati
rotorski otpor štap-jezgro radi smanjenja vrtložnih struja i time povećati moment za
velike vrijednosti klizanja.
Utjecaj iskrivljenja rotora i odnos dužine steka po polu rotora na gubitke
vrtložne struje su kao kod trofaznih asinhronih motora. Veći stek teži da istakne
efekte vrtložne struje. Također, veliki broj žljebova rotora (N r >> N s ) vodi ka
velikim vrtložnim strujama.
2.2.9. Efekti naponskih harmonika
Naponski vremenski harmonici se javljaju u jednofaznim asinhronim
motorima ili kada se motor napaja preko statičkog konvertora snage ili kada je izvor
snage zagađen sa naponskim (ili strujnim) harmonicima iz drugih statičkih konvertora
snage koji rade samostalno.
I neparni i parni vremenski harmonici se mogu javiti ako postoje
neuravnoteženosti unutar statičkih konvertora snage.
Visok stepen korisnog djelovanja niskog otpora rotora jednofaznih
kondenzatorskih asinhronih motora je osjetljiviji na naponske vremenske harmonike
nego nizak stepen korisnog djelovanja jednofaznih asinhronih motora sa otvorenom
pomoćnom fazom u pogonskim uvjetima.
Za neke naponske vremenske harmonike može se naići na uvjete frekvencijske
rezonance u kondenzatorskom asinhronom motoru i prema tome nastaju visoki
vremenski harmonici struja. To vodi ka primjetnom smanjenju stepena korisnog
djelovanja.
Kako se frekvencija vremenskih harmonika napona povećava, tako se
povećava i skin efekt. Kao posljedica toga, induktivni otpori opadaju a aktivni otpori
rotora se značajno povećavaju. Javlja se neka vrsta zasićenja induktivnog fluksa.
Osim toga, nastaje i zasićenje glavne putanje fluksa.
Zato istraživanje naponskih vremenskih harmonika unaprijed pretpostavlja
poznate, promjenljive, parametre u jednofaznom kondenzatorskom asinhronom
motoru.
Takvi parametri se mogu izračunati ili izmjeriti. Ispravno izmjereni parametri
su najsigurniji način da se date nelinearnosti predstave preko magnetnog zasićenja i
skin efekta.
39
Kada su poznati ovi parametri, za svaki naponski vremenski harmonik, mogu
se definirati ekvivalentna direktna i inverzna strujna kola za glavni i pomoćni
namotaj.
Za kondenzatorski asinhroni motor, ekvivalentno strujno kolo sa slike 2.23
može se jednostavno generalizirati za vremenski harmonik h -tog reda (slika 2.29).
Metoda rješavanja je slična onoj opisanoj u odjeljku 2.12.
Zasićenje glavne putanje fluksa, može se razmatrati u vezi samo sa direktnom
(+) komponentom osnovnog harmonika. X mm u gornjem dijelu slike 2.23 ovisi o
struji magnetiziranja I mm+ . Rezultati koji su dobiveni na sličan način (gubici koji se
tiču harmonika), za različite redove harmonika, su prikazani na slici 2.30, za
kondenzatorski jednofazni asinhroni motor, 1.5kW, 12.5µF.
Slika 2.29 Ekvivalentno strujno kolo naponskih vremenskih harmonika
kondenzatorskih asinhronih motora.
Na uvjete rezonance se nailazi negdje između 11-tog i 13-tog naponskog
vremenskog harmonika. Zabilježeno je smanjenje stepena korisnog djelovanja od 5%
za ovu situaciju.
Generalno je dokazano da je izračunavanje ukupnih gubitaka – uključujući i
gubitke rasipanja potrošača, itd., veoma teško za izvršavanje kao što se vidi na slici
2.30. Neophodno je eksperimentalno istraživanje, naročito kada snaga opada a broj
polova raste, mogu se javiti velike vrtložne struje rotora.
Zanemarivanje prostornih harmonika u ekvivalentnom strujnom kolu na slici
2.23 i 2.29 čini ih naročito adekvatnim samo za klizanje od nule do prekretnog
momenta.
40
Jednofazni asinhroni motori
Slika 2.30 Harmonični gubici kod nazivnog opterećenja i 10% vrijednosti vremenskih
naponskih harmonika.
3.
FREKVENTNI PRETVARAČI
3.1. Uvod
Energija izmjenične struje može biti kontrolirana serijskim otpornicima, ali
kako je ova metoda neefikasna osim kod kola sa vrlo slabom strujom, obično se
koriste transformatori i varistori (variacs). Sa razvojem energetske elektronike ovu
ulogu sve više preuzimaju elektronički energetski elementi kao što je tiristor, koji
imaju prilično efikasan rad jer rade na principu blokiranja prolaza neželjene energije,
a ne njezinom rasipanju na kontrolnom uređaju, pri čemu se dobiva sistem koji je
fizički manji i lakši nego kod tradicionalnih metoda. Ovo je posebno izraženo kada je
energija kojom se upravlja velika, kao na primjer kada se uspoređuje 1kV, 1kA tiristor
sa odgovarajućim autotransformatorom [4].
Pretvarači sa uređajima energetske elektronike su jedan od najbrže rastućih
sektora u elektronskoj industriji u zadnjih 30 godina. Uređaji energetske elektronike
su u samom središtu mnogih industrijskih i komercijalnih aplikacija i imaju promet od
preko 18 milijardi američkih dolara godišnje u direktnoj prodaji i preko 600 milijardi
kroz prodaju drugih proizvoda koji uključuju uređaje energetske elektronike [5].
Glavno područje primjene energetske elektronike je kvalitet energije, zaštita,
prekidačko upravljanje energijom, automobilska elektronika, solarna i vjetro energija,
elektromotorni pogoni.
Imajući u vidu različitosti u veličini snage i aplikacijama, primjenjuju se
različiti poluprovodnički energetski prekidači koji će zadovoljiti postavljene
specifične zahtjeve. Na slici 3.1 je prikazana primjenjivost pojedinačnog uređaja s
obzirom na opseg frekvencija preklapanja i snage.
42
Frekventni pretvarači
Slika 3.1 Radno područje različitih poluprovodničkih prekidača
Glavni cilj statičkih konvertora snage je proizvesti izmjenični oblik izlaznog
signala iz istosmjernog izvora električne energije. To su tipovi talasnih oblika koji se
zahtijevaju u podesivim pogonima brzine (engl. adjustable speed drives-ASD),
uređajima za besprekidno napajanje električnom energijom (engl. uninterruptible
power supply- UPS), statičkim var kompenzatorima, aktivnim filtrima, fleksibilnim
prijenosnim sistemima izmjenične struje (engl. flexible ac transmission systemsFACTS), i naponskim kompenzatorima, što su samo neke od primjena. Za sinusne
izmjenične izlaze, amplituda, frekvencija i faza bi trebale biti upravljive. Prema tipu
izmjeničnog izlaznog oblika signala, ove topologije se mogu promatrati kao invertori
naponskog izvora (engl. voltage-source inverters-VSI), gdje je talasni oblik napona na
izlazu nezavisno kontrolirana veličina. Ove strukture su najrasprostranjenije jer se one
prirodno ponašaju kao naponski izvori koji se zahtijevaju u mnogim industrijskim
primjenama, kao što su ADS-ovi, koji su najpopularnija primjena invertora (slika
3.2 a). Slično tome, ove topologije se mogu naći i kao invertori strujnog izvora (engl.
current-source inverters-CSI), gdje je talasni oblik struje nezavisno kontrolirana
veličina. Ove strukture se najviše koriste za industrijske primjene srednjeg napona,
gdje se zahtijeva visok kvalitet talasnog oblika napona [6].
43
Slika 3.2 Shema pogona čija brzina se može podešavati na tri nivoa i s njom povezani
talasni oblici: (a) topologija konverzije električne energije; (b) idealni ulazni (izmjenična
električna mreža) i izlazni (potrošač) oblici napona; i (c) stvarni ulazni (izmjenične
električne mreže) i izlazni (potrošač) oblici napona.
Statički konvertori snage, naročito invertori, se konstruiraju od prekidača
snage te su izmjenični talasni oblici izlaznog signala načinjeni od diskretnih
vrijednosti . Ovo vodi ka generiranju talasnih oblika koje karakteriziraju vrlo brze
tranzijentne promjene signala. Na primjer, izmjenični izlazni napon, koji je
proizveden pomoću VSI invertora za pogon promjenjive brzine, je talasni oblik tipa
širinsko impulsne modulacije (PWM, engl. Pulse Width Modulation), što je prikazano
na slici 3.2 c. Iako ovaj oblik signala nije sinusni kao što bi se očekivalo (slika 3.2 b),
njegova osnovna komponenta se tako ponaša. Ovo ponašanje bi se trebalo osigurati
tehnikom moduliranja koja kontrolira iznos vremena i sekvencu koja se koristi za
uključivanje i isključivanje električnih ventila. Najviše korištene tehnike moduliranja
su tehnike koje se baziraju na nosećoj frekvenciji (na primjer, sinusna širinsko
impulsna modulacija - engl. sinusoidal pulsewidth modulation SPWM), tehnika
prostornog vektora (SV, engl. space-vector), i tehnika uklanjanja određenih
harmonika (SHE, engl. selective-harmonic-elimination).
Diskretni oblik izmjeničnog izlaznog talasnog signala koji se generira ovim
topologijama nameće osnovna ograničenja na primjene invertora. VSI generira
izmjenični izlazni talasni oblik napona sastavljen od diskretnih vrijednosti (visok
dv / dt ); dakle, potrošač bi trebao biti induktivnog karaktera kod harmoničnih
frekvencija kako bi proizveo glatki oblik signala struje. Kapacitivni potrošač će kod
VSI invertora generirati velike pikove struje. Ako se pojavi taj slučaj, trebao bi se
koristiti induktivni filtar između izmjenične strane VSI-a i potrošača. S druge strane,
CSI invertor generira izmjenični izlazni oblik signala struje sastavljen od diskretnih
vrijednosti (visok di / dt ); dakle, potrošač bi trebao biti kapacitivnog karaktera kod
harmoničnih frekvencija kako bi proizveo glatki oblik signala napona. Induktivni
44
Frekventni pretvarači
potrošač u CSI-ovima će generirati velike pikove napona. Ako se pojavi ovakav
slučaj, trebao bi se koristiti kapacitivni filtar između izmjenične strane CSI-a i
potrošača.
Talasni oblik sa tri nivoa napona se ne preporučuje za srednje-naponske ASD
pogone uslijed visokog dv / dt koji bi se pojavio na izvodima motora. Postoji
nekoliko negativnih strana ovog pristupa (npr. problem izolacije). Kao alternative, za
poboljšanje izmjeničnog izlaznog oblika signala u VSI invertorima postoje
višestepene topologije (sa više nivoa i više ćelija). Osnovni princip je konstruirati
zahtijevani izmjenični izlazni talasni oblik signala od raznih nivoa napona, kojim se
postiže srednje-naponski oblik signala pri smanjenom dv / dt . Iako su ove topologije
posebno razvijene za ASD pogone, one su također pogodne i za statičke var
kompenzatore, aktivne filtre, i naponske kompenzatore. Specijalizirane tehnike
moduliranja su razvijene radi preklapanja velikog broja električnih ventila koji su
obuhvaćeni u ovim topologijama. Između ostalih, tehnike bazirane na nosećoj
frekvenciji (SPWM) i tehnike bazirane na SV-u su ovdje prirodno našle svoju
primjenu.
U mnogim primjenama, zahtijeva se uzimanje energije sa izmjenične strane
invertora i slanje nazad na istosmjernu stranu. Na primjer, kada god ASD-ovi trebaju
prekinuti struju ili usporiti motor, kinetička energija se šalje na istosmjerni kontakt
napona (slika 3.2 a). Ovo je poznato kao regenerativni operativni način i, nasuprot
motorskom načinu, smjer istosmjerne struje je obrnut zbog činjenice da je istosmjerni
napon fiksiran. Ako se koristi kondenzator za održavanje istosmjernog napona (kao u
standardnim ASD-ovima) energija se mora ili rasuti ili vratiti u sistem distribucije,
inače bi se istosmjerni napon postepeno povećavao. Prvi pristup zahtijeva da se
istosmjerni kondenzator spoji paralelno sa otpornikom, koji se mora ispravno
preklopiti kada energija teče iz motora u istosmjernu vezu. Bolja alternativa je vraćati
takvu energiju u distributivni sistem. Međutim, ova alternativa zahtijeva topologiju
reverzibilne struje spojenu između sistema distribucije i istosmjernog kondenzatora.
Moderan pristup takvim zahtjevu je koristiti tehnologije aktivnog ispravljača, gdje je
regenerativni način prirodni radni način sistema.
45
3.2. Impulsno širinska modulacija bazirana na nosećoj
frekvenciji
3.2.1. Algoritmi impulsno širinske modulacije bazirane na nosećoj
frekvenciji
Slika 3.3 Radni ciklus sa AC oscilacijama.
Slika 3.3 pokazuje princip kontrole impulsno širinske modulacije, ali ne daje
nikakvu informaciju kako se može proizvesti modulacija unutar realnog hardverskog
kola. U cilju očuvanja konstantne impulsne frekvencije, neophodan je noseći signal.
Prekidači mijenjaju svoja provodna stanja u momentima koji su određeni presjecima
našeg referentnog napona i trouglastog signala visoke frekvencije sa fiksiranom
jediničnom amplitudom. Ova operacija je prikazana na slici 3.4.
Frekvencija impulsa se drži konstantnom dok se njihov radni ciklus modulira.
Ovo je poznato kao prirodno uzorkovanje, podoscilacijska ili podciklična metoda.
Metoda i imena su izvedeni iz početne implementacije hardvera. U 1970-tim
godinama, kada su inženjeri već koristili poluprovodničke prekidače snage dovoljno
brze da podrže modulaciju, jedini dostupni upravljački hardver bila su analogna
strujna kola. Dakle, bilo je veoma jednostavno generirati noseći signal kao trokutasti i
ostvariti modulaciju usporedbom sa promjenljivom referencom.
Metoda opisana na slici 3.4 dozvoljava nekoliko mogućih oblika za trougaoni
oblik signala (slika 3.5):
46
Frekventni pretvarači
Slika 3.4 Sinusna PWM zasnovana na presjecima trouglastog nosećeg signala i
reference.
Slika 3.5 Lijevo: različiti oblici trouglastog signala pri q=9, jednofazni invertor; Desno:
različiti spektri za jednofazne konvertore sa preklapanjima na 2.4 kHz
•
Centralno poravnat (a)
•
Lijevo poravnat (c)
•
Desno poravnat (b)
47
Odnos (q) između frekvencije nosećeg signala i frekvencije referentnog signala
može imati različite vrijednosti. Ako je q malo, harmonici se mogu poboljšati ako se
uzme u obzir sljedeće [6]:
•
q treba biti cijeli broj kako bi imali sinhrone oblike signala koji vode do
periodičnog niza impulsa.
•
q treba biti neparan da bi mogao generirati isti broj impulsa i na pozitivnim i
na negativnim polutalasima. Izlazni napon, dakle, ne sadrži parne harmonike.
•
Harmonik q-tog reda je dominantan.
•
U trofaznom sistemu, treći i harmonici brojeva djeljivih sa tri iščezavaju kada
se q odabere kao broj djeljiv brojem tri.
Modulacioni signali mogu također imati i drugačije oblike, kao što su trapezoidni i
stepenasti (slika 3.6), što pruža prednosti u implementaciji hardvera kontrolera i
performansama optimalnog prekidanja snage.
Slika 3.6 Trapezoidna i stepenasta referenca.
Konačno, treba primijetiti i prednost uniformno-uzorkovane PWM u digitalnoj
implementaciji. Ova metoda uzorkuje i drži sinusnu referencu na istoj frekvenciji na
kojoj je i noseća frekvencija. Rezultujuća referenca izgleda kao stepenasti oblik
signala sa elementarnim koracima čija je širina ista kao i perioda nosećeg signala.
Slika 3.7 ilustrira ovu metodu za noseći signal niske frekvencije. Upravljački impulsi
se dobivaju pri presjeku stepenastog signala i trouglastog oblika talasa. Prava
sinhronizacija ovih signala proizvodi simetrične signale.
48
Frekventni pretvarači
Slika 3.7 Uniformno uzorkovanje referentnih signala.
Matematički opis harmonika ovih metoda baziranih na nosećem signalu je
složen jer momenti presijecanja nisu linearni niti se jednolično protežu preko
referentnog ciklusa. Harmonici se mogu promatrati preko FFT primijenjene na
simulirane ili izmjerene podatke (slika 3.5, desno). Najbolji sadržaj harmonika se
postiže za centralno poravnate impulse.
Slučaj trofaznog sistema se može tretirati kao tri pojedinačna modulatora
(slika 3.8) sa potrošačem spojenim u zvijezdu. Ovaj spoj potrošača modificira oblik
napona potrošača u svakoj fazi. Pošto se odnos preklapanja i osnovnih frekvencija
bira da bude broj djeljiv sa tri (što se označava sa 6k), harmonici visokih frekvencija
se vide u paru kod redova 6k+1. Komponente frekvencije koje su kod višestruke
frekvencije preklapanja iščezavaju.
Slika 3.8 Generiranje PWM-a u trofaznom sistemu.
Centralno poravnata PWM je također poznata i kao simetrična PWM, pošto se
lijevo i desno poravnate metode nazivaju nesimetrične PWM. Na slici 3.5 je
prikazano jednofazno generiranje za svaku od ovih metoda. Trofazni konvertor koristi
iste modulatore, ali specijalan spoj potrošača modificira oblik napona na potrošaču i
njegov spektar.
49
3.2.2. Algoritmi PWM koji su zasnovani na nosećoj frekvenciji sa
poboljšanom referencom
Amplituda sinusne reference može se produžiti do amplitude signala noseće
frekvencije. Ova situacija se odnosi na maksimalan indeks modulacije:
mmax =
u(1)
u six − step
=
π
4
= 0.785
(3.1)
Ovo je manje nego što je očigledno moguće kada napon izvora skoči na
čitavoj DC sabirnici. Ovaj nedostatak – ograničeni indeks modulacije – se ispravlja
modificiranim oblikom talasa reference.
Poznato je da trofazni invertor može imati harmonike trećeg ili višeg reda na
izvoru napona a da se isti ne vide na naponu potrošača. Općenito gledajući, bilo koji
oblik signala nultog redoslijeda se može dodati na referentni signal bez promjena koje
bi se primijetile na potrošaču. Ova osobina se koristi u aplikacijama kako bi se
ograničile vršne vrijednosti napona na potrošaču dok se u osnovnom harmoniku tog
napona čuva visok informacijski sadržaj [5]. Postoji neograničen broj mogućih
dodataka za talasni oblik reference koji zadovoljavaju ovaj uvjet.
Prvo, razmotrimo jednostavno ubrizgavanje trećeg harmonika sa fazom
odabranom tako da priguši vrh sinusne reference (slika 3.9).
⎧vref, A = V sin (ωt ) + kV sin (3ωt )
⎪
⎨vref,B = V sin (ωt + 120 ) + kV sin (3ωt )
⎪v
⎩ ref,C = V sin (ωt + 240 ) + kV sin (3ωt )
(3.2)
Slika 3.9 Ubrizgavanje trećeg harmonika u referentni signal.
Razmatrajući k kao parametar, možemo definirati iznos trećeg harmonika koji
treba ubrizgati u referentne signale kako bi se optimizirali indeksi performansi kao što
su, recimo, maksimalni sadržaj osnovne komponente ili minimalni harmonični strujni
faktor (HCF – harmonic current factor).
Minimiziranjem ukupnog izobličenja harmonika, kao optimalno rješenje
pronađeno je k=1/4. Također, treći harmonik sa k=1/3 maksimizira osnovni harmonik
napona.
Pošto se oblik napona na izvoru razlikuje od oblika faznog napona, moguće je
držati jedan izvod invertora nepreklopljen te proizvesti na potrošaču trofazni sistem
50
Frekventni pretvarači
sinusnog oblika iz ostale dvije faze. Uslijed simetrija unutar trofaznog sistema, svaki
interval bez preklapanja može trajati 60°. Prema tome, funkciju reference je potrebno
definirati pomoću šest skupova funkcija, od koji je svaka važeća za 60°. Dakle,
moguće je teoretski smanjiti gubitke do 50% na prekidačima ne preklapanjem svakog
prekidača u trajanju 60°. Na taj način isprekidane reference proizvedene preko
isprekidanih komponenti nultog niza mogu proširiti linearnost iznad 0.785
šestostepenog rada osnovnog harmonika i smanjiti gubitke preklapanja. Postoje
prijedlozi i za drukčije oblike (ili funkcije) za komponentu nultog niza. Slika 3.10 daje
nekoliko primjera.
1
⎧
⎪2V cos(α − 30 ) − 1
⎪
⎪⎪2V cos(α + 30 ) + 1
vRef (V , α ) = ⎨
−1
⎪
⎪2V cos(α − 30 ) + 1
⎪
⎪⎩2V cos(α + 30 ) − 1
ako je − 30 ≤ α ≤ 30
ako je 30 ≤ α ≤ 90
ako je 90 ≤ α ≤ 150
ako je 150 ≤ α ≤ 210
ako je 210 ≤ α ≤ 270
ako je 270 ≤ α ≤ 330
1
⎧
⎪2V cos(α − 30 ) − 1
⎪
⎪⎪2V cos(α + 30 ) + 1
vRef (V , α ) = ⎨
−1
⎪
⎪2V cos(α − 30 ) + 1
⎪
⎪⎩2V cos(α + 30 ) − 1
ako je
ako je
ako je
ako je
ako je
ako je
0 ≤ α ≤ 60
60 ≤ α ≤ 120
120 ≤ α ≤ 180
180 ≤ α ≤ 240
240 ≤ α ≤ 300
300 ≤ α ≤ 360
⎧
⎪2V cos(α − 30 ) − 1
⎪
⎪
1
⎪
⎪
⎪2V cos(α + 30 ) + 1
⎪
vRef (V , α ) = ⎨
⎪
−1
⎪
⎪
⎪2V cos(α − 30 ) + 1
⎪
⎪
⎪2V cos(α + 30 ) − 1
⎩
ako je
0 ≤ α ≤ 30
90 ≤ α ≤ 120
&
ako je 30 ≤ α ≤ 60
&
300 ≤ α ≤ 330
ako je 60 ≤ α ≤ 90
&
ako je
&
ako je
150 ≤ α ≤ 180
120 ≤ α ≤ 150
210 ≤ α ≤ 240
180 ≤ α ≤ 210
&
270 ≤ α ≤ 300
ako je 240 ≤ α ≤ 270
&
330 ≤ α ≤ 360
⎧2V cos(α − 30) − 1 ako je 0 ≤ α ≤ 120
⎪
−1
ako je 120 ≤ α ≤ 240
vRef (V , α ) = ⎨
⎪2V cos(α + 30) − 1 ako je 240 ≤ α ≤ 360
⎩
51
⎧− 2V cos(α − 30) + 1 ako je 0 ≤ α ≤ 120
⎪
vRef (V , α ) = ⎨
1
ako je 120 ≤ α ≤ 240
⎪− 2V cos(α + 30 ) + 1 ako je 240 ≤ α ≤ 360
⎩
Slika 3.10 Mogući referentni signali modulatora za isprekidanu PWM za indeks
modulacije od 0.5.
Razlika između ovih metoda je način na koji se odabire interval od 60° kada
izvod invertora nije preklopljen. Korisno je birati između ovih metoda zasnovanih na
svakoj aplikaciji i uzimajući u obzir da gubici preklapanja jako ovise o struji kroz
IGBT tranzistore (engl. insulated gate bipolar transistor IGBT – bipolarne tranzistore
sa izoliranom upravljačkom elektrodom). Konvertori snage koji rade na mrežnoj
aplikaciji bi bili iskorišteniji ako se upotrebi prva metoda u kojoj se nepreklapajući
interval proizvodi u blizini vrha reference napona i fazne struje. Aplikacije motornog
pogona se obično karakteriziraju zaostajanjem struje i druga metoda bi bila bolja,
pošto ima nepreklapajući interval nakon vrha naponske reference. Ako su strane višeg
i nižeg napona IGBT-ova identične u samom invertoru, korištenje dvije posljednje
metode bi proizvelo različite gubitke snage i toplote na strani višeg i nižeg napona.
Posljednje dvije metode se nisu korištene, pošto ne dijele jednake gubitke između
prekidača snage.
Pobliže matematičko promatranje ovih metoda omogućava da se definira
uopćeni modulator koji bi imao mogućnost preoblikovanja u specifičnim
aplikacijama. Slika 3.11 ilustrira uopćeno generiranje PWM-a. Ubrizgavanje nultog
niza se računa kao razlika između sinusnih referenci i vrha nosećeg signala koji se
ovdje razmatraju kao jedinični. Ova razlika predstavlja iznos koji se treba dodati na
vrh postojećeg referentnog sistema da bi se modulator zasitio i kako ne bi imali
preklapanja u toku intervala od 60 stepeni. Očigledno je da se opseg φ nalazi između
0 i 60 stepeni. Zbog simetrija u trofaznom sistemu i uvjeta jednakog dijeljenja
gubitaka, razmotreno je alternativno korištenje zasićenja kod maksimuma i minimuma
reference.
52
Frekventni pretvarači
Slika 3.11 Uopćeno generiranje PWM-a.
Usprkos očiglednim teoretskim prednostima ovih metoda, one se ne koriste
često u praktičnim sistemima. Algoritmi PWM-a bazirani na nosećoj frekvenciji se
pojavljuju u analognoj hardverskoj podršci. Korištenjem ubrizgavanja isprekidanih
nultih nizova veoma se povećava složenost i cijena analognih upravljačkih krugova.
Osim toga, performansa kod indeksa niske modulacije je veoma loša zbog uskih
granica impulsa i prijelazne nestabilnosti u toku mijenjanja modulacijske funkcije.
Kao alternativu, inženjeri koriste ovu metodu samo u indeksima visoke modulacije,
zadržavajući uobičajenu neprekidnu modulaciju za indekse niske modulacije.
Razumijevanje principa generiranja PWM-a baziranog na nosećoj frekvenciji
sa isprekidanim funkcijama reference je pomoglo u definiranju smanjenja gubitaka
prostornog vektora PWM metoda. One su zasnovane isključivo na digitalnoj
implementaciji. Zbog svoje korisnosti u proširenim linearnim opsezima i smanjenim
gubicima preklapanja, kombinirane sa prednostima digitalne implementacije, ove
metode se u današnje vrijeme koriste u industriji.
3.2.3. PWM koja se koristi unutar volt/herc pogona: odabir broja
impulsa zasnovan na željenom strujnom faktoru harmonika
Jedna od glavnih primjena trofaznih invertora koji rade sa PWM-om je u
motornim pogonima. Najjednostavnija i još uvijek najkorištenija kontrola asinhronih
motora se zasniva na konstantnom fluksu u mašini na osnovu konstantnog odnosa
napon/frekvencija (V/Hz). Bez ulaženja u detalje pogona mašine, pogledajmo kakve
su posljedice primjenjivanja PMW invertora za ovu vrstu aplikacija.
Prvo, primijetimo da V/Hz karakteristika koja se koristi u upravljanju nije
linearna u čitavom frekventnom opsegu (slika 3.12). Pri niskim frekvencijama,
amplituda referentnog napona je mala i pad napona na otporu statora je veći od pada
napona na induktivnosti. Amplituda reference se, dakle, zapravo povećava unutar
kontrolera, uzimajući u obzir pad napona na aktivnom otporu tako da fluks mašine
ostaje konstantan. Osim toga, pri visokim frekvencijama, karakteristika je ograničena
53
da bi se sačuvao konstantan napon. Tako se omogućava upravljanje u oblasti
slabljenja polja.
Slika 3.12 Realne V/Hz karakteristike.
Sa perspektiva upravljanja i implementacije upravljanja, V/Hz upravljanje
generira fazni napon, sa varijacijama na vremenskoj skali koje se odnose više na oblik
napona unutar osnovnog perioda. Nasuprot tome, moderno vektorsko upravljanje ili
upravljanje orijentacijom polja pretpostavlja visoku frekvenciju uzorkovanja pogona i
upravljanje neovisno o faznim stavovima. Unutar sistema vektorskog upravljanja,
digitalno generiranje PWM-a ne koristi željeni oblik faznog napona, već samo
proračun trenutnih promjena ovih napona (ili struja). Upravljanje volt/hertz mijenja
amplitudu i fazu dok metoda vektorskog upravljanja mijenja trenutne reference unutar
fiksnog intervala uzorkovanja. Razumijevanje ove velike razlike naglašava prednosti
korištenja PWM bazirane na nosećoj frekvenciji u V/Hz metodama upravljanja.
Pokazano je da za veoma velike odnose između noseće frekvencije i
frekvencije referentnog signala, ova dva talasna oblika nije potrebno sinhronizirati
jedan sa drugim. Međutim, za niske odnose ovih frekvencija, sinhronizacija talasnog
oblika postaje obavezna i ovi odnosi frekvencija mogu imati samo specifične
vrijednosti (npr. brojeve djeljive sa šest).
3.2.4. Rad u opsegu niskih frekvencija (ispod nominalne
frekvencije)
U aplikacijama motornog pogona, osnovna frekvencija varira u širokom
opsegu. S druge strane, frekvencija preklapanja mora biti u određenim granicama
zbog gubitka snage i termičkih razmatranja. Veoma je teško zadovoljiti oba
ograničenja koristeći jedan uzorak PWM generatora u čitavom frekventnom opsegu.
Odnos frekvencija se obično bira da primi različite vrijednosti na različitim
intervalima osnovne frekvencije, zbog granica frekvencije preklapanja ili optimizacije
HCF faktora [5]. Ako se ova metoda proširi za napojne jedinice koje generiraju
napone različitih frekvencija i amplituda, može se optimizirati broj impulsa iz razloga
optimizacije zahtjeva na filtriranje. Analizirajmo svaku metodu pojedinačno.
