SERVICIO NACIONAL DE ADIESTRAMIENTO EN TRABAJO INDUSTRIAL
CONTROLISTA DE
MÁQUINAS Y PROCESOS
INDUSTRIALES
MANUAL DE APRENDIZAJE
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
(PARTE I)
Técnico de
Nivel Operativo.
AUTORIZACIÓN Y DIFUSIÓN
MATERIAL DIDÁCTICO ESCRITO
FAM. OCUPACIONAL :
ELECTROTÉCNIA.
OCUPACIÓN
:
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES.
NIVEL
:
TÉCNICO OPERATIVO.
Con la finalidad de facilitar el aprendizaje en el desarrollo de la formación y capacitación en la
ocupación del CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES a nivel
nacional y dejando la posibilidad de un mejoramiento y actualización permanente, se autoriza la
APLICACIÓN Y DIFUSIÓN de material didáctico escrito referido a ELECTRÓNICA
ANALÓGICA (PARTE I).
Los Directores Zonales y Jefes de Unidades Operativas son los responsables de su difusión y
aplicación oportuna.
DOCUMENTO APROBADO POR EL
GERENTE TÉCNICO DEL SENATI
N° de Página….........194.......……
Firma ……………………………………..
Nombre: Jorge Saavedra Gamón
Fecha: …………05 – 08 - 01…………….
Registro de derecho de autor:
1
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
INDICE
1. Presentación
2
2. Tarea 1
< Montajes de fuentes de alimentación reguladas
con diodo Zener y Transistor.
3 - 68
3. Tarea 2
< Montaje de fuentes de alimentación reguladas con
circuito integrado.
69 - 78
4. Tarea 3
< Montaje de circuitos amplificadores con transistores
bipolares.
79 - 130
5. Tarea 4
< Montaje de circuitos amplificadores con transistor de
efecto de campo.
131 - 170
6. Tarea 5
< Montaje de circuitos con amplificador operacional como
circuito inversor y no inversor.
7.- Bibliografía
171 -192
193
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
2
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PRESENTACIÓN
El presente Manual de Aprendizaje corresponde al Modulo Formativo
04.04.01 ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El Modulo Formativo ELECTRÓNICA ANALÓGICA es de aplicación
en la ocupación de Controlista de Máquinas y Procesos Industriales.
El presente Manual está estructurado por las siguientes tareas
1. Montaje de fuentes de alimentación reguladas con diodo Zener y
Transistor.
2. Montaje de fuentes de alimentación reguladas con circuito
integrado.
3. Montaje de circuitos amplificadores con transistores bipolares.
4. Montaje de circuitos amplificadores con transistor de efecto de
campo.
5. Montaje de circuitos con amplificador operacional como circuito
inversor y no inversor.
Elaborado en la Zonal
:
Lambayeque Cajamarca Norte
Año
:
2005
Instructor
:
Ing. Juan García Ángeles
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
3
2
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TAREA 1
MONTAJE DE FUENTES DE ALIMENTACIÓN
REGULADAS CON
DIODO ZENER Y TRANSISTOR
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
4
3
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
0,1 A
2N 3055
R4
470 Ω
C1
R2
100 Ω
470 μF
D5
IN 757
N°
ORDEN DE EJECUCIÓN
MATERIALES / INSTRUMENTOS
01
02
03
04
Operar Multímetro.
Probar trasnformador.
Comprobar estados de diodo.
Comprobar estado del transistor
bipolar
! Armar circuitos de fuentes de
alimentación reguladas con diodo
zener y transistor bipolar.
! Verificar funcionamiento del circuito.
! Transformador con toma central
220/12V ó 12/1A
! Fusible 1A
! 4 diodos zener 1N757 (u otro zener
equivalente de 9V).
! 1 transistor2N30055 (TIP 41 u otro
equivalente
! 2 resistencias de 1 Kr, 10Kr de 1/2 w.
! 2 resistencias: 100r, 470r de 1 w
! 1 capacitor 470 μ F (25V ó 50V)
! Multitester
! Osciloscopio
05
06
!
!
!
!
01
01
PZA.
CANT.
PERÚ
DENOMINACIÓN
MATERIAL
OBSERVACIONES
Montaje de fuentes de alimentación
con Diodo Zener y transistor
H.T.
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES
TIEMPO
HOJA 1/1
ESCALA:
2004
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
5
01
REF
4
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
OPERAR MULTÍMETRO
En primer lugar se debe conocer acerca del panel de menú de control del Multitester
UNITEST HEXAGON para su correcta operación. Un ejemplo de operar correctamente el
Multitester UNITEST HEXAGON es medir voltaje en AC y DC.
AUTO
PROCESO DE EJECUCIÓN
220.3
V
lllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllll
MEDIR VOLTAJE EN AC
1.Seleccione rango de medición V~ vía el
switch de selección de función medición.
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
A~
Ω
Temp
+
Hz
HOLD
mA ~
μA~
~
OFF
~ mV
2.Conecte el cable de prueba negro al enchufe
Ω/V/
V
V
~
V
OFF
!
Temp
A
3.Conecte en cables de prueba a UUT.
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
4.Lea el resultado de medición mostrado de la
pantalla.
COM ΩV
MAX
600V CAT III
100V CAT II
MAX 0,5A
HBC FUSED
+
-
~
MEDIR VOLTAJE EN DC
AUTO
4.500
V
1.Seleccione el rango medición vía el switch de
selección de función de medición.
lllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllll
2.Conecte el cable de prueba negro al enchufe
COM y cable de prueba rojo al enchufe Ω/V/
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
Ω
+
Hz
A~
mA ~
μA~
OFF
~ mV
3.Conecte los cables de medición UUT.
HOLD
V
V
~
V
!
OFF
4.Lea el resultado de medición mostrado en la
pantalla.
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
-
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
6
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
+
5
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
MEDIR VOLTAJE EN AC Y DC EN mVolt
1.seleccione rango medición mV
vía el switch
de selección de función de medición.
2.Conecte en cable de prueba negro al enchufe
CO M y cable de prueba rojo al enchufe Ω/V/
3.Usa la tecla Select para seleccionar el tipo de
voltaje
/~ a ser medido.
4.Conecte los cables de prueba UUT.
5.Lea el resultado de medición mostrado en la
pantalla.
AUTO
59.98
Hz
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
A~
Ω
Hz
+
Hz
HOLD
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
~
V
F El multímetro automáticamente
OFF
selecciona el rango de medición (ante
rango)más apropiado. La tecla función
Range es usada para la selección de
rango de medición manual.
El display puede ser visto durante la
medición o si el valor está fluctuando,
el valor de medición puede ser
congelado.
!
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
+
-
~
PRECAUCIONES
!
Para evitar una descarga eléctrica, las medidas de seguridad válidas y
las directivas VDE, tienen que ser observados estrictamente el voltaje
de contacto excesivo cuando se trabaje con voltajes que excedan los
120V (60V) DC ó 50V (25V) ms AC. Los valores en paréntesis son
válidos para áreas limitadas (tales como por ejemplo medicina,
agricultura).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
7
6
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
PROBAR TRANSFORMADOR
El instrumento más idóneo para comprobar un transformador es el multitester. Para
determinar si las espiras están en circuito abierto o en corto circuito y para medir la resistencia
propia de los arrollamientos se utiliza un ohmímetro con la cual podrá comprobarse
adaptando a alta resistencia las pérdidas entre los arrollamientos.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1.Seleccione el rango de medición /Ω vía el
switch de selección de función de medición.
2.Conecte el cable de prueba negro, el enchufe
COM y el cable de prueba rojo al enchufe
Temp/Ω/
3.El rango de selección de resistencia está preselccionada si el símbolo aparece en la
pantalla de exhibición el rango de medición de
resistencia puede ser seleccionado usando la
tecla select.
4.Conecte los cables de prueba.
5.Verifique el resultado de medición mostrado en
la pantalla.
AUTO
kΩ
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
Ω
+
Hz
A~
HOLD
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
~
V
5.1El multímetro automáticamente
selecciona el rango de medición (auto
rango)más apropiado. La tecla de
función es usada para la selección de
rango de medición manual.
5.2 Si el display no se puede ver durante la
medición o si el valor es fluctuante, el
valor de medición puede ser congelado
presionando la tecla HOLD.
4.823
lllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllll
!
OFF
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
-
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
+
5.3 Primer Análisis. Cuando el multitester
marca su verdadero valor de la bobina del
transformador, se dice que el transformador
está en buen estado.
5.4 Segundo Análisis. Cuando el multitester
marca .0L, entonces la bobina está abierta,
por lo tanto el transformador no funciona
adecuadamente.
5.4 Tercer Análisis. Cuando el multitester
marca0Ω se dice que existe un
cortocircuito.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
8
7
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
COMPROBAR ESTADO DE DIODOS
En esta operación se verifica el estado del diodo, es decir si está correctamente o si está
averiado.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Seleccione el rango de medición vía switch de selección de función de medición.
2. Conecte el cable de prueba negro al enchufe y el cable de prueba rojo al enchufe
Temp/Ω /V
3. Seleccione la prueba de diodo vía la tecla Select. El símbolo diodo aparece en el display.
4. Lea el resultado de la medición en la pantalla.
AUTO
AUTO
0.600
V
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
Ω
V
SELECT
+
Hz
A~
HOLD
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
mA ~
μA~
Temp
Ω
Hz
A~
OFF
HOLD
mA ~
μA~
OFF
~ mV
~ mV
V
V
~
V
~
V
OFF
OFF
!
!
Temp
A
SELECT
+
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
Temp
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
A
MAX
600V CAT III
100V CAT II
MAX
10A
HBC FUSED
+
-
mAμA
-
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
+
PRECAUCIONES
Previo a la prueba de diodo, debe asegurarse que el diodo a ser
probado no está activo. El descuido a cumplir esta recomendación
puede conducir a peligrosas heridas corporales de usuario a causar
daños al instrumento.
Adicionalmente, voltajes extraños falsean el resultado de medición.
F Circuitos semiconductores y resistores en paralelo al diodo
puede causar resultados de medición falseados.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
9
8
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OBSERVACIONES
- Se debe tener presente que el diodo conduce la corriente con un solo sentido, esto quiere
decir que al momento de realizar la medición el diodo solamente mostrará lectura en un
solo sentido.
I
ÁNODO
CÁTODO
- Cuan do se conecta el cable de prueba rojo al ánodo y el cable de prueba negro al cátodo,
en el multitester se muestra una lectura, sin embargo al momento de invertir los cables de
prueba y en el multitester se sigue reflejando la lectora, se dice que, el diodo está averiado,
es decir se está comportando como cable.
- Cuando se conectan las puntas de prueba rojo y negro a los terminales ánodo y cátodo del
diodo respectivamente, y en el multitester no se muestra la lectura, cuando se invierten los
cables también no muestra lectura se dice que el diodo está averiado, es decir se comporta
como un circuito abierto.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
10
9
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
COMPROBAR EL ESTADO DEL TRANSISTOR
BIPOLAR
En esta operación se verifica el estado del transistor
para su aplicación en la fuente de alimentación con
transistor.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Seleccione el rango de medición
selección de función de medición.
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Ω
Temp
vía switch de
SELECT
+
Hz
A~
HOLD
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
~
V
OFF
2. Seleccione la prueba de diodo vía tecla Select. El
símbolo diodo aparece en el display.
3. Conecte los cables de prueba en los enchufes
correspondientes :
- Cable de prueba rojo en el enchufe Temp/Ω /V/
- Cable de prueba negro en el enchufe COM.
!
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
COM ΩV
MAX
600V CAT III
100V CAT II
MAX 0,5A
HBC FUSED
+
-
4. Realice la prueba del transistor bipolar (la prueba es
similar a la prueba del diodo).
Es decir, medir B-E, B-C y C-E en forma directa e
inversa.
0.656
0.626
V
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
Ω
SELECT
+
Hz
A~
HOLD
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
Temp
Ω
SELECT
+
Hz
A~
V
HOLD
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
mA ~
μA~
OFF
~ mV
Temp
V
V
~
V
~
V
~
V
OFF
OFF
!
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
B
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
C
E
MAX
600V CAT III
100V CAT II
A~
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
B
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
C
!
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
B
E
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
11
mA ~
μA~
OFF
!
Temp
A
HOLD
OFF
~ mV
V
Temp
Ω
SELECT
+
Hz
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
C
E
10
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
4.1 Primer Análisis. Si obtenemos las siguientes mediciones:
« B-E La medición directa es 0 y la inversa es 0
« B-C La medición directa está entre 0.6 a 0.7 y la inversa es .0L
« C-E La medición directa . 0L y la inversa .0L.
Conclusión: Existe un corto circuito entre la Base - Emisor.
4.2 Segundo Análisis. Si obtenemos las siguientes mediciones:
« B-E La medición directa está entre 0.6 y 0.7 y la inversa es .0L.
« B-C La medición directa es 0 y la inversa 0
« C-E La medición directa es .0L y la inversa .0L.
Conclusión: Existe un cortocircuito entre la Base - Colector.
4.3 Tercer Análisis. Si obtenemos las siguientes mediciones:
« B-E La medición directa está entre 0.6 y 0.7 y la inversa es .0L.
« B-C La medición directa está entre 0.6 y 0.7 y la inversa es .0L.
« E-C La medición directa es 0 y la inversa es 0.
Conclusión. Existe un cortocircuito entre el Colector - Emisor.
.4.4 Cuarto Análisis. Si obtenemos las siguientes mediciones
« B-E La medición directa es 0 y la inversa es 0.
« B-C La medición directa es 0 y la inversa es 0.
« C-E La medición directa es 0 y la inversa es 0.
‘
Conclusión. Existe un cortocircuito total.
4.5 Quinto Análisis. Si obtenemos las siguientes mediciones:
« B-E La medición directa está entre 0.6 y 0.7 y la inversa es .0L.
« B-C La medición directa está entre 0.6 y 0.7 y la inversa es .0L.
« C-E La medición directa es .0L y la inversa es .0L
Conclusión. El transistor está en buen estado.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
12
11
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
ARMAR FUENTES DE ALIMENTACIÓN REGULADOS CON DIODO ZENER Y
TRANSISTOR BIPOLAR.
Conectando un diodo Zener en cascada con el seguidor de emisor, obtenemos un regulador
de tensión para carga de mayor valor de corriente. Un regulador mejorado como este puede
mantener una tensión y una carga casi constante, a pesar de las variaciones de corriente en
la carga, porque el circuito se presenta estable sobre una amplia gama de resistencia de
carga. El seguidor Zener es un ejemplo de un regulador serie, cuya corriente de carga pasa
también por el transistor. Debido a su simplificación, el regulador serie es muy usado.
Con este laboratorio usted montará una fuente de alimentación regulada con un rectificador
en puente, un capacitor de filtro y un seguidor Zener.
0,5 A
12 V
4 x 1N4001
220 V
2N 3055
0V
R4
470 Ω
12 V
R2
100 Ω
C1
470 μF/50V
D5
IN 757
Figura 1.
PROCESO DE EJECUCIÓN
8888
Implemente el circuito de la figura 1 en el
protoboard.
1. Verifique el correcto funcionamiento de cada
uno de los dispositivos.
2. Encuentre la base, colector emisor con ayuda
del multitester Unitest Hexagon.
MAX/MIN
CREST
SELECT
RANGE
Temp
Ω
V
+
Hz
A~
HOLD
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
~
V
OFF
2.1 Encuentre la base, en el transistor, es decir,
es el terminal común para poder tener las
otras mediciones en los terminales del
transistor.
2.2 Ubicar el emisor y el colector, es decir, una
vez encontrado el punto común y con el
otro terminal, medir ambos terminales
sobrantes, ambos deben entregar una
lectura.
El de mayor lectura es el emisor.
El de menor lectura es el colector.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
13
!
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
B E
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
C
12
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
VERIFICAR FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO
En esta operación se debe verificar el correcto funcionamiento del regulador serie formado
por el transistor y el diodo Zener.
Cuando aumenta la carga el transistor se excita por la base y la corriente varía para de esta
manera asegurar a la tensión en la salida, es decir se mantenga lo más estable posible.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Calcule la tensión de entrada, la tensión Zener y la tensión de salida del seguidor Zener (la
tensión de entrada y del capacitor del filtro). El diodo Zener IN 757 tiene una tensión
nominal Zener de 9,1V. Anotar las respuestas en la siguiente tabla.
TABLA 1
VENTRADA
VALORES
VZ
VSALIDA
CALCULADO
MEDIDO
2. Monte la fuente regulada
0,5 A
12 V
4 x 1N4001
220 V
2N 3055
0V
R4
470 Ω
12 V
C1
470 μF/50V
R2
100 Ω
D5
IN 757
Figura 2.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
14
13
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
3. Mida y anote todos los valores de tensión propuestos listados en la tabla 1.
4. Calcule y anote las tensiones de la figura 2, para cada resistor de carga, propuesto en la
tabla 2 (Regulador de tensión).
TABLA 2
CARGA RL
V SALIDA CALCULADA
V SALIDA MEDIDA
100 Ω
1 KΩ
10 KΩ
5. Mida y anote las tensiones en la salida para cada resistor de carga de la tabla 2 (regulador
de tensión).
6. Calcule y anote la tensión de ondulación pico a pico en el capacitor de filtro, para cada
resistor de carga listado en la tabla 3.
TABLA 3
CARGA
RL
V ONDULACIÓN CALCULADA
ENTRADA
SALIDA
V ONDULACIÓN MEDIDA
ENTRADA
SALIDA
100 Ω
1 KΩ
10 KΩ
7. Para cada resistor de la carga de la tabla 3 mida y anote la tensión pico a pico en la entrada
y en la salida del seguidor Zener. (Atenuación de la ondulación).
OBSERVACIÓN
Al termino de esta tarea si la ondulación parece ser extraña o errada, puede ser que estén
ocurriendo oscilaciones parásitas, un fenómeno indeseable.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
15
14
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
DIODOS ZENER
Los diodos que trabajan en la zona de ruptura se denominan diodos Zener o diodos de
Avalancha. Los diodos Zener se usan en aplicaciones para las que se necesita una tensión
constante en la región de ruptura. Hay disponibles diodos Zener discretos con tensiones de
ruptura especificadas con una tolerancia de + 5%.
En la práctica, existen dos mecanismos que pueden causar la ruptura inversa. Para diodos
con una tensión de ruptura superior a 6V, el responsable es un efecto conocido como
avalancha. Por ello, los diodos con tensiones de disrupción más elevadas se llaman,
consecuentemente, diodos de avalancha. Por debajo de los 6V, un fenómeno de la
mecánica cuántica, conocido como efecto túnel, es el responsable de la ruptura. Hablando
estrictamente, los diodos Zéner son aquellos que se encuentran en el margen inferior de
valores de ruptura. Sin embargo, en la práctica, ambos términos se utilizan de manera
indistinta para todos los diodos de ruptura.
VZ
+
+
-
-
.
VZ
VZ
+
+
-
-
VZ
Equivalentes de diodo
Zener para los estados
a) “encendido” y
b) “apagado”
(VZ > V > 0V)
“Encendido”
(a)
“Apagado”
(a)
V1 y R fijas
Las redes más simples del diodo Zener aparecen en la figura 1. El voltaje DC aplicado es fijo,
así como la resistencia de carga. El análisis puede hacerse fundamentalmente en dos
pasos.
R
R
IZ
+
-
Vi
VZ
+
-
PZM
+
RL
-
Figura 1. Regulador Zener Básico
Vi
V
+
+
-
RL
VL
-
Figura 2. Determinación del estado
del diodo Zener
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
16
15
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
1. Determinar el estado del diodo Zener mediante su eliminación de la red y calculando el
voltaje a través del circuito abierto resultante.
La aplicación resultante del paso 1 a la red de la figura 1 generará la red de la figura 2
donde una aplicación de la regla del divisor del voltaje resultará.
RL Vi
V = VL = R + R
L
Si V > VZ el diodo Zener está “encendido” y se puede sustituir el modelo equivalente.
Si V < VZ el diodo Zener está “apagado“y se sustituye la equivalencia el circuito abierto.
2. Sustituir el circuito equivalente adecuado y resolverlo para las incógnitas deseadas.
R
IR
IL
Para la red de la figura 1 el estado
“encendido” dará por resultado la red
equivalente de la figura 3. Puesto que
los voltajes a través de los elementos
paralelos deben ser los mismos, se
encuentra que:
IZ
+
-
+
VZ
-
Vi
+
RL VL
-
PZM
VZ = VL
Figura 3.
La corriente diodo Zener debe determinarse por la aplicación de la ley de corriente de
Kirchoff. Esto es:
IR = IZ + IL
IZ = IR - IL
e
donde:
IL =
VL
RL
e
IR =
VR
V - VL
= i
R
R
La potencia disipada por el diodo Zener está determinada por:
PZ = VZ IZ
el cual debe ser menor que la PZM especificada para el dispositivo.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
17
16
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Antes de continuar es muy importante darse cuenta de que el primer paso se utilizó sólo para
determinar el estado del diodo Zener. Si el diodo Zener está en estado “encendido”, el voltaje
a través del diodo no es V volts. Cuando el sistema se enciende, el diodo Zener se encenderá
tan pronto como el voltaje a través de él sea VZ volts. Se “atará” en este nivel y nunca
alcanzará un nivel más alto de V volts.
los diodos Zener se utilizan con mayor frecuencia en las redes reguladoras o como un voltaje
de referencia. La figura 1 es un regulador simple diseñado para mantener un voltaje fijo a
través de la carga RL . Para los valores de voltaje aplicado mayores para el que se quiere para
encender el diodo Zener, el voltaje a través de la carga se mantendrá en VZ volts.
si el diodo Zener se emplea como un voltaje de referencia, ofrecerá un nivel para comprarlo
en función de otros voltajes.
Ejemplo
a) Para la red de diodo Zener de la figura 2.109 determinar VL · VR · IZ y PZ
b) Repetir el inciso a con RL = 3 KΩ
+
VR
R
-
IZ
+
+
Vi
-
VZ = 10V
16 V
+
RL
-
12 KΩ
VL
-
PZM = 30 mW
Figura 4. Regulador del diodo Zener
para el ejemplo
SOLUCIÓN:
a) Siguiendo el procedimiento sugerido, la red se dibuja.
RLVi
1.2KΩ (16V)
V=
=
= 8.73V
1KΩ
+ 1.2KΩ
R + RL
R
IR
IL
IZ
1 KΩ
+
Vi
-
+
16 V
V
+
RL
1 KΩ
-
VL
-
Figura 5. Determinación de V para
Regulador del la figura
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
18
17
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Dado que V = 8.73V es menor que VZ = 10V, el diodo está en estado “apagado”, como se
muestra en las características de la figura 6. Sustituyendo el equivalente del circuito abierto
resultará la misma red que en la figura donde se encuentra que:
IZ = (mA)
VL = V = 8.73V
+ VZ VR = Vi - VL = 16V - 8.73 = 7.27V
IZ = 0 A
VZ = 10 V
PZ = VZ IZ = VZ(0A) = 0W
0
VZ
3.73 V
b) Aplicando la ecuación resulta:
V=
RLVi
3 KΩ (16V)
=
1KΩ + 3 KΩ
R + RL
Figura 6. Punto de operación resultante
para la red de la figura 4
= 12 V
Debido a que V = 12V es mayor que VZ = 10V, el diodo está en estado “encendido”.
VL = VZ = 10V
VR = Vi - VL = 16V - 10V = 6V
y
10 V
IL = VL =
= 3.33 mA
3 KΩ
RL
VR
6V
IR =
=
= 6 mA
R
1KΩ
con
e
de tal forma
IZ = IR - IL
=6 mA - 3.33 mA
=2.67mA
la potencia disipada:
PZ = VZ IZ = (10V)(2.67mA) = 26.7 mW
la cual es menor que la especificada PZM = 30 mW
+ VR
-
R
1 KΩ
+
Vi
-
16 V
IZ
VZ
+
-
10 V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
19
RL
+
3KΩ VL
-
18
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
V1 fijo, RL variable
Debido al voltaje VZ existe un rango de valores de resistencias (y por tanto, de corriente de
carga) que asegurará que el dispositivo Zener está en estado “encendido”. Una resistencia
de carga RL muy pequeña generará un voltaje VL a través de la resistencia de carga menor
que VZ y el dispositivo Zener estará en estado “apagado”.
Para determinar la resistencia de carga mínima de la figura 1 que encenderá el diodo Zener,
simplemente se calcula el valor RL y dará como resultado un voltaje de carga VL = VZ.
Esto es:
Resolviendo RL se tiene:
VL = VZ =
RLVi
R + RL
RL min =
R VZ
Vi - VZ
Cualquier valor de resistencia de carga mayor que el de RL asegurará que el diodo Zener está
en estado “encendido” y que el diodo puede ser reemplazado por su fuente equivalente VZ.
La condición definida establece el RL mínimo pero a su vez especifica el IL máximo como :
IL max =
VL
VZ
=
RL
RL min
Una vez que el diodo está en estado “encendido”, el voltaje a través de R permanece
constante en:
VR = Vi - VZ
e IR permanece fija en:
IR =
VR
R
La corriente Zener:
IZ = IR - IL
Resultando un IZ mínimo cuando IL es un máximo y un IZ máximo cuando IL es un valor mínimo
debido a que IR es constante.
Dado que IZ está limitada a IZM como se especificó en la hoja de datos, afecta el rango de RL y
por tanto de IL. Sustituyendo IZM por IZ establece el IL mínimo como:
IL min = IR - IZ
y la resistencia de carga máxima como:
RL max =
VZ
IL min
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
20
19
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo:
a) Para la red de la figura sgte. determinar el rango de RL y de IL que resultará que VRL se
mantenga en 10V.
b) Determinar el valor de la disipación máxima en watts del diodo.
1 KΩ
IR
IL
+
IZ
VZ = 10V
Vi = 50 V
RL
PZM = 32 mW
-
Figura 7. Regulador de voltaje
SOLUCIÓN
a) Para determinar el valor de RL que encenderá el diodo Zener
RL-n =
RVZ
(1KΩ)(10V)
10KΩ
=
=
= 250Ω
V i - VZ
50V - 10 V
40
El voltaje a través de la resistencia R se determina de la siguiente manera:
VR = Vi - VZ = 50V -10V = 40V
El cálculo de la magnitud de IR :
IR =
VR
40V
=
= 40 mA
R
1KΩ
El nivel mínimo de IL se determina así:
IL min = IR - IZM = 40 mA - 32 mA = 8 mA
Para determinar el valor máximo de RL :
IL min =
VZ
10 V
=
= 1.25 KΩ
8 mA
IL min
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
21
20
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Una gráfica de VL en función de RL aparecen en la figura (a) y para VL en función de IL en la
figura (b).
b) P max = VZ IZM
= (10V) (32mA) = 320 mW
VL
VL
10 V
0
10 V
250 Ω
1.25 KΩ
RL
0
(a)
8 mA
40 mA
IL
(b)
RL fija, Vi variable
Para los valores fijos de RL en la figura 1 el voltaje Vi debe ser lo suficiente grande para
encender el diodo Zener. El voltaje de encendido mínimo Vi = Vi min está determinado por:
VL = VZ =
Vi min =
RLVi
R + RL
(RL+ R)VZ
RL
El valor máximo de Vi está limitado por la corriente Zener máxima IZM.
Debido a que IZM = IR - IL
IR max = IZM + IL
Debido a que IL está fijo en VZ RL y que IZM es el valor máximo de IZ el máximo Vi se define
por:
Vi max = VRmáx + VZ
Vi max = IRmáxR + VZ
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
22
21
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo
Determinar el rango de valores de Vi que mantendrán el diodo Zener de la figura 8 en estado
“encendido “.
I
R
R
+
IL
220 Ω
IZ
+
1.2 KΩ VL
RL
VZ = 20V
Vi
-
PZM = 60 mW
-
Figura 8. Regulador para el
Solución
Vi min =
IL =
(RL+ R)VZ
RL
=
(1200Ω + 220Ω) (20V)
= 23.67 V
1200 Ω
VL
VZ
20 V
=
=
= 16.67 mA
RL
RL
1.2 KΩ
IR max = IZM + IL = 60 mA + 16.67 mA
= 76.67 mA
Vi max = IRmáx + VZ
= (76.67 mA) (0.22 KΩ) + 20V
= 16.87 V + 20V
= 36.87 V
VL
20 V
VL en función de Vi
0
10
20
23.67V
40
Vi
36.87 V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
23
22
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CIRCUITOS REGULADORES DE TENSIÓN
A veces, se necesita suministrar tensión en continua a una carga (normalmente, cualquier
circuito electrónico, como un amplificador), pero las fuentes primarias de energía eléctrica
tienen tensiones variables. Por ejemplo, los circuitos rectificadores que se han estudiado
generan salidas con rizado. Además, las tensiones de salida del rectificador cambian cuando
la tensión de la línea de corriente alterna fluctúa. para eliminar esas fluctuaciones en la
tensión, colocamos un regulador de tensión entre la fuente y la carga.