•
Ograničavanje frekvencije preklapanja: Moguće rješenje je prikazano na slici
3.13. Za svaki interval frekvencije postoji linearna ovisnost između osnovne
frekvencije reference i noseće frekvencije (fsw). Nagib karakteristika je jednak
odnosu frekvencija. Da bi izbjegli oscilacije sistema, prijelaz između načina
54
Frekventni pretvarači
rada se osigurava sa histerezisom. Rješenje prikazano na slici 3.13 mijenja
načine rada kada se frekvencija udvostručuje, ali slično upravljanje se može
definirati za odnos vrijednosti u nizu poput sljedećeg 24→36→46→60→72 ili
18→36→72→144→288. Mnoga industrijska rješenja idu do odnosa
frekvencija od šest za posljednji interval, zaključno sa šestostepenim
nemoduliranim radom. Rješenju u kojem su intervali odabrani pri dvostrukoj
frekvenciji se u općem slučaju daje prednost jer ono smanjuje broj prijelaza
između načina rada i jednostavno je za implementaciju.
Slika 3.13 Upotreba različitog broja impulsa na različitim intervalima.
•
Optimizacija HCF faktora: harmonični strujni faktor (HCF) je izračunat za
metode različitih odnosa frekvencija a rezultati su prikazani na slici 3.14. Ako
aplikacija zahtijeva ograničavanje ovog koeficijenta ispod datog nivoa, može
se optimizirati broj procesa preklapanja dok su još zadovoljeni harmonični
zahtjevi odabirom različitih odnosa frekvencija za različite intervale
frekvencijskih varijacija (slika 3.14). Na primjer, kada se razmatra minimalna
vrijednost od 4%, maksimalna frekvencija preklapanja je oko 1.5 kHz. Granica
za odnos frekvencija se mora pretpostaviti u opsegu veoma niskih brzina u
cilju pojednostavljenja digitalne implementacije. Dakle, HCF ograničenja će
oslabiti za frekvencije manje od nekoliko herca. Predložena ovisnost
frekvencije uzorkovanja fsw o osnovnoj frekvenciji f1 je predstavljena na slici
3.15.
•
Optimizacija zahtjeva za filtriranje za aplikacije napojnih jedinica: Napojne
jedinice velike snage rade na konstantnoj frekvenciji i sa promjenljivim
naponom i od njih se zahtijeva da obezbijede nisku izlaznu impedansu i manje
od 5% iznosa THD napona kod krajnjih potrošača.
Slika 3.14 HCF za PWM sa različitim brojem impulsa.
55
Slika 3.15 Uzorkovana frekvencija naspram izlazne frekvencije.
3.2.5. Visoke frekvencije (>50 Hz)
Kod visokih frekvencija čiji je opseg od 50 do 100 Hz, jedinstveni uzorak PWM-a sa
niskim brojem impulsa se mora koristiti neovisno o frekvenciji i sa konstantnim
indeksom modulacije. Ovo se obično optimizira radi smanjenja harmonika najnižih
redova:
•
Eliminacija različitih harmonika, kakvi su 5-tog ili 5-tog i 7-og reda i tako
dalje, u izlaznom faznom naponu.
•
Globalnim smanjenjem
minimiziranjem V52 + V72 .
nekoliko
niskih
harmonika;
na
primjer,
3.2.6. Implementacija smanjenja harmonika kod PWM bazirane na
nosećoj frekvenciji
PWM bazirana na nosećoj frekvenciji je lako razumljiva i u praksi je
implementirana u modernim mikrokontrolerima bez posebnih i obimnih
izračunavanja. Neki od ovih uređaja imaju specijalne periferne jedinice za prirodnouzorkovanu ili regularno-uzorkovanu PWM koja se bazira na nosećoj frekvenciji.
Ranih 1990-tih, istraživači su
Rješenja za eliminaciju harmonika za linijski napon VLL se mogu postići za
indeks modulacije niži od 0.866. Rad izvan 0.866 se može vještački postići
proširenjem kao na slici 3.16. Slučajno, ono također predstavlja maksimalni indeks
modulacije kod algoritma za modulaciju prostornog vektora. Osim toga, ovisnost
uglova preklapanja o indeksu modulacije je linearna do otprilike 0.69 i nelinearna
između 0.69 i 0.866. Slika 3.16 također pokazuje da neparni uglovi preklapanja imaju
negativan nagib dok parni uglovi preklapanja imaju pozitivne nagibe. Sve ove
karakteristike počinju i završavaju u tačkama koje su razdvojene za
ωTs =
2π
3( N + 1)
gdje je N broj preklapanja unutar intervala od 60 stepeni (3 u našem primjeru).
(3.3)
56
Frekventni pretvarači
Slika 3.16 Uglovi preklapanja za poništenje harmonika linijskog napona kod trofaznih
invertora.
Slika 3.17 Ekvivalentnost između eliminacije harmonika i regularno-uzorkovane PMW.
Razmotrimo regularno-uzorkovanu PWM sa ovim intervalom uzorkovanja
(Ts). U toku svakog perioda uzorkovanja, pretpostavlja se da se upravljanje izlaznim i
prednjim ivicama postiže odvojeno prema pristupu regularno-uzorkovane PWM. Za
svako od ovih upravljanja, razmatra se sinusni oblik signala reference, kao što je
prikazano na slici 3.17 a uglovi preklapanja su dati jednačinom (3.4) u apsolutnim
vrijednostima od početka cijelog perioda.
Ts
T
T
⎡
⎤
− m s sin ⎢(k + 1) s + ϕ1 ⎥
2
2
2
⎣
⎦
T
T
⎡ T
⎤
k = parno α k = (k ) s + m s sin ⎢(k ) s + ϕ2 ⎥
2
2
2
⎣
⎦
k = neparno α k = (k + 1)
(3.4)
Za jednačinu (3.4) od implementacije mikrokontrolera se zahtijeva sinusni
član, pošto se unutar algoritma prirodne PWM prvi član već generira kao rastući.
Amplituda sinusnog oblika signala reference predstavlja indeks modulacije (m) i
pažljivo slijedi željeni iznos napona na potrošaču sa greškom manjom od 3.5%. Faza
ovih sinusnih referenci se može odrediti sa empirijskim određivanjem krivulje za
svaki moment uzorkovanja ili sa aproksimativnim rješenjem. Aproksimativno rješenje
koristi:
57
k = neparno ϕ1 = N
T
2
T
k = parno ϕ 2 =
4
(3.5)
Greške u rezultatima ove aproksimacije su manje od 0.25° u bilo kojoj radnoj
tački, što vodi ka 'poništenju' harmonika manjih od 2%.
Za indekse modulacije između 0.69 i 0.866, ovisnost ugla preklapanja o
indeksu modulacije je nelinearan, a implementacija na regularno-uzorkovanoj PWM
se može postići nelinearnim mijenjanjem pozicije trenutaka uzorkovanja. Period
uzorkovanja postaje manji i manji kada indeks modulacije raste i svi intervali
uzorkovanja se gomilaju prema 0°. Na kraju, svi momenti uzorkovanja se poklapaju
kod 0° za maksimalni indeks modulacije, i postiže se pravougaoni talasni rad.
3.2.7. Radno područje: minimalna širina impulsa
Metoda PWM može ponekad dovesti do kratke širine impulsa koji se šalju na
potrošač. Prijelazne pojave u realnim poluprovodničkim uređajima kasne i postiže se
uzak oblik naponskih impulsa na opterećenju. U ekstremnim slučajevima, potrošač ne
vidi nikakve jasne impulse napona iako poluprovodnički uređaji preklapaju. Drugim
riječima, gubici ostaju ali ne dolazi do očekivanog poboljšanja harmonika na
potrošaču. Oblik signala koji se odnosi na takve slučajeve je prikazan na slici 3.18.
U cilju izbjegavanja komutacije kratkih impulsa, najprostije metode koje se
koriste su [5]:
•
Uklanjanje impulsa: impulsi se uklanjaju iz talasnog oblika PWM-a ako su uži
od nekog iznosa a na konvertoru se pojavljuju intervali bez preklapanja. Oblici
signala koji rezultiraju iz ove metode su prikazani na slikama 3.19 i 3.20.
Može se vidjeti da u osnovnom i većim harmonicima rezultantna struja
potrošača raste.
Slika 3.18 Talasni oblik preklapanja za kratki impuls.
58
Frekventni pretvarači
Slika 3.19 Efekt padanja impulsa u talasnom obliku konvertora.
Slika 3.20 Efekt veoma velikog intervala opadanja impulsa (isti konvertor pri 10 kHz).
•
Ograničenje impulsa: impulsi se ograničavaju na unaprijed definiranu
vrijednost ako su uži od nekog iznosa i prekidači rade na fiksnim širinama
impulsa za to vrijeme. Oblici signala koji nastaju iz ove metode su prikazani
na slikama 3.21 i 3.22. Gubitak u osnovnoj komponenti je primjetan; pogoršan
sadržaj u harmonicima je također uočljiv.
59
Slika 3.21 Efekt ograničenja impulsa u obliku signala konvertora.
Slika 3.22 Efekt veoma velikog intervala ograničenja impulsa (isti konvertor pri 10
kHz).
Oblast opadanja impulsa se dešava pri naročito visokom indeksu modulacije a
ovisnost osnovne komponente faznog napona o indeksu modulacije je prikazana na
slici 3.23. Karakteristike gubitka ili dobitka su mnogo očiglednije kod visokog
indeksa modulacije gdje su obično prisutne i visoke struje.
60
Frekventni pretvarači
Slika 3.23 Ovisnost osnovne komponente napona o indeksu modulacije
Oblast opadanja impulsa postavlja važne probleme za inženjera upravljanja.
Sistem postaje nelinearan a regulacijska sposobnost se gubi tokom intervala kada se
impulsi ograničavaju ili odstranjuju. To najzad vodi ka nestabilnosti.
Mnogi istraživači su pokušali naći rješenja kompenzacije za efekt opadanja
impulsa ili izbjeći rad sa uskim impulsima. Kompenzacija efekta opadanja impulsa
može proširiti linearnost prijenosnih karakteristika invertora u opsegu visokih indeksa
modulacije.
Slika 3.24 pokazuje kako je realni signal referentnog napona zasićen na nivou
1-δ, gdje je δ prihvaćeni normalizirani minimalni impuls. Ova normalizacija je
načinjena za maksimalno dostupni indeks modulacije, koji iznosi 0.785 (ili π/4).
Ako je m > 1 − δ : vout =
1 ⎧⎪ −1 ⎛ 1 ⎞ 1
1 ⎫⎪
⋅ 1 − 2 ⎬ ⋅ mx ⋅ VDC
⋅ ⎨sin ⎜⎜ ⎟⎟ +
mx ⎪⎭
π ⎪⎩
⎝ m x ⎠ mx
(3.6)
61
Slika 3.24 Kompenzacija upravljačkog (referentnog) napona s ciljem postizanja željene
linearne ovisnosti o osnovnoj komponenti.
Za izračunavanje komponente na osnovnoj frekvenciji, mora se koristiti veza
Fourierovih koeficijenata:
1
A(1) =
ωT
ωT
1
B(1) =
ωT
ωT
∫ v(ωT )cos(ωT )dωt
0
∫ v(ωT )sin (ωT )dωt
⇒ vref =
A(21) + B(21)
(3.7)
0
Neka je sa mx označena amplituda naponske reference prije zasićenja (veća od
1 za razmatranu normalizaciju). Veza između indeksa modulacije i mx je data preko:
mx =
m
4m
=
0.785 π
(3.8)
Komponenta na osnovnoj frekvenciji nakon zasićenja se izračunava kao:
(1)
vout
1 ⎧⎪
⎛ π ⎞ ⎡π ⎤
⎡π ⎤
= ⎨sin −1 ⎜
⎟ + ⎢ ⎥ 1− ⎢ ⎥
π⎪
⎝ 4m ⎠ ⎣ 4 m ⎦
⎣ 4m ⎦
⎩
2
⎫⎪ 4m
VDC
⎬
⎪⎭ π
2
⎧⎪⎡ 4m ⎤
⎡ π ⎤ ⎫⎪ 1 ⎡ 2VDC ⎤
−1 ⎛ π ⎞
= ⎨⎢ ⎥ sin ⎜
⎟ + 1− ⎢ ⎥ ⎬ ⎢
⎝ 4m ⎠
⎣ 4m ⎦ ⎪⎭ 2 ⎣ π ⎥⎦
⎪⎩⎣ π ⎦
⇒
(4.9)
2
(1)
vout
1 ⎧⎪⎡ 4m ⎤
⎡ π ⎤ ⎫⎪
⎛ π ⎞
+
−
1
= ⎨⎢ ⎥ sin −1 ⎜
⎢⎣ 4m ⎥⎦ ⎬
[(2VDC π )] 2 ⎪⎩⎣ π ⎦ ⎝ 4m ⎟⎠
⎪⎭
Neke od metoda koje su se pokazale korisne su:
•
Povećanje naponske reference obratno proporcionalno silaznoj prijenosnoj
karakteristici uz nedostatak u dinamičkom opsegu (slika 3.24).
Promatranjem ograničenja stvarnog referentnog napona uslijed ograničenja
širine impulsa daje matematičku povezanost između indeksa modulacije i
stvarnog izlaznog napona. Memorijska look-up tablica inverzne povezanosti
pomaže pri kompenzaciji za zarubljenost prijenosnih karakteristika s ciljem
dobivanja željene osnovne komponente na potrošaču.
•
Dodavanje pravougaonog talasa referentnom naponu uz lošiji harmonijski
sadržaj faznih struja, i gubicima mašine (slika 3.25).
62
Frekventni pretvarači
Slika 3.25 Preoblikovanje upravljačkog (referentnog) napona dodavanjem
pravougaonog talasa. (a) Oblik signala, (b) kontroler.
Amplituda pravougaonog talasa (x) se računa na osnovu amplitude željenog
oblika signala (V) tako da se, nakon zasićenja pri '1', može zadržati isti nivo
komponente kod osnovne frekvencije.
•
Druga preoblikovanja referentnog napona i komandi moduliranja sa
opsežnijim izračunavanjima (slika 3.26).
Slika 3.26 Preoblikovanje upravljačkog (referentnog) napona dodavanjem funkcija
provougaonog talasa.
Sve ove metode koje se zasnivaju na preoblikovanju referentnog napona nisu
naročito prikladne za aplikacije motornog pogona zbog zahtijevanog intenzivnog
računanja u realnom vremenu. Kod svake radne tačke, potrebno je ispraviti oblik
signala reference zbog linearnosti.
Postoji i potpuno drugačija metoda koja se sastoji od korištenja stepenaste
PWM ili neke druge PWM metode koja ne proizvodi uske impulse. Ideja je da se
koristi napon reference sa promjenama niske frekvencije i da se uzorkuje pomoću
generatora PWM-a na visokoj frekvenciji (slika 3.27).
63
Slika 3.27 Princip generiranja stepenaste PWM.
Korištenje ove metode rezultira gubitkom rezolucije u definiranju širine
impulsa koja se zasniva na sinusnom obliku signala reference. Ovo se odražava na
sadržaj harmonika napona potrošača. Slika 3.28 pokazuje šta se dobiva korištenjem
ove metode kada se impulsi ograniče na minimalnu širinu impulsa i šta se gubi
korištenjem stepenaste reference umjesto sinusne reference.
Slika 4.28 Različiti harmonici struje potrošača.
3.2.7.1. Izbjegavanje opadanja impulsa ubrizgavanjem harmonika
Posljednje rješenje koje je razmotreno se odnosi na ubrizgavanje harmonika
kojim se mogu izbjeći male širine impulsa. Već je pokazano da se prisustvo trećeg
harmonika u funkciji preklapanja ili naponu izvora ne pojavljuje u faznom naponu.
Prije mnogo godina, ovo se koristilo za povećanje linearnog prijenosnog opsega
64
Frekventni pretvarači
trofaznog invertora. To se prvobitno zahtijevalo zbog toga što je na poluprovodničkim
uređajima jedino bila moguća niska frekvencija preklapanja.
Ista ideja se može koristiti i kod poluprovodničkih uređaja visoke frekvencije
radi izbjegavanja opadanja impulsa. Ovim se mijenja modulacijski oblik signala ali
tako da širina impulsa ostaje unutar željene širine opsega, kao što je prikazano na slici
3.29.
Slika 3.29 Ograničavanje širine impulsa ubrizgavanjem trećeg harmonika.
Širine impulsa u prisustvu trećeg harmonika se računaju na sljedeći način:
PWMA ∗ =
m[sin θ + k sin (3θ )] + 1
2
(3.10)
⎡ ⎛
⎤
2π ⎞
m ⎢sin ⎜θ −
⎟ + k sin (3θ )⎥ + 1
3 ⎠
⎝
⎦
PWMB∗ = ⎣
2
(3.11)
⎡ ⎛
⎤
4π ⎞
m ⎢sin ⎜θ −
⎟ + k sin (3θ )⎥ + 1
3 ⎠
⎝
⎦
PWMC∗ = ⎣
2
(3.12)
gdje je θ ugaona koordinata. Ovo je poznato iz metoda koje koriste treći harmonik za
povećanje opsega modulacije. Ove jednačine se jednostavno implementiraju u
digitalnom kontroleru sa generatorom centralno-poravnate PWM.
S obzirom da se jedini cilj ovog ubrizgavanja trećeg harmonika sastoji u
ograničavanju širine impulsa radi izbjegavanja odstranjivanja impulsa, iznos trećeg
harmonika se može izračunati iz ograničenja najmanjeg impulsa.
Ekstremne tačke bilo koje PWMA, PWMB ili PWMC su date preko:
∂PWMA
=0
∂θ
Rješenja glase: cosθ = (9k − 1) 12k i sin θ =
PWMA nalazi svoj maksimum u ovoj tački.
(4.13)
(3k + 1) 12k
za θ <90°, a
U općem slučaju vrijedi min PW<PWMA<max PW (slika 3.29). Za određenu
radnu frekvenciju preklapanja (periodu impulsa) i minimalnu širinu impulsa, može se
dobiti maksimalna prihvaćena širina impulsa. Uočava se:
65
PWMA (max ) =
TS − Tmin
= xpu
TS
(3.14)
Uvrštavajući rješenja sin θ i cos θ u definiciju PWMA dobiva se:
(2 xpu − 1) = sin θ + k 3 sin θ − 4 sin 3 θ
m sin θ + k 3 sin θ − 4 sin 3 θ + 1
xpu =
⇔
2
m
(3.15)
[
(2 x
[
pu
− 1)
m
]]
[
(2 xpu − 1) =
3k + 1 ⎡
3k + 1⎤ ⎤
⎡
1 + k ⎢3 − 4
⇔
⎥
⎢
⎥
12k ⎣
12k ⎦ ⎦
m
⎣
=
[
]]
3k + 1 2
(3k + 1)
12k 3
(3.16)
⎡ (2 xpu − 1)⎤
⎡ (2 xpu − 1)⎤
3k + 1 4
3k + 1 4
2
(
)
3
k
1
=
+
⇔
=
9k 2 + 6k + 1
⎢ m ⎥
⎢
⎥
12k 9
12k 9
⎣
⎦
⎣ m ⎦
(3.17)
2
2
(
)
12k ⋅ 9 ⎡ (2 xpu − 1)⎤
= 27 k 3 + 27 k 2 + 9k + 1
⎢
⎥
4 ⎣ m ⎦
(3.18)
2
⎡
⎡ (2 xpu − 1)⎤ ⎤
⇔ 27k + 27k + ⎢9 − 27 ⎢
⎥ ⎥k + 1 = 0
⎢⎣
⎣ m ⎦ ⎥⎦
(3.19)
2
3
(
)
2
Ova polinomska jednačina ima tri rješenja za svaki skup numeričkih
vrijednosti za periodu ciklusa PWM-a, željenu minimalnu širinu impulsa i indeks
modulacije. Prednost se daje rješenjima koja su manja po apsolutnoj vrijednosti kako
se ne bi povećale nominalne vrijednosti invertora.
Uzmimo jedan primjer za frekvenciju preklapanja od 12 kHz (83.3 µs), indeks
modulacije 1.0, i različita ograničenja za minimalnu širinu impulsa. Tablica 4.1
predstavlja rješenja jednačine (3.18) za svaki slučaj. Može se provjeriti da je suma
svih rješenja jednaka -1.
Tablica 3.1
Rješenja polinominalne jednačine
min PW [µS]
xpu
Rješenje K3
Rješenje K1
Rješenje K2
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
5.0
5.5
1.0000
0.9939
0.9879
0.9819
0.9759
0.9699
0.9639
0.9579
0.9519
0.9459
0.9399
0.9339
-1.4705
-1.4580
-1.4458
-1.4335
-1.4212
-1.4089
-1.3967
-1.3844
-1.3721
-1.3598
-1.3475
-1.3352
0.4089
0.3935
0.3780
0.3622
0.3459
0.3291
0.3115
0.2931
0.2733
0.2215
0.2257
0.1861
0.0616
0.0646
0.0678
0.0713
0.0753
0.0799
0.0851
0.0913
0.0988
0.1083
0.1218
0.1491
Za indekse modulacije manje od jediničnog i identičnih ograničenja, iznos
ubrizganog trećeg harmonika je manji. Kod indeksa niske modulacije, nema potrebe
66
Frekventni pretvarači
za ubrizgavanjem harmonika. Na primjer, ovisnost k o indeksu modulacije za željeni
najmanji impuls od 5µs je predstavljena na slici 3.30.
Slika 3.30 Optimalna k-vrijednost za razmatrani slučaj.
Ova vrsta ovisnosti se može smjestiti u pretraživačku tablicu. Treći harmonik
bi se trebao ubrizgati u sva tri napona reference a to može izgledati komplicirano u
vektorski kontroliranom konvertoru gdje su dostupne koordinate (x,y), ali nisu
reference faze. Osim toga, fazu ubrizganog trećeg harmonika može biti teško
procijeniti čak i iz referenci faza. Međutim treći harmonik se može izračunati iz
koordinata (x,y):
(
)
vt = mk sin (3θ ) = mk sin θ 3 − 4 sin 2 θ = k vsx2 + vsy2
vt = kvsx
3vsy2 − vsx2
vsx2 + vsy2
⎡
vsx2 ⎤
−
3
4
⎢
⎥ (3.20)
vsx2 + vsy2 ⎥⎦
vsx2 + vsy2 ⎢⎣
vsx
(3.21)
Ovaj bi se izraz trebao dodati svakoj referenci faze prije korištenja hardvera
generatora centralno poravnate PWM.
Korištenje ovog pristupa unutar motornog pogona pomaže poboljšanju oblika
signala fazne struje i uklanja neželjeno iskrivljenje proizvedeno algoritmom
ograničavanja širine impulsa. Poredbeni rezultati su prikazani na slici 3.31.
67
Slika 3.31 Oblici signala rada vektorskog upravljanja koji naglašavaju poboljšani
talasni oblik struje. (a) Novi algoritam za ids = 25A, iqs = 80A, m = 0.84; (b) metoda
ograničenja impulsa za sinusnu PWM sa ids = 25A, iqs = 80A, m = 0.84.
3.2.8. Radno područje
3.2.8.1. Mrtvo vrijeme
Prethodne analize rada invertora su razmatrane sa idealnim preklapanjima na
izvodima invertora. Međutim, bilo kakva promjena stanja (prijelazni procesi
uključivanja i isključivanja različitih poluprovodničkih uređaja) zahtijeva konačan
interval vremena koji treba razmatrati pri dizajniranju upravljanja strujnim kolima.
Na primjer, ako naredba za uključivanje donjeg IGBT-a dolazi brzo nakon
komande za isključivanje gornjeg IGBT-a, dolazi do kratkog spoja na oba uređaja. Da
bi se to izbjeglo, uvedeno je kašnjenje u upravljanju uređaja koji se uključuje nakon
što se prethodni uređaj isključi. Ovim se obezbjeđuje dovoljno vremena da se proces
isključivanja završi. U toku ovog intervala kašnjenja, pretpostavlja se da su oba
prekidača isključena (slika 3.32).
Slika 3.32 Vrijeme kašnjenja
68
Frekventni pretvarači
Kada se upotrijebe IGBT-ovi a ne MOSFET-i, potrebno je da ovo kašnjenje
bude duže zbog zaostale kolektorske struje. Ovaj rep struje se proizvodi
naelektrisanjem smještenim u p-n spoju bipolarnog tranzistora. Pošto kanal MOSFETa zaustavlja provođenje, struja elektrona prestaje, a struja IGBT-a veoma brzo opada
do nivoa struje rekombinacije na početku repa. Različiti moderni IGBT-ovi se
optimiziraju da smanje ovaj rep struje ubrzavanjem vremena rekobinacije različitim
tehnikama na račun skraćivanja radnog vijeka. Pošto oni smanjuju pojačanje
bipolarnog tranzistora, ove tehnike također povećavaju pad napona i uključuju
gubitke. Prema tome, postoje neke granice ili ograničenja na ubrzanje procesa
isključivanja. Trajanje repa struje se ne može poboljšati ni preko upravljačke
elektrode. Konačno, prijelazne karakteristike su lošije pri većoj temperaturi.
Uvođenjem ovog kašnjenja u niz preklapanja modificira se širina impulsa koji
se šalju na potrošač i njihova prosječna vrijednost. Prema tome, oblik signala struje
opterećenja i njen harmonični spektar se također mijenjaju.
Imajući ovo na umu, obavezna je prikladna definicija mrtvog vremena. Ako je
interval mrtvog vremena previše kratak, moguće je da kratko spojeno strujno kolo
može prigušiti veliku struju a proizvedena toplota može oštetiti poluprovodnik. Ako je
ovo vrijeme previše dugo, oblici impulsa su nepravilniji a oblik signala struje je više
promijenjen.
Dobra praktična metoda procjenjivanja dužine intervala mrtvog vremena je
mjeriti istosmjernu struju na ulazu invertora kada teret nije spojen. Tada, jedino
moguća struja bi nastajala iz kratko spojenog strujnog kola uslijed međusobne
provodnosti. Ovaj eksperiment se može izvesti u nekoliko koraka:
•
Koristiti veoma veliki interval mrtvog vremena i započeti preklapanja na
jednom izvodu invertora. Kada se desi preklapanje, kroz Millerovu
kapacitivnost, vidjet će se mali impuls struje na strani istosmjerne struje, zbog
dv/dt napona izvora. Ovim se može objasniti oko 5% nazivne struje
poluprovodnika.
•
Koristiti mali interval mrtvog vremena. Primijetit će se veća struja na strani
istosmjerne struje. Ona će ovisiti o dužini repa struje koji je ostao aktivan kada
se neki drugi prekidač pokuša uključiti.
•
Povećati interval mrtvog vremena sa ove male vrijednosti i promatrati različite
oblike i vrijednosti struje impulsa kroz provodnike na strani istosmjerne struje.
Trajanje intervala mrtvog vremena je najbolje odabrano kada se ova struja
približava početnoj vrijednosti.
Ovi su testovi korisniji kada se rade na visokoj temperaturi. Obično se mrtvo
vrijeme generira sa zakašnjelim događajem uključivanja, kao što je prikazano na
slici 3.33.
69
Slika 3.33 Praktično generiranje mrtvog vremena pomoću kašnjenja svakog električnog
uređaja.
Nakon što se interval mrtvog vremena prikladno odabere, postaje važno
shvatiti koliko se gubi performansa zbog kašnjenja u intervalima preklapanja. Kako su
oba prekidača na istom izvodu pretpostavlja se da su isključena tokom intervala
mrtvog vremena, struja opterećenja privremeno uključuje antiparalelne diode koje
održavaju protok struje. Ako je struja tereta pozitivna (teče od konvertora snage ka
teretu), strana donje diode će se uključiti nakon što se strana gornjeg prekidača
isključi (slika 3.34). Ovim se određuje gubitak napona na potrošaču pošto se usporedi
sa uzorkom idealnog preklapanja. Greška napona izvora za vrijeme impulsa ovisi o
širini mrtvog vremena i napona DC sabirnice.
Slika 3.34 Efekt pozitivne struje opterećenja tokom mrtvog vremena.
Nasuprot ovome, ako je struja negativna (teče od potrošača ka konvertoru),
napon potrošača dobiva nešto na svojoj pozitivnoj strani (slika 3.35). Iznos greške
napona opet ovisi o širini mrtvog vremena i napona DC sabirnice.
70
Frekventni pretvarači
Slika 3.35 Efekt negativne struje potrošača tokom mrtvog vremena.
I kod pozitivne i kod negativne struje potrošača, iznos greške napona je
konstantan na periodi modulacije i ne ovisi o željenoj širini impulsa. Greška napona je
pokazana na slici 3.36. Važno je zapaziti da iznos naponske greške ne ovisi o veličini
napona reference (indeksu modulacije). Naponska greška je veća pri nižim indeksima
modulacije, kao što je slučaj kod V/Hz pogona koji rade na malim brzinama.
Ove analize pretpostavljaju identične prijelazne procese prekidača snage u
svim momentima u toku perioda. Ova aproksimacije nije tačna pošto je pokazano da
nagibi prijelazne pojave i kašnjenja električnih uređaja ovise o nivou struje koja se
preklapa i naponu na sabirnici istosmjerne struje. Naponska greška se najbolje
analizira direktnim mjerenjem napona potrošača.
Slika 3.36 Naponska greška se zasniva na predznaku struje potrošača i faktoru snage
potrošača (faznom pomaku).
Ova analiza ocrtava sljedeće glavne nedostatke proizvedene mrtvim vremenom:
•
Postoji jasna razlika između naponske reference i stvarnog napona na koji je
priključen potrošač.
•
Izlazna struja invertora ima šestu komponentu harmonika koja se može vidjeti
na fazi, (d, q) komponentama struje ili na pulsacijama obrtnom momentu.
71
Predloženo je nekoliko metoda za kompenzaciju mrtvog vremena:
•
Kompenzator napona zasnovan na hardverskim strujnim kolima: Kolo se
pravi da mjeri stvarni napon na potrošaču i uspoređuje ga sa željenom
referencom na osnovu predznaka struje. Razlika se uvijek primjenjuje na
sljedeći impuls. Postoji unutrašnji fazni pomak na priključenom naponu i to je
glavni problem ove metode.
•
Povratna naponska veza preko proporcionalno-integralnog (PI) kompenzatora:
Realni PI kontroler se gradi iz greške koja nastaje između mjerenih i
referentnih napona. Rezultat se koristi kao kompenzacioni napon koji se
dodaje stvarnom signalu reference. Ova metoda nije prikladna za brzo
preklapajuće konvertore, već za konvertore zasnovane na sporim uređajima
kao što su tiristori sa upravljačkom elektrodom (slika 3.37).
Slika 3.37 Modificirani korektivni napon za kompenzaciju mrtvog vremena.
•
Kompenzator mrtvog vremena zasnovan na impulsima: Ova metoda podešava
svaku širinu impulsa na osnovu prethodnog naponskog impulsa koristeći pri
tome simetriju izlaznog oblika signala. Nije mnogo osjetljiva na brze promjene
struje potrošača.
•
Strujni kompenzator sa povratnom vezom: Ova metoda dodaje ili oduzima
neki iznos iz željene širine impulsa na osnovu predznaka struje. Radi u
otvorenoj petlji a cilj je aproksimirati efekt mrtvog vremena za kvaziidentične
prijelazne događaje. Poboljšanje ove metode je modifikacija korektivnog
iznosa koji se dodaje referentnom naponu ovisno o nivou struje. Isti iznos
širine impulsa se dodaje za veće struje, ali male struje impliciraju smanjenje
korektivnog napona.
Metoda strujnog kompenzatora sa povratnom vezom je najjednostavnija za
implementaciju u konvertoru PWM-a koji radi sa frekvencijom preklapanja od 8-20
kHz i kontrolira se iz digitalnog procesora signala ili mikrokontrolerskog uređaja.
Kompenzacija se postiže pri svakom intervalu uzorkovanja sa znakom detekcije za
svaku faznu struju i algebarsko dodavanje konstante u talasni oblik naponske
reference. Ovaj trofazni konvertor se koristi za aplikacije motornog pogona a rezultati
se mogu uočiti kod bilo kojih brzina motora.
72
Frekventni pretvarači
3.2.8.2. Fiksiranje struje na nulu
Drugo izobličenje izlazne struje u realnom trofaznom konvertoru snage se
odnosi na fiksiranje struje na nulu (slika 3.38). Već je poznato da poluprovodnički
uređaj ne može provoditi veoma male struje potrošača. Kada je struja bliska nuli,
električni uređaj ostaje u isključenom stanju i struja potrošača je 'uglavljena' na nulu.
Trajanje ovog stanje ovisi o električnom uređaju koji se koristi u trofaznom
konvertoru, iznosu induktivnih komponenata u strujnom kolu, radnoj frekvenciji i
amplitudi struje. Za dati poluprovodnički uređaj i strujno kolo, nagib struje kod nultog
prijelaza određuje dužinu intervala fiksiranja struje na nulu. Pretpostavljajući
kvazisinusoidalni oblik signala za struju, ovaj nagib (di/dt) ovisi o amplitudi struje i
frekvenciji (di/dt=2 π f I) (slika 3.39). Ova slika ne obuhvata efekt mrtvog vremena.
Prisustvo velikog mrtvog vremena povećava širinu intervala uglavljivanja struje na
nulu.
Slika 3.38 Fiksiranje struje na nulu.
3.2.8.3. Prekomjerna modulacija
Modulacija koja se bazira na nosećoj frekvenciji daje linearnu karakteristiku
do indeksa modulacije od 0.785. Ograničenja mrtvog vremena i minimalne širine
impulsa smanjuju dalje oblast linearnosti, kao što je ranije pokazano. Interval između
maksimalnog indeksa modulacije koji se može dobiti i šestostepenog rada nazvan je
prekomjernom modulacijom. Rad invertora u toku ovog intervala se karakterizira
nelinearnošću i nestabilnošću kontrolera sa povratnom vezom. Ovaj i drugi problemi
naveli su inženjere da dizajniraju specijalne algoritme PWM-a koji su u mogućnosti
da obezbijede potpuno iskorištenje invertorskog napona i linearizaciju do
šestostepenog rada.
Ranije predstavljene analize zasićenja bilo kojih naponskih referenci su
napravljene sa istim matematičkim aparatom. Pojačanje napona invertora je određeno
i njegova ovisnost o željenom indeksu modulacije je prikazano na slici 3.40. Drugi
oblik za iste rezultate je predstavljen na slici 3.41 i može se razmatrati kao uvećan na
konačnom dijelu prijenosne karakteristike između upravljačke (željene) reference i
stvarnog indeksa modulacije izračunatog u odnosu na šestostepeni rad.
Ovi PWM algoritmi trebaju veoma velike signale reference da bi radili u
opsegu prekomjerne modulacije. Na primjer, uobičajena sinusna PWM zahtijeva
amplitudu veću više od četiri puta od sinusne reference za šestostepeni rad. Najbrža
promjena se postiže za isprekidanu modulaciju: šestostepeni rad se postiže za
amplitudu modulatora od 1.81.
73
Slika 3.39 Ovisnost odsijecanja struje na nulu o frekvenciji i amplitudi struje.
Slika 3.40 Pojačanje napona invertora.
74
Frekventni pretvarači
Slika 3.41 Prijenosna karakteristika pojačanja napona invertora (pojačanje računato
između upravljačke reference i stvarnog indeksa modulacije).
3.2.8.4. Linearizacija pojačanja napona
Najjednostavnije rješenje za postizanje šestostepenog rada je povećati
amplitudu napona reference. Drugo rješenje se može analogno odrediti sa metodama
kompenzacije najmanjih impulsa dodavanjem pravougaonih signala na referencu. Oba
rješenja zahtijevaju opširna posredna izračunavanja i smještanje u pretraživačku
tablicu.
Uspoređujući sa implementacijom ravnomjerno-uzorkovane PWM, metoda
sinusno-trouglastog presjeka pruža jednostavnije algoritme prekomjerne modulacije.
Digitalna implementacija metode ravnomjerno-uzorkovane PWM zahtijeva softversku
pripremu rada prekomjerne modulacije koja se zasniva na računanju funkcije koja se
dodaje referenci.
Čak iako se prekomjerna modulacija može izvršiti sa jednom od ovih metoda,
to jako utiče na performanse u tokom prekomjerne modulacije i preporučuje se samo
za dinamički ili tranzijentni rad. Od metoda koje su obrađene, isprekidana PWM
pruža bolje performanse i ima manji utjecaj na mrtvo vrijeme i najmanji impuls.
Konačno, vektorske analize algoritama PWM-a i određivanje prostornog vektora
PWM-a dozvoljavaju lakše određivanje algoritma prekomjerne modulacije.
3.3. Invertori jednofaznog izvora napona
Jednofazni VSI se može naći kao Half-bridge (polu-most) ili Full-bridge
(puni-most) topologija. Iako je opseg snage koji on pokriva mali, često se koristi kod
napojnih uređaja, jednofaznih UPS-ova, ili u zadnje vrijema za oblikovanje statičkih
topologija velike snage. Glavne osobine oba pristupa su razmatrane i predstavljene u
nastavku.
75
3.3.1. Half-bridge VSI invertor
Slika 3.42 prikazuje topologiju električne energije Half-bridge VSI-a, gdje se
zahtijevaju dva velika kondenzatora da obezbijede neutralnu tačku N , tako da svaki
od kondenzatora održava konstantan napon vi / 2 , Zbog toga što su harmonici struje,
ubrizgani radom invertora, harmonici niskog reda, zahtijeva se set velikih
kondenzatora ( C+ i C− ). Jasno je da oba prekidača S + i S − ne mogu biti istovremeno
uključena zbog toga što bi se proizvelo kratko spojeno strujno kolo preko
istosmjernog naponskog izvora vi . Postoje dva definirana (stanja 1 i 2) i jedno
nedefinirano (stanje 3) stanja prekidača kao što je prikazano u tabeli 3.2. Da bi se
izbjeglo kratko spojeno strujno kolo preko istosmjerne sabirnice i nedefinirani uvjeti
izmjeničnog izlaznog napona, tehnika moduliranja uvijek treba osigurati da u bilo
kojem trenutku ili gornji ili donji prekidač invertora bude isključen.
Slika 3.42 Jednofazni polumosni VSI.
Tabela 3.2 Stanja prekidača za polumosni jednofazni VSI
Stanje#
vo
S + je uključen a S −
isključen
1
vi / 2
S+
D+
Provođenje
ako je io > 0
ako je io < 0
S + je uključen a S −
isključen
2
- vi / 2
D−
S−
ako je io > 0
ako je io < 0
S + i S − su isključeni
3
- vi / 2
vi / 2
D−
D+
ako je io > 0
ako je io < 0
Stanje
Komponente
Slika 3.43 prikazuje idealni talasni oblik povezan sa Half-bridge invertorom
koji je prikazan na slici 3.42. Stanja za prekidače S + i S − su definirana tehnikom
moduliranja, koja je u ovom slučaju PWM tehnika bazirana na nosećoj frekvenciji.
76
Frekventni pretvarači
Slika 3.43 Polumosni VSI. Idealni oblik signala za SPWM ( ma = 0.8, m f = 9 ): (a) noseći
i modulacijski signali; (b) stanje prekidača S + ; (c) stanje prekidača S − ; (d) izmjenični
izlazni napon; (e) spektar izmjeničnog izlaznog napona; (f) izmjenična izlazna struja;
(g) struja istosmjerne veze; (h) spektar struje istosmjerne veze; (i) struja prekidača S + ;
i (j) struja diode D+ .
3.3.1.1. Tehnika širinsko-impulsne modulacije (PWM) bazirane na
nosećoj frekvenciji
Kao što je ranije spomenuto, poželjno je da izmjenični izlazni napon, vo = vaN ,
slijedi dati oblik signala (npr. sinusni) na neprekidnoj osnovi pogodnim preklapanjem
električnih ventila. Tehnika PWM bazirana na nosećoj frekvenciji ispunjava takav
zahtjev pošto definira uključena i isključena stanja prekidača jedne nožice VSI-a
uspoređujući modulacijski signal vc (željeni izmjenični izlazni napon) i trouglasti
oblik signala v∆ (noseći signal). Praktično, kada je vc > v∆ prekidač S + je uključen a
prekidač S − je isključen; slično tome, kada je vc < v∆ prekidač S + je isključen a
prekidač S − je uključen.
77
Poseban slučaj je kada je modulacijski signal sinusni pri frekvenciji f c i
amplitudi v̂c , a trouglasti signal v∆ je pri frekvenciji f ∆ i amplitudi v̂∆ . Ovo je shema
sinusne PWM (SPWM). U ovom slučaju, indeks modulacije ma (također poznat i kao
amplitudno-modulacijski odnos) se definira kao
ma =
vˆc
vˆ∆
(3.22)
a normalizirana noseća frekvencija m f (također poznata i kao frekvencijskomodulacijski odnos) je
mf =
f∆
fc
(3.23)
Slika 3.43e jasno pokazuje da izmjenični izlazni napon vo = vaN je u osnovi
sinusni oblik talasa plus harmonici, pri čemu vrijedi sljedeće [6]:
•
amplituda osnovne komponente izmjeničnog izlaznog napona vˆo1 zadovoljava
sljedeći izraz:
vˆo1 = vˆaN 1 =
vi
ma
2
(3.24)
za ma ≤ 1 , koji se naziva linearna oblast tehnike moduliranja (veće vrijednosti ma
vode prekomjernoj modulaciji;
•
za neparne vrijednosti normalizirane noseće frekvencije m f harmonici u
izmjeničnom izlaznom naponu se pojavljuju kod normaliziranih frekvencija
f h centriranih oko m f i njegovih višestrukih vrijednosti
h = l mf ± k
l = 1, 2, 3...
(3.25)
gdje je k = 2, 4, 6,... za l = 1, 3, 5,... ; a k = 1, 3, 5,... za l = 2, 4, 6,... ;
•
amplituda harmonika izmjeničnog izlaznog napona je funkcija indeksa
modulacije ma i neovisna je o normaliziranoj nosećoj frekvenciji m f za
mf > 9 ;
•
harmonici struje u istosmjernom dijelu invertora (uslijed modulacije) nastaju
kod normaliziranih frekvencija f p centriranih oko normalizirane noseće
frekvencije m f i njenih višestrukih vrijednosti, naročito,
p = l m f ± k ± 1 l = 1, 2, ...
(3.26)
gdje je k = 2, 4, 6,... za l = 1, 3, 5,... ; a k = 1, 3, 5,... za l = 2, 4, 6,... .
Dodatne važne karakteristike su:
•
za male vrijednosti m f ( m f < 21 ), noseći signal v∆ i signal vc se međusobno
trebaju sinhronizirati ( m f je cijeli broj), što se zahtjeva za održavanje
prethodnih osobina; ako to nije slučaj, u izmjeničnom izlaznom naponu će biti
prisutni podharmonici;
78
Frekventni pretvarači
•
za velike vrijednosti m f ( m f > 21 ), podharmonici su neznatni ako se koristi
tehnika asinhrone PWM, međutim, uslijed potencijalnih podharmonika veoma
niskog reda, njenu upotrebu treba izbjegavati;
•
u oblasti prekomjerne modulacije ( ma > 1 ) nedostaju neka presijecanja između
nosećeg i modulacijskog signala, što vodi ka generiranju harmonika niskog
reda ali se dobiva veći osnovni harmonik izmjeničnog izlaznog napona;
nažalost, linearnost koja je postignuta između ma i vˆo1 u linearnoj oblasti ne
postoji u oblasti prekomjerne modulacije, osim toga, može se promatrati efekt
zasićenja (slika 3.44).
Slika 3.44 Normalizirana osnovna izmjenična komponenta izlaznog napona u
polumosnom VSI-u moduliranom SPWM-om.
Tehnika PWM dozvoljava da se izmjenični izlazni napon generira tako da prati
dati modulacijski signal. Specijalan slučaj je tehnika SPWM (modulacijski signal je
sinusni) koja obezbjeđuje, u linearnoj oblasti, izmjenični izlazni napon koji se mijenja
linearno kao funkcija indeksa modulacije, a harmonici su određeni sa tačno
definiranim frekvencijama i amplitudama. Ove osobine pojednostavljuju dizajn
komponenata filtriranja. Nažalost, u ovom načinu rada, najveća amplituda osnovnog
harmonika izmjeničnog napona je vi / 2 . Veći naponi se dobivaju korištenjem oblasti
prekomjerne modulacije ( ma > 1 ); međutim, u izmjeničnom izlaznom naponu se
pojavljuju harmonici nižeg reda. Veoma velike vrijednosti indeksa modulacije
( ma > 3.24 ) vode ka potpuno pravougaonom obliku izmjeničnog izlaznog napona
koji je razmotren kao tehnika moduliranja pravougaonog talasa.
3.3.1.2. Tehnika moduliranja pravougaonog talasa
Oba prekidača S + i S − su uključena u jednoj poluperiodi izmjenične izlazne
periode. Ovo je ekvivalentno tehnici SPWM sa beskonačnim indeksom modulacije
ma . Slika 3.45 prikazuje sljedeće: (a) harmonici normaliziranog izmjeničnog izlaznog
79
napona su pri frekvencijama h = 3, 5, 7, 9, ..., i za dati istosmjerni napon; (b) osnovni
harmonik izmjeničnog izlaznog napona karakterizira amplitudu datu preko
vˆo1 = vˆaN 1 =
4 vi
π 2
(3.27)
a harmonici karakteriziraju amplitudu datu preko
vˆoh =
vˆo1
h
(3.28)
Slika 3.45 Polumosni VSI. Idealni oblici signala za tehniku moduliranja pravougaonog
talasa: (a) izmjenični izlazni napon i (b) spektar izmjeničnog izlaznog napona.
Može se vidjeti da se izmjenični izlazni napon ne može mijenjati invertorom.
Međutim, može se mijenjati kontrolirajući istosmjerni napon vi . Ostale tehnike
moduliranja koje su primjenljive na polumosne konfiguracije (npr. uklanjanje
određenih harmonika) su ovdje razmotrene pošto se one lako mogu proširiti za
moduliranje drugih topologija.
3.3.1.3. Uklanjanje određenih harmonika
Glavni cilj je dobiti sinusni oblik signala izmjeničnog izlaznog napona gdje se
osnovna komponenta unutar opsega može proizvoljno prilagoditi i važni harmonici
selektivno ukloniti. Ovo se postiže matematičkim generiranjem tačnog trenutka
uključivanja i isključivanja električnih ventila. Izmjenični izlazni napon karakterizira
neparna i četvrtinsko-talasna simetrija; dakle, parni harmonici nisu prisutni
( voh = 0, h = 2, 4, 6, ... ). Osim toga, oblik signala faznog napona ( vo = vaN na slici
3.42), bi se trebalo isjeći N puta po poluperiodi da bi podesili osnovni harmonik i
uklonili N − 1 harmonik u talasu izmjeničnog izlaznog napona. Na primjer, za
uklanjanje trećih i petih harmonika i izvršavanje upravljanja amplitudom osnovnog
harmonika ( N = 3 ), jednačine koje treba riješiti su sljedeće[5]:
cos(1α1 ) − cos(1α 2 ) + cos(1α 3 ) = (2 + πvˆo1 vi ) 4
cos(3α1 ) − cos(3α 2 ) + cos(3α 3 ) = 1 2
(3.29)
80
Frekventni pretvarači
cos(5α1 ) − cos(5α 2 ) + cos(5α 3 ) = 1 2
gdje su uglovi α1 , α 2 i α 3 definirani kao što je prikazano na slici 3.46a. Ovi su
uglovi pronađeni posredstvom iterativnih algoritama pošto nema analitičkih rješenja
koja se mogu izvesti. Uglovi α1 , α 2 i α 3 su nacrtani za različite vrijednosti vˆo1 vi na
slici 3.47a. Opći izrazi za uklanjanje harmonika parnih N − 1 ( N − 1 = 2, 4, 6, ... )
brojeva su
N
− ∑ (− 1) cos(α k ) =
k
(2 + πvˆo1 ) vi
k =1
N
− ∑ (− 1) cos(nα k ) =
k
k =1
1
2
4
za n = 3, 5, ..., 2 N − 1
(3.30)
gdje α1 , α 2 , ..., α N trebaju zadovoljiti α1 < α 2 < ... < α N < π 2 . Slično, za uklanjanje
harmonika neparnog broja, na primjer trećeg, petog i sedmog, i izvršiti kontrolu
amplitude osnovnog harmonika ( N − 1 = 3 ), jednačine koje treba riješiti su:
cos(1α1 ) − cos(1α 2 ) + cos(1α 3 ) − cos(1α 4 ) = (2 − πvˆo1 vi ) 4
cos(3α1 ) − cos(3α 2 ) + cos(3α 3 ) − cos(3α 4 ) = 1 2
cos(5α1 ) − cos(5α 2 ) + cos(5α 3 ) − cos(5α 4 ) = 1 2
(3.31)
cos(7α1 ) − cos(7α 2 ) + cos(7α 3 ) − cos(7α 4 ) = 1 2
gdje su uglovi α1 , α 2 , α 3 i α 4 definirani kao što je prikazano na slici 3.46b. Uglovi
α1 , α 2 i α 3 su nacrtani za različite vrijednosti vˆo1 vi na slici 3.47b. Opći izrazi za
uklanjanje harmonika neparnih N − 1 ( N − 1 = 3, 5, 7, ... ) brojeva su dati preko:
N
− ∑ (− 1) cos(nα k ) =
k
k =1
N
− ∑ (− 1) cos(nα k ) =
k =1
k
1
2
(2 − πvˆo1 ) vi
4
za n = 3, 5, ..., 2 N − 1
(3.32)
gdje α1 , α 2 , ..., α N trebaju zadovoljiti α1 < α 2 < ... < α N < π 2 .
Slika 3.46 Half-bridge VSI. Idealni oblici signala za tehniku SHE: (a) izmjenični izlazni
napon za uklanjanje trećeg i petog harmonika; (b) spektar od (a); (c) izmjenični izlazni
napon za uklanjanje trećeg, petog i sedmog harmonika; i (d) spektar od (c).
81
Slika 3.47 Sječenje uglova za SHE i upravljanje osnovnom komponentom napona u
polumosnim VSI-ovima: a) uklanjanje trećeg i petog harmonika i b) uklanjanje trećeg,
petog i sedmog harmonika.
Za implementiranje tehnike SHE moduliranja, modulator treba generirati
ulazni uzorak prema uglovima prikazanim na slici 3.47. Ovaj zadatak se obično
izvršava digitalnim sistemima koji normalno smještaju uglove u pretraživačke tabele.
3.3.1.4. Struja istosmjerne veze
Razdijeljeni kondenzatori se razmatraju kao dio invertora i dakle ravnoteža
trenutne snage se ne može razmatrati zbog komponenata za skladištenje energije ( C+ i
C− ). Međutim, ako se pretpostavi invertor nema gubitaka, prosječna snaga koju
potrošač apsorbira u jednom periodu mora biti jednaka prosječnoj snazi koji daje
istosmjerni izvor. Prema tome, može se pisati
T
T
∫ vi (t )⋅ ii (t )⋅ dt = ∫ vo (t )⋅ io (t )⋅ dt
0
(3.33)
0
gdje je T period izmjeničnog izlaznog napona. Za induktivni potrošač i relativno
visoku frekvenciju preklapanja, struja potrošača io je bliska sinusnoj i dakle, jedino
komponenta osnovnog harmonika izmjeničnog izlaznog napona daje snagu potrošaču.
S druge strane, ako istosmjerni napon ostaje konstantan vi (t ) = Vi , jednačina (3.33) se
može pojednostaviti na
T
∫ ii (t )⋅ dt =
0
1
Vi
T
∫
2Vo1 sin (ωt ) 2 I o sin (ωt − φ ) ⋅ dt = I i
(3.34)
0
gdje je Vo1 osnovni harmonik rms izmjeničnog izlaznog napona, I o je rms struja
potrošača, φ je faktor snage proizvoljnog induktivnog potrošača, a I i je istosmjerna
struja koja se dalje može pojednostaviti na
Ii =
Vo1
I o cos(φ )
Vi
(3.35)
82
Frekventni pretvarači
3.3.2. Full-bridge VSI invertor
Slika 3.48 prikazuje topologiju Full-bridge VSI-a. Ovaj invertor je sličan Halfbridge invertoru; međutim, sada druga grana invertora obezbjeđuje neutralnu tačku za
potrošač. Kao što se i očekuje, oba prekidača S1+ i S1− (niti S 2+ i S 2− ) ne mogu
istovremeno biti uključena jer bi se napravilo kratko spojeno strujno kolo preko izvora
istosmjernog napona vi . Postoje četiri definirana (stanja 1, 2, 3 i 4) i jedno
nedefinirano (stanje 5) stanje prekidača kao što je prikazano u tabeli 3.3.
Slika 3.48 Jednofazni Full-bridge VSI.
Tabela 3.3 Stanja prekidača za jednofazni Full-bridge VSI
Stanje
Stanje#
vaN
vbN
vo
Komponente
>0
ako je io < 0
Provođenje
ako je io
S1+ i S 2−
su uključeni a
S1− i S 2+
su isključeni
1
vi / 2
− vi / 2
vi
S1+ i S 2−
D1+ i D2−
S1− i S 2+
su uključeni a
S1+ i S 2−
su isključeni
2
− vi / 2
vi / 2
− vi
D1− i D2+
S1− i S 2+
>0
ako je io < 0
S1+ i S 2+
su uključeni a
S1− i S 2−
su isključeni
3
vi / 2
vi / 2
0
S1+ i D2+
D1+ i S 2+
>0
ako je io < 0
S1− i S 2−
su uključeni a
S1+ i S 2+
su isključeni
4
− vi / 2
− vi / 2
0
D1− i S 2−
S1− i D2−
>0
ako je io < 0
5
− vi / 2
vi / 2
vi
D1− i D2+
D1+ i D2−
>0
ako je io < 0
S1− , S1+ , S 2− i S 2+
su isključeni
Nedefinirani uvjet bi trebalo izbjeći pošto će uvijek biti moguće definiranje
izmjeničnog izlaznog napona. U cilju izbjegavanja kratko spojenog strujnog kola
preko istosmjerne sabirnice i nedefiniranog uvjeta izmjeničnog izlaznog napona,
tehnika moduliranja treba osigurati da ili gornji ili donji prekidač svake nožice bude
uključen u bilo kojem trenutku. Može se promatrati da izmjenični izlazni napon može
uzeti vrijednosti do istosmjerne vrijednosti vi , koja je dva puta veća od vrijednosti
dobivene sa Half-bridge VSI topologijama.
Razvijeno je nekoliko tehnika koje su primjenljive na Full-bridge VSI
invertore. Među njima su bipolarne i unipolarne PWM tehnike.
ako je io
ako je io
ako je io
ako je io
83
3.3.2.1. Bipolarna tehnika PWM
U ovom pristupu stanja 1 i 2 (Tabela 3.3) se koriste za generiranje izmjeničnog
izlaznog napona. Prema tome, oblik signala izmjeničnog izlaznog napona
karakteriziraju samo dvije vrijednosti, a to su vi i − vi . Za generiranje stanja, može se
koristiti tehnika koja se bazira na nosećoj frekvenciji kao i u Half-bridge
konfiguracijama (slika 3.43), gdje se koristi samo jedan sinusni modulacijski signal.
Trebali bi primijetiti da uključeno stanje na prekidaču S + u Half-bridge odgovara
uključenom stanju oba prekidača S1+ i S 2− u Full-bridge konfiguraciji. Slično tome,
S − u uključenom stanju u Half-bridge odgovara uključenom stanju oba prekidača S1−
i S 2+ u Full-bridge konfiguraciji. Ovo se naziva bipolarna SPWM bazirana na nosećoj
frekvenciji. Oblik signala izmjeničnog izlaznog napona u punomosnom VSI-u je
praktično sinusni talasni oblik kojeg karakterizira komponenta osnovnog harmonika
amplitude vˆo1 koja zadovoljava sljedeći izraz
vˆo1 = vˆab1 = vi ma
(3.36)
što važi u linearnoj oblasti tehnike moduliranja ( ma ≤ 1 ), a koja je dvaput veća od one
dobivene u polumosnom VSI-u. Identični zaključci se mogu izvući za frekvencije i
amplitude harmonika u izmjeničnom izlaznom naponu i struji istosmjerne veze, te za
rad pri manjim i većim vrijednostima neparnog m f (uključujući oblast prekomjerne
modulacije ma > 1 ) kao u Half-bridge VSI, ali uzimajući u obzir da je maksimalni
izmjenični izlazni napon istosmjerne veze vi . Prema tome, u oblasti prekomjerne
modulacije osnovna komponenta amplitude vˆo1 zadovoljava izraz
vi < vˆo1 = vˆab1 <
4
π
vi
(3.37)
3.3.2.2. Unipolarna tehnika PWM
Nasuprot bipolarnom pristupu, unipolarna tehnika PWM-a koristi stanja 1, 2, 3
i 4 (tabela 3.3) za generiranje izmjeničnog izlaznog napona. Prema tome, oblik signala
izmjeničnog izlaznog napona može trenutno uzeti jednu od tri vrijednosti, naime vi ,
− vi i 0. Za generiranje stanja, tehnika bazirana na nosećoj frekvenciji se može
koristiti kao na slici 3.49, gdje se koriste dva sinusna modulacijska signala ( vc i − vc ).
Signal vc se koristi za generiranje vaN , a − vc se koristi za generiranje vbN ; prema
tome vbN 1 = −vaN 1 . S druge strane, vo1 = vaN 1 − vbN 1 = 2vaN 1 ; prema tome
vˆo1 = 2vˆaN 1 = ma vi . Ovo se naziva unipolarna SPWM.
84
Frekventni pretvarači
Slika 3.49 Full-bridge VSI. Idealni oblici signala za unipolarnu SPWM
( ma = 0.8 , m f = 8 ): (a) noseći i modulacijski signali; (b) stanje prekidača S1+ ; (c) stanje
prekidača S 2+ ; (d) izmjenični izlazni napon; (e) spektar izmjeničnog izlaznog napona;
(f) izmjenična izlazna struja; (g) struja istosmjerne veze; (h) spektar struje istosmjerne
veze; (i) struja prekidača S1+ ; i (j) struja diode D1+ .
Identični zaključci se mogu izvući za amplitudu osnovne komponente i
harmonike u izmjeničnom izlaznom naponu i struji istosmjerne veze, te za rad pri
manjim i većim vrijednostima m f (uključujući oblast prekomjerne modulacije
( ma > 1 )) kao kod Full-bridge VSI invertora moduliranih bipolarnom SPWM.
Međutim, pošto su fazni naponi ( vaN i vbN ) identični i međusobno fazno pomjereni za
180°, izlazni napon ( vo = vab = vaN − vbN ) neće sadržavati parne harmonike. Prema
tome, ako se uzme parno m f , harmonici se u izmjeničnom izlaznom naponu
pojavljuju kod normaliziranih neparnih frekvencija f h centriranih oko dvostruko
normalizirane noseće frekvencije m f i njenih višestrukih vrijednosti. Posebno,
h = l mf ± k
l = 2, 4, ...
(3.38)
85
gdje je k = 1, 3, 5, ... , kao i da se harmonici javljaju u struji istosmjerne veze kod
normaliziranih frekvencija f p centriranih oko dvostruko normalizirane noseće
frekvencije m f i njenih višestrukih vrijednosti. Posebno,
p = l m f ± k ± 1 l = 2, 4, ...
(3.39)
gdje je k = 1, 3, 5, ... Ova osobina se smatra kao prednost jer dozvoljava korištenje
manjih komponenata filtriranja za dobivanje visoko kvalitetnog napona i oblika
signala struje dok koristi istu frekvenciju preklapanja kao i u VSI-ovima moduliranim
bipolarnim pristupom.
3.3.2.3. Uklanjanje određenih harmonika
Nasuprot Half-bridge VSI, ovaj pristup se primjenjuje po sistemu ''linija po
linija'' za Full-bridge VSI. Izmjenični izlazni napon karakterizira neparna polu-talasna
i četvrt-talasna simetrija; dakle, parni harmonici nisu prisutni ( vˆoh = 0 , h = 2, 4, 6, ... ).