La regulación de entrada es la medida de cuanto cambia la tensión de la carga según va
cambiando la tensión de la fuente. Se define como:
Regulación de la fuente =
ΔVcarga
x 100%
ΔVSS
Icarga
+
VSS
-
Regulador
de tensión
Carga
Vcarga
Fuente variable
Figura 9. Un regulador de tensión proporciona una tensión constante a una carga
Donde ΔVcarga es el cambio en la tensiσn de la carga resultante de cambiar ΔVSS en la fuente
de entrada.
la regulación a plena carga es una medida del cambio en la tensión de la carga medida que
cambia la corriente en la carga . Se define como:
Regulación de la carga =
Vcarga - Vplena-carga
x 100%
Vplena-carga
Donde Vsin-carga es la tensión en la carga para una corriente cero en la carga, y Vplena-carga es la
tensión de la carga para la corriente de carga nominal. Idealmente, la regulación a plena
carga y de entrada deberían ser cero para la mayoría de aplicaciones.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
24
23
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
ANÁLISIS DEL CIRCUITO REGULADOR CON DIODO ZENER.
INTERPRETACIÓN DE LA CURVA CARACTERÍSTICA DEL DIODO
R
+
VSS
+
Vcarga = -UD
UD
-
Fuente
variable
ID
iD
Figura 10.
-10.5
-20
-15
-10
-5
vD (V)
Línea de carga para
VSS = 15 V
-5
-10
Línea de carga para
VSS = 20 V
-15
Curva característica del diodo
Zéner con pendiente exagerada
-20
En el circuito regulador de tensión de la figura 10, R = 1KΩ y se utiliza un Zener con las
características que se muestran en la figura. Encontrar la tensiσn de salida para VSS = 20 V.
Determinar el porcentaje de regulaciσn de entrada.
Solución: Las rectas de carga para los dos valores de VSS se muestran en la figura 10.
Observe que las dos rectas de carga son paralelas. Al examinar se ve que la pendiente de la
línea de carga es -1/R. Así, al cambiar la tensión de alimentación, cambiará su posición, pero
no su pendiente.
Las tensiones de salida se determinan a partir de los puntos de trabajo en los que las rectas
de carga se cortan con la curva característica del diodo. las tensiones de salida resultan ser:
V0 = 10.0 V para VSS = 15 V, y V0 = 10.5 V para VSS = 20 V. Así, un cambio de 5 V en la tensión
de alimentación nos da un cambio de sólo 0.5 V en la tensión de salida regulada. La
regulación de entrada es:
Regulación de la fuente =
ΔVcarga
x 100% = 0.5 x 100% = 10%
ΔVSS
5
Los diodos Zener reales son capaces de exhibir unas prestaciones mucho mejores que
éstas. La pendiente de las curvas características se ha acentuado en la figura 10 en aras de
la claridad, pero los diodos Zener reales poseen una pendiente casi vertical en la región de
avalancha.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
25
24
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Las tensiones de avalancha de los Zener dependen de la temperatura. En general, los
diodos de silicio con tensiones de avalancha menores de 6V presentan una reducción en los
valores de tensión de ruptura al aumentar la temperatura. A la inversa, las tensiones de
ruptura de unos 6V tienden a incrementar su valor con la temperatura, mientras que las
tensiones de ruptura en torno a 6V tienden a ser casi independientes de la temperatura. Más
aún , la curva característica tiende a ser más vertical en diodos Zener con tensiones de
ruptura cercanas a los 6V. Así, los diodos Zener con tensiones de ruptura de 6V nos
proporcionan el mejor comportamiento como referencias de tensiones estables.
ANÁLISIS CON LA LÍNEA DE CARGA DE CIRCUITOS COMPLEJOS
Cualquier circuito que contenga resistencias, fuentes de tensión, fuentes de corriente y un
sólo elemento no lineal de dos terminales, pueden analizarse, mediante la técnica de la línea
de carga. En primer lugar se halla el equivalente de Thévenin de la porción lineal del circuito,
como se ve en la figura 11. Después, se construye la línea de carga para encontrar el punto
de trabajo en la curva característica del dispositivo no lineal. Una vez conocido el punto de
trabajo del elemento no lineal, ya pueden hallarse las tensiones y corrientes en el circuito
original.
Elemento
no lineal
RT
VT
Circuito lineal que contiene
fuentes de tensión, fuentes
de corriente y resistencias
Circuito equivalente
de Thévenin
(b) Circuito Simplificado
(a) Circuito Original
Figura 11. El análisis de un circuito que contiene un sólo elemento no lineal,
no puede realizarse mediante el análisis de línea de carga de un
circuito simplificado.
Ejemplo: Análisis en carga de un circuito regulador basada en diodo Zener
Consideramos el circuito regulador con diodo Zener de la figura 12 (a). La curva
característica del diodo se puede ver en la figura 13. Hallar tensión de carga VL y la corriente
IS si VSS = 24V, R = 1.2 KΩ, y RL = 6KΩ.
R
IS
RT
R
+
+
VSS
vL RL
-
+
VSS
RL
+
iD
vD
-
VT
(b) Circuito (a) redibujado
(b) Circuito con la sección lineal
reemplazada por su equivalente
de Thévenin
-
(a) Circuito regulador con carga
Figura 12.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
26
25
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Solución: Considerar en primer lugar el circuito tal y como se ha vuelto a dibujar en la figura
12 (b), donde hemos agrupado los elemento lineales a la izquierda del diodo. después, hallar
el equivalente de Thévenin de la parte lineal del circuito. La tensión de Thévenin es la tensión
de circuito abierto dada por:
VT = VSS
RL
= 20 V
R + RL
iD (mA)
-20
-18
-16
-14
-12
-10
-8
-6
-4
-2
vD (V)
-5
-10
-15
-20
Figura 13. Curva característica del diodo Zéner para el ejemplo 3.5
Podemos hallar la resistencia de thévenin poniendo a cero la tensión de la fuente.
Al reducir VSS a cero, la fuente de tensión se transforma en un cortocircuito. entonces nos
quedan R y RL en paralelo, con lo que la resistencia de Thévenin es:
RT =
R RL
= 1 KΩ
R + RL
El circuito equivalente que resulta se muestra en la figura 12 (c).
Ahora, se puede escribir la ecuación de la línea de carga a partir del circuito equivalente.
VT + RTiD + VD = 0
Usando los valores hallados para VT y RT, se puede construir la línea de carga que se muestra
en la figura 13 y localizar el punto de trabajo. Éste resulta ser VL = -VD = 10,0 V.
Una vez conocida VL, podemos hallar las tensiones y corrientes en el circuito original. Por
ejemplo, sirviéndonos del valor de la tensión de salida de 10,0V en el circuito original de la
figura 12 (a), hallamos que IS = (VSS - VL )/R = 11,67 mA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
27
26
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
REGULACIÓN DE VOLTAJES CON TRANSISTORES DISCRETOS
Dos tipos de reguladores de voltaje a transistor son el regulador de voltaje en serie y el regulador de
voltaje en paralelo. Cada tipo de circuito puede proporcionar un voltaje de salida que regula o
mantiene un valor determinado, incluso aunque el voltaje de entrada varíe o cambie la carga
conectada a la salida.
Regulación del voltaje serie
La conexión básica de un circuito regulador serie se muestra en el diagrama de bloques de la figura
14. El elemento serie controla la cantidad de voltaje de entrada que llega a la salida.
El voltaje de salida se muestra con un circuito que proporciona un voltaje de retroalimentación para
ser comparado con un voltaje de referencia.
Vi
Vi
Elemento de
control
(Entrada no
regulada)
(Salida
regulada)
Circuito de
muestreo
Voltaje de
referencia
Figura 14. Diagrama de bloques de
un regulador en serie
Circuito
comparador
1. Si el voltaje de salida se incrementa, el circuito comparador proporciona una señal de control que
hace disminuir la cantidad del voltaje de salida del elemento de control en serie y, por lo tanto,
mantiene el voltaje de salida.
2. Si el voltaje de salida disminuye, el circuito comparador proporciona una señal de control para
incrementar la cantidad del voltaje de salida en el elemento de control en serie.
Circuitos Reguladores
En la figura 15 se muestra un circuito regulador en serie simple. El transistor Q1 es el elemento de
control en serie y el diodo Zener DZ proporciona el voltaje de referencia. La operación de regulación
puede describirse de la siguiente manera:
1. Si disminuye el voltaje de salida, aumenta el voltaje base - emisor, causando que el transistor Q1
conduzca más, elevando así el voltaje de salida y manteniendo la salida constante.
2. Si se incrementa el voltaje de salida, disminuye el voltaje base-emisor, causando que el transistor
Q1 conduzca menos, reduciendo por tanto, el voltaje de salida y manteniendo la salida constante.
Vi
(Voltaje no
regulado)
Vo
Q1
(Voltaje
regulado)
R
RL
VZ
Figura 15. Circuito regulador en serie
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
28
27
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Calcule el voltaje de salida y la corriente Zener en el circuito regulador de la figura 16 para
R1 = 1 KΩ
Q1 = (β=50)
Vi
Vo
(regulador)
20 V
(no regulado)
R
220 Ω
RL
+
VZ
12 V
–
Figura 16. Circuito para el ejemplo
Solución:
V0 = VZ - VBE = 12V - 0.7V = 11.3 V
VCE = Vi - V0 = 20V - 11.3V = 8.7 V
IR = 20 V - 12V = 8V = 36.4 mA
220Ω
220Ω
Para RL = 1KΩ
IL =
V0
= 11.3 V = 11.3 mA
RL
1 KΩ
IB =
IC
β
= 11.3 V = 226 μA
50
IZ = IR - IB = 36.4 mA - 226 μA = 36 mA
REGULADOR EN SERIE MEJORADO
Un circuito regulador en serie mejorado es el de la figura 17. Las resistencias R1 y R2 actúan
como un circuito de muestreo, proporcionando al diodo Zener DZ, un voltaje de referencia y el
transistor Q2 controla la corriente de base del transistor Q1 para variar la corriente que pasa
por el transistor Q1 para mantener constante el voltaje de salida.
Si el voltaje de salida tiende a incrementarse, éste es muestreado por R1 y R2 incrementando
el voltaje V2 lo cual causa que el voltaje base - emisor del transistor Q2 se eleve (debido a
Q1
Vi
(Voltaje no
regulado)
Vo
R4
(Voltaje
regulado)
R1
+ VZ Q2
RL
+
- VBE2
R3
R2
V2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
29
Figura 17. Circuito en serie mejorado
28
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
que VZ permanece fijo). Si Q2 conduce más corriente, hay menos en la base del transistor Q1,
el cual entonces pasa menos corriente a la carga, reduciendo y manteniendo constante el
voltaje de salida. Sucede lo opuesto si el voltaje de salida tiende a disminuir, lo que causa
que más corriente se aplique a la carga para impedir que el voltaje disminuya.
El voltaje V2 proporcionado por las resistencias sensoras R1 y R2 debe ser igual a la suma del
voltaje base-emisor de Q2 y el del diodo Zener, esto es:
VBE2 + V2 = V2 =
R2
V
R1 + R2 0
Resolviendo la ecuación para el voltaje regulado de salida V0
V0 =
R1 + R2
(VZ + VBE2)
R2
Ejemplo
¿Qué voltaje regulado de salida proporciona el circuito de la figura 17 para los elementos de
circuito: R1 = 20 KΩ, R2 = 30 KΩ y VZ = 8.3 V?
Solución :
El voltaje regulado de salida será:
V0 = 20 KΩ + 30 KΩ (8.3 V + 0.7 V) = 15V
30 KΩ
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
30
29
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
EL TRANSISTOR BIPOLAR
El transistor es un dispositivo semiconductor de tres capas que consiste de dos capas
de material tipo n y una capa tipo p, o bien, de dos capas de material tipo p y una tipo n. Al
primero se le llama transistor npn, en tanto que al segundo transistor pnp. Ambos se
muestran en la figura 18 con la polarización de dc adecuada. La polarización de dc es
necesaria para establecer la región de operación adecuada para la amplificación de ac. la
capa del emisor se encuentra fuertemente dopada, la base ligeramente dopada y el colector
sólo muy poco dopado. Las capas exteriores tienen espesores mucho mayores que el
material tipo p o n al que circundan. Para los transistores que se muestran en la figura 18 la
proporción del espesor total respecto al de la capa central es de 0.150/0.001 = 150: 1. El
dopado de la capa central es también mucho menor que el dopado de las capas exteriores
(casi siempre 10: 1 o menos). Este nivel bajo de dopado disminuye la conductividad
(aumenta la resistencia) de este material al limitar el número de portadores “libres”.
Para la polarización que se muestra en la figura 18 las terminales se indican mediante
las literales E para el emisor, C para el colector y B para la base. Se desarrollará una
apreciación de la elección de esta notación cuando se analice la operación básica del
transistor. La abreviatura BJT, de transistor bipolar de unión (del inglés, Bipolar Junction
Transistor), suele aplicarse a este dispositivo de tres terminales. El término bipolar refleja el
hecho de que los huecos y los electrones participan en el proceso de inyección hacia el
material polarizado de forma opuesta. Si sólo se utiliza un portador (electrón o hueco),
entonces se considera un dispositivo unipolar El diodo Schottky es uno de estos dispositivos.
E
p
0.150 m
0.150 m
0.001m
0.001m
n
p
C
E
n
B
VEE
p
n
C
B
VCC
VEE
(a)
VCC
(b)
Figura 18. Tipos de transistores: a) pnp, b) npn
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
31
30
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN DEL TRANSISTOR
Ahora se describirá la operación básica del transistor utilizando el transistor pnp de la
figura 18a. La operación del transistor npn es exactamente la misma que si se
intercambiaran las funciones que cumplen el electrón y el hueco. En la figura 19 se dibujó de
nuevo el transistor pnp sin la polarización base-colector. Observese las similitudes entre
esta situación y aquella del diodo con polarización directa. El espesor de la región de
agotamiento se redujo debido a la polarización aplicada, lo que da por resultado un flujo muy
considerable de portadores mayoritarios desde el material tipo p hacia el tipo n.
+ Portadores mayoritarios
E
–
+ – + –+
+
– p+ +
+
– – –+
– +
+ – +–
+
–
–+
n
–
+–
+–
– B
Región de agotamiento
+
–
VEE
Figura 19. Unión con polarización directa de un transistor pnp.
Ahora se eliminará la polarización base-colector del transistor pnp de la figura 18a.
según se muestra en la figura 20. es pertinente considerar las similitudes entre esta situación
y la del diodo con polarización inversa. Recuerde que el flujo de portadores mayoritarios es
cero, y da por resultado sólo un flujo de portadores minoritarios, como indica la figura 20. Por
consiguiente, en resumen:
Una unión p -n de un transistor tiene polarización inversa, mientras que la otra tiene
polarización directa.
En la figura 21 ambos potenciales de polarización se aplicaron a un transistor pnp, con
el flujo resultante indicado de portadores mayoritarios y minoritarios. Obsérvese, en la figura
21, los espesores de las regiones de agotamiento, que indican con claridad cuál unión tiene
polarización directa y cuál polarización inversa. Como se indica en la figura 21, habrá una
gran difusión de portadores mayoritarios a través de la unión p-n con polarización directa
hacia el material tipo n. Así, la pregunta sería si acaso estos portadores contribuirán e forma
directa a la corriente de base IB o si pasarán directamente al material tipo p. Debido a que el
material tipo n del centro es muy delgado tiene baja conductividad, un número muy pequeño
de estos portadores tomará esta trayectoria de alta resistencia hacia el terminal de la base .
La magnitud de la corriente de base casi siempre se encuentra en el oren de los
microamperes, comparado con los miliamperes para las corrientes del emisor y del colector.
La mayor cantidad de estos portadores mayoritarios se difundirá a través de la unión con
polarización inversa, hacia el material tipo p conectado a la terminal del colector, según se
muestra en la figura 21.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
32
31
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
La razón de esta relativa facilidad con la cual los portadores mayoritarios pueden atravesar la
unión con polarización inversa se comprenderá con facilidad si se considera que para el
diodo con polarización inversa, los portadores mayoritarios inyectados aparecerán como
portadores minoritarios en el material tipo n. En otras palabras, tuvo lugar una inyección de
portadores minoritarios al material de la región de la base tipo n. A la combinación de esto,
con el hecho de que todos los portadores minoritarios en la región de agotamiento
atravesarán la unión con polarización inversa de un diodo puede atribuírsele el flujo que se
indica en la figura 21.
+ Portadores mayoritarios
+ Portadores minoritarios
–
–
n
+
+
B
p
–
+ – + –+
+
– p+ + C
–+ – –+
– +
+ – +–
–
IE
+ Portadores minoritarios
p
n
C
E
IC
B
+
Región de agotamiento
Región de agotamiento
IB
+
–
VCC
VEE
Figura 20. Unión con polarización inversa
de un transistor npn.
VCC
Figura 21. Flujo de portadores mayoritarios
y minoritarios de un transistor
Al aplicar la ley de corriente de Kirchoff al transistor de la figura 21, como si fuera un solo nodo,
se obtiene:
IE = IC + IB
y se observa que la corriente del emisor es la suma de las corrientes del colector y de la base.
Sin embargo, la corriente del colector está formada por dos componentes: los portadores
mayoritarios y minoritarios. según se indica en la figura 21. Al componente de la corriente
minoritaria se le denomina corriente de fuga y se le asigna el símbolo ICO (corriente IC con la
terminal del emisor abierta). Por tanto, la corriente total del colector se determina mediante la
ecuación
IC = IC mayoritarios + ICO minoritarios
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
33
32
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CONFIGURACIÓN DE BASE COMÚN
La notación y los símbolos que se usan junto con el transistor en casi todos los textos
y manuales que se publican hoy en día, se indican en la figura 22 para la configuración de
base común con transistores pnp y npn. La terminología de la base común se deriva el hecho
de que la base es común tanto a la entrada como a la salida de la configuración. A su vez, por
lo regular la base es la terminal más cercana a, 0 que se encuentra en, el potencial de tierra.
IE
IE
IC
p
n
IC
p
n
p
n
C
E
+
VEE
-
-
-
VEE
VCC
IE
B
IB
+
+
B
-
IB
IC
VCC
IE
IB
+
E
IC
IB
B
B
(a)
(b)
Figura 22. Notación y símbolos utilizados con la configuración e base común
a) Transistor pnp;
b) Transistor npn
IE = IC + IB
Para describir en su totalidad el comportamiento de un dispositivo de tres terminales,
como los amplificadores de base común de la figura 22 se requiere de dos conjuntos de
características, uno para el punto de excitación ó parámetros de entrada y el otro para el lado
de la salida. Como se muestra en la figura 23, el conjunto de entrada para el amplificador de
base común relacionará la corriente de entrada (IE) con un voltaje de entrada (VBE ) para
varios niveles de voltaje de salida (VCB).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
34
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El conjunto de salida relacionará la corriente de salida (IC ) con un voltaje de salida
(VCB) para varios niveles de corriente de entrada (IE), según se muestra en la figura 24. El
conjunto de características de salida o colector tiene tres regiones básicas de interés, como
se indica:
IE = (mA)
VCB = 20V
8
7
6
5
4
3
VCB = 10V
VCB = 1V
2
1
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
(V)
VBE
Figura 23. Características del punto de
entrada o manejo para un
amplificador a transistor de
silicio de base común.
IC = (mA)
Región activa (área sin sombra)
7 mA
6
6 mA
5
4
3
2
Región de saturación
7
5 mA
4 mA
3 mA
2 mA
IE = 1 mA
1
IE = 0mA
0
-1
0
5
10
15
20
(V)
VCB
Región de corte
Figura 24. Característica de la salida del colector para
un amplificador a transistor de base común
en la figura 24 las regiones activa, de corte y de saturación. La región activa es la que suele
utilizarse para los amplificadores lineales (sin distorsión). En particular:
En la región activa, la unión base- colector, se polariza inversamente, mientras que la
región emisor-base se polariza directamente.
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34
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
La región activa se define mediante los arreglos de polarización. En el extremo más
bajo de la región activa, la corriente del emisor(IE) es cero; esa es la verdadera corriente del
colector, y se debe a la corriente de saturación inversa ICO, como lo señala la figura 24. La
corriente ICO real es tan pequeña (microamperes) en magnitud si se compara con la escala
vertical de IC (miliamperes) que aparece virtualmente sobre la misma línea horizontal en
donde IC = 0. Las condiciones de circuito que existen cuando IE = 0. Para la configuración de
base común se muestran ne la figura 25. La notación que con más frecuencia se utiliza para
ICO en los datos y las hojas de especificaciones es, como se indica en la figura 25, ICBO. Debido
a las mejoras en las técnicas de fabricación, el nivel de ICBO para los transistores de propósito
general (en especial los de silicio) en los rangos de potencia baja y mediana, por lo regular es
tan bajo que puede ignorarse su efecto. Sin embargo, para las unidades e mayor potencial
ICBO aparecerá todavía en el rango de microamperes. Además, recuerde que ICBO, así como
IS, para el diodo (ambas corrientes de fuga inversas) son sensibles a la temperatura. A
mayores temperaturas, el efecto de ICBO puede convertirse en un factor importante debido a
que aumenta muy rápidamente con la temperatura.
Observese en la figura 24 que cuando la corriente del emisor se incrementa por arriba
de cero, la corriente del colector aumenta a una magnitud en esencia igual a aquella de la
corriente del emisor, según se determina por las relaciones básicas de corriente en el
transistor. Nótese asimismo el efecto casi nulo de VCB sobre la corriente del colector para la
región activa. Las curvas indican con claridad que una primera aproximación a la relación
entre IE e IC en la región activa está especificada por.
~ I
IC =
E
Como se infiere por su propio nombre, la región e corte se define como la región en la que la
corriente del colector es 0 A, según indica la figura 24. Así también:
En la región de corte, tanto la unión base- colector como la unión emisor-base de un
transistor tienen polarización inversa.
E
C
IE = 0
ICBO = ICO
IB
B
Emisor
abierto
Colector a base
Figura 25. Corriente de saturación inversa
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
La región de saturación se define como la región a la izquierda de las características de
VCB = 0 V. La escala horizontal en esta región se expandió para mostrar con claridad el
cambio radical que sufren las características en esta región. Obsérvese el incremento
exponencial en la corriente del colector cuando el voltaje VCB se incrementa hacia los 0 V.
En la región de saturación, tanto la unió base-colector como la emisor-base están en
polarización directa.
Las características de entrada de la figura 23 revelan que para valores fijos del voltaje
del colector (VCB), conforme se incrementa el voltaje base-emisor, la corriente del emisor
aumenta de tal manera que es muy similar a las características del diodo. De hecho, los
niveles crecientes de VCB tienen un efecto tan bajo sobre las características que, como una
primera aproximación, se pueden ignorar los cambios ocasionados por VCB y sus
características pueden dibujarse como se ilustra en la figura 26a. Si se aplica la
aproximación de segmentos lineales, dará por resultado las características que se presentan
en la figura 26b. Al avanzar un paso más e ignorando la pendiente de la curva, y, por tanto, la
resistencia asociada con la unión con polarización directa, se obtendrán las características
que denota la figura 26c. Para los propósitos de análisis, el modelo equivalente de la figura
26c se utilizará para todos los análisis en dc de redes de transistores. Es decir, una vez que el
transistor se encuentre en estado “encendido”, se supondrá que el voltaje base-emisor es el
siguiente:
VCB = 0.7V
En otras palabras, el efecto de las variaciones debidas a VCB y a la pendiente de las
características de entrada se omitirán en tanto sea posible analizar las redes de transistores
de tal manera que ofrezcan una buena aproximación a la respuesta real, sin involucrarse
demasiado en las variaciones de los parámetros de menor importancia.
IE = (mA)
IE = (mA)
Cualquier VCB
8
7
6
5
4
3
2
1
0
8
7
6
5
4
3
8
7
6
5
4
3
2
1
0,2 0,4 0,6 0,8
(a)
1
(V)
VBE
IE = (mA)
0
0,7 V
0,2 0,4 0,6 0,8
(b)
1
2
1
(V)
VBE 0
0,7 V
0,2 0,4 0,6 0,8
1
(V)
VBE
(c)
Figura 26. Desarrollo del modelo equivalente para ser utilizado para la región base-emisor de
un amplificador en modo de dc.
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36
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Es importante apreciar en su totalidad el enunciado que establece las características
de la figura 26c. Estas especificaciones que con el transistor en estado “encendido” o activo,
el voltaje base-emisor será de 0.7V a cualquier nivel de corriente del emisor controlada
mediante una red externa. Desde la primera vez que se encuentra cualquier configuración
de transistor en el modo de dc, es posible especificar de inmediato que el voltaje base-emisor
es de 0.7V si el dispositivo se encuentra en la región activa.
Alfa (α)
En el modo de dc los niveles de IC e IE debido a los portadores mayoritarios se encuentran
relacionados por una cantidad llamada alfa y definida por la siguiente ecuación:
αdc = IC
IE
Donde IC e IE son los niveles de corriente en el punto de operación. Si bien las características
de la figura 24, podrían sugerir que α = 1 para los dispositivos prácticos, el nivel de alfa suele
extenderse de 0.90 a 0.998, donde la mayoría se aproxima al extremo alto del rango. Debido
a que alfa sólo puede definirse para los portadores mayoritarios.
IC = αIE + ICBO
Para las características de la figura 24 cuando IE = 0 mA, IC es por consiguiente igual
a IC BO; no obstante, como se mencionó antes, el nivel de IC BO es con frecuencia tan pequeño
que prácticamente no es posible detectarlo en la gráfica de la figura 24. En otras palabras,
cuando IE = 0 mA, en la figura 24, IC también parece ser de 0 mA para el rango de valores de
VC B.
Para las situaciones de ac donde el punto de operación se desplaza sobre la curva de
característica, un alfa en ac se define mediante:
αac = ΔIC
ΔIE VC B = constantes
En términos formales, alfa de ac se denomina como la base de base común, cortocircuito o
factor de amplificación. Especifica que un cambio relativamente bajo en la corriente del
colector se divide entre el cambio correspondiente en IE cuando se mantiene constante el
voltaje del colector a la base. En la mayor parte de las situaciones, las magnitudes de αac y
αdc son muy cercanas, lo cual permite utilizar la magnitud de una para otra.
Polarización
La polarización correcta de la configuración de base común en la región activa se puede
determinar con rapidez, si se utiliza la aproximación IC = IE, y suponiendo, por el momento
que IE = 0 µA. El resultado es la configuración de la figura 27 para el transistor pnp.
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
E
C
~I
IC =
E
IE
B
IB = 0 μA
+
VEE
Figura 27. Establecimiento de la polarización
correcta para un transistor npn en
base común en la región activa.
+
VCC
La flecha del símbolo define la dirección del flujo convencional para IC ~
= IE. Luego se insertan
las fuentes dc con una polaridad tal, que soportarán la dirección resultante de la corriente.
Para el transistor npn se invertirán las polaridades.
ACCIÓN AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR
Ahora que se ha establecido la relación entre IC e IE, se puede explicar la acción básica de
amplificación del transistor sobre un nivel superficial utilizando la red de la figura 28. La
polaridad dc no aparece en la figura debido a que nuestro interés se limita a la respuesta en
ac. Para la configuración de base común, la resistencia ac de entrada es muy pequeña y casi
siempre varía entre 10 y 100Ω. La resistencia de salida, según se determinó en las curvas, es
muy alta )mientras más horizontales sean las curvas, mayor será la resistencia) y suele variar
entre 50KΩ y 1 MΩ (100 kΩ para el transistor de la figura 20). La diferencia en cuanto a
resistencia se debe a la unión con polarización directa en la entrada (base-emisor) y la unión
con polarización inversa en la salida (base-colector). Utilizando un valor común de 20 Ω para
la resistencia de entrada, se encuentra que:
Ii =
Vi
= 200 mV = 10 mA
20 Ω
VR
Si se asume por un momento que: αac = I (IC = IE ),
IL = Ii = 10 mA
VL = IL R
= (19 mA) (5 kΩ)
= 50 V
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
p
Ii
+
n
E
C
B
R1
V = 20 mV
p
20 kΩ
IL
+
Ro
100 kΩ
R
-
5 kΩ VL
-
Figura 28. Acción básica de amplificación de voltaje de la configuración de base común
La amplificación del voltaje es:
AV =
VL
Vi
=
50 V
= 250
200mV
Los valores típicos de la amplificación de voltaje para la configuración de base común
varía entre 50 y 300. La amplificación de corriente (IC / IE) es siempre menor que 1 para la
configuración de la base común. Ésta última característica debe ser obvia debido a que
IC = αIE y α es siempre menor que 1.
La acción básica de amplificación se produjo mediante la transferencia de una
corriente I dese un circuito de baja resistencia a uno de alta. La combinación de las partes de
las dos palabras en itálicas, en la siguiente fórmula, da como resultado el término transistor;
esto es:
Transferencia + Resistor = Transistor
CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN
La configuración de transistor que se encuentra más a menudo aparece en la figura 29 para
los transistores pnp y npn. Se le denomina configuración de emisor común debido a que el
emisor es común o hace referencia a las terminales tanto de entrada como de salida (en este
caso, es común tanto a la terminal de base como a la de colector). Una vez más, se necesitan
dos conjuntos de características para describir por completo el comportamiento de la
figuración de emisor común: uno para el circuito de entrada o base-emisor y otro para el
circuito de salida o colector-emisor. Ambos se muestran en la figura 30.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC
IC
C
C
n
IB
VCC
p
B
p
VBB
E
IE
VCC
n
B
n
VBB
p
IB
E
IE
IC
IC
C
C
IB
IB
B
B
Figura 29. Notación y símbolos
utilizados con la configuración
de emisor común a) Transistor
npn b) Transistor pnp
IE
E
(a)
IE
(b)
E
Las corrientes del emisor, colector y base se muestran en su dirección convencional para la
corriente. Si bien cambió la configuración del transistor, aún se pueden aplicar las relaciones de
corriente que se desarrollaron antes para la configuración de base común. Es decir, IE = IC + IB e
IC = α IE.
Para la configuración de emisor común, las características de salida son una gráfica de la
corriente de salida (IC )en función del voltaje de salida (VCE ) para un rango de valores de corriente de
entrada (IB). Las características de entrada son una gráfica de corriente de entrada (IB) en función del
voltaje de entrada (VBE) para un rango de valores de voltaje de salida (VCE).
IC (mA)
IB = (μA)
8
Región de saturación
7
90 μA
80 μA
70 μA
6
50 μA
40 μA
4
30 μA
3
(Región activa)
20 μA
2
1
IB = 0 μA
5
10
15
20
VCE = 1V
20
10
10 μA
0
VCE = 10V
100
90
80
70
60
50
40
30
60 μA
5
VCE = 20V
(V)
VCE
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
(V)
VBE
ICEO =βICEO Región de corte
Figura 30. Características de un transistor de silicio en la configuración de emisor común
a) Características del colector, b) Características de la base.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Obsérvese que en las características de la figura 30, la magnitud de IB se indica en
microamperes, comparado con los miliamperes de IC. Considere también que las curvas de
IB no son tan horizontales como las que se obtuvieron para IE en la configuración de base
común, lo cual indica que el voltaje del colector a l emisor tendrá influencia sobre la magnitud
de la corriente del colector.
La región activa para la configuración del emisor común es la parte del cuadrante
superior derecho que tiene mayor linealidad, es decir, la región en la que las curvas para IB
son casi rectas e igualmente espaciadas. En la figura 30a, esta región existe a la derecha de
la línea punteada en VCE sat y por arriba de la curva para IB igual a cero. la región a la izquierda
de VCE sat se denomina región de saturación.
En la región activa de un amplificador de base común la unión del colector-base se
encuentra polarizada inversamente, mientras que la unión base-emisor se encuentra
polarizada directamente.
Recuerde que estas son las misma condiciones que existieron en la región activa de la
configuración de base común. La región activa de la configuración de emisor común se
puede emplear también para la amplificación de voltaje, corriente o potencia.
La región corte para la configuración de emisor común no está tan bien definida como
para la configuración de base común. obsérvese en las características del colector de la
figura 30 que IC no es igual a cero cuando IB es cero. Para la configuración de base común
cuando la corriente de entrada IE fue igual a cero, la corriente del colector fue igual sólo a la
corriente de saturación inversa ICO, de tal forma que en la curva IE = 0 y el eje de los voltajes
fue uno para todos los propósitos prácticos.
La razón de esta diferencia en las características del colector puede obtenerse a
través de un manejo adecuado. Es decir:
IC = αIE = ICBO
IC = α(IC + IB) + ICBO
Volviendo a arreglar da:
IC =
αIB
I
+ CBO
1-α
1-α
Si se considera el caso que recién se analizó, donde IB = 0A, y se sustituye un valor típico
como de 0.996, la corriente resultante del colector es la siguiente:
ICBO
IC = α(0 A) +
1-α
1 -0.996
ICBO
=
= 250 ICBO
0.004
Si ICBO fuera 1 µA, la corriente resultante del colector con IB = 0A sería 250 (1µA) = 0,25 mA,
según se refleja en las características de la figura 30.
Como referencia futura, a la corriente del colector definida con la condición IB = 0 µAse
le asigna la notación:
I
ICEO = CEO
1 - α IB = 0 µA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
En la figura 31, se demuestra las condiciones para esta corriente recién definida con su
dirección asignada de referencia.
Para propósitos de amplificación lineal (la menor distorsión), el corte para la
configuración de emisor común se definirá mediante IC = ICEO.
C
B
ICEO
IC = 0
Base abierta
Colector a emisor
E
Figura 31. Condiciones de circuitos relativos a ICEO
En otras palabras, la región por abajo e IB = 0 µA debe evitarse si se requiere una señal
de salida sin distorsión.
Cuando se utiliza como interruptor en el circuito lógico de una computadora, un
transistor tendrá dos puntos de operación interesantes: uno en la región de corte y otro en la
región de saturación. La condición ideal e corte debe ser IC = 0 mA para el voltaje elegido
VCE. Debido a que ICEO suele ser bajo en magnitud para los materiales de silicio, el corte
existirá para fines de comunicación cuando IB = 0 µA o IC = ICEO, pero sólo para los
transistores de silicio. Sin embargo, para los transistores de germanio, el corte para fines de
comunicación se definirá mediante las condiciones que existan cuando IC = ICBO. Dicha
condición se puede obtener, por lo regular, para los transistores de germanio mediante la
polarización inversa de la unión base-emisor, con unas cuantas décimas de volt.
Recuerde que para la configuración de base común se hizo una aproximación al
conjunto de características de entrada mediante un equivalente de segmentos lineales, que
dió como resultado VBE = 0.7 V para cualquier nivel de IE mayor que 0 mA. Para la
configuración de emisor común se puede recurrir al mismo método, lo cual da por resultado el
equivalente aproximado de la figura 32. El resultado de sustento a la conclusión anterior
respecto a que para un transistor “encendido” o activo, el voltaje de la base-emisor es de
0.7 V. En este caso, el voltaje está fijo para cualquier nivel de corriente de base.
IB = (μA)
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
Figura 32. Equivalente de segmentos
lineales para las características
del diodo de la figura 30b.
(V)
VBE
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Beta (β)
En el modo de dc, los niveles de IC e IB se relacionan mediante una cantidad a la que
llamaremos beta y se define mediante la ecuación siguiente:
βdc = IC
IB
donde IC e IB son determinadas en un punto de operación en particular de las características.
Para los dispositivos prácticos, el nivel de β suele tener un rango entre cerca de 50 y más de
400, con la mayoría dentro del rango medio. Como para α, β revela ciertamente la magnitud
relativa de una corriente respecto a la otra. Para un dispositivo con una β de 200, la corriente
del colector equivale a 200 veces la magnitud de la corriente de base.
En las hojas de especificaciones, βdc se incluye, por lo regular como hFE, donde la h se
obtiene de un circuito equivalente híbrido que se presentará en el capítulo 7. Los subíndices
FE se derivan de una amplificación de corriente directa (por las siglas en inglés de forward) y
la configuración de emisor común, respectivamente.
Para las situaciones de ac, se define en los términos siguientes:
βac = ΔIC
ΔIB VCE = constantes
El nombre formal para βac es factor de amplificación de corriente directa de emisor común.
Debido a que por lo general, la corriente del colector es la corriente de salida para una
configuración de emisor común y la corriente de base es la corriente de entrada, el término
amplificación se incluye en la nomenclatura anterior.
El procedimiento para obtener αac a partir de las curvas de característica no se explicó debido
a la dificultad para medir realmente los cambios de IC e IE sobre las características.
Por lo regular, en las hojas de especificaciones βac se indica como hƒe. Obsérvese que
la única diferencia entre la notación que se utiliza para beta dc, específicamente βdc = hFE,
radica en el tipo de literal que se emplea para cada cantidad señalada como subíndice. La
literal h continúa haciendo referencia al circuito equivalente híbrido y la ƒe a la ganancia de
corriente directa (por las siglas en inglés de forward) en la configuración de emisor común.
Determine βac para una región de las características definidas por un punto de
operación de IB = 25 µA y VCE = 7.5 V, como se indica en la figura 33. La restricción de
VCE = constante requiere que se dibuje una línea vertical a través del punto de operación en
VCE =7.5 V. En cualquier lugar de esta línea vertical el voltaje VCE es 7.5 V, una constante. El
cambio en (Δ IB) se define entonces al elegir dos puntos en cada lado del punto Q a lo largo del
eje vertical, y a distancias aproximadamente similares a cada lado del punto Q. Para esta
situación, las curvas de IB = 20 µA y de 30 µA cumplen el requisito sin extenderse muy lejos del
punto Q. También definen los niveles de IB entre las curvas. Es pertinente mencionar que la
mejor determinación suele hacerse manteniendo la Δ IB que se seleccionó tan pequeña como
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC (mA)
9
90 μA
8
80 μA
7
70 μA
60 μA
6
50 μA
5
40 μA
4
Figura 33. Determinación de βac y βdc
partir de las características de
las características del conductor
30 μA
25 μA
3
20 μA
2
10 μA
1
IB =10 μA
0
5
10
15
20
25
(V)
VCE
VCE =75 V
sea posible. En las dos intersecciones de IB y el eje vertical, los dos niveles de IC pueden
determinarse trazando una línea horizontal sobre el eje vertical y leyendo los valores
resultantes de IC. El βac resultante para la región se puede determinar mediante:
βac = ΔIC
ΔIB VCE = constante
=
=
IC2 - IC1
IB2 - Ib1
1 mA
3.2 mA - 2.2 mA
=
10 µA
30 µA - 20 µA
= 100
La solución anterior revela que para una entrada de ac en la base, la corriente del colector
será de aproximadamente 100 veces la magnitud de la corriente base.
Si se determina la beta de dc en el punto Q:
βdc = ΔIC = 2.7 mA = 108
ΔIB
25 µA
Aunque no son exactamente iguales, los niveles de βac y βdc se encuentran razonablemente
cercanos y a menudo se pueden utilizar indistintamente . Esto es, si se conoce el nivel de βac,
se supone que es de la misma magnitud aproximadamente de βdc, y viceversa. Tome también
en cuenta que dentro del mismo lote, el valor de βac variará en alguna medida entre un
transistor y el siguiente, aunque cada uno tenga el mismo número de código. Es probable
que la variación no sea significativa para la mayor parte de las aplicaciones, por consiguiente,
es suficiente validar el sistema aproximado anterior. casi siempre, mientras más bajo sea el
nivel de ICEO, más cercanas serán las magnitudes de las dos betas. Debido a que la
tendencia se dirige hacia niveles más y más bajos de ICEO, la validación de la aproximación
anterior se sustenta aún más.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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44
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Si las características tuvieran la apariencia de aquellas que se encuentran en la figura 34, el nivel
de βac sería el mismo en todas las regiones de las características. Obsérvese que el paso o
incremento en IB se ha fijado en 10 µA, y el espaciamiento vertical entre las curvas es el mismo en
cada punto de las características, es decir, 2 mA. El cálculo de βac en el punto Q indicado dará por
resultado:
βac = ΔIC
= 9 mA - 7 mA = 2 mA = 200
ΔIB VCE = constante 45 µA - 35 µA 10 µA
Determinar beta de dc en el mismo punto Q dará por resultado:
βac = IC = 8 mA = 200
40 µA
IB
lo cual revela que si las características tienen la apariencia de la figura 34, la magnitud de βac y de
βdc será la misma en cada punto de las características. Es importante observar que ICEO = 0 µA.
Aunque un conjunto de características de un transistor real nunca tendrá la apariencia de
la figura 34, ofrecemos un conjunto e características con el objeto de compararlas con las que se
obtienen con un trazador de curvas (que se describirá enseguida).
IC (mA)
IB = 60 μA
12
11
IB = 50 μA
10
9
Punto Q
IB = 40 μA
8
7
IB = 30 μA
6
5
IB = 20 μA
4
3
IB = 10 μA
2
IB = 0 μA (ICEO = 0 μA)
1
0
5
10
15
20
VCE
Figura 34. Características en la cual βac es igual en cualquier lado βac = βdc
Es posible establecer una relación entre β y α utilizando las relaciones básicas que se han
presentado hasta ahora. Al utilizar β = IC / IB se tiene que IB = IC / β, y a partir de α = IC / IE se
tiene que IE =IC /α. Al sustituir en:
IE = IC + IB
se tiene:
IC
α
= IC +
IC
β
y al dividir ambos miembros de la ecuación entre IC se obtiene:
1
1
α =1 + β
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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45
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
o bien
en consecuencia
β = αβ + α = (β + 1)α
α=
β
β + 1
o bien
β=
a su vez, recuerde que
α
1- α
ICEO =
ICBO
1-α
Pero al utilizar una equivalencia de
1
=β +1
1- α
derivado de lo anterior, se encuentra que
ICEO = (β + 1)ICBO
o bien
ICEO ~
= β ICBO
Según se indica en la figura 30a. Beta es un parámetro en particular importante porque
ofrece un vínculo directo entre los niveles de corriente de los circuitos de entrada y los de
salida para una configuración de emisor común. Es decir,
IC = β IB
y dado que
IE = IC + IB
= β IB + IB
Se tiene
IE = (β + 1)IB
Polarización
La polarización adecuada de un amplificador de emisor común puede determinarse de una
manera similar a la presentada para la configuración de base común. Suponga que se le
presenta un transistor npn como el que se muestra en la figura 35a y se pide aplicar una
polaridad correcta para colocar al dispositivo en la región activa.
El primer paso consiste en indicar la dirección de IE según lo establece la flecha en el
símbolo del transistor como se muestra en la figura 35b. Después, se presentan las otras
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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46
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC
IC
?
IB
VCC
IE
IB
IE
+
V
- BB
?
(a)
(b)
(c)
Figura 35. Determinación del arreglo polarización apropiada para una configuración de
transistor npn en emisor común.
corrientes como se indica, tomando en cuenta la relación de la ley de corrientes de Kirchhoff:
IC + IB = IE . Por último, se introducen las fuentes con las polaridades que soportarán las
direcciones resultantes de IB e IC, según se muestra en la figura 35c para completar el
concepto. El mismo sistema puede aplicarse a los transistores pnp. Si el transistor e la figura
35 tiene un transistor pnp, se invertirán todas las corrientes y polaridades de la figura 35c.
CONFIGURACIÓN DE COLECTOR COMÚN
La tercera y última configuración de transistor es la configuración de colector común, que se
ilustra en la figura 36 con las direcciones adecuadas de corriente y notación de voltaje. La
configuración de colector común se utiliza sobre todo para propósitos de acoplamiento de
impedancia, debido a que tienen una alta impedancia de entrada y una baja impedancia de
salida, contrariamente a las de las configuraciones de base común y de un emisor común.
IE
IE
E
p
IB
C
VCC
p
B
p
VBB
n
IB
VCC
n
B
E
n
VBB
C
IC
IC
IE
IE
E
E
IB
IB
B
B
IC
(a)
(b)
C
IC
C
Figura 36. Notación y símbolos utilizados con la configuración de colector común
a) Transistor pnp b) Transistor npn
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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47
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
LÍMITES DE OPERACIÓN
Para cada transistor hay una región de operación sobre las características, las cuales aseguran
que no se rebasen los valores máximos y que la señal de salida exhiba una distorsión mínima.
Esta región se definió para las características del transistor de la figura 37.
Algunos de los límites de operación se explican por sí solos, tales como la corriente
máxima del colector (a la que por lo regular se hace mención normalmente en la hoja de
especificaciones como corriente continua del colector) y voltaje máximo del colector al emisor
(que a menudo se abrevia como VCEO o V(BR)CEO en la hoja de especificaciones). Para el transistor
de la figura 37, IC máximo se especificó como 50 mA y VCEO como 20 V.
IC (mA)
70 μA
60 μA
50
50 μA
IC máx
Región de saturación
40
40 μA
PC máx = VCE IC = 300 mW
30 μA
30
20 μA
20
Figura 37. Definición de la región
lineal sin (distorsión) de operación
para un transistor
20 μA
10
IB =20 μA
0
0,3V
VCE sat
5
Región de corte
10
15
ICEO
20
VCE (V)
VCE máx
La línea vertical relativa a las características que se define como VCE sat especifica el VCE mínimo
que puede aplicarse sin caer en la región no lineal denominada como región de saturación. El
nivel de VCE sat suele encontrarse en las proximidades de los 0.3 V que se especifican para este
transistor.
El nivel máximo de disipación se define mediante la ecuación siguiente:
PC máx = VCE IC
Para el dispositivo de la figura 37, la disipación de potencia del colector se especificó como 300
mW. Así surge la pregunta respecto a cómo graficar la curva de disipación de potencia del
colector especificada por el hecho de que
PC máx = VCE IC = 300 mW
o bien
VCE IC = 300 mW
En cualquier punto de las características el producto VCE e IC debe ser igual a 300 mW. Si
se elige que IC tenga un valor máximo de 50 mA y se sustituye en la relación anterior, se obtiene:
VCE IC = 300 mW
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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48
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VCE (50 mA) = 300 mW
VCE = 300 mW = 6V
50 mW
Como resultado, se encuentra que si IC = 50 mA, entonces VCE = 6V sobre la curva de
disipación de potencia, como se indicó en la figura 37. Si ahora se elige que VCE tenga un
valor máximo de 20V, el nivel de IC es el siguiente:
(20 V) IC = 300 mW
IC = 300 mW = 15 mA
20 V
definiendo un segundo punto sobre la curva de potencia.
Si ahora se elige un nivel de IC a la mitad del rango medio tal como 25 mA, y se despeja
con objeto de obtener el nivel resultante de VCE, obtiene:
VCE (25 mA) = 300 mW
VCE =300 mW = 12 mA
25 mA
y
Como también se indica en la figura 37
Por lo regular, se puede dibujar un estimado general de la curva real utilizando los tres
puntos que se definieron antes. Desde luego, mientras más puntos se tengan, más exacta
será la curva; sin embargo, casi siempre lo único que se necesita es un estimado general.
La región de corte se define como la región por abajo de IC = ICEO. Esta región debe
evitarse también si la señal de salida debe tener una distorsión mínima. En algunas hojas de
especificaciones sólo se incluye ICBO. Entonces, se debe utilizar la ecuación ICEO = βICBO para
darse una idea del nivel de corte si no se dispone de las curvas características. la operación
en la región resultante de la figura 37 asegurará una distorsión mínima de la señal de salida, y
los niveles de corriente y de voltaje que no dañarán al dispositivo.
En caso de que no se dispongan de las curvas características, o que éstas no
aparezcan en la hoja de especificaciones (cosa que suele ocurrir), sólo habrá que asegurar
que IC, VCE, y su producto VCE IC caigan dentro del rango que aparece en la ecuación siguiente:
ICEO < IC < IC máx
VCE sat < VCE < VCE máx
VCE IC < PC máx
Para las características de base común, la curva de potencia máxima se define mediante el
siguiente producto de cantidades de salida:
PC máx = VCB IC
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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49
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TEORÍA DE LOS SEMICONDUCTORES
Existen varios materiales válidos para la fabricación de dispositivos electrónicos de estado
sólido; los más destacables son: silicio (Si), germanio (Ge) y arseniuro de galio (GaAs).
Silicio intrínseco
El modelo de Böhr para un átomo de silicio aislado, consiste en un núcleo que contiene 14
protones y la mayor parte de la masa del átomo con un total de 14 electrones rodeando al
núcleo en órbitas específicas. Las órbitas de los electrones se encuentran agrupadas en lo
que llamamos capas. La siguiente capa, de mayor energía contiene 8 orbitales. Cada
orbital puede tener como máximo un sólo electrón. Así para un átomo de silicio en su estado
de energía más bajo, la capa más interna contiene dos electrones, la siguiente capa contiene
ocho electrones, y los cuatro electrones que restan ocupan orbitales en la capa exterior,
también llamada capa de valencia. Son estos electrones de valencia exteriores, los que
proporcionan los portadores de carga en el estado sólido del material.
En un cristal de silicio intrínseco (puro), cada átomo se posiciona formando una
especie de retícula, con cuatro átomos cercanos. Cada par de átomos cercanos forma un
enlace covalente, consiste en dos electrones que orbitan alrededor del par. cada átomo
aporta un electrón a cada uno de los cuatro enlaces con sus vecinos. Podemos ver eso
claramente en el diagrama de la figura 38. En el cristal real, la disposición de los átomos es
tridimensional: cada átomo está en el centro de un tetraedro, con un átomo vecino en cada
esquina.
Núcleo iónico que
consta del núcleo y
los electrones interiores
+4
+4
+4
+4
+4
+4
+4
+4
+4
Electrones
en enlaces
covalentes
Figura 38. Cristal de silicio intrínseco
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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50
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Con temperaturas de cero absoluto, los electrones están en los menores estados de
energía disponibles. Así, todos los electrones de valencia forman parte de enlaces
covalentes, y no son libres de moverse por el cristal. En estas condiciones, el silicio es un
aislante eléctrico. Sin embargo, a «temperatura ambiente» (aproximadamente 300°K),
algunos electrones alcanzan la suficiente energía térmica como para liberarse de sus
enlaces. Estos electrones libres pueden moverse con facilidad por el cristal. Esta situación
se ilustra en la figura 39.
Enlace roto
Electrón libre
Figura 39. La energía térmica puede romper un enlace, creando un hueco y un electrón libre,
pudiendo moverse ambos con libertad por todo el cristal.
Si aplicamos tensión al silicio intrínseco, fluirá una corriente. Sin embargo, el número
de electrones libres es relativamente pequeño comparado con el que encontramos en un
buen conductor. Por ello , se clasifica el silicio intrínseco como semiconductor. El silicio
22
10
contiene unos 5 x 10 átomos/cm³. A temperatura ambiente, hay n1 ~ 1,45 x 10 electrones
13
= valencia se ha liberado
libres por cm³. Así, sólo un electrón por cada 1,4 x 10 electrones de
de su enlace a temperatura ambiente.
Conducción por huecos
Los electrones libres no son la única manera en la que la corriente fluye por el silicio
intrínseco. Un electrón de un enlace cercano puede rellenar un enlace roto, como se ve en la
figura 40. Aunque son los electrones del enlace los que realmente se mueven, es mejor
centrarnos en el vacío que dejan en los huecos. Podemos imaginar un hueco como un
portador de carga positiva que se mueve libremente por el cristal, mientras que los electrones
de enlace sólo pueden moverse si hay un gran hueco cercano.
En un semiconductor intrínseco, existe un número igual de huecos y electrones libres
que pueden moverse con facilidad por el cristal. Llamaremos a la concentración de
electrones libres ni, y a la concentración e huecos pi . Así, podemos decir que
ni = pi
en un material puro. Cuando se aplica un campo eléctrico al cristal, ambos tipos de
portadores contribuirán al flujo de corriente.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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51
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Estado vacío
(hueco)
Electrones en
enlace covalente
Incremento
en el tiempo
Figura 40. A medida que los electrones se desplazan a la izquierda
para llenar un hueco, el hueco se desplaza a la derecha
Generación y recombinación
Los electrones libres y los huecos son generados por la energía térmica, que causa la ruptura de los
enlaces covalentes a una velocidad que depende mucho de la temperatura. Cuanto más alta sea la
temperatura, mayor será la velocidad de generación. Por otra parte, cuando un electrón libre
encuentra un hueco, puede producirse una recombinación: el hueco y el electrón libre se combinan
para formar un enlace covalente. A medida que la concentración de huecos y electrones libres
aumenta, la recombinación ocurre con más frecuencia. Así, a una temperatura determinada, existe
un equilibrio en el que la velocidad de recombinación iguala a la velocidad de generación de
portadores de carga. Al aumentar la temperatura, este equilibrio se corresponde con una cada vez
mayor concentración de portadores de carga.
Una concentración más alta de portadores de carga proporcionaría una mayor capacidad al
material para conducir la corriente eléctrica. Así, la conductividad de un semiconductor intrínseco
aumenta con la temperatura.
Material semiconductor del circuito n
Añadir al cristal pequeñas cantidades de las impurezas apropiadas, afecta de manera espectacular a
la concentración relativa de huecos y electrones. Tenemos así un semiconductor extrínseco. Por
ejemplo, si añadimos fósforo, que tiene cinco electrones de valencia, los átomos de fósforo se
posicionan en la estructura cristalina y forman enlaces covalentes con sus cuatro vecinos. El quinto
electrón de valencia sólo está débilmente unido al átomo de fósforo.
A temperaturas de trabajo normales, este electrón extra rompe su enlace con el átomo de
impureza, y se convierte en un electrón libre. Sin embargo, el átomo de impurezas no crea un hueco;
la carga positiva que equilibra al electrón libre está bloqueada en el núcleo iónico del átomo de
impureza. Así, podemos crear electrones libres añadiendo al silicio impurezas pentavalentes,
llamadas donantes. Al material resultante, se le conoce como material tipo n. Se puede ver la
estructura cristalina del silicio de tipo n en la figura 41.
En un material de tipo n, la conducción se debe principalmente a los numerosos electrones
libres. Así los electrones libres se les llama portadores mayoritarios, mientras que a los huecos se
les llama portadores minoritarios.
A temperaturas de trabajo normales, casi todos los átomos donantes aportan su quinto
electrón. Decimos entonces que los donantes se han ionizado. Cada átomo donante ionizado
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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52
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+4
+4
+4
Electrón de
valencia extra
del átomo donante
+4
+4
+5
Átomo
donante
+4
+4
+4
Figura 41. El silicio de tipo n se crea añadiendo átomos
con impurezas de valencia cinco.
tiene asociada una carga positiva. Desde luego, la concentración de carga neta en el
material es cero. la carga positiva de los donantes ionizados (y huecos) se equilibra con la
carga negativa de los electrones libres. Así, podemos igualar la concentración de electrones
libres a la suma de las concentraciones de huecos y donantes; es decir,
n = p + ND
donde ND representa la concentración de átomos donantes.
La ley de acción de masa
No sólo aumenta la concentración de electrones libres por la adición de átomos donantes; la
concentración de huecos se reduce a su vez, porque la mayor concentración de electrones
hace más probable la recombinación. resulta que el producto de la concentración de huecos
por la concentración de electrones libres es constante (para una temperatura dada). A esto
se le llama ley de acción de masas,
pn = pi ni
donde pi es la concentración de huecos en el material intrínseco, y ni es la concentración de
electrones en el material intrínseco. Como se estableció que la concentración de huecos y
electrones es igual en los materiales intrínsecos, podemos escribir
pn = ni ²
Los huecos se van generando continuamente a causa de la energía térmica. Cada hueco
recorre el material hasta que se combina con un electrón libre. La vida media de los
portadores minoritarios es un parámetro importante en el comportamiento de la conmutación
de los diodos y otros dispositivos semiconductores. Llamaremos τp a la vida media de los
huecos en un material tipo n.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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53
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
MATERIAL SEMICONDUCTOR DE TIPO p
Añadiendo al silicio puro una impureza trivalente, como el boro, se produce un material de
tipo p. Cada átomo de impureza ocupa una posición en la retícula cristalina y forma enlaces
covalentes con tres de sus vecinos más próximos. El átomo de impureza no tiene el cuarto
electrón que se necesita para completar el enlace con su cuarto vecino. A temperaturas de
trabajo normales, un electrón de un átomo de silicio cercano se puede desplazar para llenar
el cuarto enlace de cada átomo de impureza. Esto crea un hueco que se crea libremente por
el cristal. Sin embargo, el electrón se enlaza con el átomo de impureza ionizado. Así, la
conducción en el material de tipo p se debe mayoritariamente a los huecos.
En un material de tipo p, los huecos se llaman portadores mayoritarios y, los
electrones portadores, minoritarios. Desde luego, esta terminología es la inversa a la de los
materiales de tipo n.
Las impurezas de valencia tres se denominan aceptadores, porque aceptan un
electrón extra. Con cada átomo aceptor ionizado, se asocia una carga negativa: hay
presentes cuatro electrones enlazados, pero sólo hay la suficiente carga positiva en el núcleo
iónico como para equilibrar la carga de tres electrones. la estructura cristalina reticular del
silicio de tipo p se muestra en la figura 42.
+4
+4
+4
Átomo
aceptor
+4
+3
+4
Enlace vacante
que se llena a
la temperatura
de funcionamiento
+4
+4
+4
Figura 42. El silicio de tipo p se crea añadiendo
átomos de impureza con valencia tres.