Osim toga, dati oblik signala izmjeničnog izlaznog napona ( vo = vab na slici 3.48),
treba sadržavati N impulsa po poluperiodi u cilju podešavanja osnovne komponente i
uklanjanja N − 1 harmonika. Na primjer, za uklanjanje trećeg, petog i sedmog
harmonika i izvršavanje kontrole amplituda komponente osnovnog harmonika
( N = 4 ), jednačine za rješavanje su:
cos(1α1 ) − cos(1α 2 ) + cos(1α 3 ) − cos(1α 4 ) = πvˆo1 / (vi 4)
cos(3α1 ) − cos(3α 2 ) + cos(3α 3 ) − cos(3α 4 ) = 0
cos(5α1 ) − cos(5α 2 ) + cos(5α 3 ) − cos(5α 4 ) = 0
(3.40)
cos(7α1 ) − cos(7α 2 ) + cos(7α 3 ) − cos(7α 4 ) = 0
gdje su uglovi α1 , α 2 , α 3 i α 4 definirani kao što je prikazano na slici 3.50a. Uglovi
α1 , α 2 i α 3 su nacrtani za različite vrijednosti vˆo1 vi na slici 3.51a. Opći izrazi za
uklanjanje harmonika proizvoljnog N − 1 ( N − 1 = 3, 5, 7, ... ) broja harmonika su dati
preko:
N
− ∑ (− 1) cos(nα k ) =
k
k =1
N
− ∑ (− 1) cos(nα k ) = 0
k
π ⎛ vˆo1 ⎞
⎜ ⎟
4 ⎜⎝ vi ⎟⎠
za n = 3, 5, ..., 2 N − 1
k =1
gdje α1 , α 2 , ..., α N trebaju zadovoljiti α1 < α 2 < ... < α N < π 2 .
(3.41)
86
Frekventni pretvarači
Slika 3.50 Full-bridge VSI. Idealni talasni oblici za tehniku SHE: (a) izmjenični izlazni
napon za uklanjanje trećeg, petog i sedmog harmonika; (b) spektar od (a); (c) izmjenični
izlazni napon za kontrolu osnovnog harmonika; i (d) spektar od (c).
Slika 3.51 Odsijecanje uglova za SHE i kontrola osnovne komponente napona u Fullbridge VSI: (a) kontrola osnovne komponente i uklanjanje trećeg, petog i sedmog
harmonika i (b) kontrola osnovne komponente.
Slika 3.50c prikazuje specijalan slučaj kada se jedino kontrolira osnovni
harmonik izmjeničnog izlaznog napona. Ovo je poznato kao izlazna kontrola
poništavanjem napona, koja se izvodi iz činjenice da je njena implementacija lako
dostižna korištenjem dva fazno pomjerena preklapajuća signala pravougaonog oblika
kao što je prikazano na slici 3.52. Fazno pomjereni ugao postaje 2 ⋅ α1 (slika 3.51b).
Prema tome, amplituda osnovne komponente i harmonici izmjeničnog izlaznog
napona su dati preko
vˆoh =
4
π
vi
(− 1)(h−1) 2 cos(hα )
1
h
h = 1, 3, 5, ...
(3.42)
87
Slika 3.52 Full-bridge VSI. Idealni oblici signala za kontrolu izlaza preko poništavanja
napona: (a) stanje prekidača S1+ ; (b) stanje prekidača S 2+ ; (c) izmjenični izlazni napon;
i (d) spektar izmjeničnog izlaznog napona.
Također se na slici 3.52c može primijetiti da je za α1 = 0 postignut
pravougaoni rad. U ovom slučaju, osnovni harmonik izmjeničnog izlaznog napona je
dat preko
vˆo1 =
4
π
vi
(3.43)
gdje se osnovna komponenta napona na potrošaču može kontrolirati manipulacijom
istosmjernog napona.
3.3.2.4. Struja istosmjerne veze
Zbog činjenice da je pretpostavljeno da invertor nema gubitaka i da je
konstruiran bez komponenata za skladištenje energije, ravnoteža trenutne snage
pokazuje da,
vi (t ) ⋅ ii (t ) = vo (t ) ⋅ io (t )
(3.44)
Za induktivni potrošač i relativno visoke frekvencije preklapanja, struja
potrošača io je bliska sinusnoj. Kao prva aproksimacija, izmjenični izlazni napon se
također može razmatrati kao sinusni. S druge strane, ako istosmjerni napon ostaje
konstantan vi (t ) = Vi , jednačina (3.44) može se pojednostaviti kao
ii (t ) =
1
Vi
2Vo1 sin (ωt ) ⋅ 2 I o sin (ωt − φ )
(3.45)
gdje je Vo1 efektivna vrijednost osnovne komponente izmjeničnog izlaznog napona,
I o je efektivna struja potrošača, a φ je faktor snage proizvoljnog induktivnog
potrošača. Prema tome, istosmjerna struja se dalje može pojednostaviti na
ii (t ) =
Vo1
V
I o cos(φ ) − o1 I o cos(2ωt − φ )
Vi
Vi
(3.46)
Prethodni izraz otkriva jedan važan ishod, a to je, prisustvo velikog harmonika drugog
reda u istosmjernoj struji (njena amplituda je slična istosmjernoj struji). Ovaj drugi
harmonik se ubrizgava nazad u izvor istosmjernog napona, pa prema tome njegov
88
Frekventni pretvarači
dizajn treba razmotriti kako bi se garantirao konstantni istosmjerni napon. Praktično
rečeno, od izvora istosmjernog napona se zahtijeva da ga karakterizira veliku iznos
kapacitivnosti, što je skupo i zahtijeva prostor, a obje osobine su neželjene, naročito
kod napajanja srednjom i visokom snagom.
4. REGULACIJA BRZINE ASINHRONOG
MOTORA
Asinhrone mašine su danas glavni oslonac elektromehaničkog pretvaranja
energije u industriji; koriste se više nego svi drugi tipovi motora zajedno. Njihove
prednosti u industrijskim aplikacijama u odnosu na istosmjerne mašine, između
ostalog su robustnost, pouzdanost, lako održavanje i manja cijena [7]. Kavezni
asinhroni motori su jednostavni za proizvodnju, bez rotorskih namotaja ili komutatora
za vanjsko spajanje i nemaju četkica i iskrenja koji sprečavaju upotrebu mašine u
zapaljivom okruženju. U odnosu na istosmjerne mašine, asinhrona mašina ima veću
energetsku učinkovitost, veću maksimalnu brzinu, i manju inerciju rotora.
Asinhrona mašina ima bitan nedostatak s obzirom na kontrolu momenta u poređenju
sa istosmjernom mašinom. Razvijeni moment date mašine predstavlja vektorski
proizvod vektora statorskog i rotorskog fluksa. Ukoliko se statorski i rotorski fluks
drže ortogonalno jedan u odnosu na drugi, električni moment se može kontrolirati
podešavanjem ili statorskog ili rotorskog fluksa dok se drugi drži konstantnim. Kod
istosmjernih mašina su ovi uslovi ispunjeni zahvaljujući mehaničkom komutatoru, što
čini upravljanje momentom relativno jednostavnim. Kod asinhrone mašine namotaji
statora i rotora nisu ortogonalni. Asinhrona mašina je jednostrano pobuđena , pri
čemu je rotorsko polje inducirano poljem statora, što dalje usložnjava upravljanje
momentom. Prije desetak godina asinhrona mašina se obično koristila kao pogon
konstantne brzine. Sa razvojem poluprovodničke tehnike i uređaja energetske
elektronike, asinhrona mašina se počela koristiti u pogonima promjenjive brzine, a
danas je u potpunosti preuzela vodeću ulogu u ovim pogonima.
Pogoni promjenjive brzine su veoma važan dio u automatizaciji moderne
industrije i omogućavaju optimizaciju procesa i potrošnje energije. Tipični pogon
promjenjive brzine se sastoji iz tri osnovne komponente: električnog motora,
energetskog pretvarača, i kontrolnog sistema. Energetski pretvarač pogona sa
asinhronim motorima je invertor i on kontrolira tok energije od izvora izmjenične
struje (često preko napojnog transformatora) do motora putem prikladne kontrole
poluprovodničkih prekidača snage koji su dio energetskog pretvarača.
U normalnom radu brzina asinhrone mašine je nešto manja od sinhrone brzine
za iznos frekvencije klizanja, obično 3%. Da bi se osigurala konstantna uzbuda
mašine, i maksimalni razvijeni moment sve do nominalne brzine, odnos statorskog
napona i frekvencije mora se držati približno konstantnim. Asinhroni motor ima tri
različita područja rada [6]:
•
Konstantan moment: Održavanjem konstantnog odnosa napona i
frekvencije, povećanjem napona i brzine sve do nominalne brzine, fluks
motora se drži na nominalnoj vrijednosti. Tako se razvijeni moment držati
na svojoj maksimalnoj vrijednosti sve do nominalne brzine.
•
Konstantna snaga: Pri većim brzinama, frekvencija invertora se može
povećati, ali napon napajanja se mora držati na maksimalnoj dostupnoj
90
Regulacija brzine asinhronog motora
vrijednosti. Ovo uzrokuje smanjenje fluksa statora recipročno sa
frekvencijom. Konstantna snaga se može postići sve do brzine pri kojoj je
najviši dostupni moment motora dovoljan da se dođe do krive konstantne
snage. U ovom režimu frekvencija motora se povećava sve do maksimalne
brzine.
•
Limit mašine: Nakon što se dostigne limit mašine moment opada
proporcionalno sa kvadratom frekvencije. Rad u višem dijelu ovih brzina
nije prikladno zbog pogoršanja faktora snage. S druge strane dolazi do
povećanja statorskih struja iznad nominalne vrijednosti, što može dovesti
do prekomjernog zagrijavanja motora.
Brzina asinhronog motora je vrlo bliska sinhronoj brzini, i promjena sinhrone
brzine dovodi do promjene brzine motora. Promjenom frekvencije napajanja se
mijenja sinhrona brzina. Mrežni napon ima konstantnu frekvenciju, pa je tako za
promjenu brzine asinhronog motora potreban frekventni pretvarač ili invertor. U
osnovi postoje dva tipa frekventnih pretvarača: direktni i indirektni [8]. Direktni
frekventni pretvarači se zovu ciklokonvertori (Slika 4.1). Kod jednofaznog napajanja
ciklokonvertor se sastoji od dva antiparalelno vezana fazno kontrolirana prekidača.
Inače to može biti jednofazni ili trofazni frekventni pretvarač.
Slika 4.1. Asinhroni ili sinhroni motor koji se napaja preko ciklokonvertora
Ciklokonvertor ima opseg izlaznih frekvencija od nule do polovine frekvencije
napajanja. Za većinu aplikacija je poželjan širok opseg promjene frekvencija. U
takvim slučajevima se primjenjuju indirektni pretvarači frekvencije koji se vrše prvo
ispravljanje napona pa tek onda njegovo pretvaranje u željenu frekvenciju. Uglavnom
se dijele prema vrsti izvora napajanja na naponske i strujne izvore. Izlazna frekvencija
je nezavisna od frekvencije izvora napajanja zbog postojanja istosmjerne međuveze.
U slučaju kada je ispravljač nekontroliran, napon i frekvencija se kontroliraju u
invertoru primjenom impulsno-širinske modulacije a pogon sa ovakvim upravljanjem
je dat na slici 4.2.
Filtar istosmjerne međuveze se sastoji od kondenzatora koji drži konstantnim
istosmjerni napon na ulazu invertora i koji također pegla ispravljeni napon. Prednost
upotrebe diodnog ispravljača je da je ulazni faktor snage približan jedinici, ali je
nedostatak to što se energija ne može vraćati nazad u mrežu.
91
Slika 4.2 Asinhroni motor koji se napaja preko PWM Invertora
Kada je riječ o upravljanju pogona sa asinhronim motorima, postoje dva
osnovna načina upravljanja: skalarno i vektorsko. Skalarna kontrola, kao što samo ime
govori, je upravljanje pogonima varijacijom amplitude kontroliranih varijabli, ne
uzimajući u obzir efekt sprezanja u mašini. Na primjer, promjenom napona mašine se
može upravljati fluksom, dok se promjenom frekvencije ili klizanja može upravljati
obrtnim momentom. Međutim, fluks i moment su također funkcije frekvencije i
napona. Za razliku od toga, kod vektorske kontrole se kontrolira i amplitude i faza
vektorskih promjenljivih.
Skalarna kontrola se izvodi u otvorenoj i zatvorenoj petlji [9]. Skalarna shema
upravljanja asinhronim motorom u otvorenoj petlji se može implementirati sa
kontroliranim ili nekontroliranim ispravljačem kao na slici 4.3.
Slika 4.3. Skalarno upravljanje u otvorenoj petlji
Skalarno upravljanje sa senzorom brzine se može realizirati kao na slici 4.4.
Ispravljač može biti kontrolirani ili nekontrolirani. Pored korekcije brzine na osnovu
povratne veze brzine sa senzora, u ovom slučaju se optimalna frekvencija klizanja se
računa kao funkcija struje koju apsorbira motor.
Slika 4.4. Skalarna kontrola sa senzorom brzine
92
Regulacija brzine asinhronog motora
Bezsenzorska skalarna kontrola sa slike 4.5 je zasnovana na mogućnosti
izračunavanja frekvencije klizanja kao funkcije frekvencije statora i struje između
istosmjerne međuveze i PWM invertora.
Slika 4.5. Skalarna kontrola bez senzora brzine
Skalarno kontrolirani pogoni daju nešto slabije performanse, ali su isto tako
jednostavni za implementaciju. Skalarno kontrolirani pogoni se dosta koriste u
industriji. Međutim, u zahtjevnim aplikacijama se uglavnom koristi vektorska
kontrola zbog superiornih performansi, koje se najviše odnose na bolji dinamički
odziv i preciznost. U nastavku će biti predstavljene osnovne tehnike skalarne kontrole
sa naponskim invertorima.
4.1. V/f upravljanje u otvorenoj petlji sa naponskim
invertorima
Upravljanje asinhronim motorom tehnikom V/f u otvorenoj petlji je daleko
najpopularnija metoda kontrole brzine zbog svoje jednostavnosti, te je korištenje ovih
tipova pogona rašireno u industriji. Tradicionalno, asinhroni motori napajani
naponom frekvencije 50 Hz su smatrani pogonima konstantne brzine. Za aplikacije
podesive brzine, upravljanje frekvencijom je prirodno. Međutim, od napona se
zahtijeva da bude proporcionalan frekvenciji tako da fluks (ψ s = Vs / ωl ) ostaje
nepromijenjen (slika 4.6), ako se zanemari povećan uticaj otpora statora Rs pri nižim
frekvencijama. Slika 4.7 prikazuje blok dijagram V/f metode upravljanja brzinom.
Električno kolo se sastoji od diodnog ispravljača sa jednofaznim ili trofaznim
izmjeničnim napajanjem, LC filtra, i PWM naponskog invertora [10]. Idealno bi bilo
da nema povratnih signala koji su potrebni za upravljanje. Frekvencija ωl* je glavna
upravljačka varijabla zbog toga što je aproksimativno jednaka brzini ωr ,
zanemarujući malu frekvenciju klizanja ω sl mašine. Upravljački signal faznog napona
Vs* se direktno generira iz upravljačkog signala frekvencije preko dobivenog faktora
G , kao što je prikazano, tako da fluks ψ s ostaje konstantan. Ako se zanemare otpor
statora i induktivitet, fluks će također odgovarati fluksu zračnog zazora ψ m ili fluksu
rotora ψ r . Pošto je frekvencija mala kod malih brzina, otpor statora teži da apsorbira
glavni iznos statorskog napona, slabeći pri tome fluks. Zato se pri malim brzinama
dodaje povišeni napon V0 tako da su nazivni fluks i odgovarajući puni obrtni moment
93
dostupni u slučajevima kada brzina opada prema nuli. Primijetite da efekt povišenog
napona postaje zanemariv kod viših frekvencija. Signal ωl* se integrira radi
generiranja ugaonog signala θ l* , a odgovarajući sinusni fazni naponi (signali va* , vb* i
vc* ) su generirani izrazima prikazanim na slici. PWM generator je dat zajedno u
sklopu sa blokom invertora.
Napo n (Vs )
po jedinici
Obrtni
mo me nt (Te )
Stru ja
statora (I s )
Napo n
F luks ( ψm )
K liza nje (S)
K o mp enzac ija
pad a s tatora
Frekvencija
po jedinici
Slika 4.6 Karakteristike asinhronog motora u oblasti konstantnog obrtnog momenta i u
oblasti slabljenja polja.
50 H z
napa janje
D iodni
is pra vlja č
P oveća nje
napona
Invertor
U pravljački
signa l brzine
Slika 4.7 Upravljanje brzinom V/f u otvorenoj petlji sa naponskim invertorom.
Slika 4.8 prikazuje pogonske performanse stacionarnog stanja u ravni obrtni
moment-brzina sa ventilatorskim ili pumpnim tipom potrošača ( TL = Kωr2 ). Kako se
frekvencija postepeno povećava, brzina se također povećava gotovo proporcionalno,
kao što se indicira tačkama 1, 2, 3, 4, itd. Zbog dizajna mašine, za frekvencije veće od
nominalne, napojni napon se ograničava na nominalnu vrijednost. Tako se rad pogona
može dalje nastaviti u oblasti slabljenja polja koje dolazi zbog zasićenja napona
napajanja Vs .
94
Regulacija brzine asinhronog motora
Slika 4.8 Ovisnost obrtnog momenta o brzini sa prikazom efekta variranja frekvencije, te
promjene momenta tereta i napona napajanja.
Razmotrimo sada obrtni moment tereta i efekte promjene napona. Ako je
početna radna tačka 3 i moment tereta se povećava do TL' za isti upravljački signal
frekvencije, brzina će opadati od ωr do ωr' . Ovo opadanje je malo, naročito kod
mašina sa visokim stepenom korisnog djelovanja (malo klizanje), i svakako se tolerira
za pumpne ili ventilatorske pogone gdje nije neophodna precizna kontrola brzine.
Pretpostavimo sada da je radna tačka na drugoj krivulji ovisnosti obrtnog momenta o
brzini. Ako napon opada, brzina će također opadati što odgovara tački b, kao što je
prikazano na slici. Kao što se u literaturi predlaže, korekcija opadanja brzine u
upravljanju otvorenom petljom se može postići dodavanjem procijenjenog signala
klizanja upravljačkom signalu frekvencije.
Ako se upravljački signal frekvencije ωl* naglo promijeni za malu vrijednost,
klizanje će se mijenjati radi promjene razvijenog obrtnog momenta, ali će brzina težiti
da ostane konstantna zbog inercije mašine. Međutim, ako se želi promijeniti brzina
velikim korakom upravljačkog signala frekvencije (pozitivno ili negativno), pogon bi
mogao postati nestabilan. Zadovoljavajuće karakteristike ubrzanja/smanjenja brzine
mašine su objašnjene na slici 4.9.
Radi jednostavnosti, pretpostavimo da je teret čisto inercionog tipa i da mašina
počinje da radi od tačke 1. Upravljački signal frekvencije se sada naglo povećava u
malim koracima tako da sa povećanom frekvencijom klizanja, radna tačka se pomjeri
prema tački 2, što odgovara nazivnom, razvijenom momentu. Pogon sada ima
konstantno ubrzanje sa porastom upravljačkog signala frekvencije kada brzina prati
frekvenciju unutar granice frekvencije klizanja tako da budu sačuvani stabilnost i
granica sigurne struje statora. Pri radu u tački 3, upravljački signal frekvencije se
može smanjiti radi postizanja radne tačke stacionarnog stanja, odnosno tačke 4. Obrtni
moment mašine i brzina su povezani sljedećom jednačinom:
ωr = ∫
(Tl − TL ) dt
J
(4.1)
gdje je J - moment inercije, Tl - razvijeni moment, a TL moment tereta (u ovom
slučaju je nula). Sa nazivnim Tl , nagib ubrzanja dωr / dt , kao što je pokazano na slici
4.9(b), se diktira parametrom J , odnosno, veće J će dozvoliti sporije ubrzanje, i
95
obrnuto. Ako je moguće direktno procijeniti J za promjenljivu inerciju tereta,
ubrzanje pogona se može unaprijed odrediti. Performansa smanjenja brzine je slična, i
također je objašnjena na slici 4.9. Sa diodnim ispravljačem na strani napojnog voda,
invertoru će biti potrebna dinamička kočnica, kao što je prikazano na slici 4.7.
Smanjenjem upravljačkog signala frekvencije za korak, radna tačka će se pomjeriti iz
tačke 1 u tačku 5 zbog negativnog razvijenog momenta. Zatim će usporavati sa
konstantnim nagibom koji je dat jednačinom (4.1) dok se ponovo ne dostigne radna
tačka stacionarnog stanja, 7.
U brzava nje
Obrtni moment (Te )
T e na zivni
Brzina ( ω r )
Brzina ( ω r )
U s pora vanje
U s po r a van je
U b r zav an je
Vrijem e
Slika 4.9 Karakteristike ubrzanje/smanjenje brzine sa V/f upravljanjem: (a) Na krivulji obrtni
moment-brzina, (b) Kao funkcija od vremena.
96
Fluks
M om ent
Frekvenc ija
Regulacija brzine asinhronog motora
Vrijem e
Slika 4.10 Performanse V/f kontrole
Tipična performansa pogona sa V/f upravljanjem i otvorenom petljom u
uvjetima ubrzavanja i u uvjetima usporavanja sa momentom tereta TL = Kωr2 je data
simuliranim rezultatima prikazanim na slici 4.10. Nerazdvojan efekt sprezanja mašine
usporava odziv obrtnog momenta, kao što je ranije objašnjeno. Osim toga, postoje
neki iznosi potprigušivanja u odzivima momenta i fluksa, koji se povećavaju kod
nižih frekvencija ali se ne odražavaju na odziv brzine zbog inercijskog filtriranja.
Također je očigledno odstupanje u signalu fluksa za različite momente (na primjer,
struja statora). Analize malih signala i studija simulacije ukazuju da u određenim
oblastima rada, sistem teži da bude nestabilan.
4.1.1. Efekt održavanja energije pogonom promjenljive frekvencije
Brojni pogoni izmjeničnih motora se koriste sa pumpnim ili ventilatorskim
tipom potrošača, gdje je potrebna kontrola protoka tečnosti. Tradicionalna metoda
kontrole toka je rad mašine pri konstantnoj brzini sa 50 Hz napajanjem eklektičnom
energijom, a zatim kontroliranje toka otvaranjem ventila za dovod goriva. Efikasnost
ove metode je loša, kao što je prikazano na slici 4.11, gdje je potrošnja električne
energije nacrtana sa faktorom opterećenja. Kontrola brzine pomoću promjenljive
frekvencije pogona sa potpuno otvorenim ventilom za dovod goriva smanjuje
potrošnju električne energije, što je pokazano na slici. Na primjer, sa 60%
opterećenja, poboljšanje korisnosti može ići i do 35%. Pošto pogoni rade većinu
vremena sa malim teretima, akumulirana ušteda energije za produženi vremenski
period može biti značajna. Tako se troškovi investiranja u uređaje energetske
elektronike vraćaju u kratkom periodu, posebno tamo gdje je cijena energije visoka.
Dalje poboljšanje efikasnosti pogona se može vršiti programiranjem fluksa pri lakim
teretima [10].
Potro šnja elektri č ne energije (% )
97
P ogoni konstantne
brzine
Efekt
o č u vanja
energije
P ogoni pro mje nljive
brzine
F aktor potroša ča (% )
Slika 4.11 Karakteristike očuvanja energije sa kontrolom brzine promjenljive frekvencije
4.1.2. Kontrola brzine sa regulacijom klizanja
Unapređenje V/f upravljanja u otvorenoj petlji je upravljanje u zatvorenoj
petlji sa regulacijom klizanja kao što je prikazano na slici 4.12. Ovdje, greška brzine
generira upravljački signal klizanja ω sl* preko proporcionalno – integralnog (P-I)
kontrolera i ograničavača. Klizanje je dodano u povratnu vezu signala brzine da
generira upravljački signal frekvencije. Upravljački signal frekvencije ωl* također
generira upravljački signal napona preko V/f funkcije generatora, koja uključuje
kompenzaciju pada napona pri malim brzinama. Pošto je klizanje proporcionalno
razvijenom obrtnom momentu kod konstantnog fluksa, shema se može razmatrati kao
kontrola obrtnog momenta u otvorenoj petlji unutar petlje za kontrolu brzine. Povratni
signal struje se ne koristi nigdje u petlji. Sa pojačanim upravljačkim signalom brzine,
mašina ubrzava slobodno sa granicom klizanja koja odgovara struji statora ili granici
obrtnog momenta, a zatim se postavlja na vrijednost klizanja koje se ima u
stacionarnom stanju što se diktira od strane momenta tereta. Ako se brzina
upravljačkog signala ωr* smanji za korak, pogon ide u regenerativni ili režim
dinamičkog kočenja i usporava sa konstantnim negativnim klizanjem − ω sl* , kao što je
pokazano na slici. Efekti promjene momenta tereta i napona su objašnjeni na slici
4.13. Ako je početna radna tačka 1 a moment tereta se povećava od TL do TL' , brzina
će težiti da opadne do odgovarajuće brzine u tački 2. Međutim, petlja upravljanja
brzinom će povećavati frekvenciju sve dok se početna brzina ne vrati do tačke 3.
Pošto ne postoji upravljanje fluksom u zatvorenoj petlji, promjena linijskog napona će
uzrokovati neko odstupanje fluksa. Ponovo, ako je početna radna tačka 1 na krivulji a
slike 4.13(b), opadanje linijskog napona će smanjiti fluks, težeći da pomjeri radnu
tačku prema 2. Opadanje rezultantne brzine će se odraziti na petlju brzine i povećati
frekvenciju tako da vrati početnu brzinu na tačku 1 na krivulji c . Sistem također radi
dobro i u režimu slabljenja polja.
98
Regulacija brzine asinhronog motora
Invertor
P-I
K ontro le r
K oder
brzine
Slika 4.12 Kontrola brzine u zatvorenoj petlji sa V/f kontrolom i regulacijom klizanja
Slika 4.13 (a) Efekt promjene momenta potrošača, (b) Efekt promjene napona napajanja.
Kao što se gore diskutiralo, V/f kontrola ima nedostatak da može nastati
odstupanje fluksa, i kao rezultat toga, osjetljivost obrtnog momenta o klizanju će se
mijenjati. Osim toga, promjena napona, neispravan V/f odnos, i promjena parametara
mašine mogu uzrokovati slabiji fluks ili može doći do zasićenja fluksa. Na slici 4.12,
ako fluks postane slab, razvijeni moment će se smanjiti sa granicom klizanja i
sposobnost ubrzavanja/usporavanja mašine će opasti.
Sistem kontrole brzine sa kontrolom u zatvorenoj petlji momenta i fluksa
prikazan je na slici 4.14. Dodatne povratne veze petlje usložnjavaju sintezu dodatnih
signala povratne veze i potencijalne probleme stabilnosti. Petlja momenta unutar
petlje brzine poboljšava odziv petlje za kontrolu brzine. Petlja za kontrolu fluksa
upravlja naponom Vs* kao što je pokazano. Signali povratne sprege momenta i fluksa
se mogu procijeniti iz napona i struja na priključcima mašine, kao što je pokazano. Sa
konstantnim upravljačkim signalom ψˆ r* , kako se brzina povećava, napon se povećava
proporcionalno dok se ne dostigne režim pravouganih talasa i ne započne režim
slabljenja polja [10]. Međutim, ako se želi rad PWM u režimu slabljenja polja,
upravljački signal fluksa mora opasti da se mijenja inverzno sa signalom brzine tako
da PWM kontroler ne uđe u zasićenje. Petlja kontrole fluksa je obično sporija od
petlje kontrole momenta. Pogon može raditi u regenerativnom režimu ili režimu
dinamičkog kočenja, ali promjena smjera vrtnje zahtijeva preokret fazne sekvence
invertora.
99
U pravljač ki
sign al fluksa
Invertor
U pravljač ki
sign al brzine
Procjena
K oder
brzine
Slika 4.14 Kontrola brzine u zatvorenoj petlji sa kontrolom obrtnog momenta i fluksa.
Sa skalarnom kontrolom, pošto se upravljački signal frekvencije ωl* povećava
preko petlje momenta, fluks privremeno opada sve dok se ne kompenzira preko trome
petlje kontrole fluksa. Ovaj nerazdvojivi efekt sprege usporava odziv momenta.
100
Regulacija brzine asinhronog motora
4.2. Upravljanje jednofaznim asinhronim motorom
4.2.1. Izbor tipa jednofaznog asinhronog motora i pregled osnovnih
tehnika upravljanja
Široko korišteni za primjene kao što su ventilatori, pumpe, HVAC, i kućne
primjene, jednofazni asinhroni motori se proizvode u velikoj količini i sa niskom
cijenom. Ovi motori rade pri konstantnoj brzini koja je određena frekvencijom
izmjenične električne mreže i tereta koji je nametnut na motor. Međutim, u mnogim
primjenama (na primjer, pogone ventilatorskog motora), je poželjan jednofazni
asinhroni motor koji bi radio sa promjenljivom brzinom. Iako jednostavna promjena
izmjeničnog napona na motoru može lako i jeftino smanjiti njegovu radnu brzinu,
ovaj pristup je niže energetske efikasnosti i pruža ograničenu kontrolu motora. Motor
sa stalnim radnim kondenzatorom (engl. permanent split capacitor- PSC) je
najjednostavniji i najviše korišteni motor ovog tipa [13], ali i najpogodniji za
aplikacije promjenjive brzine. Rad sa promjenljivom brzinom ovog pogona motora će
potencijalno biti u mogućnosti da sačuva veliku količinu energije i novca za potrošače
[11], te je ovo prilično aktuelna tema mnogih istraživanja.
Inače postoji nekoliko pristupa za upravljanje jednofaznim asinhronim
motorom sa dvije ili više radnih brzina. Regulacija rada jednofaznog motora se u
klasičnom pristupu postiže ili neelektričnim sredstvima, kao što je reguliranje
ventilom mehaničkog izlaza iz motora dok se on nastavlja kretati pri punoj brzini, ili
preklapanjem namotaja radi promjene broja polova motora za različite uvjete rada
kakvi se zahtijevaju. Pri tome, za regulaciju brzine koriste se višestruki izvodi glavnih
ili pomoćnih namotaja. U drugim pristupima [12], ulazni napon za motor se smanjuje
odsijecanjem talasa upotrebom prekidača energetske elektronike. Nažalost, ovi
pristupi rezultiraju relativno niskim stepenom korisnog djelovanja i značajnim
harmonicima na strani mašine.
Puno bolji rezultati se mogu dobiti upotrebom statičkih pretvarača frekvencije
odnosno invertora. Jedan od ovih pristupa koristi jednofazni konvertor za upravljanje
faznim uglo napona koji se primjenjuje na pomoćni namotaj motora, dok glavni
namotaj ostaje spojen na izmjenični izvor. U nekoliko radova predstavljeno je
upravljanje brzinom standardnog jednofaznog PSC motora kada se on pogoni iz
jednofaznog izvora promjenljive frekvencije [11], i koji koristi nemodificiran
kondenzator, što je obrađeno u nastavku ovog rada.
Alternativno rješenje za razvoj jednofaznog pogonskog sistema promjenljive
brzine bi bilo ispraviti dolazeći izmjenični jednofazni napon a dalje iz napona
istosmjerne sabirnice putem trofaznog invertora promjenljivog napona i promjenljive
frekvencije (engl. variable voltage-variable frequency VVVF) koristiti trofazni
promjenljivi motor. Jedina promjena u usporedbi sa konvencionalnim trofaznim
pogonskim sistemom bi se odnosila na smanjen napon istosmjerne sabirnice koji se
može dobiti iz jednofaznog izmjeničnog izvora.
Ipak, to ne znači da se koncept jednofaznog pogonskog sistema promjenljive
brzine može napustiti, prije svega u situacijama gdje se trofazni zamjenski motor ne
101
može lako zamijeniti za postojeći motor zbog mehaničkih, strukturalnih ili
jednostavno troškovnih ograničenja.
Kako se jednofazni asinhroni motor ponaša vrlo slično kao i trofazni asinhroni
motor, to su i osnovni principi pogona promjenjive brzine za oba motora isti. Ovo se
posebno odnosi na tehniku skalarnog upravljanja. Kod jednofaznog asinhronog
motora vrijedi isti princip konstantnog odnosa V/f radi održanja konstantnog fluksa,
efekt povećanja uticanja statorskog otpora pri niskim frekvencijama, itd. U nastavku
će biti prikazane mogućnosti za skalarno upravljanje pogona promjenjive brzine sa
PSC motorom.
4.2.2. Pogon promjenjive brzine sa PSC motorom
PSC motor je dvofazna, nesimetrično namotana mašina koja je spojena na
jednofazni izvor napona, sa kondenzatorom koji je spojen u seriju sa pomoćnim
namotajem kao što je prikazano na slici 4.15. Veličina kondenzatora se bira tako da
ukupna impedansa u pomoćnom namotaju (impedansa pomoćnog namotaja plus
vanjski kapacitet) proizvodi dovoljan fazni pomak struje tako da se odgovarajući
obrtni moment razvije unutar mašine. Najveća vrijednost obrtnog magnetskog polja se
postiže kada su fazne struje u kvadraturi. Serijska veza kondenzatora i induktivnog
pomoćnog namotaja efektivno kreira rezonantni rezervoar koji podiže priključeni
napon pomoćnog namotaja. Da bi magnetsko polje proizvedeno sa pomoćnim
namotajem imalo istu vrijednost kao polje koje je proizveo glavni namotaj, pomoćni
namotaj ima dodatne zavojke, veću otpornost i smanjenu struju uzrokujući da PSC
asinhroni motor bude nesimetričan. Tako, odnos namatanja pomoćnog i glavnog
Naux
, je pri uslovima simetrizacije jednak odnosu napona
namotaja, α =
Nmain
V
magnetizirajućih dijelova ova dva namotaja aux .
Vmain
Slika 4.15 Fiksna brzina, jednofazno strujno kolo motora
Zbog toga što je ukupna impedansa pomoćnog namotaja osjetljiva na pobudnu
frekvenciju, postoji ograničen opseg frekvencija u kojem mašina može raditi efikasno
sa određenim kondenzatorom. Zato postoji potreba za mijenjanje kapaciteta
pomoćnog namotaja za različite pobudne frekvencije.
Metode koje se mogu primijeniti za kontinuirano podešavanje kapaciteta
pomoćnog namotaja su demonstrirane; međutim, još uvijek se zahtijeva izvor pobude
promjenljive frekvencije. Također je moguće zamijeniti serijski kondenzator u
pomoćnom namotaju sa invertorom te mijenjati fazni ugao struje koja teče kroz
102
Regulacija brzine asinhronog motora
namotaj dok se frekvencija drži konstantnom. Nedostaci ovih metoda kontrole brzine
su pulsirajući obrtni moment, zvučni šum i veće zagrijavanje motora.
Od svih metoda, najbolje performanse daje višefazni pogon promjenljive
brzine gdje invertor proizvodi direktno dvofaznu pobudu, te se na taj način jednofazni
motor pretvara u dvofazni, čime prestaje potreba za kondenzatorom i drugim
topologijama [11]. Tako se mogu koristiti dva punomosna jednofazna invertora, jedan
za svaki namotaj. Ovo ima jednostavnost kontrole rada; međutim, to dolazi sa veoma
visokim brojem prekidača.
U nastavku će biti analizirana dva slučaja upravljanja jednofaznim motorom:
1. upotreba dva Full-bridge invertora i PSC motora bez kondenzatora
kada imamo skoro idealne uslove pobude, tj. struje u namotajima
međusobno pomjerene za 90°,
2. upotreba jednog Full-bridge invertora i PSC motora sa kondenzatorom
gdje se fazni pomak između struja namotaja vrši pomoću kondenzatora
i koji se značajno mijenja sa promjenom frekvencije .
Kod PSC motora serijski kondenzator je idealno odabran tako da su struje
glavnog i pomoćnog namotaja vremenski pomjerene za 90°, dostižući tačan dvofazni
rad izuzev za neuravnotežene amplitude struja. Međutim, ovaj uvjet optimalnosti se
jedino javlja za posebne brzine motora i nominalnu frekvenciju, pošto se efektivna
impedansa oba namotaja mijenja značajno sa klizanjem motora.
Slučaj 1. Pretpostavimo idealni slučaj PSC motora, gdje su struje u glavnom i
pomoćnom namotaju pomjerene 90 stepeni pri bilo kojem klizanju i frekvenciji
napajanja pri čemu je zanemaren uticaj statorskog otpora i zasićenje magnetskog kola.
Isto vrijedi i za jednofazni asinhroni motor sa pokretnim i radnim kondenzatorom.
Ako u takvim uslovima primijenimo skalarno upravljanje, tj. napojni napon i
frekvencija imaju konstantan odnos V/f dobit ćemo momentne karakteristike kao na
slici 4.16. Kao i kod trofaznog asinhronog motora prekretni moment je konstantan pri
svim frekvencijama napajanja, a nagibi radnih dijelova momentnih karakteristika su
isti.
103
Slika 4.16 V/f regulacija PSC motora uz idealne uslove (zanemaren uticaj
statorskog otpora i zasićenja, idealni odnosi struja namotaja)
U realnim uslovima rada napon na namotajima motora mora biti ograničen i ne
smije prelaziti nominalnu vrijednost. To znači da se za frekvencije veće od
nominalne, napon ograničava što dovodi do narušavanja odnosa V/f , i ima za
posljedicu slabljenje magnetskog polja i momenta u ovoj oblasti što je dato na slici
4.17.
Slika 4.17 Uticaj slabljenja polja za f > f n .
Također, uticaj povećanog pada napona na statorskom otporu se ne može
zanemariti pri niskim frekvencijama, što dovodi do manjeg pada napona na
efektivnom dijelu namotaja i smanjenja razvijenog momenta u mašini kako se vidi na
slici 4.18. Zato se obično pri niskim frekvencijama narinuti napon povećava u
104
Regulacija brzine asinhronog motora
odgovarajućem iznosu u cilju kompenziranja pada napona na statorskom otporu. Na
slici 4.19 su prikazane momentne karakteristike u slučaju primjene dodatnog napona
pri niskim frekvencijama.
Slika 4.18 Uticaj statorskog otpora i slabljenja polja
Slika 4.19 Podizanje momentnih krivih dodatnim naponom Uboost pri niskim
frekvencijama
105
Slika 4.20 Skalarna V/f regulacija PSC motora sa nominalnom vrijednosti
radnog kondenzatora.
Slučaj 2. Ako sada primijenimo V/f regulaciju na jednofazni PSC motor sa
kondenzatorom, uvažavajući prethodna razmatranja dobit ćemo familiju momentnih
karakteristika kao na slici 4.20. Osnovna razlika u odnosu na idealni slučaj kada su
struje u kvadraturi su smanjene vrijednosti prekretnog momenta. Treba uočiti da je
kriva koja odgovara frekvenciji 50 Hz, zapravo osnovna momentna kriva PSC motora
dizajniranog da radi sa konstantnom brzinom i nominalnom frekvencijom napajanja,
te je radni kondenzator prilagođen simetričnom radu pri ovim uslovima.
Kao što je već prije navedeno, da bi se dobili slični simetrični uslovi za rad pri
drugim frekvencijama neophodno bilo bi neophodno da se kapacitet kondenzatora
mijenja ovisno o frekvenciji napajanja, što znatno usložnjava dizajn i povećava
troškove. Postavlja se pitanje koja je stalna vrijednost kapaciteta kondenzatora
najbolja za rad u širokom opsegu frekvencija i u kojem opsegu frekvencija je moguće
vršiti promjenu brzine sa jednom stalnom vrijednosti kondenzatora. Na slici 4.21. su
prikazane momentne krive PSC motora za različite vrijednosti kapaciteta
kondenzatora u okolini nominalne vrijednosti. Sa slike se vidi da se moment motora
povećava sa većim kondenzatorom i to posebno za frekvencije veće od nominalne, pa
bi logično bilo da se zbog toga odabere veći kondenzator. Međutim, napon na
kondenzatoru koji ne smije biti veći od probojnog napona kondenzatora se povećava
sa povećanjem kapaciteta koji se onda približava radu u rezonansi sa induktivitetom
pomoćnog namotaja, a posebno je veliki porast na višim frekvencijama napajanja što
može dovesti do nedopustivo velikih napona.
106
Regulacija brzine asinhronog motora
Slika 4.21. Uticaj promjene radnog kapaciteta C na moment motora.
Na slici 4.22 je prikazan napon kondenzatora za različite vrijednosti kapaciteta
radnog kondenzatora za nominalnu frekvenciju napajanja. Odavde se može izvesti
bitan zaključak, a to je da se napon na kondenzatoru najviše mijenja-raste u oblasti
malih klizanja. Na slici 4.23 je prikazana promjena napona kondenzatora za različite
frekvencije napajanja i različite vrijednosti kapaciteta kondenzatora. Iz ovoga se može
zaključiti da kapacitet kondenzatora ali i frekvencija napajanja kod PSC motora sa V/f
regulacijom mora ograničiti radi sprečavanja pojave prevelikih napona na
kondenzatoru.
Tako je za kapacitet kondenzatora najbolje zadržati istu nominalnu vrijednost
za rad na nominalnoj frekvenciji iz razloga rada motora u uslovima bližim
simetrizaciji ali i kod retrofit situacija, gdje bi zamjena kondenzatora bila dodatni
trošak.
Ako uzmemo da dozvoljeni napon na standardnim kondenzatorima za
primjenu u motornim pogonima iznosi 630 V, onda se može uzeti da je 70 Hz
maksimalna frekvencija u kojem se PSC motor može koristiti kao pogon promjenjive
brzine.
Ovdje još treba spomenuti da je ovakav pogon primjenjiv za pogone gdje se
moment tereta mijenja sa kvadratom brzine kao što su pumpe i ventilatori.
107
Slika 4.22 Promjena napona kondenzatora pri nominalnoj frekvenciji za različite
vrijednosti kapaciteta.
Slika 4.23 Promjena napona kondenzatora pri različitim frekvencijama
napajanja.
Ova tehnika upravljanja PSC motorom sa stalnim radnim kondenzatorom koji
je nepromjenjiv tokom rada, može obezbijediti dobru efikasnost ali u vrlo uskom
opsegu frekvencija i kada su zahtjevi za obrtni moment kod niskih brzina minimalni.
Njihova upotreba je neprikladna za kompresore sa konstantnim momentom tereta.
Nadalje, kako je stalni radni kondenzator prikladan za rad samo u jednoj radnoj tački,
tj. jednoj frekvenciji i klizanju, opseg frekvencija u kojima može uspješno raditi je
dodatno ograničen kako prevelikim naponima na kondenzatoru, tako i prevelikim
strujama glavnog i pomoćnog namotaja koje su osjetljive na promjene frekvencije uz
prisustvo stalnog radnog kondenzatora.
Iz izloženog je jasno da V/f regulacija brzine uz upotrebu dvofaznog invertora,
obezbjeđuje gotovo idealne uslove rada motora u širokom frekventnom opsegu kao na
slici 4.19., a s druge strane prestaje postojati potreba za korištenjem kondenzatora koji
donosi niz nepovoljnih osobina jednofaznom motoru. Dobijene momentne
karakteristike su superiorne u odnosu na klasični jednofazni motor, sa nizom drugih
povoljnih osobina. Pri ovome se koristi motor koji je dizajniran kao PSC ili motor sa
pokretnim i stalnim kondenzatorom, ali bez upotrebe kondenzatora. Ovakav motor je
108
Regulacija brzine asinhronog motora
pogodan za dvofazni rad jer je predviđeno da pomoćni namotaj ovog motora bude
stalno u pogonu.
Kao pomoć za analizu karakteristika i performansi motora pri različitim
uslovima rada razvijen je sledeći Matlab program koji pored razmatranja regulacije
brzine motora može biti koristan za analizu i razumijevanje rada jednofaznog
asinhronog motora uopće.
%Program omogucava analizu jednofaznih asinhronih motora sa pomocnim
%namotajem.
%Podrzava izracunavanje i crtanje momenta motora, struja i napona
namotaja.
%Podrzava analizu V/f regulacije brzine motora sa radnim
kondenzatorom, ili
%sa posebnim napajanjem oba namotaja pri cemu su naponi u kvadraturi
clc
clear;
close all
f = 10:10:100;
legendf='';
legendC='';
%definiranje frekvencija rada motora
omega = 2*pi*f; %kruzna frekvencija
omegaMehS=omega/pp; %mehanicka sinhrona kruzna frekvencija
s = 2:-0.001:-0 ; % opseg klizanja u kojem se posmatra motor
%
Definiranje uslova rada motora:
%
AuxOpen-da li je iskljucen pomocni namotaj
%
zanRs-da li je zanemaren statorski otpor
%
Vfreg-da li je ukljucena V/f regulacija
%
VmaxLimit-da li ce se limitirati napon statora na Un za f>fn
%
quadr2phase-da li je napon namotaja fazno pomjeren za 90 stepeni
%
Vboost_on-da li je ukljucen dodatni napon U0 u oblasti niskih
frekvencija
AuxOpen=0;
zanRs=0;
Vfreg=1;
VmaxLimit=1;
quadr2phase=0;
Vboost_on=1;
% Parametri motora
model=1;
if(model==1)
pp=2;
Kl=6.8027e-007; %koeficijent u izrazu za centrifugalni moment
tereta Tl=kl*omega^2
Un=220;
U0=20;
fn=50;
omegaN=2*pi*fn;
omegaMehS=omega/pp;
a
= 1.05;
C=[13e-6:.1e-6:13.6e-6]; %moze imati vise vrijednosti radi
analize
R1m=4.2;
L1m=11.3./omegaN;
X1m=omega.*L1m;
109
R1a
L1a
X1a
%R1a
%L1a
%X1a
Lm
Xm
R2
L2
X2
=
=
=
=
=
=
=
=
=
=
=
6.16;
20.1./omegaN;
omega.*L1a;
R1m*a^2;
L1m*a.^2;
X1m*a.^2;
250./omegaN;
omega.*Lm;
7.48;
7.2./omegaN;
omega.*L2;
elseif(model==2)
pp=3;
Kl=7.0362e-006;
Un=230;
U0=20;
fn=50;
omegaN=2*pi*fn;
omegaMehS=omega/pp;
a
= 1.73;
C=[1e-6:1e-6:8e-6];
R1m=34;
L1m=23.25./omegaN;
X1m=omega.*L1m;
R11m = 34;
L11m=23.25./omegaN;
X11m = omega.*L11m;
R1a = R1m*a^2;
L1a = L1m*a.^2;
X1a = X1m*a.^2;
Lm
= 249./omegaN;
Xm
= omega.*Lm;
R2
= 23.25;
L2
= 29.32./omegaN;
X2
= omega.*L2;
else
%prilagodjeni parametri iz Matlab modela
pp=2;
Kl=4.0528e-005;
Un=110;
U0=15;
fn=60;
omegaN=2*pi*fn;
omegaMehS=omega/pp;
a
= 1.18;
C
= [38e-6:2e-6:46e-6];
R1m = 2.02;
L1m = 7.4e-3;
X1m = omega.*L1m;
R1a = R1m*a^2;
X1a = X1m*a.^2;
Lm
= 0.1772;
Xm
= omega.*Lm;
R2
= 4.12;
L2
= 5.6e-3;
X2
= omega.*L2;
end
110
Regulacija brzine asinhronog motora
if(zanRs)
R1a=0;
R1m=0;
end
if(Vfreg==1)
if (Vboost_on==0)
U0=0;
end
Vf_ratio=(Un-U0)/fn;
Vm=U0+Vf_ratio.*f;
Va=U0+Vf_ratio.*f;
if(quadr2phase==1)
Va=a.*j*Va;
end
if (VmaxLimit==1)
for i=1:length(omega)
if (Vm(i)>Un)
Vm(i)=Un;
end
if (abs(Va(i))>Un)
Va(i)=Un;
if(quadr2phase==1)
Va(i)=j*Un;
end
end
end
end
end
for i=1:length(omega)
FF(i,:)=(1-s)*f(i);
end
for i=1:length(omega)
Zf(i,:) = R1m + j*X1m(i) + j*Xm(i)*(R2./s+j*X2(i))./
(R2./s+j*(X2(i)+Xm(i)));
Zb(i,:) = R1m + j*X1m(i) + j*Xm(i)*(R2./(2.s)+j*X2(i))./(R2./(2.-s)+j*(X2(i)+Xm(i)));
Zc(i,:)=-j./(2*omega(i)*C*a^2);
legendf=strvcat(legendf,num2str(f(i)));
end
if(quadr2phase==1)
Zc=(Zc-Zc);
end
deltaR=1/2*(R1a/a^2-R1m);
deltaX=(1/2*(X1a/a^2-X1m));
for freq=1:length(omega)
Za(freq,:)=deltaR+j*deltaX(freq)+Zc(freq,:);
end
for freq=1:length(omega)
for i=1:length(C)
Im_f(freq,i,:)=(1/2*((Vm(freq)j*Va(freq)/a).*(Zb(freq,:)+Za(freq,i))+Za(freq,i)*
(Vm(freq)+j*Va(freq)/a)))./(Zf(freq,:).*Zb(freq,:)+Za(freq,i)*(Zf(fre
q,:)+Zb(freq,:)));
Im_b(freq,i,:)=(1/2*((Vm(freq)+j*Va(freq)/a).*(Zf(freq,:)+Za(freq,i))
+Za(freq,i)*
111
(Vm(freq)j*Va(freq)/a)))./(Zf(freq,:).*Zb(freq,:)+Za(freq,i)*(Zf(freq,:)+Zb(fr
eq,:)));
end
end
if(AuxOpen)
for freq=1:length(omega)
for i=1:length(C)
Im_f(freq,i,:)=1/2*Vm(freq)./(Zf(freq,:)+Zb(freq,:));
Im_b(freq,i,:)=Im_f(freq,i,:);
end
end
end
Ia=j*(Im_f-Im_b)/a;
Im=Im_f+Im_b;
for freq=1:length(omega)
for i=1:length(C)
Pgap_f(freq,i,:)=2*(abs(squeeze(Im_f(freq,i,:))')).^2.*(real(Zf(freq,
:))-R1m);
Pgap_b(freq,i,:)=2*(abs(squeeze(Im_b(freq,i,:))')).^2.*(real(Zb(freq,
:))-R1m);
Pmech_f(freq,i,:)=(1.-s).*squeeze(Pgap_f(freq,i,:))';
Pmech_b(freq,i,:)=(1.-s).*squeeze(Pgap_b(freq,i,:))';
end
end
%Elektromagnetski moment je jednak mehanickom moment kada nema meh.
gubitaka
for freq=1:length(omega)
Te_f(freq,:,:)=Pgap_f(freq,:,:).*(pp/omega(freq));
Te_b(freq,:,:)=Pgap_b(freq,:,:).*(pp/omega(freq));
omega(freq)
end
Te=Te_f-Te_b;
Pmech=Pmech_f-Pmech_b;
%plot(s,-Te_b);
hold on;
grid on;
%plot(s,Te_f);
hold on;
Pmech=Pmech_f-Pmech_b;
Pmech=permute(Pmech,[2,3,1]);
if (0)
plot(s,squeeze(Pmech(1,:,:))')
legend(legendf);
grid on;
figure
Pgap=Pgap_f-Pgap_b;
Pgap=permute(Pgap,[2,3,1]);
plot(s,squeeze(Pgap(1,:,:))')
legend(legendf);
grid on;
end
112
Regulacija brzine asinhronog motora
Te=permute(Te,[2,3,1]);
Te_b=permute(Te_b,[2,3,1]);
Te_f=permute(Te_f,[2,3,1]);
for i=1:length(C)
legendC=strvcat(legendC,num2str(C(i)/1e-6));
end
if (0)
figure
plot(s,Te(:,:,2));%stampa M=f(s) za razlicite C pri f=f(i)=const
legend(legendC);
grid on
end
Zc=Zc*2*a^2;%Zc je dosad bila polovina reducirane vrijednosti
for i=1:length(f)
for o=1:length(C)
Uc(i,o,:)=1.41*Zc(i,o)*Ia(i,o,:);
end
end
if (1)
figure
for idxf=1:length(f)
subplot(1,length(f),idxf);
plot(s,squeeze(abs(Uc(idxf,:,:))));%stampa Uc=f(s) za
razlicite C pri f=f(i)=const
%legend(legendC);
%title('Napon kondenzatora za razlicite C[uF]')
titlef='f=';
titlef=[titlef num2str(f(idxf))];
titlef=[titlef ' Hz'];
title(titlef)
axis([0 .4 0 1000]);
xlabel('s')
ylabel('Uc[V]')
grid on
if(idxf==length(f))
legend(legendC);
end
end
end
for indC=1:length(C)
if (0)
figure
plot(s,squeeze(abs(Uc(:,indC,:))));%stampa Uc=f(s) za
razlicite C pri f=f(i)=const
legend(legendC);
titleC='Napon kondenzatora za razlicite f. C=';
titleC=[titleC num2str(C(indC)/1e-6)];
titleC=[titleC ' uF'];
title(titleC)
xlabel('s')
ylabel('Uc[V]')
grid on
legend(legendf);
end
113
end
if(1)
figure
plot(s,squeeze(abs(Im_f(3,:,:))));%stampa Ia=f(s) za
razlicite C pri f=f(i)=const
legend(legendC);
title('Ia za razlicite C[uF]')
xlabel('s')
ylabel('Ia[A]')
grid on
figure
plot(s,squeeze(abs(Im_b(3,:,:))));%stampa M=Im(s) za
razlicite C pri f=f(i)=const
legend(legendC);
title('Im za razlicite C[uF]')
xlabel('s')
ylabel('Im[A]')
grid on
end
if (1)
idxf=5;
indC=5;
figure
plot(s,squeeze(Te(indC,:,idxf))');%stampa M=f(s) za jednu f pri
C=C(i)=const
hold all
plot(s,squeeze(Te_f(indC,:,idxf))')
hold all
plot(s,squeeze(-1*Te_b(indC,:,idxf))')
legendT=['T'];
legendT=strvcat(legendT,'T-direktni');
legendT=strvcat(legendT,'T-inverzni');
legend(legendT);
grid on
end
indC=3;
if (1)
figure
plot(s,squeeze(Te(indC,:,:))');%stampa M=f(s) za razlicite f pri
C=C(i)=const
legend(legendf);
grid on
end
Pgub=45;
Tload=Kl.*(60/pp.*FF(length(f),:)).^2;
Tgub=Pgub./(2*pi*FF(length(f),:));
figure
if(quadr2phase)
for i=1:length(f)
plot(FF(i,:)*60/pp,squeeze(Te(1,:,i)));%stampa M=f(f)
za razlicite C
legend(legendf);
axis([0 3000 0 14]);
xlabel('n [o/min]')
ylabel('Tmeh [Nm]')
title('f[Hz]');
hold all
end
else
114
Regulacija brzine asinhronog motora
for indC=1:length(C)
subplot(1,length(C),indC);
for i=1:length(f)
plot(FF(i,:)*60/pp,squeeze(Te(indC,:,i)));%stampa
M=f(f) za razlicite C
hold all
end
if(1)
titleC='C=';
titleC=[titleC num2str(C(indC)/1e-6)];
titleC=[titleC ' pF'];
title(titleC)
xlabel('n [o/min]')
ylabel('Tmeh [Nm]')
grid on
axis([0 3000 0 7]);
%legend(legendf);
end
if(0)
titlef='Moment motora za frekvenciju napajanja f=';
titlef=[titlef num2str(f(i))];
titlef=[titlef ' Hz'];
title(titlef)
xlabel('n [o/min]')
ylabel('Tmeh [Nm]')
end
end
end
if (0)
plot(FF(length(f),:),Tload);
plot(FF(length(f),:),Tgub);
end
grid on
5.
PROGRAMSKI PAKET ORCAD
Inženjering uz pomoć kompjutera (Computer-aided engineering, CAE)
obuhvata sve aspekte inženjerskog dizajna od nacrta do analize i izrade. Dizajn uz
pomoć kompjutera (Computer-aided design, CAD) je vrsta CAE koja se odnosi na
fizičko smještanje komponenti i razvoj nacrta prilikom dizajna sistema. CAD
programi specifični za elektronsku industriju su poznati kao elektronički CAD
(ECAD) ili automatski elektronički dizajn (electronic design automation, EDA). EDA
alati smanjuju vrijeme i troškove razvoja, jer omogućavaju analizu i simulaciju
dizajna prije kupovine i proizvodnje hardvera. Nakon što se provede testiranje kroz
nacrte, analizu i simulaciju, sistem se može fizički izgraditi. Kompjuterski alati koji se
koriste u proizvodnji su poznati kao CAM (computer-aided manufacturing) alati.
CAM alati koriste programe i podatke dobivene pomoću CAE alata za kontrolu
automatiziranih mašina koje pretvaraju dizajn u realnost.
ORCAD je proizvod firme Cadence i predstavlja skup različitih CAD/CAM
alata, uključujući Capture, PSpice i Layout u cilju zadovoljenja potreba korisnika.
Iako ove aplikacije mogu raditi individualno, ORCAD paket omogućava njihovu
međusobnu komunikaciju. Ovi alati također mogu komunicirati sa drugim CAD/CAM
alatima kao što su GerbTool, SPECC ili Allegro [14].
Osim uloge Layout-a kao CAD alata, on je također i polazni CAM alat koji
generira podatke neophodne za rad drugih alata prilikom izrade štampane ploče
(printed circuit board, PCB), kao što je na primjer GerbTool. Ključ za uspješno
dizajniranje i izradu je razumijevanje same tehnike izrade štampanih ploča.
5.1. Capture
Orcad Capture je centralni dio paketa i predstavlja glavni EDA alat. Capture
sadrži iscrpne biblioteke komponenti koje se mogu koristiti za generiranje shematskih
nacrta ili koje se koriste uz Pspice ili Layout. Tako Capture sadrži više od 30,000
komponenti u više od 80 biblioteka [15].
116
Programski paket ORCAD
Slika 5.1. Shematski prikaz komponente u Capture programu
Na slici 5.1. je dat shematski prikaz jedne takve komponente u Orcad Capture.
Pinovi komponente u Capture programu mogu biti mapirani sa pinovima modela te
komponente u Pspice, kao i sa pinovima fizičkog pakiranja komponente u Layout
programu. Pspice je CAE alat koji sadrži matematičke modele za izvođenje
simulacija, a Layout je alat koji pretvara simbolički shematski dijagram u fizičku
reprezentaciju dizajna. Ovi alati generiraju netlist fajl koji sadrži informacije o
međusobnom povezivanju komponenti unutar dizajna te povezivanju komponente sa
svojim modelom u Pspice i svojom fizičkom reprezentacijom (footprint) u Layout
programu.
Slika 5.2. Shematski prikaz dizajna u Orcad Capture
Proces dizajniranja u programu Capture obično uključuje postavljanje i
povezivanje komponenti, određivanje kako one trebaju biti sastavljene; jedinstveno
identificiranje komponenti; davanje podataka potrebnih za simulaciju, sintezu, izgled
ploče, kupovinu elemenata, ili druge vanjske funkcije; i unos informacija iz vanjskih
funkcija.
Nakon postavljanja i povezivanja komponenti, komande u alatnom meniju
omogućavaju kompletiranje procesa. Komande kao što su Annotate, Design Rules
Check, and Cross Reference upotrebljavaju se za označavanje dijelova u dizajnu, i
117
provjeri da li ima nepovezanih komponenti, nedozvoljenih veza, ili drugih
nedopuštenih stanja u dizajnu.
Nakon što dizajn zadovolji postavljene kriterije, kreira se netlist fajl u nekom
od formata koje Capture podržava.