Si llamamos a la concentración de átomos aceptadores NA, podemos escribir:
NA + n = p
porque la concentración de carga neta del material debe ser cero. La carga negativa de los
átomos aceptadores ionizados más la de los electrones libres iguala a la carga positiva de los
huecos.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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54
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Cómo alternar el tipo de material
En la fabricación de circuitos integrados, es necesario añadir impurezas por etapas. Por ejemplo,
podemos comenzar con un material de tipo n, parte del cual queremos que cambie a tipo p. Esto se
consigue añadiendo aceptadores.
Cuando la concentración de aceptadores supera a la
concentración de donadores inicial, el material se convierte en uno de tipo p. Después, se pueden
añadir más donadores a la región p para volver a cambiarla a tipo n. Para materiales con ambos tipos
de impurezas, tenemos:
p + ND = n + N A
Ejemplo: Cálculo de la concentración de huecos y electrones libres
Supongamos que tenemos silicio con NA = 10¹³ átomos /cm³, y ND = 2 x 10¹³ átomos /cm³. La
concentración de electrones intrínsecos en el silicio a temperatura ambiente (300 °K) es de 1,45 x
10
-3
10 cm . Hallar las concentraciones aproximadas de huecos y electrones para este material dopado.
Solución: Como la concentración de donadores es mayor que la de aceptadores, tenemos
un material de tipo n. Así, podemos anticipar que n es mayor que ni, y que p es menos que pi.
Reordenando la ecuación anterior, tenemos:
n = p + ND - NA
Sustituyendo valores en esta ecuación, se obtiene
n = p + 10¹³
Como p < ni = 1,45 x 1010cm-3, tenemos:
n = ND - NA = 10¹³ cm-3
Usando ahora la ley de ación de masas obtenemos:
np ~
= ni²
Despejando p y sustituyendo, hallamos:
7
p = 2,1 x 10 cm
-3
Observe que la concentración de electrones libres es de unos seis órdenes de magnitud mayor, que la
concentración de huecos en este material.
-3
A menudo a las unidades de tipo átomos/cm³ (o electrones /cm³), las designaremos con cm , porque
el número de átomos (o electrones) es un número que no tiene unidades.
Deriva
Los portadores de carga se mueven al azar en el cristal debido a la agitación térmica. las colisiones
con la retícula provocan que los portadores de carga cambien de dirección con frecuencia. La
dirección del desplazamiento tras una colisión es aleatoria. Por tanto, sin ningún campo eléctrico
aplicado, la velocidad media de los portadores de carga en cualquier dirección es cero.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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55
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Si se aplica un campo eléctrico, se ejerce fuerza en los portadores de carga libres
(para los huecos, la fuerza tiene el mismo sentido que el campo eléctrico, mientras que para
los electrones, la fuerza tiene un sentido opuesto al del campo). Entre colisión y colisión, los
portadores de carga se aceleran en la dirección de la fuerza. Cuando los portadores chocan
con la retícula, su dirección de desplazamiento vuelve a ser aleatoria. Así, los portadores de
carga no continúan acelerando. El resultado de esto es una velocidad media constante en la
dirección de las fuerzas.
Al movimiento medio de los portadores de carga debido a la aplicación de un campo
eléctrico de le llama deriva. La velocidad de deriva media es proporcional al vector de campo
eléctrico ε. Llamaremos al vector de velocidad de deriva de los electrones Vn, y al vector de
velocidad de los huecos Vp. Así, podemos escribir:
Vn = - μn ε
donde la constante de proporcionalidad μn se denomina movilidad de los electrones libres. A
causa del signo meno, la dirección de la velocidad e deriva es la contraria a la del campo
eléctrico.
De igual manera, para los huecos tenemos
Vp = - μn ε
Para el silicio a 300 °K, la movilidad aproximada e los electrones es de μn = 1 500 cm²/(Vs),
mientras que para los μp = 475 cm²/(Vs) (Estos valores son aproximados: los valores exactos
dependen de las concentraciones de impurezas y de los defectos del cristal).
Para un determinado campo aplicado, los electrones se mueven unas tres veces más
rápido que los huecos en el silicio. más tarde, veremos que los transistores se pueden
fabricar de manera que la corriente sea transportada principalmente por huecos o por
electrones. Para circuitos digitales de gran velocidad y circuitos analógicos de alta
frecuencia, los dispositivos en los que la conducción se debe a los electrones son preferibles
a aquellos en los que la conducción se debe a los huecos.
Difusión
Vamos a ver que existen varios mecanismos para crear una concentración mayor de lo
normal de huecos o electrones en una región concreta de un cristal semiconductor. A causa
de su velocidad térmica aleatoria, la concentración de portadores de carga tienden a
disiparse con el tiempo. Esto provoca un flujo de corriente conocido como corriente de
difusión. A menos de que se continúe produciendo un exceso de portadores en una región
concreta del cristal, la concentración de portadores tiende a convertirse en uniforme, y cesa la
corriente de difusión.
El experimento de Shockley - Haynes
La difusión, la recombinación y la deriva se pueden ilustrar con el experimento, de Shockley Haynes . En este experimento, se observa un exceso de portadores de carga minoritarios en
un semiconductor extrínseco. por ejemplo, consideremos la barra de material de tipo n de la
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Fuente de luz intensa que
provoca un fogonazo en t = 0
Máscara opaca
x
a) Configuración del experimento
p
t = 0+
Concentración
de equilibrio
t1 > 0
t<0
t=α
t2 > t1
x
b) No se aplica campo. La figura muestra la difusión y la recombinación
p
ε
t = 0+
t1 > 0
t<0
t=α
t2 > t1
x
b) Se aplica campo. La figura muestra la difusión, recombinación y deriva
Figura 43. Experimento de Shockley-Haynes.
figura 43a. En t = 0, un intenso resplandor de luz ilumina una estrecha región de la barra. La
luz provoca que se rompan los enlaces covalentes y se incremente la concentración de
huecos en la parte iluminada de la barra. La figura 43b, muestra el gráfico de la
concentración de huecos en función de X para t = 0+ (es decir, inmediatamente después del
resplandor que tiene lugar en t = 0).
Con el tiempo, la concentración de huecos se dispersa debido a la difusión.
Desde luego, el exceso de huecos tiende a recombinarse, además de a disiparse,
debido a la difusión. Así, al final, la concentración de huecos vuelve a su punto de equilibrio.
El tiempo que se necesita para que esto tenga lugar depende de la vida media del hueco, τp.
Si se aplica al cristal un campo eléctrico externo, los portadores también se desplazan
debido a la deriva– véase la figura 43c.
En esta sección, hemos estudiado la conducción en los semiconductores. La
recombinación, la deriva y la difusión de portadores de carga, son conceptos importantes en
la comprensión del comportamiento de estos dispositivos.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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57
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
FÍSICA DEL DIODO DE UNIÓN
La unión pn no polarizada
Una unión pn consta de un único cristal de material semiconductor, que está dopado para
producir material de tipo n en un lado y de tipo p en el otro. Se pueden añadir impurezas al
cristal a la medida que va creciendo, o añadirlas más tarde, ya sea por difusión de átomos de
impureza en el cristal, ya sea por implantación de iones. En la retícula cristalina, es
importante que en la unión de la parte n con la parte p no haya ninguna interrupción. Esto
sólo será posible si la unión se construye como un sólo cristal. Sin embargo, resulta
instructivo imaginar la formación de una unión pn juntando un cristal de tipo p y un cristal de
tipo n.
Antes de unir las dos mitades de la unión, el lado n tiene una alta concentración de
electrones libres y una baja concentración de huecos. En el material de tipo p tenemos la
condición inversa. Inmediatamente después de unir los dos tipos de materiales , nos
encontramos con un gradiente de concentración a lo largo de toda la unión para ambos tipos
de portadores (Figura 44).
p
n
Concentración
de portadores
n
p
Figura 44. Si una unión pn pudiera formarse juntando un cristal de tipo n y un cristal de tipo p,
existirá en la unión un elevado gradiente de concentración de huecos y de
electrones inmediatamente después de unir dos cristales.
Los portadores de carga se difunden siempre que exista un gradiente de concentración (a
menos que algún tipo de fuerza se oponga a la difusión). En consecuencia después de
formarse la unión, los huecos se difunden del lado p al lado n y los electrones se difunden en
sentido contrario. Esta difusión mutua causa que la carga negativa neta crezca en el lado p
de la unión (porque están saliendo huecos cargados positivamente y están entrando
electrones). de igual manera, la carga positiva crece en el lado n. Así, se crea un campo
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Este campo se opone a que continúe la difusión, la cual pronto cesa por completo. Después
de difundirse a través de la unión, los portadores de carga se convierten en portadores
minoritarios que se recombinan con rapidez.
El resultado es que se forma una zona de carga espacial en la unión, que se extiende
una corta distancia hacia ambos lados. Podemos ver esto en la figura 45a. Prácticamente,
no existe ningún portador de carga libre en la zona de carga espacial. En el lado p de la zona
de carga espacial, existe una capa de cargas negativas enlazadas: la carga asociada con los
átomos aceptadores ionizados. Algunos de los huecos que equilibran originalmente esta
carga negativa, han cruzado al lado n y algunos se han combinado con electrones que
cruzaron dese el lado n.
En el lado p de la región de vaciamiento, existe una capa de cargas negativas enlazadas.
Zona e carga espacial
Aceptador ionizado
Donante ionizado
p
n
ε
(a) Unión pn
p
(b) Concentración de huecos
x
p
(c) Concentración de electrones libres
x
Figura 45. La difusión de portadores mayoritarios hacia los lados opuestos
provoca la aparición en la unión de una zona de carga espacial
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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59
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
De igual forma, en el lado n de la zona de carga espacial, tenemos una capa de cargas
positivas enlazadas, que constituyen la carga positiva asociada con los átomos donantes
ionizados.
En la figura 45a, se muestra la capa de átomos aceptadores cargados negativamente
justo en el interior del lado p, y la capa de átomos donantes cargados positivamente justo en
el interior del lado n. Por supuesto, los átomos aceptadores se extienden por todo el material
p, pero fuera de la zona de carga espacial, su carga negativa se equilibra con la carga positiva
de los huecos. De igual forma, los átomos donantes se extienden por todo el material n y,
fuera e zona de carga espacial, su carga positiva se equilibra por la carga negativa de los
electrones libres. En las figuras 45b y 45c se puede ver un gráfico de la concentración de
huecos y electrones libres en función de la distancia.
Observamos que la concentración de carga neta y el campo eléctrico resultante se
encuentran confinados a la zona de carga espacial. Por supuesto, todo el cristal es
eléctricamente neutro: la carga positiva en el lado n de la zona de carga espacial se equilibra
con la carga negativa en el lado p.
El efecto principal del campo eléctrico en la zona de carga espacial es evitar que
continúe la difusión de portadores mayoritarios a través de la unión. Por ejemplo, un hueco
del lado p que intente cruzar la unión, experimentará una fuerza que le empujará de vuelta al
lado p. Decimos que existe una barrera de potencial electrostático para los portadores
mayoritarios.
Un electrón que cruza del lado n al lado p pierde energía en la zona de carga espacial a
causa del campo eléctrico. Así, el electrón ve en la unión una barrera, que llamamos Φ0, es
normalmente de aproximadamente 1 electrón voltio. De igual manera, los huecos del lado p
tienen menos energía potencial que los huecos del lado n.
Si no se aplica ninguna tensión externa a la unión, dos corrientes iguales, pero
opuestas, cruzan la unión, de manera que el flujo de corriente neta es cero. Una componente
de la corriente se debe a los portadores minoritarios de ambos lados de la unión que entran
en la zona de carga espacial. Por ejemplo, los huecos del lado n que entran en la zona de
carga espacial se ven arrastrados por el campo eléctrico hacia el lado p. De igual forma, los
electrones del lado p que entran en la zona de carga espacial, se ven arrastrados hacia el
lado n. Esta corriente minoritaria se dirige del lado n al lado p. Por otra parte, portadores
mayoritarios, particularmente energéticos, pueden cruzar la zona de carga espacial en
dirección opuesta al campo, dando lugar a una corriente que fluye desde el lado p al lado n.
La unión pn en polarización inversa
Una unión pn está polarizada en inversa si se aplica una fuente de tensión externa con la
polaridad positiva aplicada al lado n respecto al lado p, como se muestra en la figura 46. La
tensión aplicada ayuda al campo de la barrera de potencial en la zona de carga espacial. Así,
los portadores mayoritarios se ven sujetos aún más firmemente en sus lados respectivos de
la unión. Como los portadores mayoritarios se ven apartados de la unión, la zona de carga
espacial se hace mayor.
Aplicando una tensión superior a unas pocas décimas de voltios, la corriente dada a
los portadores mayoritarios se reduce prácticamente a cero. Por tanto, sólo los portadores
minoritarios contribuyen a la corriente estando en polarización inversa. La corriente inversa
es pequeña ya que hay pocos portadores minoritarios libres. Además, como la corriente se
ve limitada por el número de portadores de carga minoritarios es casi independiente del valor
de la tensión inversa
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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60
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
-
+
p
n
Figura 46. En polarización inversa, la zona de carga espacial se hace más ancha.
La concentración de portadores minoritarios se mantiene a ambos lados de la unión
gracias a la generación térmica. A medida que aumenta la temperatura, aumenta la
concentración de portadores minoritarios y la corriente inversa.
La corriente a través de una unión pn se relaciona con la tensión aplicada mediante la
ecuación de Shockley:
vD
iD = Is exp
-1
nVT
En la polarización inversa, vD es negativa, vD y si es lo suficientemente grande en magnitud, la
ecuación puede escribirse como iD = -Is. Por lo tanto, podemos identificar la corriente de
saturación Is como la corriente aportada por los portadores minoritarios al atravesar la unión.
El diseñador del dispositivo puede controlar el valor de Is seleccionando el grado de
dopaje. Por ejemplo, si ambos lados de la unión, están muy dopados, las concentraciones de
portadores minoritarios son muy pequeñas, e Is es pequeña. Por el contrario, un dopaje
ligero (ya sea en un lado o en los dos) da lugar a valores de Is más altos. Los diodos de silicio
-14
normales de pequeña señal tiene una Is del orden de 10 A.
Además de depender de los valores de dopaje, el valor de Is depende del área de
unión. El valor de Is es aproximadamente proporcional al área de unión. Un diodo que se
vaya a utilizar en aplicaciones en aplicaciones de rectificación de alta potencia debe tener un
área de unión grande, para permitir que la potencia disipada se dispare sin un aumento
excesivo de la temperatura. Así, Is es mucho mayor en dispositivos de alta potencia que en
los de baja potencia. Además, Is aumenta con la temperatura, duplicándose
aproximadamente cada 5°C, debido al incremento de generación térmica de los portadores
minoritarios.
La corriente de polarización inversa que se observa en los diodos de silicio reales es
mucho mayor que Is, debido a efectos secundarios que no se tienen en cuenta en la ecuación
de Shockley, particularmente, debido a la generación de portadores en la zona de carga
espacial. Por ello, no se puede encontrar ningún valor de Is válido en la zona de polarización
directa midiendo la corriente inversa real. De todas formas, aunque la corriente inversa real
es mucho mayor que Is, la corriente inversa normalmente es lo suficientemente pequeña
como para despreciarla en el cálculo de circuitos.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
62
61
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Con corrientes elevadas, la caída de tensión óhmica provocada por el flujo de
corriente a través del semiconductor dopado se hace significativa. Esta caída de tensión
puede representarse colocando una resistencia RS en serie con la unión modelada por la
ecuación de Shockley. En este caso, los valores de tensión y de corriente en los terminales
del dispositivo se relacionan del siguiente modo
vD = n VT [ n (iD /IS) + 1] + RS iD
Normalmente, RS varía entre 10Ω y 100Ω para dispositivos de pequeña señal.
La unión pn en polarización directa
Si se aplica una tensión positiva al lado p respecto del lado n, la unión pn se polariza
directamente. La polarización directa actúa oponiéndose al campo existente en la zona de
carga espacial, que se hace más estrecha mientras el campo eléctrico disminuye. Así, la
barrera de potencial para los portadores mayoritarios disminuye, y fluye una corriente
elevada por la unión.
En la práctica, existe una barrera de potencial incluso con polarización directa. Si se
aplicara suficiente polarización directa para reducir la barrera de potenciala cero influiría una
corriente excesivamente elevada y la unión se destruiría por sobrecalentamiento.
Después de atravesar la unión, los portadores se difunden alejándose de ella, hasta
que se combinan con los portadores mayoritarios. Por ejemplo, los electrones del lado n
superan la barrera y cruzan al lado p, donde se convierten en portadores minoritarios. Estos
electrones se difunden en el lado p, y al final se combinan con huecos.
En la figura 47, se ilustran las concentraciones de electrones y huecos en función de la
distancia en una unión con polarización directa. Observe que la concentración de huecos p
es más alta en el material de tipo p, y decrece rápidamente al cruzar la zona de carga
espacial, por que el campo empuja a los huecos de vuelta hacia el lado p. En el lado n, se
observa una densidad de huecos decreciente con la distancia, porque los huecos se
combinan con electrones a medida que se difunden. Al alejarse de la unión, en el lado n,
Concentraciones
de portadores
Tipo p
Tipo n
n
p
Unión
x
Figura 47. Concentración de portadores en función de la distancia
para una unión pn polarizada en directa.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
63
62
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
la concentración de huecos viene determinada por nivel de dopaje del donante. Lo mismo
puede aplicarse a la concentración de electrones.
Parte de la corriente que atraviesa la unión se debe a los huecos, y parte a los
electrones. Por tanto, podemos dividir la corriente en corriente de huecos y corriente de
electrones. La corriente total será la suma de estas dos componentes. Al alejarse de la unión
en el lado n, la concentración de huecos desciende, y la corriente predominante es la
corriente de electrones . De igual forma, cuanto mayor es la distancia hacia la unión en el
lado p, la corriente que predomina es la corriente de huecos.
El diseñador del dispositivo puede controlar la parte de la corriente debida a
electrones que atraviesa la unión, seleccionando apropiadamente los niveles de dopaje en
los dos lados de la unión. Por ejemplo, si el lado n está muy dopado comparado con el lado
p, la corriente que cruza la unión es mayoritariamente de electrones. Por el contrario, si el
lado p está más dopado, la corriente en la unión es predominantemente de huecos.
CONMUTACIÓN Y COMPORTAMIENTO EN ALTA FRECUENCIA
Hemos visto que la unión pn conduce poca corriente cuando está inversamente polarizad,
mientras que conduce con facilidad corrientes elevadas cuando está polarizada
directamente. En muchas aplicaciones, como circuitos lógicos de alta velocidad y
rectificadores de alta frecuencia, son deseables diodos que puedan conmutar con rapidez
entre los estados de conducción y no conducción.
Desgraciadamente, la unión pn presenta dos mecanismos de almacenamiento de
carga que ralentizan la conmutación. Ambos mecanismos pueden modelarse como
capacidades no lineales.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
64
63
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
FUNCIONAMIENTO BÁSICO DEL TRANSISTOR BIPOLAR npn
Un bipolar npn está formado por una fina capa de material de tipo p entre dos capas de
material de tipo n, como puede verse en la figura 48a (la figura está simplificada respecto al
dispositivo real; no obstante, la configuración que se muestra en una aproximación a la parte
activa de los transistores actuales dentro de un CI). En el dispositivo, se forman dos uniones
pn: la unión colector-base y la unión emisor-base. Vamos a ver que la corriente que fluye por
una unión afecta a la corriente en la otra unión. En esta interacción la que hace al bipolar muy
útil como interruptor o como amplificador.
Llamaremos a las diferentes capas emisor, base y colector, como se muestra en la
figura 48a. En la figura 48b, se muestra el símbolo de circuito de un bipolar npn así como las
direcciones de referencia que usaremos en los bipolar npn para las corrientes y las tensiones.
Colector
C
Tipo n
Base
iC
iB
Tipo p
B
Tipo n
vCE+
_
+
vBE
iE
_
E
Emisor
(a) Estructura física simplificada
(b) Símbolo esquemático
Figura 48. El transistor bipolar npn
Funcionamiento básico en la región activa
Veamos cómo están relacionadas las corrientes y tensiones de un bipolar. En la figura 49 se
ve un transistor npn conectado a fuentes de tensión variables. Como el terminal emisor es
común a ambas fuentes de tensión, decimos que en este circuito el transistor está en una
configuración de emisor común.
Una de las uniones pn se polariza directamente aplicando una tensión con la polaridad
positiva en el lado p. Funcionando normalmente como amplificador, la unión base-emisor
está directamente polarizada y la unión base-colector está inversamente polarizada.
Llamamos a esto región activa de funcionamiento. El funcionamiento en esta región se
~ 0,6V para polarizar en directa la unión base-emisor.
consigue aplicando un valor vCE =
entonces, si tenemos vE > vBE, la unión colector- base está inversamente polarizada ya que
la tensión que pasa por ella viene dada por vBC = vBE - vCE.
La corriente de emisor iE es la corriente que pasa por la unión base-emisor polarizada
en directa y depende de vBE, justo de la misma manera en que la corriente depende de la
tensión en un diodo de unión pn. En otras palabras, se cumple la ecuación de Shockley.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
65
64
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
iC
C
n
Colector
iB
B
iC
p
Base
n
Emisor
vCE +
C
iB
-
vBE +
vCE
-
vBE
E
iE
+
-
E
(a)
+
-
iE
(b)
Figura 49. Transistor npn con fuentes de polarización variables
Con los cambios apropiados, la ecuación, se convierte en:
iE = IES exp
vBE
VT
-1
Hemos igualado a uno el coeficiente de emisión n, porque ése es el valor apropiado para la
mayoría de transistores de unión. los valores característicos de la corriente de saturación
-12
-17
IE se encuentran comprendidos entre 10 y 10 A, dependiendo del área de la unión y de
otros factores. Recordemos que, a una temperatura de 300 °K, el valor VT es,
aproximadamente, 26 mV.
La región del emisor tiene un alto nivel de dopaje comparada con la base. A causa del
elevado dopaje, la concentración de electrones libres en el emisor es mucho mayor que la
concentración de huecos en la base. Por tanto, la corriente IE que pasa por la unión baseemisorconsiste, sobre todo, en electrones que fluyen de emisor a la base.
Los electrones que cruzan la unión se convierten en portadores minoritarios en la
unión de la base y se difunden alejándose de la unión del emisor y yendo hacia la unión del
colector. Cuando los electrones llegan a la zona de carga espacial, de la unión del colector,
se ven arrastrados por el campo eléctrico a la región del colector. Recuerde que el campo
eléctrico en la zona de carga espacial está orientado del lado n hacia el lado p.
La región de la base es muy delgada y en ella se producen muy pocas
recombinaciones. Por tanto, la mayoría de electrones que entran en la base, acaban por
verse empujados hacia el colector.
Una pequeña fracción de la corriente que pasa por la unión base-emisor, proviene del
terminal de la base. Existen varias razones para ello. En primer lugar, parte de la corriente
que cruza la unión base-emisor consiste en huecos que cruzan de la base al emisor y estos
huecos siguen llegando a través del terminal de la base. Otra contribución a la corriente de
base provienen de electrones que se combinan con huecos en la región de la base. En un
transistor bipolar típico, la corriente e la base es del orden del 1% de la corriente del emisor.
El flujo de portadores de carga en el transistor npn puede verse en la figura 50.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
66
65
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
C
iC
Figura 50. Flujo de corriente para un
transistor pnp en la región
activa. La mayor parte de la
corriente se debe a
electrones que se desplazan
del emisor al colector a través
de la base. La corriente de
base está compuesta por
huecos que cruzan de la base
al emisor y por huecos que se
recombinan con electrones
en la base.
Recombinación
_
iB
B
_
+
+
_
+
_
_
_
_ _ _
_ _ _
_
_
_
_
_
_
_
_
_
_
_
_
_
_
iE
E
Resumiendo, al aplicar una polarización directa a la unión base-emisor, se produce un flujo de
corriente a través de la unión. Sin embargo, la mayor parte de esta corriente la aporta iC, más
que iB. Con un circuito adecuado, este efecto permite amplificar una señal que se aplique a la
unión base-emisor.
DIAGRAMA DE BLOQUES
DE FUENTE DE ALIMENTACIÓN REGULADA CON DIODO ZENER Y TRANSISTOR
VLINEA
AN
TR
R
O
AD
RM
O
F
S
SÍMBOLO DEL
DIODO ZENER
R
DO
A
IC
IF
T
C
RE
RO
LT
I
F
TRANSISTOR
NPN
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
67
R
DOOR
A
UL T
G SIS R
E
R AN E
C. TR ZEN
R
CI ON
C
VDC
TRANSISTOR
PNP
66
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
SEÑAL ALTERNA
12 V
0V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
68
12
0
12
220 VAC
12 V
t
SEÑAL RECTIFICADA
SEÑAL FILTRADA
t
VDC
SEÑAL CONTINUA
t
ESQUEMA DE CIRCUITO DE FUENTE DE ALIMENTACIÓN
REGULADA CON DIODO ZENER Y TRANSISTOR
67
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PRECAUCIONES PARA EL USO DEL DIODO RECTIFICADOR,
ZENER Y EL TRANSISTOR BJJ
p
Se debe tener presente que el diodo es un dispositivo muy usado en la
electrónica, es por eso que cuando se desarrolla un proyecto se debe
tener presente sus características de corriente, tensión y potencia para
poder seleccionar así al diodo.
p
Si sobrepasamos la tensión inversa aplicada al diodo, este se destruye.
Es por eso que debemos seleccionar correctamente el diodo.
p
Hay diodos que trabajan en la región de ruptura, a estos diodos se les
llama diodos Zener, se debe tener cuidado al seleccionar al diodo, ya
que es importante que esté preparado para manejar la corriente que
pase por él.
p
El transistor bipolar es un dispositivo de tres terminales base, colector y
emisor, la mala ubicación de sus terminales en una tarjeta electrónica
puede ocasionar que se averíe.
p
Se debe tener presente que el transistor para que se comporte como
amplificador, en primer lugar debe estar bien polarizado.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
69
68
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TAREA 2
MONTAJE DE FUENTES DE ALIMENTACIÓN
REGULADAS CON
CIRCUITO INTEGRADO
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
70
69
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+ Vo
2
1
IN
OUT
7812
GND
C
470 μF
0.01 μF
3
FUENTE DE ALIMENTACIÓN REGULADA FIJA CON CI
IN
+ Vo
OUT
LM 317
ADJ
R1
470 μF
R2
FUENTE DE ALIMENTACIÓN REGULADA DE VOLTAJE
AJUSTABLE CON CI
N°
ORDEN DE EJECUCIÓN
01
! Identificar terminales de CI regulador
02
MATERIALES / INSTRUMENTOS
!
!
! Armar circuitos de fuentes de !
alimentación regulados con CI
!
!
!
01
01
PZA.
CANT.
PERÚ
DENOMINACIÓN
Transformador de 220 VAC a 12-0-12
Diodos 1N4004.
Condensadores 470 µf/50V, 0.01 µF.
Circuitos integrados 7812, LM 317.
Resistencia de 220 Ω.
Potenciómetro de 10 KΩ.
MATERIAL
OBSERVACIONES
Montaje de fuentes de alimentación
con Circuito integrado
H.T.
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES
TIEMPO
HOJA 1/1
ESCALA:
2004
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
71
02
REF: EA
70
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Identificar los terminales del C.I. regulador
Por lo general, para identificar los terminales del C.I. regulador se realiza con la ayuda de un
manual como por ejemplo el NTE electronics, el cual nos brinda las características de los circuitos
integrados, así como también su forma y medidas del dispositivo electrónico.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Buscar en el manual NTE / Electronics en cross reference según el código del C.I. Su
reemplazo NTE.
2. Buscar en numerical index (indice numérico) según el reemplazo (NTE tipe N°) la page N°,
diag. N° y description.
3. Buscar la page N° y según el diag N° nos permite conocer la forma, número de pines y su
descripción de cada uno de ellos.
4. Buscar en dimensional out line drawings las dimensiones exactas de C.I. con el N° de
diagrama.
OBSERVACIÓN
Se debe tener presente que existen muchos manuales, de distintas marcas como el NTE
ELECTRONICS, ECG, etc. sin embargo, estos manuales se distinguen del resto por que a
parte de las características de C.I. regulador, estos muestran sus formas, disposición de pines
y dimensiones.
OPERACIÓN
Armar circuitos de fuentes de alimentación regulados con C.I.
En esta operación se realiza la construcción de circuitos de fuente de alimentación reguladas con
C.I., éstas pueden ser de voltaje fijo positivo, voltaje fijo negativo o de voltaje ajustable.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Implemente el circuito de la figura en Protoboard.