5.2. PSpice
PSpice A/D je program za simulaciju elektronskih sklopova koji modelira
strujno kolo u kojem se mogu nalaziti i analogni i digitalni uređaji. PSpice A/D se
može shvatiti kao softverska razvojna ploča koja se koristi za testiranje i poboljšanje
dizajna prije nego se upotrijebi ijedan konkretni dio hardvera. Kako su algoritmi za
analognu i digitalnu simulaciju ugrađeni u isti program, PSpice A/D vrši simulaciju
kola sa miješanim signalima bez degradacije performansi, iz razloga tijesno povezanih
povratnih sprega između analognih i digitalnih sekcija.
PSpice A/D može izvršavati sljedeće vrste analize [16]:
•
•
•
AC, DC, i tranzijentnu analizu, tako da se može testirati odziv dizajniranog
sklopa na različite ulaze
Parametarska, Monte Carlo, i analiza osjetljivosti i najnepovoljnijeg slučaja,
tako da se može vidjeti ponašanje sistema prilikom promjena u parametrima
komponenti.
Digitalna analiza vremenski najnepovoljnijeg slučaja, što može pomoći u
otkrivanju problema koji se događaju samo u određenim kombinacijama
prijenosa brzih i sporih signala.
Slika 5.3. Tranzijentna analiza u PSpice A/D
PSpice A/D sadrži biblioteke modela sa preko 15,000 analognih i 1,600
digitalnih modela uređaja proizvedenih u Sjevernoj Americi, Japanu i Evropi.
Zajedno sa ovim bibliotekama se nalaze i brojni modeli sa parametrima koji mogu biti
118
Programski paket ORCAD
pripojeni određenom uređaju. Ovo uključuje i nezavisne temperaturne efekte. PSpice
A/D također podržava modeliranje digitalnih i analognih sklopova, tako da se
funkcionalni blokovi mogu opisati upotrebom matematičkih izraza i funkcija. Izbor
modela koji su ugrađeni u PSpice A/D uključuje ne samo otpornike, kondenzatore ,
zavojnice i bipolarne tranzistore već i:
•
•
•
•
•
•
Modele prijenosnih linija, uzimajući u obzir kašnjenje, refleksiju, gubitke,
disperziju i ukrštanje
Nelinearne modele magnetskih jezgri, uz zasićenje i histerezis
MOSFET modele, uključujući BSIM3 verziju 3.1 i EKV verziju 2.6
GasFET modele, uključujući Parker-Skellern and TriQuint TOM2 model
Modele IGBT tranzistora
Modele digitalnih komponenti sa analognim I/O
5.3. Layout
Dizajn štampane ploče obično ima sljedeće glavne faze [17]:
• Shemiranje ploče
• Smještanje komponenti
• Izvođenje spojnih puteva na ploči
• Post-procesna obrada
Korištenjem alata za izradu shematskog prikaza dizajna, kao što je Orcad
Capture, može se kreirati Layout kompatibilni netlist fajl koji sadrži već definiran
dizajn na osnovu kojeg se izvodi smještanje komponenti i njihovo povezivanje. Ovo
omogućuje specificiranje važnih elemenata dizajna pri njegovom shematskom razvoju
kao što su lokacije komponenti, razmak među komponentama, informacije o grupi
komponenata, širina staza, i slojevi za bakarne staze. Ova pravila se tako mogu putem
netlist fajla uključiti u Layout. Ukoliko se shematski netlist fajl promijeni, on se može
ponovo učitati. Layout-ova AutoECO (automatic engineering change order) funkcija
ažurira ploču bez remećenja već završenog posla.
Bilo da se koriste alati za ručno smještanje komponenti ili interaktivni i
automatski alati, korisnik uvijek ima punu kontrolu procesa smještanja komponenti.
Komponente se mogu smještati pojedinačno ili u grupama. Tokom automatskog
smještanja Layout-ov Shove alat pomiče komponente automatski, pri čemu vodi
računa o poštovanju definiranih pravila dizajna. automatski se komponente mogu
smještati individualno, u grupi ili kompletno na cijeloj ploči.
Izvođenje spojnih puteva (routing) se može vršiti ručno ili se mogu koristiti
ugrađeni interaktivni i automatski alati. Kod ručnog izvođenja spojnih puteva,
korisnik nadzire cijeli proces i ručno izvodi svaku stazu. Nakon toga se vrši
optimizacija upotrebom različitih funkcija za ručno izvođenje spojnih puteva. Kod
interaktivnog izvođenja spojnih puteva, korisnik i dalje kontrolira izvođenje svake
staze, ali uz pomoć automatske tehnike kao što je push-and-shove, koja pomjera staze
i tako stvara prostor za stazu koja se trenutno vodi. Ako se koristi alat autorouter,
izvođenje staza se može prekinuti u svakom trenutku radi kontrole i upravljanja
procesom. Autorouter se može koristiti za jednu stazu, označeni dio ploče, grupu
staza ili za cijelu ploču.
119
Slika 5.5. Prikaz završnog izgleda štampane ploče u Layoutu
Za potrebe post-procesne obrade, sve izlazne postavke Layout-a su smještene
u tabele (spreadsheets) koje se po potrebi mogu prikazati i preurediti. Tako se mogu
postaviti sloj po sloj instrukcija za kreiranje Gerber fajlova, DXF fajlova itd. Layout
omogućuje kreiranje preko dvadeset standardnih izvještaja, uključujući nacrte za
izradu i sklapanje. Izvještaji se mogu kreirati i po želji korisnika.
Na kraju još treba dodati da Layout ima mogućnost interaktivnog
komuniciranja sa programom Orcad Capture u bilo kojoj fazi rada, što je potrebno u
slučaju promjene shematskog prikaza. Također je moguće naknadne promjene u
označavaju proslijediti iz Layouta nazad u Capture. Pored ovog interaktivno
komuniciranje donosi još neke pogodnosti prilikom dizajna kao što je npr. vizualno
isticanje istog elementa ili odgovarajućeg signala na izgledu štampane ploče i na
shematskom prikazu.
Alati Orcad Layot-a za smještanje i rutiranje daju inženjerima snagu i
fleksibilnost da kreiraju i dijele podatke prilikom razvoja štampane ploče kao i
ograničenja tokom kompletnog dizajna. Layout predstavlja idealni alat za pojedince te
male i srednje projektantske timove za razvoj štampanih ploča od prototipa do
proizvodnje [17].
120
Programski paket ORCAD
5.4. Tehnika izrade štampane ploče
Štampana ploča se sastoji od dva osnovna elementa: podloge (ploče) i
štampanog ožičenja (bakreni putevi). Podloga obezbjeđuje strukturu koja fizički drži
komponente i odštampane veze, te obezbjeđuje izolaciju između provodnih dijelova.
Za podlogu se najčešće koristi FR4 ili fiberglas-epoksidna ploča, koja je slična
starijim tipovima fiberglasa ali je otporna na plamen. Podloge se još prave od teflona,
keramike i specijalnih polimera [14].
Izrada štampane ploče počinje od podloge obložene tankim slojem bakra kao
što je prikazano na slici 5.6. Ploča može biti presvučena bakrom sa jedne ili sa obje
strane. Višeslojne ploče se prave od jedne ili više podloga presvučenih sa jedne ili
obje strane koje nazivamo jezgrama.
Slika 5.6. Ploča presvučena bakarnim slojem s obje strane
Layout se koristi za dizajn štampane ploče tako što generira digitalni opis
izgleda ploče za fotoplotere i CNC mašine, koje se koriste u proizvodnji ploča. Pri
tome imamo odvojene slojeve za vođenje bakarnih puteva na gornjem, donjem i svim
unutarnjim slojevima; maske za lemljenje; lokacije i veličine rupa za bušenje; pastu za
lemljenje; postavljanje komponenti; i dimenzije ploče. Ovi slojevi se ne prikazuju
identično u Layout-u. Neki od slojeva su prikazani iz pozitivne perspektive, što znači
da ono što se vidi je ono što je smješteno na ploči, dok su drugi slojevi prikazani iz
negativne perspektive, što znači da ono što se vidi je ono što je uklonjeno sa ploče.
Slojevi prikazani iz pozitivne perspektive su nacrt ploče, bakarni putevi, silk površine,
pasta za lemljenje i sloj instrukcija za sklapanje. Slojevi prikazani iz negativne
perspektive su slojevi bakarne presvlake, rupe za bušenje, i maske za lemljenje. Slika
5.7 prikazuje izvedene bakarne staze u gornjem, donjem i unutarnjem sloju koje
Layout prikazuje iz pozitivne perspektive. Pozadina je crne boje a staze i podloga na
svakom sloju je prikazana različitom bojom radi boljeg vizualnog praćenja. Rupe za
bušenje su prikazane u posebnom sloju jer je proces bušenja odvojen postupak koji se
izvodi u odgovarajuće vrijeme tokom procesa proizvodnje.
121
Slika 5.7. Layout-ov prikaz bakarnih staza u pripadnim slojevima
Prilikom dizajniranja ploče, Layout radi sa podacima i snima ih u odgovarajući
format. Tako Layout dizajn file ima .MAX ekstenziju. Kada je dizajn spreman za
pretvaranje u stvarnu štampanu ploču, Layout vrši dodatnu obradu dizajna i generira
fajl kojeg mogu koristiti fotoploteri i CNC mašine.
122
Programski paket ORCAD
5.5. Rad sa ORCAD-om
ORCAD je proizvod firme Cadence i predstavlja skup programskih alata za
dizajniranje elektronskih sklopova i štampanih ploča (PCB-printed circuit boards). U
ovom dijelu rada će biti detaljnije prikazan postupak dizajniranja štampane ploče od
početka do kraja. To će biti pokazano na primjeru jednostavnog elektronskog sklopa,
putem kojeg će biti demonstrirani glavni koncepti dizajna i alati koji se koriste u
razvoju štampane ploče.
Elektronski sklop koji će biti realiziran je dat na slici 5.8. Riječ je o sklopu za
optičko sprezanje električnih kola (eng. Optocoupler) zasnovanom na linearnom
optocoupler-u IL300. Signal sa ovog sklopa ćemo dalje voditi na sklop za računanje
srednje vrijednosti istosmjernog napona koji je dat na slici 5.9.
Slika 5.8 Shema primjene optocoupler-a IL300
Slika 5.9 Punovalni ispravljač sa filtrom srednje vrijednosti
Orcad se sastoji od dva alata: Orcad Capture i Orcad Layout. Capture se koristi
za dizajn sklopa u shematskom obliku. Layout je alat za dizajniranje fizičkog izgleda
komponenata i veza na štampanoj ploči. Tokom procesa dizajniranja često se
izmjenjuje korištenje ova dva programa. Funkcionalnost sklopa se može testirati
simulacijom u programu Pspice koji je često inkorporiran u ORCAD paket.
123
5.5.1. Kreiranje novog projekta
Da bi se kreirao novi projekt, prvo se pokreće Orcad Capture i odabere
File→New→Project. Dobije se slijedeći dijaloški okvir (Slika 5.10).
Slika 5.10 Kreiranje novog Capture projekta
Pored odabira naziva projekta i direktorija potrebno je odabrati i vrstu
projekta. Ako želimo raditi samo shematski dizajn odabere se Schematic. Ovdje ćemo
koristiti Analog or Mixed A/D jer omogućava simulaciju sklopa sa Pspice. Konačno,
dobije se novi prazan projekt sa slike 5.11.
Slika 5.11. Novi (prazan) Capture projekt
5.5.2. Uređivanje sheme i umetanje shematskih simbola
Kao što se vidi u okviru projekta se već nalazi shematska stranica nazvana
PAGE 1 i koja je smještena unutar foldera SHEMATIC 1. Ukoliko se ovo ne vidi
potrebno je kliknuti na znak + pored dsn fajla u prozoru Project Manager-a koji je
smješten na lijevoj strani prozora projekta. Project Manager služi za organiziranje i
upravljanje svim resursima koji se koriste za izradu projekta tokom procesa dizajna.
124
Programski paket ORCAD
Ovi resursi su shematski fajlovi, biblioteke komponenti, netliste, simulacijske modele,
i sve druge potrebne informacije.
Iako shema oba sklopa može stati na jednu stranicu, koristit ćemo dvije
stranice radi demonstracije rada sa više stranica. Nova stranica se može otvoriti
desnim klikom na korijenski shematski folder (sa znakom /) i odabirom opcije New
Page, nakon čega je potrebno upisati ime nove stranice koju ćemo nazvati DCAvg.
Ime postojeće stranice ćemo promijeniti u Optocoupler desnim klikom na tu stranicu i
odabirom Rename. Dobar običaj je davanje opisnih imena shemama, pa ćemo stoga
promijeniti ime foldera SCHEMATIC 1 u Optocoupler.
Prije nego što krenemo sa crtanjem sheme, po potrebi se mogu podesiti
osobine stranice tako što u meniju odaberemo Options→Design Template te na taj
način možemo postaviti veličinu stranice, font, naslov, hijerarhijske postavke i slično
(slika 5.12).
Slika 5.12 Postavke šablona dizajna
Umetanje komponenti se vrši tako što se klikne na Place part
ikonu koja
se nalazi na traci alata sa desne strane Capture-ovog prozora. Time dobijamo dijaloški
okvir kao sa slike 5.13.
Slika 5.13. Umetanje komponenti u shemu
125
Upisom oznake, ili dijela oznake komponente u polje Part u listi ispod se
pokazuju elementi sa takvom oznakom koji su dostupni u odabranim bibliotekama
označenim u listi u donjem lijevom uglu. Orcad Capture dolazi sa velikim brojem
unaprijed definiranih komponenti koje su smještene u bibliotekama (.olb fajlovi), a
one koje su trenutno u upotrebi su prikazane na listi u donjem dijelu dijaloškog
okvira. Ove biblioteke dodavati ili uklanjati putem odgovarajućih dugmadi na desnoj
strani. Moguće je korištenje i biblioteka koje su izdali proizvođači komponenti ili
specijalizirane kompanije kao i korisnički izrađene biblioteke. Treba napomenuti da
komponenta može pored shematskog simbola u biblioteci imati i svoj Pspice model
koji je neophodan ako se želi vršiti simulacija sklopa u Pspice. Kada se pronađe
tražena komponenta, pritiskom na dugme OK ona se dodaje u shemu. Nakon što
unesemo određen broj komponenti njihovo vezivanje se vrši odabirom Place wire
alata sa alatne trake na lijevoj strani pomoću kojeg vršimo spajanje odgovarajućih
pinova i veza na shemi (slika 5.14).
Slika 5.14 Povezivanje komponenti
Svaka komponenta ima oznaku vrijednosti pored simbola. Ove vrijednosti se
jednostavno mogu uređivati dvostrukim klikom na oznaku slika 5.15, te na taj način
zadavati vrijednosti kao što su otpornost, kapacitivnost, imena i slično. Sve osobine i
parametri komponente se mogu uređivati dvostrukim klikom na samu komponentu
čime dobivamo dijaloški okvir kao na slici 5.16.
Slika 5.15. Uređivanje karakterističnih vrijednosti komponente
126
Programski paket ORCAD
Slika 5.16 Pregled i uređivanje svih parametara i osobina komponente
Prilikom rada sa shemama mogu se koristiti razne prečice sa tastature kao što
je R za rotiranje komponente, I za uvećavanje pogleda, O za umanjenje pogleda, C za
centriranje sheme i slično.
Veze napajanja i mase se mogu zadavati putem simbola koji su ugrađeni u
i Place ground
, gdje
capture. To činimo klikom na ikone alata Place power
odabiremo odgovarajući simbol napajanja i uzemljenja (slika 5.17).
Kako obično imamo različita napajanja unutar nekog sklopa preporučuje se da
se daju opisna imena napojnim pinovima radi sprečavanja grešaka u shemi (slika
5.18).
Slika 5.17 Odabir simbola za veze napajanja i uzemljenja
127
Slika 5.18 Postavljanje simbola i oznake za veze napajanja i uzemljenja
Zajedničko povezivanje sklopova koji se nalaze na različitim shematskim
stranicama vrši se pomoću takozvanih konektora stranica koji se zovu Off-Page
Connectors. Njihovo postavljanje se vrši klikom na ikonu Place off-page connector
i nakon toga se odabere OFFPAGELEFT-L ili OFFPAGELEFT-R, pri čemu je
svejedno koji od njih jer su funkcionalno identični. Ovi konektori su na različitim
stranicama povezani putem istog zajedničkog imena. Tako dva ovakva konenktora na
različitim stranicama Orcad tretira kao jednu vezu.
Na slikama 5.19 i 5.20 je dat prikaz konačnih shema sklopa optocouplera i
sklopa za određivanje srednje istosmjerne vrijednosti signala. U shemu su uključeni i
izvori napajanja i ulaznog signala u svrhu simulacije rada sklopa i koje Orcad ne
uzima u obzir prilikom izrade štampane ploče u Layout-u. Da bi se ovi naponi i
signali doveli na sklop postavljen je 6-polni konektor koji ujedno služi i za odvođenje
izlaznog signala.
128
Programski paket ORCAD
Slika 5.19 Shema sklopa optocouplera
Slika 5.20 Sklop za određivanje srednje istosmjerne vrijednosti signala napona
5.5.3. Simulacija dizajna u PSpice
Funkcionalnost dizajna se može provjeriti simulacijom rada u programu
Pspice. Prije pokretanja simulacije potrebno je zadati simulacijske postavke. Ovo
, pri
činimo tako što na alatnoj traci odaberemo ikonu New simulation profile
čemu smo za ime simulacijskog profila uzeli tran. U dijaloškom okviru sa slike 5.21
odabrat ćemo tranzijentnu analizu sa postavkama kao na slici. Ove postavke treba
prilagoditi datom sklopu s obzirom na vrijeme trajanja simulacije i maksimalni korak
da bi se dobili relevantni rezultati. Naknadno se parametri simulacije mogu uređivati
. Prije, ali i nakon simulacije na
odabirom ikone Edit Simulation Settings
karakteristična mjesta u shemi možemo postaviti sonde za mjerenje napona, struje, i
. Pokretanje simulacije se vrši
snage pomoću ikona sa alatne trake
129
klikom na ikonu Run Pspice , a rezultati simulacije se prikazuju u PSpice programu
kao što je to prikazano na slici 5.22 za napone na izlazu optocoupler-a i sklopa za
mjerenje srednje vrijednosti istosmjernog napona.
Slika 5.21 Zadavanje postavki simulacije
130
Programski paket ORCAD
Slika 5.22. Rezultati simulacije sklopa u Pspice A/D-vremenski oblici signala
5.5.4. Priprema za Layout
Nakon što su sheme završene, potrebno je izvršiti pripremu za eksport dizajna
u Layout. Prvi korak u pripremi je označavanje elemenata. Referentne oznake svih
komponenti u shemi trebaju biti jedinstvene. Ove oznake Layout koristi za
identificiranje različitih komponenti u dizajnu. Kao što vidimo na hijerarhijskom
pogledu u Project Manager-u (Slika 5.23.) oznake komponenti mogu biti nesređene
ili da više komponenti imaju isto ime. Da bi se ove oznake uredile može se koristiti
specijalni alat kojeg pokrećemo odabirom opcije u meniju Tools→Annotate nakon
čega dobivamo dijaloški okvir kao na slici 5.24.
Slika 5.23 Hijerarhijski pregled komponenti prije i poslije korištenja alata
Annotate Tool
131
Slika 5.24. Dijaloški okvir Annotate Tool-a
U slučaju novog dizajna najbolje je resetovati sve oznake. Ovo se izvodi tako
što odaberemo dugme Reset Part References to “?” i onda OK. Nakon toga svaka
komponenta u dizajnu će imati znak upitnika u svom nazivu. Sada se ponovo pokrene
dijaloški okvir za označavanje i odabere opcija Incremental Reference Update, nakon
čega svaka komponenta dobiva novu oznaku počevši od 1 pa nadalje. Ako ponovo
pogledamo hijerarhijski pogled vidjet ćemo lijepo poredane oznake komponenti.
Sljedeće što ćemo uraditi je dodavanje međustraničnih (intersheet) referenci,
čime se smještaju oznake stranice uz svaki off-page konektor koje pokazuju na koju je
od drugih stranica dati konektor povezan. Ovo je korisno tokom dizajniranja i
debagiranja jer pomaže u praćenju individualnih veza u velikom dizajnu sa mnogo
stranica. Kako u ovom slučaju imamo samo dvije stranice ovaj korak bi mogli
preskočiti, međutim ovo je koristan alat i trebalo bi ga uvijek upotrebljavati.
Međustranične reference se dodaju pomoću istog alata Annotate Tool, gdje sada
odabiremo Add Intersheet References . U dodatnom dijaloškom okviru možemo
ostaviti unaprijed postavljene vrijednosti. S ovime je shematski dio obično završen.
Prije početka rada u Layout programu potrebno je provjeriti da li se potrebni
Footprint modeli nalaze u postojećim Footprint bibliotekama. Footprint predstavlja
fizički opis komponente. Ove biblioteke su veoma slične bibliotekama shematskih
simbola. Layout ima poseban alat za rad sa Footprint bibliotekama. Nakon što
pokrenemo Layout, ovaj alat ćemo dobiti tako što odaberemo Tools→Library
Manager, čime dobivamo novi prozor koji izgleda kao na slici 5.25.
132
Programski paket ORCAD
Slika 5.25. Izgled Library Manager-a
Primijetimo da već postoji više biblioteka koje možemo koristiti, koje sadrže
mnogo postojećih Footprint modela. Ukoliko, nema footprint modela za neku od
komponenti, on se može napraviti pomoću ovog alata. Većina dokumenata za
tehničku specifikaciju elektronskih komponenti koje se zovu datasheet, sadrže
mehaničke informacije potrebne za izradu ispravnog footprint-a, kao što je to npr.
dato u IL300 datasheet za linearni optocoupler na slici 5.26.
Slika 5.26 Izvod iz IL300 datasheet-a, sa prikazom mehaničkih dimenzija
Da bi se kreirao vlastiti footprint, potrebno je znati osnovne stvari o izradi
štampanih ploča. Štampana ploča ili PCB se sastoji od određenog broja električnih i
neelektričnih slojeva. 2 do četiri električna sloja su uobičajena kod jednostavnijih
ploča. 8 do 20 slojeva se često susreće kod mnogih industrijskih aplikacija [19]. Na
slici 5.27 je prikazana ploča sa 4 električna sloja. Gornji i donji slojevi se koriste za
133
izradu spojnih puteva, dok su dva unutrašnja sloja bakarne folije za vezivanje
napajanja i uzemljenja. Između ovih slojeva je fiberglas ili epoksilna smola.
Slika 5.27 Prikaz četvoroslojne i šestoslojne štampane ploče
Također postoje neelektrični slojevi kao što su:
•
Sloj bušenja (Drill Layer)-Ovaj sloj definira konačne dimenzije rupa za
dijelove čiji pinovi prolaze kroz ploču. Također se koristi za
dokumentaciju
•
Maska za lemljenje (Solder Mask)-Vrh i dno ploče su presvučeni radi
sprečavanja slobodnog plutanja kalaja po ploči. To većini štampanih ploča
daje zelenu boju.
•
Pasta za lemljenje (Solder Paste)-Za dijelove koji se postavljaju na
površinu ovaj sloj definira mjesta gdje će se vršiti lemljenje
•
Svileni zaslon (Silkscreen)-Sloj koji se koristi za potrebe dokumentacije
ploče. Oznake komponenti i druge korisne informacije se mogu štampati
na vrhu i dnu ploče pomoću sličnog procesa koji se koristi za svilene
majice.
Footprint se sastoji od tri vrste elemenata: podloge, prepreke i tekst. Footprint
modeli se sastoje od jedne ili više podloga (padstacks). Ove podloge definiraju kako
pin ili dio izgledaju na svakom električnom i neelektričnom sloju. Svaki footprint
mora imati definiranu bar jednu podlogu. Za primjer pogledajmo definiciju padstack-a
za neki od postojećih footprint-a. U Library Manager-u izaberimo biblioteku
DIP100T i odaberimo prvi dio (slika 5.28)
134
Programski paket ORCAD
Slika 5.28 Prikaz footprint-a komponente u Library Manager-u
Layout koristi niz tabela (spreadsheets) za spremanje informacija o dizajnu.
Padstack-ovi su spremljeni u tabelu, kojoj možemo pristupiti ako kliknemo na ikonu
View Spreadsheet i izaberemo Padstacks (slika 5.29). Ovaj footprint se sastoji od dva
padstack-a, jedan za pin 1, koji je kvadratni i drugi padstack za druge pinove. Nakon
otvaranja tabele, prvo vidimo padstack nazvan T1. Padstack-ovi T1 do T7 su početno
zadani i mogu biti modificirani prema potrebi. Nas zanimaju padstack-ovi na dnu liste
DIP100T.llb_pad1 i DIP100T.llb_pad2, koji određuju ovaj footprint. Možemo vidjeti
brojeve na nekim od slojeva koji definiraju kako padstack fizički izgleda na tom sloju.
Slika 5.29 Padstacks tabela
Ako sada otvorimo footprint tabelu (slika 5.30), u njoj su prikazani pad-ovi
(mjesta na koja se smještaju pinovi) njihove x i y lokacije kao i padstack-ovi kojima
pripadaju. Vidimo da pin 1 korist kvadratni padstack dok drugi koriste okrugli.
135
Slika 5.30 Footprint tabela
Nakon što se izvrši provjera da li postoje svi potrebni footprint modeli,
odnosno definiraju oni koji nedostaju, potrebno je za dati dizajn provjeriti dodijeljene
footprint modele za svaku komponentu u Capture shemi. Zato se ponovo vratimo u
Capture gdje pomoću Property Editor-a neke komponente, provjeravamo, uređujemo
ili upisujemo naziv footprint modela u polju PCB Fotprint. Inače, ova vrijednost se
automatski upisuje još prilikom samog umetanja komponente u shemu ukoliko je to
za korišteni model komponente već bilo poznato.
U slučaju da dizajn ima stotine komponenti, bilo bi zamorno vršiti uređivanje
osobina za svaku komponentu pojedinačno. Lakši i brži način pregleda je da na
shematskoj stranici selektiramo sve komponente sa CTRL+A, a onda sa CTRL+E
otvorimo Property Editor u kojem su tabelarno prikazana osobine svih komponenti
(slika 5.31).
136
Programski paket ORCAD
Slika 5.31 Property Editor
5.5.5. Izrada Layout Template
Prije nego što se izvrši eksport shematskog dizajna u Layout potrebno je
kreirati šablon (template) fajl ploče. Ovaj fajl definira neke osnovne (default) osobine
ploče koje će se koristiti u Layout-u. Layout ima nekoliko unaprijed pripremljenih
template fajlova (.tch i .tpl fajlovi). Da bi kreirali vlastiti template fajl, potrebno je
pokrenuti Layout, odabrati File→Open, i najjednostavnije je otvoriti neki postojeći
template (npr default.tch) kojeg ćemo poslije prilagoditi potrebama (slika 5.32).
Slika 5.32 Početni Layout template ekran
137
Prvo trebamo nacrtati okvir ploče (board outline) koji će odrediti njene
granice. Za ovu ploču ćemo uzeti veličinu 2X3 inča. Vrlo često se pri izradi
štampanih ploča koriste inči ili 1000 puta jedinica mil. Okvir ploče kreiramo tako što
odaberemo ikonu Obstacle Tool alata i napravimo desni klik u radnom prostoru o
odaberemo New, i nakon toga opet desni klik pa odaberemo Properties i upišemo npr.
naziv OKVIR_PLOCE i odaberemo tip Board Outline. Širina okvira je 5 inča i treba
biti smješten na Global Layer sloj. Prvu tačku ćemo postaviti u (0,0) te odatle početi
sa crtanjem okvira. Dok se krećemo sa kursorom na statusnoj traci se pokazuju
koordinate trenutne pozicije. Na slici 5.33 je prikazan izgled okvira ploče.
Slika 5.33 Definisanje okvira ploče
Dalje je potrebno urediti tabelu sa slojevima koju ćemo dobiti ako kliknemo na
ikonu View Spreadsheet i odaberemo Layers. Ova tabela (slika 5.34) definira sve
slojeve koji se koriste na ploči i njihove funkcije unutar dizajna.
Slika 5.34 Layers tabela
138
Programski paket ORCAD
Ovdje ćemo koristiti 5-slojnu ploču, te ćemo zato isključiti neke od
predefiniranih slojeva. Dvostrukim klikom na INNER1 sloj dobivamo Edit Layer
dijalog.
Slika 5.35 Edit Layer dijaloški okvir
Odabrat ćemo radio dugme Unused Routing i isto učiniti za sljedeće slojeve:
INNER2, SPTOP, SPBOT, SSBOT, FABDWG, NOTES. Treba imati na umu da za
različite dizajne mogu biti potrebni dodatni slojevi. Također ukoliko ima komponenti
koje se trebaju postaviti na površinu onda bi bili potrebni SPTOP i SPBOT slojevi.
Ako bi bilo potrebno postavljati komponente na donji sloj, onda bi vjerovatno trebali
svileni zastor na dnu i stoga SSBOT sloj.
U ovom primjeru slojeve TOP i BOTOM ćemo koristiti za postavljanje
bakarnih staza ili routing, i imat ćemo tri planarna PLANE sloja: za uzemljenje-masu
sloj GND, za napajanje +10 V sloj POWER_+10V, i za napajanje -10 V sloj
POWER_-10V. Zato ćemo ime postojećeg sloja POWER promijeniti u
POWER_+10V, a sloj INNER1 uključiti i promijeniti mu tip sloja u PLANE i ime u
POWER_-10V (slika 5.36).
Slika 5.36 Uređivanje osobina sloja
Za napajanje +5 V nećemo koristiti poseban sloj već ćemo ga izvesti
rutiranjem na TOP sloju. Tabela slojeva sada izgleda kao na slici 5.37.