A
IN
OUT
+ Vo
12
220 VAC
7812
GND
0
12
470 μF/50V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
72
0.01 μF
71
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
2. Mida y anote los valores en la siguiente tabla.
CALCULADO
MEDIDO
Tensión eficaz del secundario
Frecuencia de ondulación en A
Tensión de pico a pico de la
ondulación en A
Tensión media a la salida Vo
3. Implemente el circuito de la figura en Protoboard.
IN4004
A
IN
+ Vo
OUT
12 VAC
220 VAC
7905
GND
0
12 VAC
0.01 μF
470 μF/50V
4. Mida y anote los valores en la siguiente tabla.
CALCULADO
MEDIDO
Tensión eficaz del secundario
Frecuencia de ondulación en A
Tensión de pico a pico de la
ondulación en A
Tensión media a la salida Vo
5. Implemente el circuito de la figura en Protoboard.
IN4004
IN
12 VAC
220 VAC
LM 317
ADJ
0
12 VAC
Vo
OUT
R1
470 μF/ 50V
R2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
73
72
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
6. Mida y anote los valores de Vo cuando R2 es mínimo y R2 es máximo
MEDIDO
CALCULADO
Tensión media a la salida Vo
cuando R2 mín
Tensión media a la salida Vo
cuando R2 máx
REGULADORES DE VOLTAJE DE C.I.
Los reguladores de voltaje comprenden una clase de CI ampliamente usados. Los CI reguladores
contienen la circuitería de la fuente de referencia, el amplificador comparador, el dispositivo de control
y la protección de sobrecarga, todo en un sólo CI. Aunque la construcción interna del CI es algo
diferente de la descrita para los circuitos reguladores de voltaje discretos, la operación externa es casi
la misma. Los reguladores integrados ofrecen regulación para un voltaje positivo fijo, un voltaje
negativo fijo o un voltaje ajustable.
Una fuente de alimentación puede construirse usando un transformador conectado a la línea
de alimentación de ac para cambiar el voltaje ac a la amplitud deseada, luego se rectifica ese voltaje,
filtrandolo con un condensador y un filtro RC y, por último, se puede regular el voltaje dc con un CI
regulador. Los reguladores se pueden seleccionar para operación con corrientes de carga desde
cientos de miliamperes hasta decenas de amperes, correspondiendo a rangos de potencia desde
miliwatts hasta decenas de watts.
VOLTAJE DIFERENCIAL
SALIDA - ENTRADA
+
IN
CORR. DE CARGA
IL
OUT
REGULADOR
DE VOLTAJE
GND
VOLTAJE DE
ENTRADA NO
REGULADO
VOLTAJE DE
ENTRADA NO
REGULADO
CARGA
-
RANGO DE
VOLTAJE DE ENTRADA
Avo
REGULACIÓN DE CARGA
REGULACIÓN DE LÍNEA
Figura 1. Representación en bloque de un regulador de voltaje de tres terminales
Reguladores de voltaje de tres terminales
La figura1, muestra la conexión básica de un CI regulador de voltaje de tres terminales con una carga.
El regulador de voltaje fijo tiene un voltaje de entrada, un voltaje de salida regulado, Vo, en una
segunda terminal y estando la tercera terminal conectada a tierra. Para un regulador seleccionado, la
lista de especificaciones del dispositivo de CI lista un rango de voltajes sobre el cual puede variar el
voltaje de entrada para mantener un voltaje de salida regulado en un rango de corriente de carga. Las
especificaciones también listan la cantidad de cambio de voltaje de salida resultantes de un cambio
en la corriente de carga (regulación de la carga) o de un voltaje de entrada (regulación de la línea)
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
74
73
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Reguladores de voltaje positivo fijos
Los reguladores de la serie 78 proporcionan voltajes regulados fijos desde 5 a 25 V. La figura 21
muestra cómo un CI de éstos, un 7812, está conectado para proporcionar un voltaje de salida
regulado de + 12 V de dc. Un voltaje de entrada no regulado, Vi, es filtrado por el condensador C1 y se
conecta a la termina IN (entrada) del CI. La terminal OUT (salida) del CI proporciona +12 V regulados
que son filtrados por un condensador C2 (principalmente para cualquier ruido de alta frecuencia).
2
1
+
IN
+
OUT
7812
GND
Vo
C1
_
Vo
C2
3
_
Figura 2. Conexión de un
regulador de voltaje 7812
La tercera terminal del CI se conecta a tierra (GND). Aunque el voltaje de entrada puede variar a lo
largo de un rango de voltaje permisible, y la carga de salida puede variar sobre un rango aceptable, el
voltaje de salida permanece constante dentro de los límites de variación de voltaje especificados.
Estas limitaciones están indicadas en las hojas de especificaciones del fabricante. En la tabla
siguiente se proporciona una lista de CI reguladores de voltaje.
TABLA
Reguladores de voltaje positivos en la serie 7800
Parte CI
7805
7806
7808
7810
7812
7815
7818
7824
Voltaje de salida (V)
Vi mínimo (V)
+5
+6
+8
+10
+12
+15
+18
+24
7,3
8,3
10,5
12,5
14,6
17,7
51,0
27,1
La conexión de un 7812 en una fuente de alimentación completa se muestra en la conexión de
la figura 3. El voltaje de línea ac (120 V rms) se reduce a 18 V rms a través de cada mitad de
transformador con derivación central. Luego, un rectificador de onda completa y un filtro de
condensador proporcionan un voltaje de dc no regulado, que se muestra como un voltaje de dc
cercano a los 22 V, con un rizo de unos cuantos volts, como entrada al regulador de voltaje. Luego, el
CI. 7812 proporciona una salida que son +12 V de dc regulados.
VIN
VOUT
25,46 V pico
+12V
1 ciclo
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
75
74
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
2
1
IN
+
OUT
7812
GND
C
120 V rms
470 μF
Vo= +12 V
0.01 μF
3
_
18 V rms
(cada mitad)
Figura 3. Fuente de alimentación de +12V.
ESPECIFICACIONES DE LOS REGULADORES DE VOLTAJE POSITIVOS
La hoja de especificaciones de los reguladores de voltaje es tipificada y se muestra en la figura
4 para el grupo de reguladores de voltaje positivos de la serie 7800. Se debe tomar en cuenta algunas
consideraciones sobre los parámetros más importantes.
Salida
Voltaje
nominal Regulador
de salida
Común
Entrada
5V
6V
8V
10V
12V
15V
18V
24V
Valores absolutos máximos:
Voltaje de entrada
Disipación total continua
40 V
2W
7805
7806
7808
7810
7812
7815
7818
7824
Rango de temperatura
de operación al aire libre -65 a 150°C
Parámetro
Mín.
Tip.
Máx
Unidades
Voltaje de salida
Regulación de la entrada
Rechazo de rizo
Regulación de salida
Resistencia de salida
Voltaje de diferencia
Corriente de salida en cortocircuito
Corriente de salida de pico
11,5
12
3
71
4
0,018
2,0
350
2,2
12,5
120
V
mV
dB
mV
Ω
V
mA
A
55
100
Figura 4. Datos de la hoja de especificaciones para el CI regulador de voltaje.
Voltaje de salida: La especificación para 7812 muestra que el voltaje de salida es +12 V,
pero puede ser tan bajo como 11,5 V o tan alto como 12,5 V.
Regulación de salida: La regulación de voltaje de salida se ve que es de 4 mV hasta un
máximo de 100 mV (a corrientes de salida desde 0,25 a 0,75 A) Esta información especifica que el
voltaje de salida puede variar típicamente sólo 4 mV para los 12 V dc indicados.
Corriente de salida en cortocircuito: La cantidad de corriente está limitada típicamente a
0,35 A, si la salida estuviera en corto circuito (presumiblemente por accidente o por la falla de algún
otro componente).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
76
75
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Corriente de salida de pico: Mientras la corriente máxima especificada es de 1,5 A para
esta serie de CI, la corriente pico e salida típica que puede consumir una carga es 2,2 A. Esto muestra
que aunque el fabricante proporcione un valor nominal de 1,5 A, el CI puede suministrar un poco más
de corriente (posiblemente por un periodo de tiempo corto).
Voltaje de diferencia: La diferencia de voltaje es de 2 V, y es la diferencia mínima de voltaje
entre las terminales de entrada- salida que debe mantenerse si el CI va a trabajar como un regulador.
Si el voltaje de salida cae demasiado abajo, o si la salida sube de forma que no se mantengan al
menos 2 V entre la entrada y la salida del CI, éste ya no proporcionará regulación de voltaje. Por
tanto, se debe mantener un voltaje de entrada lo suficientemente grande para asegurar que se
proporcione el voltaje.
Reguladores de voltaje negativos fijos
Los Ci de la serie 7900 proporcionan reguladores de voltaje negativos, similares a los usados
para voltajes positivos. En la tabla se muestra una lista de CI reguladores de voltaje negativo.
Como se muestra, los CI reguladores están disponibles para un rango de voltajes negativos
fijos, proporcionando el CI seleccionado el voltaje de salida especificado, mientras se
mantengan el voltaje de entrada mayor que el valor mínimo de entrada. Por ejemplo, el 7912
proporciona una salida de -12 V, mientras que la entrada al CI regulador sea más negativa
que -14,6 V.
TABLA
Parte CI
7905
7906
7908
7910
7912
7915
7918
7924
Ejemplo:
Reguladores de voltaje positivos en la serie 7900
Voltaje de salida (V)
Vi mínimo (V)
-5
-6
-8
-10
-12
-15
-18
-24
-7,3
-8,3
-10,5
-12,5
-14,6
-17,7
-51,0
-27,1
Dibuje una fuente de alimentación usando un puente rectificador de onda completa, un
filtro de condensador y un CI regulador para una salida de +5 V.
Solución
El circuito resultante se muestra en la figura 5
Vm= 5V
2
1
IN
120 V rms
+
-
C=
250 μF
+
OUT
7805
GND
3
Vo= 5V
0.01 μF
Figura 5. Fuente de alimentación positiva de 5 V.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
77
76
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo:
Para una salida de transformador de 15 V y un condensador de filtro de 250 µF, calcule
el voltaje de entrada mínimo cuando se conecta una carga que consume 400 mA.
Solución
Los voltajes a través del condensador de filtro son
Vr (pico) =
3 Vr (rms) = 3
2,4 Idc
2,4 (400)
= 3
= 6,65 V
250
C
Vdc (pico) = Vm- Vr (pico) = 15 V - 6,65 V = 8,35 V
Debido a que la entrada excursiona alrededor de este nivel de dc, el voltaje de entrada mínimo puede
caer hasta un valor
Vi (bajo) = Vdc - Vr (pico) = 15 V - 6,65 V = 8,35 V
Debido a que este voltaje es mayor que el mínimo requerido para el CI regulador (a partir de la tabla Vi
= 7,3 V), el CI puede proporcionar un voltaje regulado a la carga dada.
Ejemplo:
Determine el valor máximo de la corriente de carga a la cual se mantiene la regulación
para el circuito de la figura 5.
Solución
Para mantener Vi (mín) > 7,3 V
Vr (pico) < Vm - Vi (mín) = 15 V - 7,3 V = 7,7 V
Por lo que
Vr (rms) =
Vr (pico)
7,7 V
=
= 4,4 V
1,73
3
El valor de la corriente de carga es entonces
Idc =
Vr (rms)C (4,4 V)(250)
=
= 458 mA
2,4
2,4
Cualquier corriente superior a este valor es demasiado grande para que el circuito mantenga la salida
del regulador a +5 V.
Reguladores de voltaje ajustables
Los reguladores de voltaje también se encuentran en configuraciones de circuito que permiten que el
usuario ponga el voltaje de salida al valor regulado deseado. El Lm317, por ejemplo, puede operar
con el voltaje de salida regulado a cualquier valor dentro del rango de voltaje de 1,2 V a 37 V. La figura
6 muestra cómo se puede ajustar el voltaje regulado de salida en un Lm317.
La resistencia R1 y R2 ajustan la salida a cualquier voltaje deseado entre el rango de ajuste
(1,2 a 37V). El voltaje de salida puede calcularse con:
Vo (rms) = Vref 1 +
con valores típicos de
Vref = 1,25 V
e
R2
+ Iadj R2
R1
Iadj = 100 µA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
78
77
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+
+
VOUT
VIN
LM 317
ADJ
VREF
R1
VIN
Figura 6. Conexión del regulador
de voltaje ajustable LM 317.
Vo
IADJ
R2
Ejemplo:
Determine el voltaje regulado en el circuito de la figura 6 con R1 = 240Ω y R2 = 2,4 kΩ
Solución
(
VO = 1,25 V 1 +
2,4 kΩ
240 Ω
) + (100 µA)(2,4 kΩ)
=13,75 V + 0,24 V = 13,99 V
Ejemplo:
Determine el voltaje regulado en el circuito de la figura 7.
D1
Solución
IN 4002
Vo
VOUT
VIN
D1
LM 317
+
120 V rms
C=
470 μF
ADJ
R1
240 kΩ
IN 4002
0.01 μF
R2
1,8 kΩ
+C
2
C1
10 μF
Figura 7. Regulador de voltaje ajustable positivo para el ejemplo
El voltaje de salida calculado es:
(
VO = 1,25 V 1 +
1,8 kΩ
240 Ω
) + (100 µA)(1,8 kΩ) = 10,8V
Una revisión del voltaje de condensador de filtro muestra que se puede mantener una diferencia entre
entrada - salida de 2 V con al menos una corriente de carga de 200 mA.
PRECAUCIONES
p
Se debe identificar correctamente el CI regulador, ya que su mala conexión, puede
causar que se dañe.
p
Se debe tener presente las características del CI regulador como por ejemplo, su
corriente máxima, si se excede esta corriente, el CI regulador se daña.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
79
78
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TAREA 3
MONTAJE DE CIRCUITOS AMPLIFICADORES
CON TRANSISTORES BIPOLARES
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
80
79
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+10 V
R2
1 kΩ
R1
10 kΩ
1 μF
C1
-
R4
3,9 kΩ C
2
1μF
+
-
R9
3,9 kΩ
R7
10 kΩ
C3
1μF
+
-
+
2N3904
2N3904
R5
68 Ω
1 kHz
R10
68 kΩ
R12
1,2 kΩ
20 mVpp
R3
2,2 kΩ
R6
1kΩ
+
C4
- 470 μF
CHI 1
N°
01
02
03
04
05
ORDEN DE EJECUCIÓN
+
R11
1kΩ
R8
2,2 kΩ
C5
- 470 μF
CHI 2
MATERIALES / INSTRUMENTOS
! (02) Transistores 2N3904.
Operar fuentes de alimentación.
Operar osciloscopio.
! (12) Resistencias: (02) de 68 Ω, (03) de
Operar generador de señales.
1 kΩ, (01) de 1,2 kΩ, (02) de 2,2 kΩ, (02)
Armar circuitos amplificadores con
de 3,9 kΩ, (02) de 10 kΩ, todas de 1/4 W.
transistores bipolares.
! Verificar ganancia de tensión y ! (05) Capacitores: (03) de 1 μF, (02) de
corriente
47 μF (10 V o más).
!
!
!
!
! (01) Protoboard.
01
01
PZA.
CANT.
PERÚ
DENOMINACIÓN
MATERIAL
OBSERVACIONES
Montaje de circuitos amplificadores
con transistores bipolares
H.T.
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES
TIEMPO
HOJA 1/1
ESCALA:
2004
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
81
03
REF: EA
80
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Operar fuente de alimentación
Mediante la fuente de alimentación un circuito electrónico tiene vida, es decir, si no
suministramos tensión a un circuito electrónico, este circuito no cumplirá su fin para el cual se
construyó.
En los laboratorios de electrónica se usan fuentes de alimentación programables como la
fuente MOTECH AMREL / AMERICA RELIANCE INC.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Pulsar la tecla POWER para encender el equipo.
2. Programar la tensión que se necesita para el circuito. Por ejemplo, si necesito + 5V,
ENTER
ON/OFF y automáticamente la
primero presionar la tecla 5 después
fuente se coloca en 5 V positivo.
Si necesito -5 V, primero presionar la tecla - V SET y luego presionar la tecla 5 después
ENTER
ON/OFF automáticamente la fuente se coloca en 5 V negativo.
Si se necesita fuente simétrica, colocando la tensión que se requiera ya sea positiva o
negativa, al presionar la tecla TRACK automáticamente la tensión es la misma en la salida
positiva y negativa, es decir con signos contrarios con respecto al común.
3. Pulse la tecla + I SET y programe la corriente para que pueda trabajar el circuito. Por
ENTER
ejemplo: pulsar 1
Si estamos trabajando con fuentes simétricas (+V y -V), programar - I SET y luego:
1
ENTER
OBSERVACIÓN
La fuente de alimentación tiene una opción para seleccionar una tensión fija que puede ser
5 V ó 3,3 V. Presionar la tecla 5V/3.3 V y después OUTPUT ON/OFF , también en la pantalla
se aprecia la tensión seleccionada con un cursor en 5 V ó 3.3 V.
También existe una tecla BEEP al pulsarla, se activa un sonido, en el caso de ocurrencia de
un cortocircuito la fuente lanza un sonido( BEEP).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
82
81
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
4
3
1
7
AMERICAN REALIANCE INC.
6
5
9
8
10
PROGRAMMABLE LINEAR POWER SUPPLY
LPS-305
FUNCTION / DATA ENTRY
INDEP.
TRACK
cv
cc
cv
cc
5V
3.3V
+VSET
+ISET
7
8
-VSET
+
9
_
-ISET
4
5
6
TRACK
5V/3.3V
BEEP
2
3
1
+
_
CLEAR
+OUTPUT
OUTPUT ON/OFF
0
POWER
ENTER
ON / OFF
ON
OFF
5V / 3.3V
11
2
24
+240 VC MAX
COM2
13
12
22
23
_
14
+
COM1
15 16
17
20
21
19
18
Figura A.
LCD display message
1
3
cv
cc
cv
cc
ALL OUTPUT OFF
20.00 V - 15.00 V
INDEP.
TRACK
5V
3.3V
4
2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
83
82
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Operar Osciloscopio
Mediante el uso del osciloscopio se puede verificar la amplitud de la señal así como también
frecuencia, periodo, etc. Mediante el osciloscopio también se puede verificar el correcto
funcionamiento de cada dispositivo.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Verifique la conexión del equipo Osciloscopio
Asegurar la correcta conexión entre la conexión de protección (masa del
aparato) y el conducto de protección de red (masa de la red eléctrica) por lo que se deberá
conectar el aparato como primero a la red.
Después se podrán conectar los cables de medida a las entradas del aparato y a
continuación se conectan estos con el objeto a medir sin tensión. Una vez conectado todo,
se podrá poner bajo tensión el circuito a medir.
2. Pulse la tecla AUTO SET
Se recomienda entonces la pulsación de la tecla AUTO SET. Mediante el
conmutador de red POWER de color rojo se pone en funcionamiento el aparato,
iluminándose en un principio varios de los diodos luminosos. Entonces el osciloscopio se
ajusta según los ajustes utilizados en el último trabajo. Si después de unos 20 segundos
de tiempo de calentamiento no se establecen los trazos o el readout, es recomendable
pulsar la tecla AUTO SET. Con el trazo visible, se regula con INTENS/FOCUS una
luminosidad media y se ajusta la máxima nitidez posible. Es aconsejable efectuar estas
regulaciones con el acoplamiento de entrada en posición GD (ground = masa). Entonces
queda la entrada desconectada. Así se asegura de que no puedan entrar señales
perturbadoras por la entrada que puedan influenciar el ajuste de la nitidez del foco.
Para la protección del tubo de rayos catódicos , es conveniente trabajar sólo con la
intensidad necesaria que exige el trabajo. Especial precaución debe de darse cuando se
trabaja con un haz fijo y en forma de punto. Si queda ajustado demasiado luminoso, podría
deteriorar la capa fluorescente del interior de la pantalla. Además es perjudicial para el
cátodo del tubo, si se enciende y apaga rápidamente y consecutivamente el osciloscopio.
3. Realice si es necesario la rotación de la traza TR
A pesar del blindaje de mumetal al rededor del TRC, no es posible excluir
todas las influencias magnéticas de tierra sobre trazo. Estas varían según la situación del
osciloscopio en el puesto de trabajo. Entonces el trazo no va paralelo a las líneas de la
retícula. Se puede corregir en unos cuantos grados (ver “Mandos de control y readout” >
E: MAIN MENU > 1. TRACE ROT.).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
84
83
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
4. Verifique las sondas de prueba del osciloscopio
La sonda atenuadora debe estar exactamente adaptada a la impedancia de
entrada del amplificador de medida para transmitir correctamente la forma de la señal.
Para este trabajo, un generador incorporado en el osciloscopio proporciona una señal
rectangular con un tiempo de subida muy corto (<4nS en la salida de 0,2 Vpp) y una
frecuencia de aprox. 1kHz ó 1 Mhz. la señal rectangular se puede tomar de ambos bornes
concéntricos situados debajo de la pantalla. Suministra una señal de 0,2 Vpp + 1 % para
sondas atenuadoras 10:1. La tensión corresponde a una amplitud de 4 div., si el atenuador
de entrada del osciloscopio está ajustado al coeficiente de deflexión de 5 mV/div.
El diámetro interior de los bornes es de 4,9 mm, y corresponde al diámetro
exterior del tubo de aislamiento de sondas modernas (conectadas al potencial de
referencia) de la serie F (normal internacional). Sólo así se obtiene una conexión a masa
muy corta, que permite obtener la presentación de señales con frecuencia alta y una forma
de onda sin distorsión de señales no senoidales.
4.1. Ajustes a 1 kHz
El ajuste de este condensador (trimer) compensa (en baja frecuencia) la carga
capacitiva de la entrada del osciloscopio. Con este ajuste el atenuador capacitivo obtiene
la misma relación que un atenuador óhmico.
Esto da como resultado, la misma atenuación de la tensión para frecuencias altas y bajas
que para tensión continua (este ajuste no es necesario ni posible con sondas 1:1 fijas o
sondas conmutadas a 1:1). Una condición para el ajuste es que el trazo vaya paralelo a las
líneas horizontales de la retícula (véase «Rotación del haz TR»).
Conectar la sonda atenuada 10:1 a la entrada CH.1, no pulsar tecla alguna, conmutar el
acoplamiento de entrada a DC, el atenuador de entrada a 5mV/div. y el conmutador
TIME/DIV. a 0,2ms/div. (ambos en posición calibrada), conectar la sonda 10:1 al borne
CAL.
Incorrecto
Correcto
Incorrecto
En la pantalla aparecen dos periodos. Seguidamente hay que ajustar el trimer de
compensación de baja frecuencia, cuya localización se describen en la información
adjunta a la sonda. El trimer se ajusta con el destornillador aislado que se adjunta hasta
que las crestas de la señal rectangular vayan exactamente paralelos a las líneas
horizontales de la retícula (ver dibujo 1 kHz). La altura de la señal debe medir 4div. + 0,12
div. (3%). Los flancos de la señal quedan invisibles durante este ajuste.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
85
84
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
4.2. Ajuste a 1MHZ
Las sondas Hz51, 52 y 54 se pueden ajustar con alta frecuencia. Están provistas de
redes para la compensación de distorsiones por resonancias (trimers en combinación con bobinas
y condensadores). Con ellas es muy sencillo ajustar la sonda óptimamente en el margen de la
frecuencia límite superior del amplificador de medida. Con este ajuste no sólo se obtiene el ancho
de banda máximo para el servicio con sonda, sino también un retardo de grupo constante al límite
del margen. Con esto se reducen a un mínimo las distorsiones cerca del flanco de subida (como
sobreoscilaciones, redondeamiento, postoscilaciones, etc. en la parte superior plana). De este
modo, con las sondas HZ51, 52 y 54, se utiliza todo el ancho de banda del osciloscopio sin
distorsiones de la forma de curva. Para este ajuste con alta frecuencia es indispensable un
generador de onda rectangular con un tiempo de subida muy corto (típico 4ns) y una salida de baja
impedancia interna (aprox. 50Ω), que entregue una tensión de 0,2 Vpp con una frecuencia de 1
Mhz. La salida del calibrador del osciloscopio, cumple estas condiciones.
Conectar las sondas atenuadoras del tipo HZ51, 52 o 54 a la entrada del canal I,
seleccionar la frecuencia el calibrador de 1MHz, elegir el acomplamiento de entrada en DC, ajustar
el atenuador de entrada en 5mV/div y la base de tiempos en 100ns/div. (en posiciones calibradas).
Introducir la punta de la sonda en el borne de 0,2 Vpp. Sobre la pantalla aparecerá una señal
cuyos flancos rectangulares son visibles. Ahora se realiza el ajuste en AF. Se debe observar para
este proceso, la pendiente de subida y el canto superior izquierdo del impulso. En la información
adjunta a las sondas se describe la situación física de los elementos de ajuste de la sonda.
Los criterios para el ajuste en AF son los siguientes:
? Tiempo de subida corto que corresponde a una pendiente de subida prácticamente vertical.
? Sobreoscilación mínima con una superficie horizontal lo más recta posible, que corresponde a
una respuesta en frecuencia lineal.
La compensación en AF debe efectuarse de manera, que la señal aparezca lo más cuadrada
posible. Las sondas provistas de la posibilidad de un ajuste en AF son en comparación a las de
tres ajustes más simples de ajustar. Sin embargo, tres puntos de ajuste permiten una adaptación
más precisa de la sonda al osciloscopio. Al finalizar el ajuste en AF, debe controlarse también la
amplitud de la señal con 1 Mhz en la pantalla. Debe tener el mismo valor que el descrito arriba bajo
el ajuste de 1 kHz.
Incorrecto
Correcto
Incorrecto
Es importante atenerse a la secuencia el ajuste primero 1 kHz i luego i Mhz, pero no es necesario
repetir el ajuste. Cabe notar también que las frecuencias del calibrador 1 kHz y 1 Mhz no sirven
para la calibración de la deflexión del tiempo del osciloscopio (base de tiempos). Además, la
relación de impulso difiere del valor 1:1.
las condiciones para que los ajustes de atenuación de los controles (o controles del coeficiente de
deflexión) sean fáciles y exactos, son: crestas de impulso horizontales, altura de impulso calibrada
y potencial cero en la cresta de impulso negativo. La frecuencia y la relación de impulso no son
críticas.
5. Conectar la sonda de prueba del osciloscopio para realizar la medición y seleccionar
el tipo de acoplamiento DC, AC, GND; así como también el canal de medición.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
86
85
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
INPUT CHI (X) - Borne BNC (25)
Este borne sirve como entrada para la señal del amplificador de entrada del canal I. La conexión
externa del borne queda conectada galvánicamente con el conducto de protección (de red). A la
entrada se le ha consignado la siguiente tecla (26):
En modo XY se conecta esta entrada amplificador de medida X.
INPUT CH I
1MΩII
18pF
max.
400 Vp
25
INPUT CH II
1MΩII
18pF
x1/x10
max.
400 Vp
AC/DC/GND
26
27
TRIG. EXT.
x1/x10
INP.
(z)
AC/DC/GND
28
29
CAT II
max.
100 Vp
30
(26) AC/DC/GND -x1/x10 - Tecla con dos funciones
AC/DC/GND:
Si se está trabajando en un modo en el cual el canal I está activo, se visualiza, mediante una breve
pulsación sobre la tecla, un menú desplegable; este presenta „AC” (tensión alterna), „DC”
(tensión continua) y „GND” (entrada desconectada). El modo activo del acoplamiento de señal
se indica con una iluminación más intensa. Cada breve pulsación sobre la tecla, conmuta el
modo de acoplamiento señal en el menú desplegable.
Después de que ya no se visualiza el menú desplegable, se presenta el ajuste seleccionado en el
readout después del coeficiente de desvío, mediante el signo „~” o „=” o „GND”.
Con „GND” (ground) la señal que está acoplada a la entrada BNC no puede generar el desvío del
trazo y en modo Yt se presentará, en modo de disparo automático, sólo un trazo sin desvío en
dirección Y (posición del trazo „0 Voltios”); en modo XY no se genera ningún desvío del trazo en
dirección X. El readout presenta la posición del trazo “0 Voltios” con símbolos (Yt: ; XY: una
flecha en la línea de retícula inferior ), sin que sea preciso conmutar a „GND”. Véase YPOS/CURS.I (6).
En posición „GND” queda desconectado el mando rotatorio VOLTS/DIV. (14).
Facto de atenuación x1/x10:
Mediante una pulsación prolongada sobre la tecla, se puede conmutar en el readout el coeficiente
de desvío de canal 1 entre 1:1 y 10:1. En la indicación del coeficiente de desvío y durante la
medición de tensión mediante cursores, se tiene encuentra una sonda atenuadora 10:1
conectada, si ante el coeficiente de desvío se presenta un símbolo de una sonda (p.ej.. “símbolo
de sonda, Y1...”)
Atención!
Si se mide sin sonda atenuadora (1:1), se deberá desactivar el símbolo de sonda; sino
resultaría una indicación errónea del coeficiente de desvío y se darían valores de
tensión erróneos midiendo con ayuda de los cursores.
Borne de masa
El borne está determinado para ser usado por conectores tipo banana de 4 mm. El borne está
conectado galvánicamente con el conducto de protección (de red).
El borne se utiliza como potencial de referencia en modo de CT (Comprobador de
componentes), pero puede ser utilizado también durante medidas de tensiones continuas o
tensiones alternas de baja frecuencia como conexión de medida de potencial de referencia.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
87
86
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
INPUT CH II - Borne BNC (28)
El borne de BNC sirve para la entrada de la señal al amplificador de entrada de canal II. La conexión
externa del borne queda conectada galvánicamente con el conducto de protección (de la red).
En modo de funcionamiento XY se conecta la entrada al amplificador de medida X. A la entrada se le
asignan las teclas que a continuación se detallan:
(29) AC/DC/GND -x1/x10 - Tecla con dos funciones
INPUT CH I
1MΩII
18pF
max.
400 Vp
25
INPUT CH II
1MΩII
18pF
x1/x10
max.
400 Vp
AC/DC/GND
26
27
TRIG. EXT.
x1/x10
INP.
(z)
AC/DC/GND
28
29
CAT II
max.
100 Vp
30
AC/DC/GND:
Si se está trabajando en un modo en el cual el canal II está activo, se visualiza, mediante una
breve pulsación sobre la tecla, un menú desplegable; este presenta „AC” (tensión alterna), „DC”
(tensión continua) y „GND” (entrada desconectada). El modo activo del acoplamiento de señal
se indica con una iluminación más intensa. Cada breve pulsación sobre la tecla, conmuta el
modo de acoplamiento señal en el menú desplegable.
Después de que ya no se visualiza el menú desplegable, se presenta el ajuste seleccionado en el
readout después del coeficiente de desvío, mediante el signo „~” o „=” o „GND”.
Con „GND” (ground) la señal que está acoplada a la entrada BNC no puede generar el desvío del
trazo y en modo Yt se presentará, en modo de disparo automático, sólo un trazo sin desvío en
dirección Y (posición del trazo „0 Voltios”); en modo XY no se genera ningún desvío del trazo en
dirección X. El readout presenta la posición del trazo “0 Voltios” con símbolos (Yt: ; XY: una
flecha en la línea de retícula inferior ), sin que sea preciso conmutar a „GND”. Véase YPOS/CURS.II (8).
En posición „GND” queda desconectado el mando rotatorio VOLTS/DIV. (18).
Facto de atenuación x1/x10:
Mediante una pulsación prolongada sobre la tecla, se puede conmutar en el readout el coeficiente
de desvío de canal 2 entre 1:1 y 10:1. En la indicación del coeficiente de desvío y durante la
medición de tensión mediante cursores, se tiene encuentra una sonda atenuadora 10:1
conectada, si ante el coeficiente de desvío se presenta un símbolo de una sonda (p.ej.. “símbolo
de sonda, Y2...”)
Atención!
Si se mide sin sonda atenuadora (1:1), se deberá desactivar el símbolo de sonda; sino
resultaría una indicación errónea del coeficiente de desvío y se darían valores de
tensión erróneos midiendo con ayuda de los cursores.
TRIG. EXT. /INPUT (Z) -Borne BNC con función doble.
La impedancia de entrada es de 1 M II 20pF. La conexión externa del borne queda conectado
galvánicamente con la línea de protección (de red).
Mediante la breve pulsación de la tecla Z-ON/OFF-VAR (24) se puede modificar la función la
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
88
87
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
función del borne TRIG. EXT. (30). El borne puede ser usado como entrada de disparo
externo o como entrada para la modulación Z (intensidad de luminosidad de trazo).
TRIG. EXT.:
El borne BNC sólo actúa como entrada para señal de señales de disparo (externas),
cuando el readout indica “ext” como fuente de disparo. El acoplamiento de disparo de
señal se elige mediante la tecla TRIG. SOURCE (17).
Entrada Z:
Se está trabajando en modulación Z, cuando el readout indica a la derecha de la
indicación del acoplamiento de entrada „Z”. En combinación con „disparo externo”,
„base de tiempos retardable” („sea”, „del” o „dTR”) o modo de „Component Tester” no se
dispone de la modulación Z o se desactiva esta automáticamente.
El borrado del trazo se efectúa por nivel alto TTL (lógica positiva). No quedan permitidas
las tensiones superiores a los + 5V, para la modulación del trazo.
6. Seleccione la tecla AUTO MEASURE
Esta tecla se encuentra debajo de la pantalla del osciloscopio y nos permite medir en DC,
Frecuencia, Periodo, Peak+, Peak-, TRIGGER LEVEL, OFF.
1. AUTO MEASURE
Los resultados de medición de los diferentes puntos del menú se refieren a la señal de
medida, con la que se realiza el disparo.
Las mediciones de tensión sólo se posibilitan, si se trabaja en acoplamiento de disparo de
AC o DC. Las mediciones en tensión continua precisan de un acoplamiento de entrada en
DC. Esto es válido igualmente para las partes de tensión continua de tensiones
mezcladas. Con señales de medida de una frecuencia elevada, se deberá tener en cuenta
la respuesta en frecuencia del amplificador de disparo utilizado; es decir, la precisión de
medida se reduce. Referido a la presentación de la señal se obtienen desviaciones, ya
que la frecuencia de los amplificadores de medida Y difieren de los amplificadores de
disparo. Al medir tensiones alternas de baja frecuencia (< 20 Hz), la indicación seguirá el
comportamiento de la tensión. Si se trata de tensiones con forma de impulsos, se pueden
obtener variaciones del valor de medida indicado. la magnitud de esta variación depende
de la relación de frecuencia de la señal medida y de la pendiente seleccionada (/ \ (9)).
Las mediciones de frecuencia y periodos precisan, que se hayan cumplido las condiciones
de disparo (TR-LED (10)) se ilumina y con señales por debajo de los 20 Hz se deberá
trabajar en disparo manual (normal). las señales de muy baja frecuencia precisarán un
tiempo de medida de varios segundos.
Para evitar errores de medida, deberá encontrarse la presentación de la señal dentro de
los límites del reticulado de la pantalla; es decir, no se podrá tener una sobreexcitación de
pantalla o imagen.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
89
88
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
DC- presenta el valor de tensión continua mediado (véase „indicador de valor mediado”).
Frecuency - posibilita las medidas en frecuencia. Con señales complejas, influye el punto
de disparo en la presentación.
Period - para mediciones de duración de periodos. También aquí influye el punto de
medida en la indicación.
Peak + - indica la variación positiva de las tensiones alternas (punto de cambio de
incremento de signo). la parte de tensión continua de tensiones mezcladas se tienen en
cuenta en modo de acoplamiento de entrada DC.
Peak Peak - indica la tensión de diferencia (tensión alterna) entre el valor de incremento
positivo y negativo. No se miden las partes de tensión continua.
Trigger Level - para la presentación de la tensión de referencia en el comparador de
disparo. El disparo sólo se realiza , cuando esta tensión se sobrepasa con suficiente
margen de tensión (depende del ajuste de la pendiente de disparo).
Off - no se realiza una medición automática y se presenta con readout.
OBSERVACIONES
Se recomienda que después de seleccionar el tipo de medición, se debe seleccionar
la tecla AUTO SET para obtener una mejor lectura.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
90
89
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
91
37
CT
36
0.2VPP
CAL.
SEL.
35
UNIT
6
34
33
32
31
SELECT
MEASURE MAIN MENU
SOURCE
ON
CURSOR
GLUE
SET
OFF
CH1: =100mV CH2: ~ 100mV CHP
TB: 500 ms Δt : 100 ns SR5
OSCILOSCOPIO
14
2
CUR
25
15
INPUT CHI (X)
1MΩII
18pF
VAR.
CHI
26
16
AC/DC/GND
x1/x10
DUAL
MENU
TRIG.
SOURCE
VAR.
max.
400VP
27
28
INPUT CHII
1MΩII
18pF
CHII
NM
AT
1mV
17 18 19
INV.
20v
VAR
1mV
VAR
10
50 MHz
Instruments
11
HAMEG
9
TRIG. MODE
LEVEL
HO
20
29
INP.
(Z)
50ms
30
24
max.
100VP
TRIG. EXT
VAR.
Z-ON/OFF
VAR
13
XMAG
x10
SAVE
X-POS.
DEL. MODE
ON
OFF
0.5s
PUSH
LONG
PUSH
BOTH
21 22 21
AC/DC/GND
x1/x10
DEL. POS
MENU
TR
NM
HM 504
RECALL
5
VOLTS/DIV.
12
ANALOG OSCILLOSCOPE
Y-POS/CURS.II
RM
8
VOLTS/DIV.
CURSOR
POS
READ
OUT
INTEMS/FOCUS
7
4
VOLTS/DIV.
20v
max.
400VP
RO
A
FOC
!
3
Y-POS/CURS.I
AUTOSET
POWER
1
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
90
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Operar generador de señales
El generador de funciones es un equipo muy especial que nos permite generar una señal ya
sea cuadrada, senoidal, triangular y a frecuencias del orden de Hz a MHz.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Pulse la tecla POWER de encendido y seleccione el tipo de señal que dese: senoidal,
cuadrada o triangular.
2. Seleccione el rango de frecuencia presionando la tecla que corresponde (1, 10, 100) Hz,
(1, 10, 100) kHz, 1 MHz.
3. Conecte al terminal OUTPUT (50 Ω) la sonda del generador.
4. conecte el terminal rojo de la sonda del generador al terminal rojo del osciloscopio y el
terminal negro del generador al terminal negro del osciloscopio.
5. El canal al cual se ha conectado la sonda del generador. Presionando CHI o CHII del
osciloscopio y después presionar AUTOSET.
6. Varíe la amplitud o frecuencia según sea el caso en el generador de funciones.
7. Verifique que el dato de frecuencia coincida con el dato del generador de funciones
seleccionando la tecla “MEASURE” y después frecuencia.
8. Verifique la amplitud presionando la tecla del osciloscopio “MEASURE y después
“AMPLITUD” ya sea en DC o V pico+ ó Vpico - ó V pico pico.
CONTROL AMPLITUD
1
2 TENSIÓN OFFSET SELECTOR RANGO 3 SELECTOR FUNCIÓN 4
RANGE Hz
AMPLITUD DC OFFSET
1M
OUTPUT
MAIN
100K 10K
SWEEP
1K
FUNCTION
100
SWEEP SWEEP
RATE WIDTH
10
1
FRECUENCY
SYNC
POWER
50Ω
SALIDA PRINCIPAL
5
6 SALIDA
11
8
7
SEÑAL TTL
CONMUTADOR RANGO
BARRIDO
BARRIDO
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
92
9 CONTROL 10
INTERRUPTOR
AMPLITUD
CONTROL
BARRIDO FRECUENCIA
91
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
1. Control de amplitud. Determinamos la amplitud de la señal de salida.
2. Tensión Offset: Superponemos un determinado nivel de tensión continua a la señal de
salida previamente ajustada.
3. Selector de rango de frecuencias: Determinamos el margen de frecuencias en el que
nos vamos a mover con el control de frecuencias.
4. Selector de función: Determinamos la forma de la señal de salida.
5. Salida principal: Aquí disponemos de la señal previamente seleccionada y ajustada a
nuestros requerimientos.
6. Señal de salida TTL: Dependiendo del tipo de generador, podemos disponer de una señal
cuadrada de una amplitud fija predeterminada y de una frecuencia variable a través de los
controles.
7. Conmutador de barrido: Disponemos de un barrido interno que habilita los controles
rango de barrido (8) y amplitud de barrido (9).
8. Rango de barrido: Ajusta el rango de la señal interna de barrido y la repetición del mismo.
9. Control de amplitud de barrido: Ajusta la amplitud de la señal de barrido interna.
10. Control de frecuencia: Ajusta la frecuencia de salida dentro del rango seleccionado en
(3).
11. Interruptor
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
93
92
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Armar circuitos amplificadores con transistores bipolares.
Existen muchos tipos de amplificadores con transistores, uno de ellos puede ser el emisor
común y estos pueden colocarse en cascada, es decir, la salida amplificada de la primera
etapa del emisor común puede ser usada como entrada para otra etapa de EC. De esta
forma podemos montar amplificadores multi etapas con una ganancia de tensión de valor
alto.
PROCESO DE EJECUCIÓN
CÁLCULOS
1. Calcule en la figura 1 las tensiones en la base, emisor y colector de cada etapa. Anote sus
respuestas en la tabla 1.
+10 V
R1
1 kΩ
R2
10 kΩ
C1
1 μF
-
R4
3,9 kΩ C
2
1μF
+
-
R7
10 kΩ
R9
3,9 kΩ
C3
1μF
+
-
+
20 mVpp
2N3904
2N3904
R5
68 Ω
1 kHz
R3
2,2 kΩ
R10
68 kΩ
+
R6
1kΩ
C4
- 470 μF
R8
2,2 kΩ
R11
1kΩ
R12
1,2 kΩ
+
C5
- 470 μF
Figura 1
2. Calcule el valor CA pico a pico de la tensión en la base, emisor y colector de cada etapa
(figura1) en la tabla 2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
94
93
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PRUEBAS
3. Implemente el amplificador de dos etapas e la figura 1.
4. Mida la tensión en la base, emisor y colector de cada etapa. Anote sus datos en la tabla 1.
Considerando la tolerancia de los resistores que están siendo usados, las tensiones
medidas deben de estar de acuerdo con las tensiones calculadas.
5. Mida la tensión CA pico a pico en la base, emisor y colector de cada etapa. Anote sus
datos en la tabla 2 . Estas medidas deben estar de acuerdo con los valores calculados.
EFECTO DE LA CARGA
6. Abra el circuito desconectando el capacitor de acoplamiento entre la primera y segunda
etapa. Obsérvese la atención de CA en el colector del primer estado. Reconecte el
capacitor de acoplamiento y note que la señal CA disminuye significativamente. No
continúe hasta entender y explicar por qué la señal disminuye.
7. Abra el circuito desconectando el capacitor de acoplamiento entre el segundo estado y el
resistor de carga. Observe la tensión CA en el colector de la segunda etapa. Reconecte
el capacitor de acoplamiento y note la fuerte disminución de la señal .
VERIFICACIÓN DE DEFECTOS
8. Suponga que en la figura 1 C4 esté abierto ¿esto produce un defecto en la primera o
segunda etapa. Anote su respuesta (1 ó 2) en la tabla 3.
9. Simule el efecto indicado anteriormente en el circuito. Mida las tensiones CC y CA. Antes
de medir cada tensión calcule estos valores. entonces cuando realice la medición sabrá
donde está el defecto.
10. Calcule cada tensión propuesta en la tabla 3 en la etapa con defecto. Mida y anote las
tensiones.
11. Repita los pasos del 8 al 10 para cada defecto propuesto en la tabla 3.
12. Pida a su instructor para que simule un defecto en su circuito.
13. Localice, repare y elimine el defecto.
14. Repita los pasos 12 y 13 cuantas veces juzgue necesario su instructor.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
95
94
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Tabla 1. Tensiones CC
Calculado
TRANSISTOR
VB
VE
Medido
VC
VB
VE
VC
1
2
Tabla 2. Tensiones CA
Calculado
TRANSISTOR
vb
ve
Medido
vc
vb
ve
vc
1
2
Tabla 3. Verificación de defectos
Calculado
VB
VE
Medido
VC
vb
ve
vc
C4 Abierto
R4 en corto
R10 en corto
R3 Abierto
C5 Abierto
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
96
95
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CUESTIONARIO PARA EL LABORATORIO
1. La tensión CC calculada en la base de la primera etapa fue aproximadamente:
a)
b)
c)
d)
1,1 V
1,8 V
6,28 V
10 V
2. La tensión CC medida en el colector de la segunda etapa fue:
a)
b)
c)
d)
1,1 V
1,8 V
6,28 V
10 V
3. La tensión CA en la base de la segunda etapa fue aproximadamente:
a)
b)
c)
d)
5 mV
12 mV
100 mV
1,4 V
4. La tensión CA en el emisor de la segunda etapa fue aproximadamente:
a)
b)
c)
d)
5 mV
12 mV
100 mV
1,4 V
5. La ganancia e tensión entre la base de la primera etapa y el colector de la segunda etapa
fue aproximadamente:
a)
b)
c)
d)
10
115
230
1000
6. Explique por qué la señal disminuye cuando el capacitor de acoplamiento fue reconectado
en el paso 6.
VERIFICACIÓN DE DEFECTOS
7. Explique qué sucede cunado el capacitor de derivación de emisor se abre.
8. Suponga que en la primera etapa de la figura 1 el colector emisor estuviera en corto. ¿Cuál
será la impedancia de entrada aproximada que la base “ve” de la base de la primera
etapa?. Justifique su respuesta.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
97
96
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Verificar ganancia de tensión y corriente
Para hallar la ganancia de tensión se necesita de la tensión de salida entre la tensión de
entrada ΔV = VOUT/VIN; así como también para hallar la ganancia de corriente se necesita la
corriente de salida entre la corriente de entrada ΔI = IOUT/IIN.
+10 V
R2
1 kΩ
IN
RS
10 kΩ
1 μF
C1
-
R4
3,9 kΩ C
2
1μF
+
-
R9
3,9 kΩ
R7
10 kΩ
C3
1μF
+
-
+
2N3904
OUT
2N3904
R5
68 Ω
R10
68 kΩ
R12
1,2 kΩ
1 kHz
20 mVpp
R3
re = 25 mV
IB
2,2 kΩ
+
R6
1kΩ
ΔV =
C4
- 470 μF
R8
2,2 kΩ
R11
1kΩ
+
C5
- 470 μF
VOUT ~ Re
=
VIN
re
1. Determine el valor de la resistencia de realimentación parcial, para la segunda etapa con el
fin de obtener una ganancia total de tensión de aproximadamente 75. Anote este valor
en la parte superior de la tabla 1.
2. Sustituya el resistor del circuito que proyecto. Mida y anote la ganancia de tensión de la
primera etapa (entre base y colector). Ahora mida y anote la ganancia de tensión en la
segunda etapa, cada una con respecto a tierra.
3. Mida y anote la ganancia de tensión total (entre la base de la primera y el colector de la
segunda etapa, cada una concerniente a tierra del circuito.
4. Calcule la CA de entrada en la resistencia de 1 kΩ RS, usando la fórmula:
Ient =
VS - Vent
RS
Use el valor medio de Vent, seguidamente calcule la impedancia de entrada:
Zent =
Vent
Ient
CALCULADO
ΔV =
ΔI =
Zi =
Zo =
MEDIDO
ΔV =
ΔI =
Zi =
Zo =
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
98
97
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES BIPOLARES
GENERALIDADES
El análisis o diseño de un amplificador a transistor requiere de un conocimiento tanto
para la respuesta en dc como para la respuesta en ac del sistema. Muy a menudo se asume
que un transistor es un dispositivo mágico que puede elevar el nivel de una señal de entrada
de ac, sin la asistencia de una fuente externa de energía. En realidad el nivel de potencia de
salida de ac mejorado es el resultado de una transferencia de energía desde las fuentes e dc
aplicadas. Por tanto, el análisis o diseño de cualquier amplificador electrónico tiene dos
componentes: la porción de dc y la porción de ac. Por fortuna, el teorema de la superposición
puede aplicarse y la investigación de las condiciones de dc puede separarse por completo de
la respuesta de ac. Sin embargo, se debe tener en cuenta que durante el estado de diseño o
síntesis, la elección de los parámetros para los niveles requeridos de dc afectarán la
respuesta en ac y viceversa.
El nivel de dc de un transistor en operación es controlado por diversos factores,
incluyendo el rango de puntos de operación posibles sobre las características del dispositivo.
El rango para el amplificador a BJT . Una vez definidos los niveles de voltaje y de corriente de
dc se debe construir una red que establecerá el punto de operación deseado. Cada diseño
también determinará la estabilidad del sistema, es decir, que tan sensible es el sistema a las
variaciones de temperatura.
Aunque en este capítulo se analiza cierta cantidad de redes, existe una similitud
fundamental entre el análisis de cada configuración debido al uso recurrente de las
siguientes relaciones básicas, que son importantes para un transistor.
VBE = 0,7 V
IE = (β + 1)IB = IC
IC = β IB
Una vez que están analizadas las primeras redes, la solución de las siguientes se tornará
más clara. En la mayoría de los casos, la corriente IB base es la primera cantidad que debe
determinarse. Las ecuaciones para IB son tan familiares para una cantidad de
configuraciones que una ecuación puede derivarse de otra sólo con eliminar o añadir uno o
dos términos.
PUNTO DE OPERACIÓN
El término polarización comprende todo lo relacionado para la aplicación de voltajes de dc,
que ayudan a establecer un nivel fijo de corriente y voltaje. Para los amplificadores a
transistores el voltaje y corriente de dc resultantes establecen un punto de operación sobre
las características que definen una región que se utilizará para la amplificación de la señal
aplicada. Debido a que el punto de operación es un punto fijo sobre las características,
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
99
98
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
también se le llama punto de reposo (abreviado punto Q, por la sigla en inglés de quiescent
point). La figura muestra una característica general de salida de un dispositivo con cuatro
puntos de operación indicados. El circuito de polarización puede diseñarse para establecer
la operación del dispositivo en cualquiera de estos puntos o de otros dentro de la región
activa. Los valores máximos están indicados en las características de la figura 8 mediante
una línea horizontal para la corriente del máxima colector IC máx, y una línea vertical cuando
sea el voltaje máximo el colector -emisor VCE máx. La restricción de máxima potencia se define
por la curva PC máx en la misma figura. En el extremo inferior de las escalas se encuentra la
región de corte, definida por IB < 0 μA, y la región de saturación, definida por VCE < VCE máx.
El dispositivo BJT puede estar en polarización para operar fuera de estos límites
máximos , pero el resultado de tal operación podría ser un recorte considerable de la vida del
dispositivo, o bien la destrucción del dispositivo. Cuando se confina la región activa puede
seleccionarse muchas áreas o puntos de operación diferentes. El punto Q que se elige a
menudo depende del empleo del circuito. De cualquier manera, se pueden considerar
algunas diferencias entre los diversos punto mostrados en la figura 1 para presentar algunas
ideas básicas acerca del punto de operación y, por tanto, del circuito e polarización.
IC (mA)
80 μA
70 μA
IC máx 25
60 μA
20
50 μA
40 μA
PC máx
15
30 μA
Saturación
B
10
5
D
10 μA
C
IB = 10 μA
A
0
20 μA
VCE mín
5
10
15
Corte
20
VCE máx
VCE (V)
Figura 1. Varios puntos de operación dentro de los límites de operación de un transistor.
Si no se utilizara la polarización, el dispositivo estaría al principio completamente
apagado, dando por resultado un punto Q en A, es decir, cero corriente a través del
dispositivo (y cero voltaje a través de él). Debido a que es necesario polarizar un dispositivo
de forma que pueda responder al rango completo de la señal de entrada, el punto A no sería
precisamente el adecuado. Para el punto B, si la señal se aplica al circuito, el dispositivo
tendrá una variación en corriente y voltaje desde el punto de operación, permitiendo al
dispositivo reaccionar (y posiblemente amplificar) tanto ante las excursiones positivas como
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
100
99
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
negativas de la señal de entrada. Si la señal de entrada se elige correctamente, el voltaje y la
corriente del dispositivo tendrán variación, pero no la suficiente como para llevar al dispositivo
hacia el corte o a la saturación. El punto C permitiría cierta variación positiva y negativa de la
señal de salida, pero el valor pico a pico estaría limitado por la proximidad de VCE = 0/ IC= 0
mA. La operación en el punto C también acarrea inquietud acerca de las no linealidades
presentadas por el hecho de que hay un cambio rápido en las curvas de IB en esta región. En
general, es preferible operar donde la ganancia del dispositivo es muy constante (o lineal)
para asegurar que la amplificación a través de la excursión completa de la señal de entrada
es la misma. El punto B es una región de espaciamiento más lineal y, por tanto, de operación
más lineal. El punto D establece el sitio de operación del dispositivo cerca del nivel de voltaje
y potencia máxima. la excursión del voltaje de salida en la dirección positiva se encuentra
entonces limitada para no exceder el voltaje máximo. Por tanto, el punto B parece ser el
mejor punto de operación en términos de ganancia lineal y la excursión más grande posible
de voltaje y coriente. Ésta es por lo general la condición deseada para los amplificadores de
pequeña señal, pero no necesariamente es el caso para los amplificadores de potencia. En
este análisis, nos concentramos básicamente en la polarización del transistor para la
operación de amplificación en pequeña señal.
Existe otro factor para la polarización muy importante que todavía podemos
considerar . Una vez que seleccionamos y polarizamos el BJT en un punto de operación,
también debe tomarse en cuenta el efecto de la temperatura. Este factor ocasiona que
cambien los parámetros, como la ganancia en corriente del transistor (βac) y la corriente de
fuga del transistor (ICEO). Las mayores temperaturas dan como resultado las mayores
corrientes de fuga en el dispositivo, causando un cambio en la condición de operación
establecida por la red de polarización. El resultado es que el diseño de la red debe ofrecer
también un grado de estabilidad en temperatura, de tal forma que dichos cambios ocasionen
la menor cantidad de modificaciones en el punto de operación. La estabilidad del punto de
operación puede especificarse mediante un factor de estabilidad S, el cual indica el grado de
cambio en el punto de operación debido a una variación en la temperatura. Es mejor un
circuito de gran estabilidad; comparada con la estabilidad de varios circuitos polarizados.
Para que el BJT esté polarizado en su región lineal o de operación activa, los
siguientes puntos deben resultar exactos:
1. La unión base-emisordebe tener una polarización directa (voltaje de la región p más
positivo) con un voltaje de polarización directa resultante de aproximadamente 0,6 a 0,7 V.
2. La unión base-colector debe tener una polarización inversa (voltaje de la región n más
positivo) con un voltaje de polarización inversa resultante de cualquier valor dentro de los
límites máximos del dispositivo.
Obsérvese que para la polarización directa el voltaje a través de la unión p-n es p-positiva,
mientras que para la polarización inversa es opuesto (inverso) con n-positiva. Este énfasis
sobre la letra inicial debe ofrecer un medio para ayudar a memorizar la polaridad necesaria de
voltaje.
La operación en las regiones de corte, saturación y lineal de las características del BJT
se ofrecen de la siguiente manera:
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
101
100
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
1. Operación en la región lineal:
Unión base-emisor con polaridad directa
Unión base-colectar con polarización inversa
2. Operación en la región de corte:
Unión base-emisor con polarización inversa
3. Operación en la región de saturación:
Unión base-emisor con polarización directa
Unión base-colector con polarización directa
CIRCUITO DE POLARIZACIÓN FIJA
El circuito de polarización fija de la figura 2 ofrece una introducción relativamente directa y
simple al análisis de la polarización en dc de transistores. Aunque la red utilice un transistor
npn, con el sólo hecho de cambiar todas las direcciones de corriente y los voltajes de
polarización . Las direcciones de corriente de la figura 2 son las reales, y los voltajes están
definidos por la notación estándard de doble subíndice. Para el análisis en dc, la red debe
aislarse de los niveles de ac, reemplazando los capacitores por un equivalente del circuito
abierto. Más adelante, la fuente VCC de dc puede separarse en dos fuentes (para propósitos
de análisis solamente), como se muestra en la figura 3 para permitir una separación de los
circuitos de entrada y de salida. También reduce la unión de las dos corrientes que fluyen
hacia la base IB. Como se observa, la separación es válida, como lo muestra la figura 3,
donde VCC está conectada directamente a RB y RC, justo como en la figura 2.
VCC
VCC
Señal de
salida
en ac
IC
RC
RB
C1
IC
RC
RB
C
Señal de
entrada
en ac
VCC
C2
C
IB
+
IB
+
B+
VCE
_
B +
VCE
_
VBE
_
_
VBE
E
Figura 2. Circuito de polarización fija
E
Figura 3. Equivalente de dc de la figura 2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
102
101
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Polarización directa base- emisor
+
Considere primero la malla del circuito baseemisor de la figura 4. Cuando escriba la ecuación
de voltaje de Kirchhoff en la dirección de las
manecillas del reloj, se obtendrá:
-
RC
VCC +
-
+
+VCC - IB RB - VBE = 0
IB
VBE
Nótese la polaridad de la caída de voltaje a través
de RB establecida por la dirección indicada de IB.
Cuando se resuelve la ecuación para la corriente
IB da por resultado lo siguiente:
IB =
-
Figura 4. Malla base-emisor
VCC - VBE
RB
Es verdad que la ecuación 4 no es difícil de
recordar si se toma en cuenta que la corriente de
base es la corriente a través de RB, y de acuerdo
con la ley de Ohm dicha corriente es el voltaje a
través de RB dividido entre la resistencia RB. El
voltaje a través de RB es el voltaje VCC aplicado en
un extremo menos la caída a través de la unión
base-emisor (VBE). Debido a que el voltaje VCC y
el voltaje base-emisor son constantes RB, fija el
nivel de la corriente de base para el punto de
operación.