139
Slika 5.37 Layers tabela
Sada ćemo definirati podrazumijevanu vrijednost za VIA veličinu (VIA se
koristi za povezivanje staza na različitim slojevima, i za ostvarivanje veza sa
uzemljenjem i napajanjem). Ako otvorimo Padstacks tabelu u noj su prikazani svi
padstack-ovi koji se koriste u dizajnu. VIA1 padstack je prva na listi, koja će postati
default unutar dizajna. Orcad inače dopušta korištenje 16 različitih VIA definicija. U
osobinama VIA1 padstack-a treba odabrati radio dugme Undefined i odabrati Flood
Planes/Pours. Ovime se resetuje definicija svih slojeva s obzirom na VIA1. Na istom
mjestu potrebno postaviti konačne dimenzije rupa za bušenje. Označimo DRILL i
DRLDWG slojeve i otvorimo Edit Padstack dijaloški okvir. Odabrat ćemo oblik
Round i upisati širinu i visinu 13,5 mils. Sada odaberimo TOP, BOTOM, i INNER
slojeve i za njih označimo Round sa prečnikom 35 mils. Za GND i POWER slojeve
uzet ćemo Round sa prečnikom 50 mils, a za SMTOP i SMBOT Round sa prečnikom
40 mils. Ovdje ćemo koristiti samo jedan VIA tip iako Orcad dozvoljava 16 različitih
VIA tipova.
Nakon što se iz Capture importuje netlist fajl , mogu se postaviti širine i druge
osobine za sve veze pojedinačno. Prije toga ćemo postaviti default vrijednosti za veze
tako što u tabeli Nets u kojoj se sada nalazi samo jedan DEFAULT net. Za ovu
DEFAULT net postavit ćemo staze na 10 mils, Min Width i Conn Width na 10 mil te
Max Width na 50.
140
Programski paket ORCAD
Slika 5.38 Uređivanje osobina veza (nets)
Na kraju ćemo postaviti nekoliko ograničenja s obzirom na razmake. Ove
postavke se koriste kada Layout automatski provjerava greške u dizajnu. Odaberimo
Options→Global Spacing i dobićemo Route Spacing tabelu. Klikom na Layer Name
označimo sve slojeve i dvostrukim klikom ćemo dobiti Edit Spacing dijaloški okvir
koji se odnosi na sve slojeve. U svako polje postavit ćemo vrijednost 10. Sada
možemo snimiti šablon pod novim imenom i koristiti ga u daljem radu.
Slika 5.39 Edit Spacing dijaloški okvir
Često se ipak ne kreira vlastiti template fajl već se dizajnirana shema uvodi u
Layout korištenjem nekog od već definiranih template-a, pri čemu se prije ili tokom
rada na dizajnu po potrebi mijenjaju postavke koje smo predstavili u tokom
definiranja vlastitog template-a.
5.5.6. Izrada netlist fajla
Da bi se shematski dizajn prenio u Layout, mora se kreirati netlist fajl. Netlist
fajl sadrži opis svih komponenti, footprint modela i veza unutar dizajna u formatu
kojeg može razumjeti Layout. Da bi se generirao netlist fajl potrebno je u Capture
programu označiti dsn fajl i odabrati Tools→Create Netlist i u dijaloškom okviru
odabrati karticu Layout. Nije potrebno modificirati upisane vrijednosti, dovoljno je
samo pritisnuti OK.
141
Slika 5.40 Kreiranje netlist fajla
5.5.7. Rad u Layout-u
Sada je sve spremno za import dizajna u Layout. Nakon pokretanja Layout
programa odabrat ćemo File→New i dobit ćemo dilaloški okvir sa slike 5.41.
Potrebno je odabrati template fajl, netlist fajl i naziv max fajla u koji će Layout
snimati dizajn štampane ploče.
Slika 5.41 Import Capture dizajna u Layout
Ukoliko imena svih footprint modela odgovaraju onima koji su dostupni u
Layout bibliotekama, onda program ne bi trebao javiti greške prilikom importa, nakon
čega će se pojaviti prozor kao na slici 5.42.
Nakon što Layout završi sa importom, on generira .lis fajl i prikazuje ga kao
izvještaj o rezultatima importa. Ovaj fajl može biti koristan za lakše pronalaženje
grešaka ukoliko su se pojavile.
142
Programski paket ORCAD
Slika 5.42 Prikaz Layout prozora nakon importiranja sheme iz Capture fajla
Kao što vidimo sve komponente iz sheme su poredane na lijevoj strani. Radi
lakšeg rada zasad ćemo isključiti DRC (Design Rule Checking) putem ikone Online
DRC na alatnoj traci (sa ekrana će nestati pravougaonik sa isprekidanom linijom, koji
označava područje ploče na kojem je ovaj alat aktivan). Dalje, radi preglednosti
isključit ćemo nekoliko slojeva. Na alatnoj traci se nalazi i padajuća lista sa
prikazanim TOP slojem, putem koje se zadaje aktivni sloj (slika 5.43).
Slika 5.43 Layout-ova alatna traka
Kada je sloj aktivan, pritiskom na tipku “-“ taj sloj se čini vidljivim ili
nevidljivim. Za sada ćemo sljedeće slojeve postaviti nevidljivim: SMTOP, SMBOT,
AST, ASB, DRD, DRL. Također vidimo mnoštvo linija koje povezuju komponente, i
predstavljaju veze koje su još nerutirane (routing-upravljanje spojnim putevima na
štampanoj ploči), i koje se obično zovu ratsnets. Prilikom smještanja komponenti,
ponekad je zgodno isključiti ove veze. To činimo putem tabele Nets. Dosad smo u
ovoj tabeli imali samo jedan net s imenom DEFAULT. Sada se svaki net iz dizajna
pojavljuje u tabeli. U osobinama svakog net-a možemo isključiti opciju Routing
Enabled, nakon čega će ratsnet nestati.
Sada možemo smjestiti komponente. Na alatnoj traci ćemo kliknuti ikonu
Component Tool. Pored smještanja komponenti koje se već nalaze u shemi, mogu se
smjestiti i dodatne neelektrične komponente. To ćemo uraditi postavljanjem rupa za
montažu ploče, tako što dok koristimo Component Tool učinimo desni klik i
odaberemo New za dobivanje dijaloškog okvira Add Component. (slika 5.44)
143
Slika 5.44 Uređivanje osobina komponente
Za ime komponente ćemo upisati MTH1, nakon toga kliknuti na Footprint
dugme i odabrati MTHOLE1 footprint iz biblioteke LAYOUT. Klikom na OK
komponentu možemo smjestiti na ivicu ploče u donji lijevi ugao.
Slika 5.45 Smještanje rupe za montažu na ivicu ploče
Na isti način ćemo postaviti još tri rupe na preostale ivice ploče. Ovo smo
također mogli obaviti u tabeli Components, tako što bi prekopirali prvu rupu i upisali
njihove odgovarajuće koordinate. U tabeli komponenti u osobinama montažnih rupa
(slika 5.46) MTH1 do MTH4 označit ćemo opciju Not In Netlist što označava da su to
neelektrične komponente. Dalje ćemo označiti opcije Fixed i Locked, da se spriječi
slučajno pomjeranje, i nećemo označiti Route Enabled. Ploča sada izgleda kao na
slici 5.47.
144
Programski paket ORCAD
Slika 5.46 Uređivanje osobina rupa za montažu
Slika 5.47 Izgled ploče sa postavljenim rupama za montažu
Sada možemo smjestiti ostale komponente. Komponente možemo postavljati
bez uključenog ratsnet-a ili bez njega. Ako su svi rastnets-i uključeni klikom na ikonu
Reconnect Mode pokazuje se rastnet samo za onu komponentu koju pomičemo. Dakle
možemo vratiti prikaz svih ratsnet-a, ako to želimo. Bilo bi zgodno uključiti net
napajanja i uzemljenja posebno kada imamo više različitih napona napajanja i
promijeniti im boju da se razlikuju od ostalih. To činimo tako što otvorimo nets tabelu
i za “0” (uzemljenje), “ +5V”, “-10V” i “+10V” net-ove na desni klik promijenimo
boju različitu od žute koja se automatski koristi za sve net-ove (Slika 5.48).
145
Slika 5.48 Nets tabela sa promijenjenim bojama veza
Ako želimo koristiti prilikom smještanja komponenti koristiti finiju mrežu
(grid- kvadratna mreža kao pomoć za precizno ručno smještanje elemenata i drugo).
Možemo to uraditi putem Options→System Settings i promijenimo Place Grid
postavke za pozicioniranje komponenti. Ta vrijednost je obično 100 mils, a ovdje
ćemo je postaviti na 25 mils. Vizuelnu mrežu možemo postaviti na 50 mils u polju
Visual Grid.
Sada ćemo postaviti svaku komponentu pojedinačno na ploču. Prilikom
smještanja trebamo komponente koje su međusobno povezane držati blizu jedne
drugima. Smještanje komponenti možemo izvesti ručno ili automatski putem opcije
Auto→Place→Board/Components. Ovdje ćemo ručno postaviti konektor na lijevi kraj
ploče a ostale komponente ćemo postaviti automatski. Inače ova opcija najbolje radi
kada se automatski smješta cijela ploča. Nakon smještanja komponente izgledaju kao
na slici 5.50. Radi preglednosti možemo isključiti Silkscreen sloj SST.
146
Programski paket ORCAD
Slika 5.49 Smještanje konektora na ploču
Slika 5.50 Izgled ploče nakon smještanja
U svakom dizajnu obično je pravilo da se prvo rutiraju sve veze napajanja i
uzemljenja prije bilo čega drugog. Kod višeslojnih ploča ovo je vrlo jednostavno jer
veze mogu biti napravljene direktno pinom kroz ploču na sloj napajanja ili
uzemljenja. Zato je potrebno pridružiti odgovarajuće nets-e planarnim slojevima
napajanja i uzemljenja. Prvo ćemo ostaviti uključene samo net-ove napajanja i
uzemljenja (slika 5.51). Dakle uključene su veze +10V, i -10V, dok ćemo veze +5V
zasad isključiti jer one nemaju svoj odgovarajući PLANE sloj. Otvorit ćemo tabelu
nets i pronaći net 0. U osobinama ove net, u klikom na dugme Net Layers, dobit ćemo
dijaloški okvir u kojem ćemo u sekciji Plane Layers odabrati opciju GND. Na isti
način ćemo to uraditi ćemo to uraditi za net-ove napajanja +10V i –10V. Kada
zatvorimo tabelu, kliknut ćemo dugme Refresh All, čime će nestati ratsnet ovih
147
napajanja i uzemljenja (slika 5.52). To je zato što su oni sada vezani za planarne
slojeve. Na ekranu vidimo da je ipak ostao dio ratsnet-a uzemljenja jer se pripadajuće
komponente površinski montiraju na ploču (surface mounted devices-SMD) i nemaju
mogućnost prolaska pinova kroz ploču. Da bi se ovi pinovi mogli spojiti na PLANE
slojeve potrebno je koristiti VIA prolaze kroz ploču na koje se pinovi povezuju putem
posebnih kratkih staza koje se nazivaju fanout. Da bi izveli fanout net-a uzemljenja,
uključit ćemo net uzemljenja u tabeli a ostale net-ove isključiti i odabrati opciju u
meniju Auto→Fanout→Board. Nakon toga kada pritisnemo dugme Resresh All net
uzemljenja će biti spojen na sloj uzemljenja i njegov ratsnet će nestati (slika 5.53).
Slika 5.51 Uključeni ratsnet-i napajanja i uzemljenja
Slika 5.52 Ratsnet uzemljenja koji nije mogao biti spojen na GND sloj
148
Programski paket ORCAD
Slika 5.53 Izgled ploče nakon izvođenja fanout veza za GND sloj
Da bi vidjeli spojeve na sloj uzemljenja pritisnut ćemo Backspace dugme na
tastaturi čime će biti izbrisan ekran, a onda pritiskom na 3 (prečica za sloj uzemljenja)
ćemo vidjeti sloj uzemljenja kao na slici 5.54. Pritiskom na tipku F5 ili dugme
Resresh All, vratit ćemo se na normalni prikaz. Isto možemo uraditi za slojeve
napajanja.
Slika 5.54 Izgled GND sloja
Ostao je još jedan net napajanja +5V kojeg treba rutirati na gornjem TOP
sloju, pa ćemo ga uključiti u Nets tabeli sa opcijom Routing Enabled. On je vezan za
jednu komponentu i mogli bismo jednostavno napraviti obične staze između njih.
Međutim, posebno ako su u pitanju veće struje kroz te staze ili vrlo mali napon praksa
149
je da se na to mjesto postavi veća površina bakra i pridruži tom net-u. Ovo činimo
tako što odaberemo Obstacle Tool napravimo desni klik unutar radnog prostora i onda
odaberemo New, pa ponovo desni klik i odaberemo Properties čime dobijamo Edit
Obstacle dijaloški okvir. Upisat ćemo za ime +5V_Cop, postaviti Width na 10 mils,
Clearance na 15 mils i odabrati za tip Copper Pour. Na kraju u Net Atachment
odabraćemo naziv net-a, tj. +5V. Nakon potvrde na OK, potrebno je ucrtati bakarnu
površinu. Nacrtat ćemo odgovarajući oblik oko konektora ulaznog napona i drugih
komponenti koje su vezane na ovu net. Kada smo gotovi pritisnut ćemo dugme
Refresh All, da se ucrtaju promjene (slika 5.55). Time je praktično net +5V rutirana.
Slika 5.55. Izgled ploče nakon izrade bakarne površi za potrebe +5V napajanja
Sada su rutirane sve veze napajanja i uzemljenja. Ako želimo provjeriti koliko
smo posla završili možemo pogledati tabelu Statistics koja nam daje različite
informacije o dizajnu kao što je procent smještenih komponenti, rutiranih staza i
slično. Komponente možemo i naknadno razmještati i pomjerati što smo i ovdje
dijelom uradili radi ostvarivanja nešto kraćih veza između pojedinih elemenata, jer
automatsko razmještanje komponenti često ne daje najbolje rezultate.
150
Programski paket ORCAD
Slika 5.56 Tabela Statistics
Sada možemo rutirati preostale veze na ploči. Otvorit ćemo Nets tabelu i
uključiti sve preostale net-ove tako da njihov ratsnet bude vidljiv. Prije nego počnemo
aktivirat ćemo automatsku provjeru pravila dizajna putem ikone Online DRC, čime će
se ponovo pojaviti okvir sa isprekidanom linijom. Kada je DRC aktivan, staze
možemo crtati samo unutar ovog okvira, pri čemu će nas Layout informirati ukoliko
se pojavi neka greška s obzirom na dozvoljene razmake. Ovime ćemo smanjiti broj
grešaka koje ćemo poslije morati ispravljati. DRC okviru se može promijeniti veličina
tako što se pritisne tipka B i nacrta novi okvir. Da bi započeli sa rutiranjem potrebno
je odabrati ikonu Edit Segment Mode ili Add/Edit Route Mode. Ova dva načina rada
imaju male razlike i korisnik odlučuje koji mu odgovara više tokom rada.
Prilikom rutiranja povremeno je potrebno osvježiti ekran da bi se rastnets
ponovo iscrtao. Sada ćemo povezati komponente D1 i U1. Napravit ćemo vertikalnu
stazu na donjem BOT sloju. Pritisnut ćemo tipku 2 da BOT sloj postane aktivan i
povezati ih. Povezivanje može ići direktno bez VIA elemenata jer su diode
komponente čiji pinovi idu kroz ploču (Thru Hole Components-THC). Kada treba
promijeniti smjer i preći sa gornjeg na donji sloj ili obratno na mjestu skretanja
umećemo VIA element pritiskom na tipku V.
U praksi se sve staze na jednom sloju pokušavaju držati orijentirane u jednom
istom pravcu koliko je god moguće. Tako npr., staze na gornjem TOP sloju
orijentiramo horizontalno a staze na donjem sloju vertikalno. Ovo dovodi do
povećanja broja VIA elemenata, ali čini rutiranje jednostavnijim, posebno kada
imamo mnogo staza.
151
Slika 5.57 Kreiranje staze za vezu U1 i D1 na BOT sloju
Veze možemo rutirati ručno ili automatski. Layout može automatski rutirati
cijelu ploču ili označene komponente opcijom Auto→Autoroute→Board/DRC Route
Box/Component. Ovdje smo Orcad-u prepustili da rutiranje ostatka ploče izvede
automatski, a male popravke izvedene su ručno. Na kraju procesa rutiranja ploča
izgleda kao na slici 5.58.
Slika 5.58 Ploča nakon rutiranja svih veza
5.5.8. Provjera dizajna
Provjera dizajna štampane ploče se vrši putem opcije Auto→Design Rule
Check nakon čega Orcad provjerava da li su na ploči ispoštovana prethodno zadana
pravila. Ukoliko se otkrije greška, njezina lokacija se označava na ekranu a spisak
svih pronađenih grešaka se može naći u tabeli Error Markers.
152
Programski paket ORCAD
Slika 5.59 Dijaloški okvir DRC alata
U našem slučaju pojavile su se četiri greške i vezane su za rupe montažu zbog
toga što im je granični okvir na ivici ploče. Ovo zapravo i nije problem pa ćemo ove
greške jednostavno ignorirati, tako što ćemo pomoću ikone Error Tool na marker
greške desnim klikom označiti Good DRC.
Slika 5.60 Izgled ploče sa markerima greške na rupama za montažu
Ako se pojavi neka greška koja mora biti otklonjena, kao što je npr. mali
razmak između staza nakon otklanjanja greške markeri greške se mogu ukloniti
brisanjem greške u tabeli grešaka. Ove markere ne treba brisati opcijom Auto→Delete
Violating Tracks jer ona dovodi do pomjeranja komponenti i staza, što može dovesti
do mnogo nepotrebnog posla na popravljanju dizajna.
153
Sada još ostaju neki dodatni detalji na koje treba obratiti pažnju. Tako treba
obratiti pažnju na razmak između staza. Iako je razmak između staza postavljen na 10
mils, ne treba bez potrebe trake smještati tako blizu jer je takve ploče teže proizvesti a
također može dovesti do neželjene međuinduktivnosti. Dalje, treba izbjegavati prave
uglove staza, neobične uglove izlaznih staza sa komponenti, a nepotrebne VIA
elemente treba ukloniti.
Slika 5.61 Izvođenje pravog ugla na stazi: loš i dobar način
Slika 5.62 Izvođenje izlaznog ugla staze sa pina: loš i dobar način
Također, potrebno je uz pomoć alata Text Tool urediti Silkscreen sloj, tako da
natpisi na ploči budu pregledni i da svi natpisi budu u istom pravcu. Natpisi se ne
mogu preklapati sa granicama komponenti i VIA elementima, dok mogu sa stazama.
154
Programski paket ORCAD
Slika 5.63 Izgled ploče nakon uređivanja teksta na SST sloju
Dokumentiranje dizajna je važno kako radi proizvodnje tako i radi otklanjanja
grešaka. Tako na ploču stavljamo neke važne i korisne informacije. Na primjer
možemo naznačiti vrijednost napona napajanja koji je izveden na gornjem sloju, ili
naziv proizvođača, kontakt informacije i slično. Pomoću Text Tool alata upisat ćemo
tekst U= +5V.
Slika 5.64 Postavke Text Tool alata i izgled ispisa teksta na ploči
155
5.5.9. Završni detalji i izrada Gerber fajlova
Praksa je da se obezbijede dodatne informacije na Dril Drawing sloju, kao što
su dimenzije ploče ili kontakt informacije. Prvo ćemo pomjeriti zaglavlje ovog sloja
putem opcije Tool→Drill Chart→ Move Drill Chart, a onda dodati dimenzije putem
opcije Tool→Dimension→ New. Pomoći Text Tool alata dodat ćemo kontakt
informacije.
Slika 5.65 Uređeni Dril Drawing sloj
Na kraju je potrebno u različite slojeve dodati njihove nazive van granica
ploče. Ovo je neophodno jer se Gerber fajl pravi posebno za svaki sloj, pa je prilikom
pregleda ovih fajlova potrebno znati o kojem je sloju riječ. Slojevi TOP, BOT, GND,
PWR, SMT, SMB, SST, DRD trebaju biti vidljivi. Pomoću alata Text Tool upisat
ćemo nazive slojeva.
Slika 5.66 Prikaz TOP sloja sa tekstom opisa van granica ploče
Još ćemo dodati linije da se označi okvir ploče na TOP i SST slojevima.
Proizvođač će koristiti ove okvire za izradu ploče iz većih panela. Otvorit ćemo tabelu
Obstacles. Tu ćemo napraviti dvije kopije postojećeg tipa Board Outline. U novim
okvirima ćemo promijeniti Obstacle Type osobinu u Detail, Width postaviti na 10 i za
sloj odabrati TOP. Slično ćemo uraditi za SST sloj.
Sada se mogu napraviti Gerber fajlovi spremni za fabriciranje ploče. Još
jednom se mogu provjeriti eventualne greške sa DRC alatom. Otvorit ćemo
156
Programski paket ORCAD
Options→Post Process→Settings i provjeriti jesu li u polju Batch Enabled fajlovi:
*.TOP, *.BOT, *.GND, *.PWR, *.SMT, *.SMB, *.SST, i *.DRD označeni sa Yes .
Također, treba provjeriti da je kao Device za ove fajlove odabran EXTENDED
GERBER. Ako je sve u redu odabrat ćemo Auto→Run Post Processor, i samo
pritisnuti OK. U izvještaju u lis fajlu koji će se pojaviti treba stajati No warnings or
errors. Time su gerber fajlovi napravljeni, i mogu se naći u direktoriju projekta. Prije
predaje za proizvodnju ovi fajlovi se mogu pogledati pomoću
Tools→GerbTool→Open.
Slika 5.67 Prikaz gerber fajlova pomoću alata Gerb Tool
Tokom rada, Orcad generira mnoštvo fajlova koje nije potrebno čuvati i koji
se mogu ponovo generirati ukoliko je potrebno. Ovi fajlovi se mogu obrisati, pri čemu
treba ostaviti samo fajlove sa sljedećim ekstenzijama:
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
opj – Capture project file
dsn – Capture design file
mnl – Layout netlist file
olb – Capture library file
llb – Layout library file
max – Layout board file (nisu potrebni backup fajlovi)
bot – Gerber file
drd – Gerber file
dts – Gerber file
gnd – Gerber file
gtd – Gerber file
pwr – Gerber file
smb – Gerber file
smt – Gerber file
sst – Gerber file
top – Gerber file
tpl – Layout template file
6.
ANALIZA REZULTATA ISTRAŽIVANJA
Jednofazni asinhroni motor sa stalnim radnim kondenzatorom ili i sa
pokretnim i stalnim kondenyatorom kao što je opisano u poglavlju 4. može biti
upotrijebljen kao dvofazni simetrični motor ako se za napajanje glavnog i pomoćnog
namotaja koriste za 90° fazno pomjereni naponi. Uz odgovarajuće osobine
jednofaznog motora, na ovaj način se mogu dobiti momentne karakteristike , daleko
superiornije od bilo kojeg klasičnog tipa jednofaznog asinhronog motora. Zapravo, na
ovaj način jednofazni motor poprima skoro sve osobine i prednosti standardnog
trofaznog asinhronog motora. Napajanje glavnog i pomoćnog namotaja naponima u
kvadraturi je moguće izvesti kombinacijom dva jednofazna invertora kod kojih su
referentni signali pomjereni za 90°. Jednofazni motor tako postaje dvofazni, i
oslobođen je svih velikih slabosti tradicionalnog jednofaznog motora kao što su
problemi sa malim poteznim momentom, i uopće manji momenti u cijelom radnom
području, mogućnost za simetrični rad samo pri tačno i unaprijed određenom
klizanju, što je vodilo nedovoljnoj iskorištenosti motora. Posebno, za razliku od
tradicionalnog jednofaznog motora, ovakav dvofazni motor je potpuno prilagođen za
rad u pogonima promjenjive brzine, bilo sa skalarnim ili vektorskim upravljanjem. Pri
tome, ovakav motor može biti vrlo uspješno primijenjen za sve vrste momenta tereta.
U nastavku je prikazan model pogona sa skalarnim upravljanjem jednofaznim
asinhronim motorom, a za realizaciju je odabrano upravljanje u otvorenoj sprezi, koje
može zadovoljiti u većini primjena.
Pri samom razmatranju dizajna kontrolera trebalo je imati u vidu nekoliko
pitanja koja uvode ograničenja u pogledu njegovog korištenja. Kontroler je zamišljen
kao analogni, a to znači da nije pogodan za implementaciju složenijih algoritama
upravljanja, kao što su na primjer za pogoni sa bezsenzorskim mjerenjem brzine. Isto
tako analogni kontroler nije pogodan za postepenu promjenu frekvencije prilikom
velike promjene željene brzine.
Na slici 6.1. su date momentne karakteristike dvofaznog pogona sa
jednofaznim motorom za različite frekvencije upravljanja.
158
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.1. Momentne karakteristike dvofaznog asinhronog motora
Mogućnost upotrebe konkretnog pogona bitno ovisi o vrsti i veličini momenta
tereta. Dakle, nije svejedno da li je moment tereta centrifugalni (raste sa kvadratom
brzine) ili konstantni, jer momentne karakteristike moraju biti usklađene sa
momentom tereta. Najveći uticaj na izbor motora, posebno ako ne želimo da vršimo
postepenu promjenu frekvencije napajanja, ima najniža karakteristika unutar radnog
frekvencijskog područja. To je na slici 6.1. karakteristika za frekvenciju 100 Hz, koja
ima vrlo nizak potezni, prekretni i radni moment. Tako, problem nije samo u malom
poteznom momentu i potrebi postepene promjene frekvencije, već i nepovoljne radne
tačke motora. Kao što je prije rečeno, do pada momenta dolazi za frekvencije veće od
nominalne jer se napon ne smije povećavati više od nominalnog. Kod V/f regulacije
za frekvenciju 100 Hz koja je dva puta veća od nominalne, napon je ostao isti kao i
nominalni, a kako je moment motora proporcionalan kvadratu napona, to je moment
kod frekvencije 100 Hz oko 4 puta manji nego za frekvenciju 50 Hz. Da bi motor bio
bolje iskorišten, a motor bio bolje prilagođen realnim momentima tereta rad motora se
se može ograničiti u oblasti slabljenja na +50 % od nominalne frekvencije, dakle do
granice od dva puta manjeg prekretnog momenta. Također, prilikom odabira motora
treba voditi račina da motor ne smije preći svoju nominalnu mehaničku snagu na
vratilu, pa s obzirom da je Pmeh=Tmeh*ω, pri brzinama većim od nominalne,
moment tereta treba biti manji od nominalnog u skladu sa prethodnim izrazom.
6.1. Model upravljanja u simulacijskom programu Matlab
Prije same realizacije upravljačkog sklopa sa invertorom, za odabrani model
upravljanja je izvršena analiza i validacija putem simulacije modela upravljanja u
programskom paketu Matlab i njegovom simulacijskom alatu Simulink-u.
Ako su naponi napajanja glavnog i pomoćnog namotaja nezavisni jedan od
drugog, jednačine za struje direktnog i inverznog okretnog polja, kao što je pokazano
u drugom poglavlju su:
159
(
m
(
m
)
m
)
m
I m+ =
1 (V s − jV a a ) Z − + Z a + (V s + jV a a )Z a
m
2
Z + ⋅ Z − + Z a (Z + + Z − )
I m− =
1 (V s + jV a a ) Z + + Z a + (V s − jV a a )Z a
m
2
Z + ⋅ Z − + Z a (Z + + Z − )
(6.1)
(6.2)
Inverzno okretno magnetsko polje jednako je nuli ako je struja koja ga
uzrokuje jednaka nuli, I m − = 0 , a iz prethodnog izraza lako se vidi da je ovo ispunjeno
kada je:
V s + jV a a = 0
i
⇒ V a = jV s ⋅ a ,
m
Z a = 0;
(6.3)
(6.4)
Uslov (6.4) je obično ispunjen kod PSC jednofaznih motora. Uslov (6.3) se
lako može realizirati sa dvofaznim invertorom kod kojeg su naponi u kvadraturi, tj.
međusobno pomjereni za 90°. Također, da bi bili što bliže idealnoj situaciji odnos
vrijednost napona treba biti jednak prenosnom odnosu pomoćnog i glavnog namotaja:
Va
Vs
= a , pri čemu se a obično kreće u granicama 1,1-1,3.
U Simulink modelu datom na slici 6.2. jednofazni motor se upravlja putem
dvofaznog invertora koji je realiziran od dva jednofazna invertora čiji izlazni naponi
zadovoljavaju uslov (6.3.).
Slika 6.2. Simulink model V/f regulacije jednofaznog motora u otvorenoj petlji
Upravljanje je izvedeno kao skalarna V/f regulacija u otvorenoj petlji, a
referentni signali napona i frekvencije su realizirani putem odgovarajućih izvora
signala, bloka pojačanja i zasićenja, i funkcijskog bloka koji na izlazu daju dva
sinusna upravljačka signala koji su u kvadraturi. Ovi upravljački signali (Slika 6.4.) se
160
Analiza rezultata istraživanja
vode na dva PWM generatora koji na svom izlazu daju PWM upravljačke impulse,
koji su prikazani na slici 6.5.
Slika 6.3. Odnos upravljačkih signala napona i frekvencije
Slika 6.4. Upravljački sinusni signali na ulazu u PWM generatore
Ovi impulsi kontroliraju rad dva Full-bridge jednofazna invertora sa IGBT
tranzistorima, koji se napajaju preko punovalnog ispravljača sa kondenzatorom.
Izlazni naponi iz invertora (Slika 6.6.) su unipolarni PWM naponi, gdje je frekvencija
osnovne komponente napona jednaka upravljačkoj frekvenciji.
161
Slika 6.5. Izlazni signali iz PWM generatora
Slika 6.6. Napon na izlazu invertora i stezaljkama motora-Unipolarna PWM
modulacija
Ovakav unipolarni PWM modulirani napon sa svakog invertora se dovodi na
izvode glavnog i pomoćnog namotaja jednofaznog motora, pri čemu osnovne
komponente ovih napona imaju frekvenciju jednaku frekvenciji upravljačkog signala i
međusobno su u kvadraturi. Na slici 6.7. prikazan je odziv pogona sa jednofaznim
motorom sa stalno uključenim pomoćnim namotajem na upravljački signal
frekvencije 40 Hz. Moment tereta je konstantan i iznosi 1.4 Nm. Sa slike vidimo da
motor vrlo brzo dolazi u stacionarno stanje, struje glavnog i pomoćnog namotaja su
skoro bez izobličenja, a moment motora ima tek neznatne oscilacije.
162
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.7. Odziv motora za 40 Hz
Naravno, kada god se koriste uređaji energetske elektronike, neophodno je
izvršiti analizu harmonika i njihov uticaj rad na sistema. Matlab nudi grafički alat za
analizu harmonika upotrebom FFT (brza Furijeova transformacija) a njegov izgled i
rezultati za izlazni napon invertora za prethodni slučaj su dati na slici 6.8. Kao glavni
pokazatelj izobličenja signala najčešće se uzima THD vrijednost, koja u ovom slučaju
iznosi 70 %. Ovo je sasvim prihvatljivo, posebno imajući u vidu da se u praksi
uspješno koriste Half-bridge invertori koji imaju dosta veće THD vrijednosti.
Izobličenje struje glavnog i pomoćnog namotaja je očekivano vrlo malo zbog
izražene induktivnosti namotaja koji imaju efekt niskofrekventnog filtra. Tako za
malo prije opisani napon napajanja motora, THD vrijednost struja iznosi tek 8,5 %
(Slika 6.9).
163
Slika 6.8 Analiza harmonika i THD vrijednosti izlaznog napona invertora za
osnovnu frekvenciju 40 Hz
Slika 6.9. Analiza harmonika i THD vrijednosti struje namotaja motora
Kako je dati sistem dizajniran za upravljane pogonom promjenjive brzine,
glavno pitanje je funkcionalnost ovog sklopa za različite frekvencije upravljačkog
sistema odnosno njegovu uzastopnu promjenu. Opseg promjena frekvencije je
odabran da pokrije cijelo predloženo područje promjena frekvencije, kao i da obuhvati
neke ekstremne situacije kao što je promjena sa vrlo visoke na vrlo nisku frekvenciju.
Odziv motora na ovakvu pobudu je dat na slici 6.10.
164
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.10. Odziv motora na promjenu frekvencije svake 2 s sa sekvencom 30, 50,
70, 10, 70 Hz za konstantni moment tereta
Iz odziva motora vidimo da motor uspješno prati promjene upravljačkog
signala i da nakon kratkog vremena postiže stabilno stanje. U tabeli ispod su date
THD vrijednosti napona i struja za ovaj slučaj.
f
10
30
50
70
THD (U) %
180,55
54,33
43,10
31,96
THD (I) %
12,91
2,90
4,73
10,22
165
Slika 6.11. Odziv motora za signal frekvencije 70 Hz
Isti postupak je ponovljen za drugi specifičan slučaj kada se moment tereta
mijenja sa kvadratom brzine.
Slika 6.12. Odziv motora za signal frekvencije 70 Hz i centrifugalni moment
tereta
166
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.13. Odziv motora na promjenu frekvencije svake 2 s sa sekvencom 30, 50,
70, 10, 70 Hz za centrifugalni moment tereta
f
10
30
50
70
THD (U) %
180,54
17,02
41,50
10,12
THD (I) %
15,85
5,48
7,19
7,84
Kao i u prethodnom slučaju, sistem uspješno ostvaruje skalarnu V/f regulaciju
brzine.
6.2. Razvoj kontrolera u programskom paketu ORCAD
Na slici 6.14 je prikazana blok shema kontrolera za skalarno V/f upravljanje
brzinom jednofaznog asihnronog motora. Ova shema je ujedno uzeta kao osnova za
shematski razvoj ovog kontrolera u programu Orcad Capture, a blokovi prikazani na
slici su urađeni kao hijerarhijski Capture blokovi. Svaki ovaj blok je u Orcad Capture
predstavljen konkretnom implementacijskom shemom.
167
Slika 6.14 Shema kontrolera u Orcad Capture predstavljena preko
hijerarhijskih blokova
Osnovni upravljački signal ovog sklopa je naponski signal f_ref putem kojeg
se zadaje brzina motora. Signal f_ref se vodi na naponski kontrolirani NF oscilator
niske frekvencije i na blok za V/f skalarnu regulaciju. Upravljački signal V_boost,
određuje veličinu dodatnog napona U0 pri vrlo niskim frekvencijama upravljanja. NF
oscilator na svom izlazu daje potrebne sinusne signale u kvadraturi Vsin_out i
Vcos_out sa frekvencijom koja je određena sa f_ref. Centralni blok sistema
upravljana je blok za V/f skalarnu regulaciju koji ima zadatak da obezbijedi ispravan
V/f odnos referentnih signala Vsin_ref i Vcos_ref prema slici 6.3, kao i da izvrši
korekciju njihove amplitude s obzirom na signal povratne veze napona na invertoru
koji se obezbjeđuje putem bloka naponske povratne veze. PWM generator ove
referentne signale koristi za PWM unipolarnu modulaciju testerastog signala, a na
svom izlazu daje upravljačke PWM impulse za blok invertora koji se sastoji od dva
Full-Bridge jednofazna invertora koji obezbjeđuju PWM napone za napajanje glavnog
i pomoćnog namotaja motora. U nastavku će biti predstavljene implementacijske
sheme ovih blokova.
6.2.1. Upravljački panel
Zadatak upravljačkog panela je generiranje signala f_ref i V_boost. To je
izvedeno upotrebom tranzistorskog kola stabiliziranog sa zener diodom, a
podešavanje naponskog nivoa se vrši potenciometrima R3 i R5. Tu se nalazi još i
dvopolni prekidač kojim se može davati komanda za reverziranje pogona.
168
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.15 Upravljački panel-principijelna shema
6.2.2. NF oscilator
Jedan od problema u realizaciji analognog PWM kontrolera je razvoj
kvalitetnog naponski kontroliranog oscilatora niske frekvencije, koji je u osnovi
implementacije upravljačkog signala. Na slici 6.16 je prikazana shema ovakvog
oscilatora koji se sastoji od dva dijela. Prvi dio generira testerasti napon, a drugi dio
(tzv. Sine Shaper) ovaj testerasti napon pretvara u sinusni. Ovaj oscilator ima linearnu
zavisnost ulaznog napona i frekvencije, tako da povećanje ulaznog napona za 1 V
dovodi do povećanja frekvencije za 20 Hz. Simulacijom sklopa u Pspice dobit ćemo
izgled sinusnog signala na izlazu oscilatora koji je prikazan na slici 6.17. Kako je za
potrebe upravljanja potrebno imati dva signala koji su u kvadraturi, dakle koji su
međusobno pomjereni za 90°, potrebno je pronaći način na koji se od sinusnog signala
može dobiti kosinusni, što u analognoj tehnici nije baš jednostavno. Kao rješenje je
upotrijebljen univerzalni funkcijski trigonometrijski konvertor AD639 (slika 6.18),
koji na osnovu ulaznog testerastog signala na izlazu daje kosinusni signal. Shematski
prikaz trigonometrijskog konvertora je data na slici 6.19.
169
Slika 6.16 NF oscilator-principijelna shema
Slika 6.17 Simulacija izlaznog napona iz niskofrekventnog oscilatora u programu
Pspice
170
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.18 Univerzalni funkcijski trigonometrijski konvertor AD639
Slika 6.19 Trigonometrijski konvertor-shema sklopa sa AD639 za dobivanje
kosinusnog signala
6.2.3. Blok za V/f skalarno upravljanje
Kao što je već rečeno ovaj blok predstavlja centralno mjesto za upravljanje
pogonom i njegovo funkcioniranje će biti prikazano nešto detaljnije. Shematski prikaz
ovog bloka je dat na slici 6.20.
Slika 6.20. Blok za V/f skalarnu regulaciju
171
Signali V_ref i V_boost se vode na ulaze sumirajućeg operacionog pojačala
(lijevo na slici). Inače, signal V_ref iznosi 2,5 V za nominalnu frekvenciju 50 Hz, dok
V_boost obično iznosi oko 10 % ove vrijednosti. Kako je napon na izlazu ovog
⎛ V _ ref V _ boost ⎞
pojačala Vout = R115⎜
+
⎟ pravilnim izborom vrijednosti otpornika
R114 ⎠
⎝ R112
može se ostvarit odnos signala kao kod krive sa slike 6.3 pri čemu se koeficijent
pravca podešava sa otpornikom R112. Rezultujući napon se vodi na invertujuće
pojačalo koje ovaj signal još dodatno pojačava tako da za nominalnu frekvenciju
visina napona na ulazu u PI regulator bude 3,9 V. Ovaj signal se dalje, zajedno sa
signalom povratne veze vodi na PI regulator čija je zadaća da korigira indeks PWM
modulacije radi ostvarivanja tačne visine napona na motoru, jer zbog različitih razloga
kao što su padovi napona na IGBT tranzistorima ovaj napon može biti niži od
očekivanog.
Shematski prikaz bloka PI regulatora je dat na slici 6.21. Funkciju PI
regulatora ostvaruje srednje operaciono pojačalo, dok operaciono pojačalo sa lijeve
strane prilagođava pojačanje signala povratne veze i mijenja mu predznak tako da se
na ulazu u PI regulator vrši komparacija (oduzimanje) sa referentnim signalom. Signal
greške tako prilazi kroz PI regulator a operaciono pojačalo sa desne strane vrši
dodatno pojačanje ovog, sada korigiranog upravljačkog signala. Ovdje je zapravo
korišten tipični analogni PI kontroler sa operacionim pojačalom, a njegova prijenosna
funkcije je data blok dijagramom na slici 6.22.
Slika 6.21 Shematski prikaz bloka PI regulatora
Slika 6.22 Analogni PI regulator i njegov blok dijagram sa prijenosnim
funkcijama
RC i RT vrše skaliranje komandnog signala i signala povratne veze. Sa RL je
određeno proporcionalno pojačanje, a sa CL integralno pojačanje. Dvije zener diode
obezbjeđuju ograničenje integralnog pojačanja tokom velikih skokova u signalu
povratne veze, i tako sprečavaju nepotrebno veliki preskok. Sa potenciometrom
RSCALE se obezbjeđuje podešavanje ukupnog pojačanja.
Podešavanje PI regulatora se vrši u dvije zone: proporcionalnoj i integralnoj.
Prvo se podesi proporcionalna tako što se kratko spoji CL i postavi RL tako da se
172
Analiza rezultata istraživanja
dobije mali preskok za skokovitu promjenu komandnog signala. Nakon toga se podesi
integralna zona sa CL tako da se dobije preskok oko 15 %.
Kako je PSpice neprikladan za podešavanje ovog regulatora, zbog velikog
broja elemenata u dizajnu, različitog simulacijskog vremena pojedinih sklopova i
dugog izvođenja, kao i nepostojanja prikladnog modela motora, PI regulator je
podešen korištenjem Matlab-ovog Simulinka. U tu svrhu je korišten korisnički
Simulink model operacionog pojačala (slika 6.23), a cijeli sistem je prikazan na slici
6.24.
Slika 6.23. Simulink model skalarnog upravljanja jednofaznog motora sa PI
regulatorom
Slika 6.24. Simulink model analognog PI regulatora sa pomoćnim blokovima za
obradu signala povratne veze
Praćenjem odziva sistema (slike 6.25 i 6.26) i provođenjem prethodno opisane
procedure, otpornost RL je postavljena na 100 kΩ, a CL na 3µF.
173
Slika 6.25 Komandni, signal povratne veze, i signal na izlazu iz PI regulatora
Slika 6.26 Odziv motora sa uključenim PI regulatorom
Sada ćemo se vratiti na Capture-ov blok za skalarno VF upravljanje.
Upravljački signal iz PI regulatora se preko zener diode koja ograničava maksimalni
napon na nominalnu vrijednost, dalje vodi na linearne naponski kontrolirane
pojačivače sinusnog i kosinusnog signala. Ovi signali se na taj način pojačavaju u
skladu sa V-f karakteristikom, a odnos amplituda sinusnog i kosinusnog signala se na
izlaznim pojačalima može postaviti tako da bude jednak odnosu namatanja glavnog i
pomoćnog namotaja jednofaznog motora. Izlaz kosinusnog signala se još vraća na
prije opisani dvopolni prekidač za reverziranje pogona koji ovaj signal uzima prije ili
poslije izlaznog invertujućeg pojačala, i na taj ostvaruje prednjačenje ili zaostajanje
kosinusnog signala za sinusnim.
174
Analiza rezultata istraživanja
6.2.4. PWM generator
Na slici 6.27 je predstavljena shema analognog PWM generatora u Orcad
Capture zasnovanog na operacionim pojačalima. Interno generirani testerasti signal
koji služi kao signal noseće frekvencije uspoređuje se sa eksternim referentnim
sinusnim signalom i kao rezultat na izlazu daje upravljačke PWM impulse. Prije
prosljeđivanja na invertor putem logičkih kola na prijelazima ovih impulsa se
ugrađuje ''mrtvo vrijeme'', da bi se spriječio nastanak kratkog spoja u trenutku kada se
jedan od prekidača u grani invertora treba zatvoriti a drugi otvoriti. Ovdje je generator
podešen tako da frekvencija nosećeg signala bude oko 3 kHz, koja je dovoljno visoka
da nije potrebna sinhronizacija sa frekvencijom moduliranog modulišućeg signala.
Viša frekvencija nije korištena jer treba voditi računa o tome da naponski PWM
impulsi na izlazu invertora ne budu previše uski, ali i zbog povećanih gubitaka na
prekidačima. Na slici je prikazan dio bloka PWM generatora za generiranje impulsa
sa sinusnim modulišućim signalom. Još jedan, isti takav dio sa lijeve strane koristi se
za generiranje impulsa sa kosinusnim modulišućim signalom. Rezultati simulacije
sklopa PWM generatora su prikazani na slikama 6.28 i 6.29.
Slika 6.27. Shema PWM generatora u Orcad Capture
Slika 6.28 Noseći testerasti signal PWM Generatora
175
Slika 6.29. PWM impulsi na izlazu iz generatora
6.2.5. Invertor
Shema Full-bridge invertora je data na slici 6.30. Invertor je baziran na IGBT
tranzistorima. Na ulaz invertora se dovode PWM impulsi iz PWM generatora koji se
nakon pojačanja vode na upravljačke rešetke IGBT tranzistora. Izlazni napon
invertora je unipolarni PWM napon, čija osnovna komponenta ima frekvenciju i
amplitudu koja prati ulazni signal u PWM generator. U bloku invertora su smještena
dva ovakva invertora, jedan za napajanje glavnog, a drugi za napajanje pomoćnog
namotaja motora, sa naponima čije su osnovne komponente međusobno pomjerene za
90°. Napon na izlazu invertora se može vidjeti nakon izvršene simulacije u Pspice
(slika 6.31).
Slika 6.30. Shema jednofaznog Full-bridge invertora
Slika 6.31 Oblik PWM napona na izlazu iz invertora
176
Analiza rezultata istraživanja
6.2.6. Blok naponske povratne veze
Ovaj blok se sastoji iz dva dijela kao što se vidi sa slike 6.32. Gornji dio sheme
čini optocoupler sa pomoćnim elementima koji prilagođavaju ulazni signal, i vrše
kompenzaciju radi ostvarenja linearne ovisnosti ulaznog i signala na izlazu
optocoupler-a. Donji dio sheme je zapravo sklop za računanje srednje vrijednosti
signala, na osnovu kojeg se onda može procijeniti efektivna vrijednost osnovne
komponente napona na izlazu invertora. Nakon odgovarajućeg skaliranja, ovaj signal
se onda uspoređuje sa upravljačkim signalom napona na ulazu u PI regulator u bloku
za skalarno upravljanje. Oblik napona na izlazu iz ovog bloka je dat na slici 6.33.
Slika 6.32. Shema bloka naponske povratne veze
Slika 6.33 Oblik napona na izlazu iz bloka naponske povratne veze
6.2.7. Napajanje
Napajanje cijelog uređaja je izvedeno zasebno, a shematski prikaz napajanja je
prikazan na slici 6.34. Kao što se vidi blok napajanja daje četiri različita istosmjerna
napona: 310 V napon koji je potrebno proslijediti na sabirnice invertora, te regulirani
naponi +15 V, -15 V i +5 V potrebni za rad ostalih elektroničkih sklopova.
177
Slika 6.34 Shematski prikaz bloka napajanja
6.3. Izrada štampane ploče
Nakon dizajna i simulacije sklopova u Orcad Capture i Pspice, potrebno je još
izraditi dizajn štampane ploče ovih sklopova. Koristeći netlist fajl za prethodno
opisani shematski dizajn sklopa, započinjemo sa razvojem štampane ploče kontrolera.
Zamišljeno je da ploča bude petoslojna sa tri unutrašnja planarna sloja koji će se
koristiti za veze napajanja +15 V i - 15 V, te uzemljenje. Izrada dizajna štampane
ploče je provedena na način opisan u prethodnom poglavlju. Nakon razmještanja
komponenti, što je ovdje s obzirom na broj komponenti prilično dug proces,
dobivamo prikaz u Layout-u kao na slici 6.35.
178
Analiza rezultata istraživanja
Slika 6.35 Prikaz razmještaja komponenti na štampanoj ploči
Veze napajanja i uzemljenja koje treba rutirati na planarne slojeve su
prikazane na slici 6.36.
Slika 6.36. Prikaz veza napajanja i uzemljenja koje treba rutirati na planarne
slojeve
179
Konačni izgled štampane ploče sa rutiranim stazama je dat na slici 6.37. Sa
potenciometrima R3 i R5 podešavamo brzinu pogona i napon V_boost za područje
rada sa malim brzinama. Izlazni konektori sa oznakama V_main i V_aux, obezbjeđuju
napone napajanja za glavni i pomoćni namotaj motora.
Slika 6.37 Izgled konačnog dizajna V-f kontrolera u Layout-u.
7.
ZAKLJUČAK
U radu je predstavljen kompletan proces razvoja (uz izuzetak same
proizvodnje) jednog modernog elektromotornog pogona promjenjive brzine sa
korištenjem frekventnog pretvarača baziranog na prekidačkim uređajima energetske
elektronike. Konkretno, riječ je o pogonu male snage sa jednofaznim asinhronim
motorom koji je zbog vrlo raširene upotrebe dosta interesantan sa aspekta primjene u
pogonima promjenjive brzine. Upravljanje brzinom je ostvareno promjenom
frekvencije napajanja prema metodi držanja konstantnog odnosa napona i frekvencije,
poznatoj kao V/f skalarno upravljanje. Ovakvo napajanje motora sa promjenjivom
frekvencijom obezbjeđuje invertor kao energetski pretvarač, koji na svom izlazu daje
impulsni napon prema popularnoj tehnici impulsno-širinske PWM modulacije
pomoću koje se definiše frekvencija i amplituda osnovne komponente napona
napajanja motora. Kontroler koji upravlja radom invertora i pogona je elektronski
sklop, i njegov dizajn, zajedno sa invertorom je glavni predmet ovog rada. Iako se
danas većina ovakvih kontrolera implementiraju kao digitalni sklopovi sa
mikrokontrolerom, ipak se za potrebe skalarnog V/f upravljanja, dakle u slučajevima
kada zahtjevi za performansama nisu strogi, može koristiti kontroler baziran na
analognim elektroničkim komponentama. Dizajn, ispitivanje, simulacija i razvoj
pogona i kontrolera su izvedeni upotrebom naprednih inženjerskih i industrijskih
softverskih aplikacija, kao što su Matlab, Orcad i PSpice, a rezultat dizajna kontrolera
je moguće snimiti u formatu koji je standardan u konačnom procesu računarski
pomognute proizvodnje. Proces dizajna ovakvog pogona obuhvata mnoge različite
oblasti kao što su elektromotorni pogoni, energetska elektronika, elektronika,
automatika i računarska tehnika, a koje su neophodne za razumijevanje, dizajn i
testiranje rada pogona, te razvoj kontrolera.
Jedna od bitnih odluka vezanih za dizajn kontrolera se odnosila na izbor vrste
jednofaznog asinhronog motora. Bilo je moguće odabrati jednofazni motor sa stalnim
radnim kondenzatorom kojem bi bio potreban jednofazni invertor ili iskoristiti takav
jednofazni motor kao dvofazni kojem su potrebna dva jednofazna invertora. U prvom
slučaju je kontroler i invertor jednostavniji i jeftiniji ali je upotreba pogona moguća
samo u uskom opsegu brzina i tereta, uz sa niske performanse pogona. U drugom
slučaju, koji je i odabran, kontroler i invertor su složeniji i nešto skuplji, međutim nisu
potrebni pomoćni kondenzatori (koji isto nisu jeftini) i performanse pogona su daleko
superiornije i mogu se mjeriti sa pogonom sa trofaznim motorom. Tako je pored
dodatnog invertora, kontroler morao uključiti dodatni sklop za pomjeranje faze
sinusnog signala za 90°, te još jedan naponski kontrolirani pojačavač i sklop za
generiranje PWM signala. Samo upravljanje brzinom pogona je izvedeno u otvorenoj
sprezi, a povratna sprega koja je uključena u kontroler putem PI regulatora se odnosi
na korekciju napona napajanja motora kojom se kompenzira pad napona na
prekidačkim elementima invertora. Kontroler u ovom radu ne koristi sinhronizaciju
između frekvenije nosećeg i modulišućeg signala, pa noseći signal ima višu
frekvenciju radi minimiziranja deformacije PWM signala. Ovo dovodi do nešto većih
gubitaka na prekidačima invertora. Nešto bolji oblik PWM impulsa bi se dobio
181
sinhronizacijom ovih signala, tako što bi se postojeći trougaoni signal unutar NF
oscilatora putem dodatnog sklopa množitelja pretvorio u noseći signal, ali prije toga
treba sagledati da li se to isplati.
Dalje unaprjeđenje ovog pogona bi bilo moguće uvođenjem povratne sprege
brzine i struje statora, u kojem slučaju bi trebalo preći sa analogne implementacije
kontrolera, koja ipak nije prikladna za složeniju obradu podataka, na digitalnu.
Iskustva stečena razvojem ovog kontrolera se također mogu koristiti i za razvoj
trofaznog invertora za upravljanje pogonima sa trofaznim motorom. Uvođenjem
digitalne implementacije sa mikrokontrolerima se dalje otvara put za ostvarivanje
vektorskog upravljanja za potrebe pogona sa visokim performansama. U velikom
broju slučajeva ipak nije potrebna tako precizna kontrola pogona, i skalarno
upravljanje elektromotornim pogonom je često rješenje.
Skalarno upravljanje u otvorenoj sprezi se karakterizira osobinama kao što su
umjerene tranzijentne performanse, razvoj punog momenta mašine u cijelom opsegu
do nominalne brzine, te nešto reducirani moment kod niskih brzina uslijed uticaja
statorskog otpora. Dalje, brzina pogona nije precizna bez obzira na dobru procjenu
klizanja, ali je prednost da nije potrebna povratna veza brzine sa osovine rotora.
Ovakva vrsta pogona se koristi u mnogim aplikacijama, kao što su ventilatori, pumpe,
pokretne trake i centrifugalni pogoni, gdje su potrebne srednje performanse i gdje bi
ugradnja povratne veze bila neprihvatljiva zbog okoline, troška ili jednostavno zato
što nije potrebna.
Literatura
[1]
Induction Machines Handbook , Ion Boldea, Syed A. Nasar, CRC Press, 2002
[2]
Electric Machinery 6th ed, A. E. Fitzgerald, Charles Kingsley, Jr., Stephen D.
Umans, McGraw-Hill, 2003
[3]
Electric Machines,Third Edition, D.P. Kothari, I.J. Nagrath, McGraw-Hill,
2004
[4]
Power Electronics Handbook 3rd ed, F. Mazda, Newness, 1997
[5]
Power Switching Converters- Medium and High Power, D. O. Neacsu, CRC
Press, 2006
[6]
Power Electronics Handbook, Second Edition Devices, Circuits and
Applications, Muhammad H. Rashid, Academic Press, 2001
[7]
The Power Electronic Handbook, I. Skvarenina, Timothy L, CRC Press 2002
[8]
Electric Motor Drives: Modelling, Analysis and Control, R. Krishnan, Prentice
Hall, 2001
[9]
Neural and Fuzzy Logic Control of Drives and Power Systems, M.N. Cirstea,
A. Dinu, J.G. Khor, M. McCormick, Newness, 2002
[10]
Modern Power Electronics And Ac Drives, B.K. Bose, Prentice Hall, 2002
[11]
Improved PWM Modulation for a Permanent-Split CapacitorMotor, E.R.
Benedict, T.A. Lipo, Department of Electrical and Computer Engineering
University of Wisconsin-Madison USA, 2000
[12]
Adjustable Speed Drive Control Based on Random Pulse Width Modulation,
Shin Kim, Eric Benedict, Fereshteh Fatehi, Nimish Patel, Abdollah Homaifar,
Thomas A. Lipo, The Department of Electrical Engineering North Carolina,
2002
[13]
Bidirectional VF Control of Single and 3-Phase Induction Motors Using
PIC16F72, Application Note 967, Microchip Technology Inc., 2005
[14]
Complete PCB Design Using OrCad Capture and Layout, Kraig Mitzner,
Newnes, 2007
[15]
Orcad Capture User's Guide, Cadence Design Systems Inc., 2000
[16]
Pspice A/D Orcad 15.7 Help, Cadence Design Systems Inc., 2006
[17]
Orcad Layout User's Guide, Cadence Design Systems Inc., 2005
[18]
OrCAD Flow Tutorial, Cadence Design Systems Inc., 2004
[19]
An OrCAD Tutorial for ELEC 424 High-Speed Systems Design, Department
of Electrical and Computer Engineering, Rice University Texas, 2002
183
CONCLUSION
Whole process of modern variable speed drive design using frequency
converter based on power electronics is presented in this paper (with exception of
manufacturing). Namely, it is about speed control of low power drives with single
phase asynchronous motor, which is interesting because of its spread use. The speed
control is achieved by varying supply frequency according to popular method of
keeping constant voltage to frequency ratio, known as scalar V/f control. Such voltage
source is realized with frequency inverter that outputs voltage pulses with varying
frequency and amplitude of its fundamental component using PWM (pulse width
modulation) technique. Design of concrete controller along with the inverter for
control of such drive, is main subject of this work. Analogue implementation of this
controller is developed, for use in applications with less demands, where no precise
speed control is required. Design, testing and simulation of drive and its controller is
done using advanced engineering and industrial software packages such as Matlab,
Orcad, and PSpice.
An important question regarding design of the drive was which type of single
phase asynchronous motor is most suited for variable speed drive. In short, there were
two options: to use permanent split capacitor motor with single phase inverter or to
use two single phase inverters for two phase operation of such motor. In the first case,
controller and inverter is less expensive but such drive can be used only in restricted
speed range and with low performances. In the second case, that is used, controller
and inverter are more complex and expensive but there is no need for capacitors, with
superior performances of drive, which can be compared with those of three phase
motor. This way, controller had to include additional inverter and auxiliary
components for two phase operations. Developed controller does not use
synchronization between reference and carrier signals, so carrier works on higher
frequency in order to minimize impacts of harmonics. Synchronization of these
signals can be achieved by using frequency multiplier for signal from low frequency
oscillator. Further improvement of drive control is possible by including feedback
signals of speed and stator current, in which case implementation should be digital.
Scalar control of variable speed drives with open loop feedback has moderate
transient performances, almost full torque production from zero to the nominal speed,
and somewhat reduced moment at low speeds due to the impact of stator resistance.
This kind of drives are used in many applications such as ventilators, pumps,
conveyor belts, centrifugal drives, where moderate performances are required and
where feedback is not appropriate because of environment, expenses or simply
because it not necessary.
SIMBOLI I OZNAKE
a
A/D
B
C
f
F
Footprint
I
IGBT
L
m
P
PCB
PSC
PWM
R
s
SPWM
T
THD
V
VIA
VSI
X
Φ
ω
odnos namatanja pomoćnog i glavnog namotaja
analono-digitalni
magnetska indukcija
kapacitet
frekvencija
magnetomotorna sila
Otisak komponente na štampanoj ploči
struja
bipolarni tranzistor sa izoliranim ulazom
induktivitet
indeks modulacije
snaga
štampana ploča
jednofazni asinhroni motor sa stalnim radnim kondenzatorom
pulsno-širinska modulacija
aktivni otpor
klizanje asinhronog motora
sinusna pulsno-širinska modulacija
obrtni moment
totalna harmonička distorzija
napon
poprečna provodna veza između različitih slojeva na štampanoj ploči
invertor naponskog izvora
reaktivni otpor
magnetski fluks
ugaona brzina
Biografija
Elmedin Karić je rođen 28. maja, 1973 godine u Tuzli. Osnovnu školu završava u
mjestu Priluk i Šerići na području opštine Živinice. Srednju školu završava 1991
godine u Sarajevu te stiče diplomu tehničara telekomunikacija. Elektrotehnički
fakultet u Tuzli upisuje 1994. godine na elektroenergetskom odsjeku, a završava
1999. godine, odbranom diplomskog rada pod nazivom ‘’Numerički proračun
reaktansi sinhrone mašine sa istaknutim polovima’’, te tako stiče zvanje diplomiranog
inžinjera elektrotehnike.
Nakon završenog fakulteta od 2000. do 2005. godine radi kao profesor
elektrotehničke grupe predmeta u srednjoj školi u Cazinu. Nakon toga, nekoliko
mjeseci radi u firmi MC Stela d.o.o. u Velikoj Kladuši, gdje obavlja poslove
organizacije i nadzora radova na elektroenergetskim postrojenjima i
elektroinstalacijama,
te izdavanja atesta o mjerenjima i ispitivanjima u
elektronergetici. Od kraja 2005 godine do danas, radi u JP Elektroprivreda BiH,
Elektrodistribucija Bihać, na radnom mjestu vodećeg inžinjera za pogonsku
energetiku, a od maja 2007 je rukovodilac poslovne jedinice distribucije Cazin.
Tokom cijelog perioda nakon završetka fakulteta se u svom radu, pored
elektroenergetike, posebno zanimao za različite oblasti računarske tehnike i
programiranja, a rezultat toga je razvoj nekoliko aplikacija vezanih za Java
tehnologiju, CAD sisteme u elektroenergetici, baze podataka itd.
Nastanjen je u Bihaću, gdje živi sa ženom Jasminom i kćerkom Sarom.