RC
+
IC
+
+
-
VCC
VCE
-
Figura 5. Malla colector-emisor
Malla colector-emisor
La sección colector emisor de la red aparece en
la figura 5 con la dirección de la corriente IC
indicada y la polaridad resultante a través de RC.
La magnitud de la corriente del colector está
directamente relacionada a IB mediante:
VCC
RC
+
-
C
IC = β IB
Es interesante observar que debido a que la
corriente de base está controlada por el nivel de
RB y que IC está relacionada a IB por la constante
β, la magnitud de IC no es una función de la
resistencia RC. El cambio de RC hacia cualquier
nivel no afectará el nivel de IB o de IC mientras se
permanezca en la región activa del dispositivo.
+
-
E
Figura 6. Medición de VCE y VC
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
103
102
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Sin embargo, como se verá más adelante, el nivel de RC determinará la magnitud de VCE, el
cual es un parámetro importante.
La aplicación de la ley de Kirchhoff en la dirección del sentido de las manecillas del
reloj alrededor de la malla cerrada indicada en la figura 5 dará por resultado lo siguiente:
VCE + IC RC - VCC = 0
VCE = VCC - IC RC
y
la cual establece que el voltaje a través de la región colector-emisor de un transistor en la
configuración de polarización fija es el voltaje de alimentación menos la caída a través de RC.
Como un breve repaso de la notación de subíndice sencillo y doble, recuerde que:
VCE = VC - VE
donde VCE es el voltaje colector -emisor y VC y VE son los voltajes del colector y del emisor a
tierra, respectivamente. Pero en este caso, debido a que VE = 0V, se tiene que :
VCE = VC
Además, ya que
VBE = VB - VE
y que VE = 0 V, entonces
VBE = VB
Tenga presente que los niveles de voltaje como VCE son determinados mediante la colocación
de la punta de prueba roja (positiva) del voltímetro en la terminal del colector y la punta de
prueba negra (negativa), a la terminal del emisor según se muestra en la figura 6. VC es el
voltaje del colector a la tierra y se mide según la misma figura. En este caso las dos lecturas
son idénticas, pero en las redes que siguen las dos pueden ser muy diferentes. Comprender
la diferencia entre ambas medidas puede ser muy importantes para la localización de fallas
en las redes de transistores.
Ejemplo
Determinar lo siguiente para la configuración de polarización fija de la figura 7.
a)
b)
c)
d)
IB e ICo
VCEo
VB y VC
VBC
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
104
103
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VCC = +12V
RC
2,2 kΩ
RB
240 kΩ
C2
Salida
en ac
10 μF
+
Entrada
en ac
C1
IB
β = 50
B+
10 μF
VBE
VCE
_
_
Figura 7. Circuito dc de polarización fija para el ejemplo
Solución:
a)
IB =
VCC - VBE
= 12V - 0,7V = 47,08 μA
RB
240kΩ
IB = β IBQ = (50)(47,08 μA) = 2,35 mA
b)
VCEQ = VCC - IC RC
= 12V - (2,35 mA)(2,2 kΩ)
= 6,83 V
c) VB = VBE = 0,7 V
VC = VCE = 6,83 V
d) La utilización de la notación del subíndice doble da por resultado
VBC = VB - VC = 0,7 V - 6,83 V
= - 6,13 V
y el signo negativo revela que la unión tiene polarización inversa, como debe ser para la
amplificación lineal.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
105
104
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Saturación del transistor
El término saturación se aplica a cualquier sistema donde los niveles han alcanzado sus
máximos valores. Una esponja saturada es aquella que no puede contener otra gota de
líquido. Para un transistor que opera en la región de saturación, la corriente es un valor
máximo para el diseño en particular. El cambio en el diseño puede ocasionar que el nivel e
saturación correspondiente pueda llegar a incrementarse o descender. Desde luego, el nivel
más alto de saturación está definido por la corriente máxima del colector, y se proporciona en
la hoja de especificaciones.
Las condiciones de saturación se evitan normalmente porque la unión base-colector
ya no se encuentra con polarización inversa y la señal de salida amplificada se distorsionará.
Un punto de operación en la región de saturación se describe en la figura 8a. Nótese que se
trata de un región donde las curvas características se juntan y el voltaje colector-emisor se
encuentra en o por debajo de VCE máx. Además, la corriente del colector es relativamente alta
en las características.
Si se aproximan las curvas de la figura 8a, a las que aparecen en la figura 8b,el método
directo para determinar el nivel de saturación se toma aparente. En la figura 8a la corriente es
más o menos alta y el voltaje VCE se asume de 0 volts. Al aplicar la ley de Ohm, puede
calcularse la resistencia entre los terminales del colector y las del emisor de la siguiente
manera:
RCE =
VCE
0V
=
= 0Ω
IC
IC máx
IC
IC máx
IC
punto Q
IC máx
0
0
VCE
VCE máx
punto Q
(a)
VCE
(b)
Figura 8. Región de saturación a) real b) aproximada.
La aplicación de los resultados al esquema de la red resultaría en la configuración de la
figura 9.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
106
105
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
C
RCE = 0 Ω
(VCE = 0 V · IC = IC máx)
Figura 9. Determinación de IC máx
E
Por tanto, y para el futuro, si existiera una necesidad inmediata de conocer la corriente
máxima del colector (nivel de saturación) para un diseño en particular, sólo se inserta un
equivalente de corto circuito entre el colector y el emisor del transistor y se calcula la corriente
resultante del colector. En resumen, sólo haga VCE = 0V. Para la configuración de
polarización fija de la figura 10 el corto circuito se aplicó, causando que el voltaje a través de
RC se convierta en el voltaje aplicado VCC. La corriente de saturación resultante para la
configuración de polarización fija es:
IC sat =
VCC
RC
VCC
RC
RB
+
VRC = VCC
IC máx
+
VCE = 0 V
-
Figura10. Determinación de IC máx para
la configuración de polarización
Una vez que IC máx se conoce puede tenerse idea de la corriente máxima posible del colector
para el diseño escogido, y el nivel bajo, el cual debe permanecer si se espera una
amplificación lineal.
Ejemplo
Determine el nivel de saturación para la red de la figura 7.
Solución:
IB =
VCC
= 12 V = 5,45 μA
RC
2,2 kΩ
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
107
106
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Análisis de recta de carga
El análisis hasta el momento se hizo utilizando el nivel de β correspondiente con el punto Q
resultante. Ahora, se investigará la forma en que los parámetros de la red definen el rango
posible de puntos Q y la manera en que se determina el punto Q real. La red de la figura 11a
establece una ecuación de salida que relaciona las variables de IC y VCE de la siguiente
manera:
VCE = VCC - IC RC
Las características de salida del transistor también relacionan las dos variables como se
IC y VCE muestra en la figura 11b.
En esencia, se tiene una ecuación de redes y un conjunto de características que
utilizan las mismas variables. La solución común de las dos sucede donde se satisfacen las
restricciones establecidas por cada una de manera simultánea. Eso es similar a encontrar la
solución para dos ecuaciones simultáneas: una establecida por la red y la otra por las
características del dispositivo.
Las características del dispositivo de IC en función de VCE se ofrecen en la figura 11b.
Ahora, se debe superponer la línea recta definida por la ecuación 12 sobre las
características. El método más directo para graficar la ecuación 12 sobre las características
de salida es mediante el hecho de que una línea recta se encuentra definida por dos puntos.
Si se elige que IC sea 0 mA, entonces se especifica el eje horizontal como la línea sobre la
cual está localizado un punto. Al sustituir IC = 0mA en la ecuación 12 se encuentra que:
VCE = VCC - (0)RC
VCE = VCC - IC RC
y
definiendo un punto para la línea recta de acuerdo con la figura 12.
VCC
IC
+
RB
RC
-
IC (mA)
50 μA
40 μA
7
6
30 μA
5
+
4
VCE
IB
8
-
20 μA
3
10 μA
2
IB =10 μA
1
0
5
10
15
VCE (V)
ICEQ
(a)
(b)
Figura 11. Análisis de la recta de carga: a) la red b) las características el dispositivo.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
108
107
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC
VCC
RC
Punto Q
Figura 12. Recta de carga para
polarización fija
VCE = 0V
IBQ
Recta de carga
0
VCC
VCE
IC = 0 mA
Ahora, si se elige que VCE sea 0V, lo que establece al eje vertical como la línea sobre la cual
estará definido el segundo punto, se tiene que IC está determinado por la siguiente ecuación:
0 = VCC - IC RC
IC =
e
VCC
RC
VCE = 0V
Según aparece en la figura 12.
Al unir los dos puntos definidos por las ecuaciones 13 y 14, se puede dibujar la línea recta. A la
línea resultante sobre la gráfica de la figura 12, se le llama recta de carga debido a que es definido por
el resistor de carga RC. Mediante la solución para el nivel resultante de IB puede establecerse el punto
Q real que se muestra en la figura 12.
Si el nivel de IB cambia al variar el valor de RB, el punto Q se desplaza hacia arriba o hacia abajo
sobre la recta de carga como se indica en la figura 13. Si VCC se conserva fijo y se cambia RC, la recta
de carga se moverá e acuerdo con la figura 14. Si IB se mantiene fijo, punto Q se desplaza como se
indica en la misma figura. Si RC se mantiene fijo y VCC varía, la recta de carga se mueve igual que en
la figura 15.
VCC
R1
IC
VCC
RC
IB3
Punto Q
Punto Q
VCC
R3
IB2
Punto Q
0
R1>R2> R1
VCC
R2
Punto Q
Punto Q
Punto Q
IBQ
IB1
VCC
Figura13. Movimiento de punto Q con
niveles crecientes de IB
VCE
0
VCC
VCE
Figura14. Efecto de los niveles crecientes
de RC sobre la recta de carga y el punto Q.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
109
108
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC
VCC
1
RC
VCC > VCC > VCC
1
VCC
2
3
2
RC
VCC
3
Punto Q
Punto Q
Punto Q
RC
IBQ
VCE
0
VCC3
VCC2
VCC1
Figura15. Efecto de valores pequeños de VCC sobre la recta de carga y el punto Q.
Ejemplo
Dada la recta de la carga de la figura 16 y el punto Q definido, calcule los
valores requeridos de VCC, RC y RB para la configuración de polarización fija.
Solución: A partir de la figura 16
IC
VCE = VCC -=20V
60 μA
12
IC =
50 μA
10
40 μA
RC =
8
30 μA
6
Punto Q
IB =
20 μA
4
RB =
10 μA
2
0
IC = 0 μA
5
10
15
20
VCC
RC
y
e
IC = 0 mA
VCE = 0V
VCC
= 20V = 2 kΩ
10mA
IC
VCC- VBE
RB
VCC- VBE
= 20V - 0,7V = 772 kΩ
25 μA
IB
VCE
Figura 16.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
110
109
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VCC
CIRCUITO DE POLARIZACIÓN
ESTABILIZADO EN EMISOR
La red de polarización de dc de la figura 17,
contiene un emisor en el resistor para mejorar el
nivel de estabilidad respecto al de la
configuración de polarización fija. La mejor
estabilidad se demostrará a través de un
ejemplo numérico que veremos posteriormente
en esta sección. El análisis se llevará a cabo
cuan do examine en primer lugar la malla basev
emisor, y posteriormente utilizando los i
resultados para investigar la malla colectoremisor.
IC
RC
RB
vo
C2
IB
C1
Figura17. Circuitos de polarización
BJT con resistor de emisor.
IE
RE
Malla emisor-base
La malla emisor-base de la red de la figura 17 puede dibujarse de nuevo igual como se indica
en la figura 18. La ley de voltaje de Kirchhoff al rededor de la malla indicada en el sentido de
las manecillas del reloj dará por resultado la siguiente ecuación:
+ VCC - IB RC - VBE - IB RE = 0
IE = (β + 1) IB
Sustituyendo por IE en la ecuación resultará:
VCC - IB RC - VBE - (β + 1) IB RE = 0
La agrupación de los términos ofrecerá lo siguiente:
- IB (RB + (β + 1) RE) + VCC - VBE = 0
Multiplicando por (-1) se tiene:
IB (RB + (β + 1) RE) + VCC + VBE = 0
con
IB (RB + (β + 1) RE) + VCC - VBE
y resolviendo para IB da
IB =
VCC - VBE
RB + (β + 1) RE
Nótese que la única diferencia entre esas ecuaciones para IB y la que se obtuvo para la
configuración de polarización fija es el término (β + 1)RE
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
111
110
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+
RB
_
IB
IB
RB
B
VCC
VBE
VCC
VBE RE
E
+
(β + 1)RE
IE
_
Figura19.
Figura18. Malla base - emisor
La figura 19, la solución para la corriente IB dará por
resultado la misma ecuación obtenida. Obsérvese que
además del voltaje de la base al emisor VBE, el resistor RE
se refleja de regreso al circuito de entrada de la base por un
factor (β + 1). En otras palabras, el resistor del emisor, que
forma parte de la malla colector-emisor, “aparece como”
(β + 1) RE en la malla de la base al emisor, debido a que β
es normalmente 50 o más, el resistor del emisor aparenta
ser mucho mayor en el circuito de la base. Por tanto, para
la configuración de la figura 20 puede ser de utilidad en el
Ri = (β + 1) RE
análisis que seguirá a continuación. Ofrece un forma
relativamente sencilla para recordar la ecuación.
B
β
Ri =(β + 1)RE
RE
Figura 20. Nivel reflejado de
impedancia de RE
Utilizando la ley de Ohm, se sabe que la corriente a través de un sistema es el voltaje dividido
entre la resistencia del circuito.
Para el circuito de la base al emisor, el voltaje neto es VCC - VBE. Los niveles de resistencia
son RB más RE reflejado por (β + 1).
Malla colector - emisor
La malla colector-emisor se encuentra dibujada de nuevo en la figura 21. La ley de Kirchhoff
para la malla indicada en la dirección de las manecillas del reloj dará por resultado:
+ IE RE + VCE + IC RC - VCC = 0
Sustituyendo IE @ IC y agrupando términos da
VCE = VCC - IC (RC + RE ) = 0
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
112
111
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
y
VCE = VCC - IC (RC + RE )
+
RC
VE = IE RE
mientras que el voltaje del colector a la tierra puede
determinarse
VCE = VC - VE
IC
-
El voltaje de un único subíndice VE es el voltaje del
emisor a la tierra y se determina por
+
+
VCE
-
VCC
-
RB
+
IE
-
y
VC = VCE + VE
o
Figura 21. Malla colector -emisor
VC = VCC - IC RC
El voltaje en la base respecto a tierra puede determinarse a partir de
VB = VCC - IB RB
VB = VBE + VE
Ejemplo
Para la red de polarización en emisor de la figura 22 calcule:
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
+20 V
IB
IC
VCE
VC
VE
VB
VBC
2 kΩ
430 kΩ
10 μF
vo
10 μF
vi
β = 50
Figura 22. Circuito de polarización con
estabilización en el emisor
1 kΩ
40 μF
Solución
a)
IB =
VCC - VBE
20V -0,7V
=
430 Ωk + (51)(1 kΩ)
RB + (β + 1)RE
= 19,3 V = 40,1 μF
481 kΩ
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
113
112
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
b) IC = β IB
= (50) (40,1 μA)
= 2,01 mA
e) VE = VC - VCE
=15,98 V - 13,97 V
= 2,01 V
c) VCE = VCC - IC (RC + RE)
f)
=20V - ( 2,01 mA) (2 kΩ + 1 kΩ)
= 20V - 6,03 V
= 13,97 V
d) VC = VCC - IC(RC
=20V - ( 2,01 mA) (2 kΩ) = 20V - 4,02 V
= 15,98 V
VB = VBE + VE
=0,7 V + 2,01 V
= 2,71 V
g) VBC = VB - VC
=2,71 V - 15,98 V
= - 13,27 V (con polarización
inversa como se
requiere)
Nivel de saturación
VCC
RC
El nivel de saturación del colector o la corriente
máxima del colector para un diseño de polarización
en emisor puede determinarse si se utiliza el mismo
método aplicado para la configuración de
polarización fija: se aplica un cortocircuito entre las
terminales del colector- emisor como se muestra en
la figura 23, y luego se calcula la corriente del
colector resultante para la figura 23.
IC sat =
VCC = 0V
VCC
RC + RE
RE
La adición del resistor de emisor reduce el nivel de
saturación del colector, abajo del que obtuvo con una
configuración de polarización fija utilizando el mismo
resistor el colector.
Ejemplo
IC máx
Figura 23. Determinación de IC sat
para el circuito de polarización con
estabilidad en emisor.
Determine la corriente de saturación para la red del ejemplo de la figura 22.
Solución:
IC sat =
=
VCC
RC + RE
20 V
20 V
=
2 kΩ + 1 kΩ
3 kΩ
= 6,67 mA
que es más o menos el doble del nivel de ICQ para el ejemplo
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
114
113
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Análisis por recta de carga
El análisis por recta de carga para la red de polarización en emisor es poco diferente de la que
se encontró para la configuración de polarización fija.
IC
VCC
RC + RE
Punto Q
0
Figura 24. Recta de carga para la configuración
de polarización en emisor
IBQ
VCC
VCE
La ecuación de la malla colector-emisor que define la recta de carga es la siguiente:
VCE = VCC - IC (RC + RE)
La sección de IC = 0 mA da
VCE = VCC
IC = 0 mA
Según se obtiene para la configuración de polarización fija. La elección de VCE = 0 V da
IC =
VCC
RC + RE VCE = 0 V
Como se muestra en la figura 24. Los diferentes niveles de IBQ desplazarán, desde luego, el punto Q
hacia arriba o hacia abajo de la recta de carga.
POLARIZACIÓN POR DIVISIÓN DE VOLTAJE
En las configuraciones de polarización previas a la corriente de polarización ICQ y el voltaje de VCEQ
polarización eran una función de la ganancia n corriente (β) del transistor. Sin embargo, debido a que
β es sensible a la temperatura, especialmente para los transistores de silicio y de que el valor real de
veta por lo general, no está bien definido, lo mejor sería desarrollar un circuito que fuera menos
dependiente o, de hecho, independiente de la beta del transistor. La red a la que nos referimos es
configuración de polarización por división de voltaje de la figura 25. Si se analiza sobre una base
exacta la sensibilidad a los cambios en beta, resulta ser muy pequeña. Si los parámetros del circuito
se eligen adecuadamente, los niveles resultantes de ICQ y de VCEQ pueden ser casi totalmente
independientes de beta. Recuerde que en análisis anteriores el punto Q estaba definido por un nivel
fijo de ICQ y de VCEQ, como se muestra en la figura 26. El nivel de IBQ cambiará con el cambio en beta,
pero el punto de operación definido sobre las características por ICQ y VCEQ puede permanecer fijo si se
utilizan los parámetros adecuados del circuito.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
115
114
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IC
VCC
RC
R1
C2
VCC
Punto Q
ICQ
IBQ (resultante)
C1
R2
RE
0
VCE
VCEQ
Figura 26. Definición del punto Q para la
configuración de polarización por divisor
de volyaje.
Figura 25. Configuración de polarización por
división de polarización por divisor de vltaje
Como antes se observó, existen dos métodos que pueden aplicarse para analizar la
configuración del divisor del voltaje.
El motivo principal para elegir los
nombres en esta configuración será más
obvio en el análisis que sigue. El primero
que vamos a demostrar es el método
exacto que puede aplicarse en cualquier
configuración de divisor de voltaje. Al
segundo se le llama método aproximado
y puede introducirse sólo si son
satisfechas las condiciones específicas.
R1
B
R2
VCC
RE
Análisis exacto
El lado de entrada de la red de la figura 25,
puede volver a dibujarse según se
muestra en la figura 27 para el análisis en
dc. La red equivalente Thévenin a la
izquierda de la terminal de la base puede
encontrarse de la siguiente manera:
THEVENIN
Figura 27. Redibujo de la malla de entrada de
la red de la figura 25
RTh : La fuente de voltaje se reemplaza por un cortocircuito equivalente como se indica en la
figura 28.
Rth = R1 II R2
R1
R2
RTh
Figura 28. Determinación de ETh
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
116
115
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
RTh : La fuente de voltaje VCC regresa al circuito y el voltaje de circuito abierto Thévenin de la
figura 29 se calcula de la siguiente manera:
L a aplicación de la regla del divisor de voltaje:
+
R1
ETh = BR2 =
R2 VCC
R1 + R2
R2
VCC
+
VR2
ETh
-
-
Figura 29. Determinación de ETh
Después se vuelve a dibujar la red Thévenin como se muestra en la figura 30 e IBQ puede
calcularse al aplicar primero la ley de voltaje de Kirchhoff en la dirección de las manecillas del
reloj para la malla que se indica:
ETh - IB RTh - VBE - IE RE = 0
Sustituyendo IE = (β + 1)IB y resolviendo para IB
IB =
ETh - VBE
RTh + (β + 1)RE
Aunque la ecuación 30 aparece al principio diferente de las que se desarrollaros antes,
obsérvese que el numerador es, una vez más, una diferencia de dos niveles de voltaje y que
el denominador es la resistencia de la base más el resistor de emisor reflejado por (β + 1).
Una vez que IB se conoce, las cantidades restantes de la red pueden establecerse de
la misma manera como fueron desarrolladas para la configuración de polarización en emisor.
Esto es.
RTh
B
+
VCE = VCC - IC (RC + RE )
IB
ETh
VBE RE
E
IE
Figura 30. Inserción del circuito equivalente de Thévenin
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
117
116
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejercicio
Determine el voltaje de polarización de dc VCE y la corriente IC para la siguiente
configuración de divisor de voltaje de la figura 31.
+22 V
10 kΩ
IC
39 kΩ
10 μF
vo
10 μF
vi
VCE
1,5 kΩ
3,9 kΩ
β = 140
50 μF
Figura 31.
Solución:
RTh = R1 II R2
=
ETh =
=
IB =
=
(39 kΩ) (3,9 kΩ)
= 3,55 kΩ
39 kΩ + 3,9 kΩ
R1 VCC
R1 + R2
(39 kΩ) (22 kΩ)
=2V
39 kΩ + 3,9 kΩ
ETh - VBE
RTh + (β + 1)RE
2 V - 0,7 V
1,3 V
=
3,55 kΩ + (141)(1,5 kΩ)
3,55 kΩ + 211,5 kΩ
= 6,05 μA
IB = β IB
= (140)(6,05 μA)
= 0,85 mA
VCE = VCC - IC (RC + RE )
= 22V - (0,85 mA)(10 kΩ + 1,5 kΩ)
= 22V - 9,78 V
= 12,22 V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
118
117
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Análisis aproximado
La sección de entrada de la configuración del
divisor de voltaje se representa por la red de la
figura 32. La resistencia Ri es la resistencia
equivalente entre la base y tierra para el
transistor con un resistor emisor RE. La
resistencia reflejada entre la base y el emisor
está definida por Ri = (β + 1)RE. Si Ri es mucho
mayor que la resistencia R2, la corriente IB será
mucho menor que I2 (la corriente siempre
busca la trayectoria de menor resistencia), e I2
será aproximadamente igual a I1. Si se acepta
la aproximación de que IB es esencialmente
cero comparada con I1 o I2, entonces I1 = I2 y R1
y R2 pueden considerarse elementos en serie.
VB =
R2 VCC
R1 + R2
Debido que Ri = (β + 1)R~E = βRE, la
condición que definirá en caso que pueda
aplicarse a la aproximación, será la
siguiente:
βRE > 10R2
En otras palabras, si beta a veces es el valor
de RE es por lo menos 10 veces el valor de
R2, la aproximación podrá aplicarse con un
alto grado de precisión.
Una vez determinado VB, el nivel VE
de puede calcularse a partir de:
I1
IB
+
-
VE = VB - VBE
R1
VCC
y la corriente del emisor podrá calcularse a
partir de:
+
I2
R2 VB
IE =
R1
VE
RE
ICQ ~
= IE
-
El voltaje del colector -emisor se
encuentra determinado por:
R1 >> R2
(I1 ~
= I2)
VCE = VCC - IC RC - IE RE
Figura 32. Circuito de polarización parcial
para calcular el voltaje de base
aproximado VB
~I
pero dado que IE =
C
VCEQ = VCC - IC (RC + RE )
El voltaje a través de R2 que en realidad es el
voltaje base, puede calcularse mediante el
uso de la regla del divisor de voltaje (de ahí el
nombre para la configuración) esto es,
El punto Q (según se determinó mediante
ICQ y VCEQ) es por tanto independiente del
valor de beta.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
119
118
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Saturación del transistor
El circuito de salida del colector-emisor para la configuración del divisor de voltaje tiene la
misma apariencia que el circuito de polarización en emisor. La ecuación resultante para la
corriente de saturación (cuando VCE se hace cero volts) es, por tanto, la misma que se obtuvo
para la configuración de polarización en emisor. Esto es,
Icsat = ICmáx =
VCC
RC + RE
Análisis por recta de carga
Las similitudes con el circuito de salida de la configuración de polarización en emisor dan
como resultado las mismas intersecciones para la recta de carga de la configuración del
divisor de voltaje. Por tanto, la recta de carga tendrá la misma apariencia que la de la
figura 24. con
IC =
VCC
RC + RE VCE = 0 V
VCE = VCC I = 0 mA
C
y
El nivel de IB desde luego se determina mediante una ecuación diferente para las
configuraciones de polarización por divisor de voltaje y de polarización en emisor.
POLARIZACIÓN DE DC POR RETROALIMENTACIÓN DE VOLTAJE
Un nivel mejorado de sensibilidad también se obtiene mediante la introducción de una
trayectoria de retroalimentación desde el colector a la base, como se muestra en la figura 33.
Aunque el punto Q no es totalmente independiente de beta (aún bajo condiciones
aproximadas), la sensibilidad a los cambios en beta o a las variaciones en temperatura son
normalmente menores que las encontradas en la configuración de polarización fija o de
polarización en emisor. De nuevo, el análisis se hará examinando en primer lugar la malla
emisor-base y aplicando los resultados a la malla colector-emisor.
Malla base-emisor
La figura 34 muestra la malla base-emisor para la configuración de retroalimentación de
voltaje. La aplicación de la ley de voltaje de Kirchhoff al rededor de la malla en el sentido de
las manecillas del reloj dará por resultado:
VCC - I’C RC - IB RB - VBE - IE RE = 0
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
120
119
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VCC
+
RC
RC
vo
I’C
IC
RB
IB
vi
C1
-
C2
RB
+
-
+
VCE
VCC
-
IC
IB
+
VBE -
IE
RE
I’C
IE
+
RE
-
Figura 33. Circuito de polarización de dc con
retroalimentación de voltaje
Figura 34. Malla base-emisor para la base
de la figura 33
Es importante observar que la corriente a través de RC noes IC sino I’C (donde I’C = IC + IB). Sin
embargo, el nivel de IC e I’C supera por mucho el nivel normal de IB y la aproximación I’C ~
= IC
~
~
por lo general se utiliza. Sustituyendo I’C = IC = β IB e IE = IC resultará:
VCC - βIB RC - IB RB - VBE - βIB RB = 0
Si se arreglan los términos, se tiene
VCC - VBE - βIB (RC + RE ) - IB RB = 0
y resolviendo para IB dará
IB =
VCC - VBE
RB + β(RC + RE)
El resultado es muy interesante en cuanto a que el formato es muy similar a las ecuaciones
para IB obtenidas para configuraciones anteriores. El numerador es de nuevo la diferencia
entre los niveles disponibles de voltaje, mientras el denominador es la resistencia de la base
más los resistores del colector y del emisor reflejados por beta. Por tanto, la trayectoria de
retroalimentación da por resultado un reflejo de la resistencia RC de regreso al circuito de
entrada, muy similar al reflejo de RE.
En general, la ecuación para IB ha tenido el siguiente formato:
IB =
V’
R B + βR ’
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
121
120
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
con la ausencia de R’ para la configuración de polarización fija R’ = RE para la configuración
~ β), y R’ = R + R para la configuración de
de polarización en emisor (con (β + 1) =
C
E
retroalimentación del colector. El voltaje V’ es la diferencia entre los dos niveles de voltaje.
Ya que IC = β IB,
ICQ =
βV’
RB + βR’
En general, mientras más grande sea βR’ comparado con RB menor será la sensibilidad de ICQ
~ β R’ , entonces
a las variaciones en beta. Obviamente, si βR’ > RB y RB + β R’ =
ICQ =
βV’
V’
~ βV’
=
=
R’
RB + βR’
βR’
e ICQ es independiente al valor de beta. Debido a que R’ normalmente es mayor para la
configuración de retroalimentación de voltaje que para la configuración de polarización en
emisor, la sensibilidad a las variaciones en beta será menor. Dese luego, R’ es cero Ohms
para la configuración de polarización fija y por tanto bastante sensible a las variaciones de las
variaciones en beta.
Malla colector-emisor
La malla colector-emisor para la red de la figura 33, se presenta en la figura 35. la aplicación
de la ley de voltaje de Kirchhoff para la malla indicada en la dirección de las manecillas del
reloj dará por resultado
IE RE + VCE + I’C RC - VCC = 0
I’C
~ I y que I = I , se tiene
Debido a que I’C =
C
E
C
+
RC
-
IC (RC + RE) + VCE - VCC = 0
IC
y
+
VCE = VCC - IC (RC + RE )
VCC
VCE
IE
La cual es exactamente la obtenida para las
configuraciones de polarización en emisor y
de polarización por divisor de voltaje.
+
-
RE
Figura 35. Malla colector-emisor para
la red de la figura 33.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
122
121
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo
Determinar los niveles de reposo de ICQ y de VCEQ para la red de la figura 36.
Solución
IB =
10 V
VCC - VBE
RB + β(RC + RE)
4,7 kΩ
250 kΩ
=
10 V - 0,7 V
250 kΩ + (90)(4,7 kΩ + 1,2 kΩ)
=
9,3 V
= 9,3 V
250 kΩ + 531kΩ
781 kΩ
vo
10 μF
vi
β = 90
10 μF
= 11,91 μA
12 kΩ
ICQ = β IB = (90)(11,91 μA)
= 1,07 mA
VCE = VCC - IC (RC + RE )
Figura 36. Red para el ejemplo
= 10 V - (1,07 mA)(4,7 kΩ + 1,2 kΩ)
= 10 V - 6,31 V
= 3,69 V
Ejemplo
Determine el nivel de IB y de VC para la red de l figura 37.
18 V
3,3 kΩ
91 kΩ
110 kΩ
10 μF
vo
R1
10 μF
10 μF
R2
vi
β = 75
510 Ω
50 μF
Figura 37.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
123
122
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Solución
En este caso la resistencia de la base para el análisis en dc está compuesto de dos resistores
con un capacitor conectado a partir de la unión con tierra. para el modo de dc, el capacitor es
equivalente a un circuito abierto y RB = R1 + R2
Resolviendo se obtiene:
IB =
VCC - VBE
RB + β(RC + RE)
=
18 V - 0,7 V
(91 kΩ + 110 kΩ) + (75)(3,3 kΩ + 0,51 kΩ)
=
17,3 V
17,3 V
=
201 kΩ + 285,75 kΩ)
486,75 kΩ
= 35,5 μA
IC = β IB
= (75)(35,5 μA)
= 2,66 mA
VC = VCC - I’C RC ~
= VCC - IC RC
= 18 V - (2,66 mA)(3,3 kΩ)
= 18 V - 8,78 V
= 9,22 V
Condiciones de saturación
~ I que es una ecuación para la coriente de saturación y resulta
Utilice la aproximación de I’C =
C
ser la misma que se obtuvo para las configuraciones del divisor de voltaje y de polarización en
emisor. Esto es
Icsat = ICmáx =
VCC
RC + RE
Análisis por recta de carga
Proseguimos con la aproximación I’C ~
= IC y da por resultado la misma recta e carga definida
para las configuraciones del divisor de voltaje y de polarización en emisor. El nivel de IBQ será
definido por la configuración de polarización elegida.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
124
123
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CIRCUITOS DE POLARIZACIÓN DE TRANSISTORES
Antes de que la señal de alterna sea acoplada al transistor, se debe establecer un
punto de operación (Q), normalmente en el punto medio de la recta de carga de cc. De esta
forma, la señal de entrada , puede producir fluctuaciones abajo y arriba de este punto Q. Los
tres tipos básicos de polarización de transistores son la polarización de la base, polarización
con realimentación del emisor y polarización con realimentación del colector. Como se sabe,
éstos no son los mejores tipos de polarización si se desea un punto Q estable, sin embargo,
se verán estos tipos de polarización en amplificadores de pequeñas señales. En este
laboratorio montará estos tres tipos de polarización para verificar el funcionamiento de cada
uno.
De lo observado en el laboratorio los defectos más comunes en transistores son colectoremisor abierto. Para simular colector-emisor en cortocircuito vamos a hacer un puente entre
el colector, base y emisor; esto es equivalente a cortocircuitar ambos diodos. Para simular un
colector-emisor abierto vamos a quitar el transistor del circuito, lo que es igual a abrir ambos
diodos.
EQUIPAMIENTO:
! 1 fuente de alimento 15 V.
! 7 resistores: 100Ω, 680Ω, dos de kΩ, 220 kΩ, 270 kΩ, 470 kΩ todos de
un 1/4 de W.
! 3 transistores 2N3904 (BC 337 o equivalente).
! 1 multímetro digital.
PROCEDIMIENTO
Polarización de la base
1. En la figura 38 use hFE típico para calcular IB, IC y VC. Anote sus respuestas en la tabla A.
+15 V
680 Ω
270 kΩ
2N 3904
Figura 38
2. Monte el circuito de la ilustración 38. Mida y anote los valores propuestos en la tabla A.
3. Repita los pasos 2 y 3 para los otros transistores
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
125
124
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Polarización con realimentación
+15 V
4. En la figura 39 use hFE típico para calcular IC,
VC y VE. Anote sus respuestas en la
tabla B.
1 kΩ
470 kΩ
2N 3904
5.Monte el circuito de polarización con
realimentación de emisor de la figura 39.
100 R
6.Repita los pasos 5 y 6 para los otros
transistores.
Figura 39.
Polarización con realimentación del
colector
+15 V
1 kΩ
7. En la figura 40 use hFE típico para calcular y
anotar los valores propuestos en la tabla C.
220 kΩ
8. Monte el circuito de la figura 40. Mida y
anote todos los valores propuestos en la
tabla C.
2N 3904
9. Repita los pasos 7 y 8 para los otros
transistores.
Figura 40.
Verificación de efectos
10. En la figura 40, suponga que la resistencia de la base está abierta. Calcule y anote la
tensión en el colector VD en la tabla D.
11. Repita el paso 10 para los otros defectos propuestos en la tabla D.
12. Monte el circuito de la figura 40 simulando cada defecto propuesto en la tabla D. Mida y
anote la tensión en el colector.
Proyecto
13. Proyecto u n circuito de la polarización con retroalimentación del colector usando un
2N3904 con las especificaciones siguientes: VCC = 10 V y IC = 2 mA.
RESULTADOS PARA EL LABORATORIO
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
126
125
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TABLA A. Polarización de la base
Transistor
Calculado
IB
IC
Medido
VC
IB
IC
VC
1
2
3
TABLA B. Polarización con rendimiento de emisor
Transistor
Calculado
IB
IC
Medido
VC
IB
IC
VC
1
2
3
TABLA C. Polarización con rendimiento de colector
Transistor
Calculado
IB
IC
Medido
VC
IB
IC
VC
1
2
3
TABLA D. Verificación de defectos
Defecto
VC calculado
VC medido
Resistor 220 kΩ abierto
Resistor 220 kΩ en corto
Resistor 1 kΩ abierto
Resistor 1 kΩ en corto
Colector emisor abierto
Colector emisor en corto
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
127
126
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
FORMAS DE ONDA DE CIRCUITOS AMPLIFICADORES
CON TRANSISTORES BIPOLARES
+10 V
3,6 kΩ
10 kΩ
0V
C
+1,8 V
+6,04 V
B
1 μF/ 16V
10 m Vpp
1 kHz
E
2,2 kΩ
1 kΩ
470 μF/ 16V
+1,1 V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
128
127
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PRECAUCIONES SOBRE EL USO DE GENERADORES DE SEÑALES
E INSTRUMENTOS DE MEDICIÓN
EL OSCILOSCOPIO HAMEG Hm504
Este aparato ha sido construido y verificado según las normas de seguridad para Aparatos
Electrónicos de Medida VDE0411 parte 1ª, indicaciones de seguridad para aparatos de medida,
control, regulación y de laboratorio y ha salido de fábrica en perfecto estado de técnico seguridad. Se
corresponde también con la normativa europea EN 61010-1 o a la normativa internacional CEI 10101. El manual de instrucciones y el plan de chequeo y las instrucciones de mantenimiento contienen
informaciones y advertencias importantes que deberán ser observadas por el usuario para conservar
el estado de seguridad del aparato y garantizar un manejo seguro.
La caja, el chasis y todas las conexiones de medida están conectadas al contacto protector de red
(tierra). El aparato corresponde a la clase de protección I.
Las partes metálicas accesibles para el usuario están comprobadas con respecto a los polos de red
con 2200V 50Hz.
A causa de la conexión con otros aparatos de red, en ciertos casos pueden surgir tensiones de
zumbido en el circuito de medida. Esto se puede evitar fácilmente conectando un transformador de
aislamiento (clase de protección III) entre el osciloscopio y la red. Por razones de seguridad, el
aparato sin transformador de aislamiento solamente deberá conectarse a enchufes con puesta a
tierra según las normas de vigor.
El aparato deberá estar conectado a un enchufe de red antes de conectarlo a circuitos
de señales de corriente. Es inadmisible inutilizar la conexión del contacto de
seguridad.
Como en la mayoría de tubos electrónicos, el tubo de rayos catódicos también produce rayos-γ. Pero
en este aparato la dosis iónica es muy inferior al valor permisible de 36pA/Kg.
Cuando haya razones para suponer que ya no es posible trabajar con seguridad, hay que apagar el
aparato y asegurar que no puede ser puesto en marcha sin querer. Tales razones pueden ser:
? el aparato muestra daños visibles,
? el aparato contiene piezas sueltas
? el aparato ya no funciona, ha pasado un largo tiempo de almacenamiento en condiciones adversas
(p. ej. al aire libre o en espacios húmedos),
? Su transporte no fue correcto (p.ej. en un embalaje que no correspondía a las condiciones mínimas
requeridas por los transportistas).
Condiciones de funcionamiento
El osciloscopio ha sido determinado para ser utilizado en los ambientes de la industria, de los núcleos
urbanos y empresas.
Por razones de seguridad, sólo se debe utilizar el osciloscopio si ha quedado conectado a un enchufe
con conexión a masa según normas de seguridad. No está permitido desconectar la línea de
protección (tierra). El conector de red debe enchufarse, antes de conectar cualquier señal al aparato.
Margen de temperatura ambiental admisible durante el funcionamiento:+10°C...+40°C. Temperatura
permitida durante el almacenaje y el transporte: -40°C...+70°C. Si durante el almacenaje se ha
producido condensación, habrá que climatizar el aparato durante 2 horas antes de ponerlo en
marcha.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
129
128
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El osciloscopio está destinado para ser utilizado en espacios limpios y secos. Por eso no es
conveniente trabajar con él en lugares de mucho polvo o humedad y nunca cuando exista peligro de
explosión. También se debe evitar que actúen sobre él sustancia químicas agresivas. El osciloscopio
funciona en cualquier posición. Sin embargo, es necesario asegurar suficiente circulación de aire
para la refrigeración. Por eso, en caso de uso prolongado, es preferible situarlo en posición horizontal
o inclinada (sobre el asa).
Los orificios de ventilación siempre deben permanecer despejados.
Los datos técnicos y sus tolerancias sólo son válidos después de un tiempo de
precalentamiento de 30 minutos y a una temperatura ambiental entre 15°C y 30°C. Los
valores sin datos de tolerancia deben considerarse como valores aproximados para
un aparato normal.
Mantenimiento del Osciloscopio HAMEG
Es aconsejable controlar periódicamente algunas de las características más importantes del
osciloscopio. Sólo así se puede garantizar que la presentación de todas las señales sea tan exacta
como lo indican los datos técnicos. Los métodos e control descritos en el plan de chequeo del
presente manual se pueden aplicar sin necesidad de comprar costosos aparatos e medida. Sin
embargo, se recomienda la adquisición del SCOPE-TESTER HAMEG Hz 60, que por un precio
asequible ofrece cualidades excelentes para tales tareas. Se recomienda limpiar de vez en cuando la
parte exterior del osciloscopio con un pincel. La suciedad incrustada en la caja, el asa y las piezas de
plástico y aluminio se puede limpiar con un paño húmedo (agua con 1% de detergente suave). Para
limpiar la suciedad grasienta se puede emplear alcohol de quemar o benzina para limpieza (éter de
petróleo). La pantalla se puede limpiar con agua o benzina para limpieza (pero no con alcohol o
disolventes), secandola después con un paño limpio y seco sin peluza. Después de la limpieza, es
aconsejable tratarla con un spray antiestático convencional, idóneo para plásticos. En ningún caso el
líquido empleado para efectuar la limpieza debe penetrar en el aparato. La utilización de otros
productos puede dañar las superficies plásticas y barnizadas.
Circuito e protección
Este equipo está provisto de una fuente e alimentación conmutada, con una protección e sobrecarga
hacia las tensiones y corrientes. En caso de avería, puede ser que se oiga un ruido continuado (click).
Tensión de red
El equipo trabaja con tensiones de red alternas desde 100V hasta 240V. Por esta razón no dispone de
una conmutación de tensión de red.
El fusible de entrada de red queda accesible desde el exterior. El borne del conector de red y el
portafusibles forman una unidad. El cambio de fusible de red sólo debe y puede realizarse (con la
unidad de portafusibles no deteriorada), si se desenchufó el cable de red. Después habrá que
levantar la tapita protectora del portafusibles mediante un destornillador pequeño. Este se utiliza,
apoyándolo y haciendo suavemente palan ca en los pequeños orificios laterales situados al lado de
los contactos de conexión. El fusible se puede entonces extraer y cambiar.
El portafusibles se inserta, salvando la presión de los muelles latee permite la reparación de fusibles o
hacer puentes. Los daños por esta causa, quedan excluidos de la garantía del equipo.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
130
129
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Tipo de fusible:
Tamaño 5 x 20 mm; 250V~
IEC 127, h. III; DIN 41662
(ó DIN 41571, h.3)
Desconexión: lenta (T) 0,8A
¡Atención!
En el interior del aparato se encuentra en la zona de la
fuente conmutada un fusible:
Tamaño 5x20mm; 250~, C;
IEC 127, h.III; DIN 41662 (ó DIN 41571, h.3)
Desconexión: rápida (F) 0,8A
¡Este fusible no debe ser repuesto por el usuario!
EL GENERADOR DE FUNCIONES
- Conectar el generador con un cable de alimentación con terminal de puesta a tierra.
- En el caso de un cortocircuito, el generador de unciones tiene un fusible de protección, se
recomienda en caso de algún problema cambiarlo por otro fusible de 0,5 A
-Se recomienda realizarle una limpieza de tarjetas como parte de un plan de
mantenimiento.
PROTECCIÓN DE TRANSISTORES CONTRA EFECTOS TÉRMICOS
- El transistor es un dispositivo muy sensible a la temperatura, su característica de hfe se
afecta si aumenta su temperatura, es por eso que se recomienda, para transistores que
trabaja a potencias medianas y altas, el uso de disipadores de aluminio.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
131
130
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TAREA 4
MONTAJE DE CIRCUITO AMPLIFICADOR
CON TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
132
131
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
+15 V
2,2 kΩ
1 μF
+
-
VSALIDA
1 μF
RL
4,7 kΩ
0,1 Vpp
1 kHz
220 kΩ
2,2 kΩ
N°
01
02
ORDEN DE EJECUCIÓN
100 μF
MATERIALES / INSTRUMENTOS
! 01 Generador de funciones.
! Verificar el estado de JFET
! Armar circuito amplificador con ! 01 Fuente de alimentación de CC. de
0 AISU.
transistor JFET
! 03 JFETS MPF102 (25 K30A ó
equivalente).
! 04 Resistores: 1 KΩ, 2,2 kΩ, 4,7 kΩ, 220
kΩ, todos de 1/4 W.
! 03 Capacitores de 1 μF, 100 μF (16 V o
más).
! 01 Potenciómetro 4,7 kΩ.
! 01 Osciloscopio
01
01
PZA.
CANT.
DENOMINACIÓN
Montaje de circuito amplificador
con transistor de efecto de campo
PERÚ
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
133
MATERIAL
H.T.
04
OBSERVACIONES
REF
TIEMPO
HOJA 1/1
ESCALA:
2004
132
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Armar circuito amplificador con transistor JFET
Desde que la curva de la trasnconductancia del JFET es parabólica, la operación de amplificación de
surtidor o fuente común produce una distorsión cuadrática, por esto un amplificador de surtidor o
fuente común es generalmente preferido para operar en señal pequeña. Los amplificadores a JFET
no pueden competir con los amplificadores a transistores bipolares cuando la ganancia de tensión
está en juego. Debido al hecho que gm es relativamente bajo, el amplificador de surtidor o fuente
común típico tiene una ganancia de tensión relativamente bajo.
El amplificador de drenador común, más conocido como surtidor seguidor, es análogo al amplificador
seguidor de emisor. La ganancia de tensión se aproxima a la unidad y la impedancia de entrada se
aproxima al infinito, limitado sólo por los resistores externos conectados al terminal de compuerta.. El
surtidor emisor es un circuito muy popular y se encuentra generalmente en la entrada de los
instrumentos de medida.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Suponga que el JFET de la figura tiene un gm típico de 2000 μS. Calcule la ganancia de tensión sin
carga, la tensión de salida y la impedancia de salida. Anote sus respuestas en la tabla1.
+15 V
2,2 kΩ
1 μF
+
-
VSALIDA
1 μF
-
+
RL
MPF 102
0,1 Vpp
1 kHz
220 kΩ
+
2,2 kΩ
-
100 μF
Figura 1.
2. Monte el circuito con RL con valor igual al infinito (sin resistor de carga).
3. Ajuste el generador de funciones a 1kHz con un nivel de señal de 0,1 Vpp en la entrada.
4. Observe la señal en la salida. Ella debe tener una señal amplificada. Mida y anote la tensión de
salida pico a pico. Después calcule la ganancia de tensión. Anote sus respuestas como medida A
en la tabla 1.
5. Conecte el potenciómetro de 4,7 kΩ como carga variable. Ajuste esta carga hasta que la tensión
en la salida sea la mitad de la tensión sin carga.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
134
133
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
6. Desconecte el potenciómetro y mida sus resistencia. Anote este valor como Vsalida en la tabla 1.
Observación: Acaba de encontrar la impedancia de Thévenin o de salida por el método de
emparejamiento de impedancias.
7. Repita los pasos 1 al 6 usando ahora los otros JFETs.
SURTIDOR COMÚN
8. Suponga que el valor típico de gm sea de 2000 μS en la figura 2. Calcule la ganancia de tensión sin
carga, la tensión de salida y la impedancia de salida. Anote sus respuestas en la tabla 2.
9. Monte el circuito con RL igual al infinito. Ajuste la frecuencia a 1 kHz y el nivel de la señal de 1 Vpp en
la entrada.
+15 V
C1
1 μF
-
MPF 102
+
C2
100 μF
0,1 Vpp
+
-
VSALIDA
R1
1 kHz
220 kΩ
R2
2,2 kΩ
RL
Figura 2.
10. Mida y anote la tensión de salida. Calcule la ganancia de tensión y anote este valor como A en la
tabla 2.
11. Mida y anote la impedancia de salida por el método de emparejamiento de impedancias, usado
anteriormente.
12. Repita el paso 7 usando ahora los otros JFETs. Repita los pasos 8 al 11 usando los otros JFETs.
VERIFICACIÓN DE DEFECTOS
13. En la tabla 3 están listados síntomas cc y ca para el diagrama de la figura 2. ¿Qué tipos de
defectos podrían producir tales síntomas? Antes de cada respuesta deberá simular el defecto en
el circuito. Después mida y anote las tensiones cc y ca para verificar si el defecto causa el
referido síntoma. Anote el defecto en la tabla 3.
14. Repita el paso 13 para los otros síntomas listados.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
135
134
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PROYECTO
15. Diseñe el diagrama de un surtidor de fuente como el de la figura 2, por ejemplo con polarización
por divisor de tensión. Suponga que VGS sea -2V. Determine los valores de R1 y R2 para que la
tensión VS sea de +7,5V. Anote los valores de los resistores en la parte superior de la tabla 4.
16. Monte el surtidor de fuente que diagramó. Mida la tensión cc en el terminal de la fuente. Anote VS
en la tabla 4. Ahora ajuste la tensión de entrada a 1 Vpp. Mida la tensión ca de salida. Calcule y
anote la ganancia de tensión sin carga.
17. Repita e paso 16 para cada JFET.
RESULTADO DEL LABORATORIO
Tabla 1. Amplificador surtidor común
Calculado
JFET
Vsalida
Medido
Vsalida
A
Vsalida
Vsalida
A
1
2
3
Tabla 2. Amplificador surtidor seguidor
Calculado
JFET
Vsalida
Medido
Vsalida
A
Vsalida
Vsalida
A
1
2
3
Tabla 3. Verificador de defectos
Síntomas cc
Síntomas ca
VG
VD
VS
Vg
Vd
Vs
Vsalida
0
0
0
0
15 V
15 V
15 V
0
3,7 V
3,7 V
3,7 V
0
1V
1V
0
1V
0
0
0
0
0
0
0,82 V
0
0
0
0
0
Tabla 4. Proyecto R1 =
JFET
Defecto
R2 =
VS
A
1
2
3
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
136
135
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CUESTIONARIO PARA EL LABORATORIO
1. La ganancia de tensión calculada de la tabla 31,1 es aproximadamente:
a) 0,44
b) 1
c) 4,4
d) 9,4
c) 5 kΩ
d) 220 kΩ
2. La impedancia de salida es próxima a:
a) 407 Ω
b) 2,2 kΩ
3. La ganancia de tensión de surtidor de fuente fue aproximadamente de:
a) 0,5
b) 0,8
c) 1
d) 4,4
4. El surtidor de fuente tuvo una impedancia e salida próxima a:
a) 0
b) 100 Ω
c) 200 Ω
d) 400 Ω
5. La ventaja principal de un amplificador a JFET es:
a) Su alta ganancia de tensión
b) Su baja corriente de drenaje
c) Su alta impedancia de entrada
d) Su alto valor de transconductancia
6. Compare la ganancia de tensión de un amplificador surtidor común como el de la figura
31,1 con un amplificador de emisor común con transistor bipolar.
VERIFICACIÓN DE DEFECTOS
7. En al figura 31,2 , todos los valores de tensión cc están normales. La tensión ca en la
compuerta y la tensión en el terminal de la fuente están normales. No hay tensión en la
salida. ¿Cuál debe ser el defecto más probable?
8. Todos los valores de tensión están normales en la figura 31,2. Todas las tensiones ca son
cero. ¿Cuál debe ser el defecto más probable?
PROYECTO
9. ¿Cómo obtuvo los valores R1 y R2?
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
137
136
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Verificar el estado de JFET.
El transistor JFET (JUNCTION FIELD EFFECT TRANSISTOR) o transistor de efecto de
campo de juntura es un dispositivo unipolar por que su operación depende de un solo tipo de
portador de carga.
Los JFET pueden ser de canal N o canal P
Los transistores JFET se emplean en circuitos amplificadores y circuitos de conmutación
tales como circuitos inversores o variadores de frecuencia para el control de motores
eléctricos.
SÍMBOLO
El siguiente es el símbolo del JFET.
D
D
G
D
D: DRENADOR
N
G: GATE O COMPUERTA
G
S: SURTIDOR
S
TRANSISTOR JFET
DE CANAL N
G
P
P
S
TRANSISTOR JFET
DE CANAL P
S
ESTRUCTURA FÍSICA
ASPECTO FÍSICO DE ALGUNOS JFET
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
138
137
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IDENTIFICACIÓN DE LOS TERMINALES DEL JFET
Para identificar los terminales del transistor JFET-canal N se sigue el mismo procedimiento de la
verificación de los terminales del transistor BJT, tipo NPN.
Se considera las siguientes equivalencias con el BJT.
El drenador equivale al Colector
El surtidor equivale al Emisor
La compuerta o Gate equivale a la Base
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Solicite un transistor JFET, canal N
2. Identificar la compuerta o Gate haciendo uso del ohmímetro.
3. Efectúe los siguientes montajes.
1 2 3
1 2 3
OHM
+ OHM -
1 2 3
MHO
POSICIÓN 2
OHM
OHM
+ OHM POSICIÓN 1
POSICIÓN 3
4. En cuál de las tres posiciones obtuvo la condición de BAJA RESISTENCIA /BAJA RESISTENCIA ?
5. ¿Qué terminal le corresponde a la compuerta o Gate?
PRUEBA DEL JFET CON EL OHMÍMETRO
BAJA/ALTA
+/-
-/+
OHM
D
G
OHM R1/R2
S
+/-
+/-
Un JFET canal N en buenas condiciones,
empleando el ohmímetro debe indicar lo
siguiente :
-/+
OHM
-/+
BAJA/ALTA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
139
138
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Observe que entre drenador y surtidor, a diferencia del transistor BJT, en el JFET nos indica un cierto
valor de resistencia, porque se trata de una barra de silicio.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Inserte el JFET en el protoboard, ayudandose con el alicate de puntas. No doble los terminales del
JFET.
2. Realice los siguientes montajes, e indique si las lecturas con el ohmímetro son de BAJA o ALTA
resistencia.
+ OHM -
D
C S D
OHM
+
D
C S D
G
G
S
+
OHM
S
-
Lectura con el ohmímetro
OHM
+
Lectura con el ohmímetro
D
D
G
C S D
OHM
C S D
S
+
+
G
OHM
-
S
-
Lectura con el ohmímetro
OHM
OHM
+
+
Lectura con el ohmímetro
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
140
139
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
D
G
C S D
OHM
C S D
OHM
G
-
S
-
D
+
OHM
S
+
+
Lectura con el ohmímetro
OHM
+
-
Lectura con el ohmímetro
3. Determine la condición de operatividad del JFET canal N
4. Usando el manual de semiconductores ECG complete la siguiente tabla
Número del
transistor
Descripción
VGS (off)
IDSS
BVGSS
Transconductancia
5. Escriba sus conclusiones.
CURVA CARACTERÍSTICA DEL JFET
ID (mA)
8
VGS= 0 V
La siguiente es la familia de curvas
características del JFET.
Observe que mientras en el
transistor BJT se obtenía una
curva para cada valor de corriente
de Base (IB); en el JFET se
obtiene una curva para cada valor
de voltaje entre Gate y surtidor
(VGS), lo que indica que el JFET
se controla por tensión, mientras
que el BJT se controla por
corriente.
-1 V
6
-2 V
4
-3 V
-4 V
2
-5 V
5
10
15
VDS (voltios)
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
141
140
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Monte el siguiente circuito.
220 V
6V
-
+
CH1
D
2V
G
20 kΩ
+
3,9 kΩ
S
GND
1 kΩ
-CH2
2. En el osciloscopio, presione la tecla INVERT para seleccionar -CH2.
3. En el osciloscopio presione la tecla X,Y
4. Ubique el punto en el centro de la pantalla del osciloscopio con una intensidad de brillo
moderada.
5. Coloque el control VOLTIOS/DIV de CH1 en 2 Voltios.
6. Coloque el control VOLTIOS/DIV de CH2 en 2 Voltios.
7. Lentamente varíe el potenciómetro.
Ahora deberá visualizar una curva para cada posición del potenciómetro.
8. Dibuje la familia de curvas características del transistor JFET canal N.
9. Escriba sus conclusiones
ESPECIFICACIÓN TÉCNICA DEL TRANSISTOR JFET canal N.
Un transistor JFET canal N se especifica indicando:
1. El código o número del transistor.
Por ejemplo: Un transistor ECG 312.
2. Sus parámetros importantes: Tipo, gms, VGS (off), Idss.
Por ejemplo: Un transistor JFET canal N, 5500 μSiemens, 6 Voltios, 5¨- 15 mAmperios.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
142
141
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO FET
GENERALIDADES:
El transistor de efecto de campo (FET) (por las siglas en inglés Fielld Effect Transistor) es un
dispositivo de tres terminales que se utiliza para aplicaciones diversas que se asemejan en una gran
proporción, a las del transistor BJT. Aunque existen importantes diferencias entre los dos tipos de
dispositivos, también es cierto que tienen muchas similitudes.
La diferencia básica entre los dos tipos de transistores es el hecho de que el transistor BJT es
un dispositivo controlado por corriente, mientras que el transistor JFET es un dispositivo controlado
por voltaje como se muestra en la figura b. En otras palabras, la corriente IC de la figura 1a es una
función directa del nivel de IB. Para el FET la corriente ID será una función de voltaje VGS aplicado al
circuito de entrada como se muestra en la figura b. En cada caso, la corriente del circuito de salida
está controlado por un parámetro del circuito de entrada, en un caso se trata de un nivel de corriente y
en el otro de un voltaje aplicado.
IC
ID
(Corriente de control)IR
BJT
FET
+
(Voltaje de control)VGS
-
(a)
(b)
Figura 1. Amplificadores controlados
por a)corriente y b) voltaje
De la misma manera que existen transistores bipolares npn y pnp, hay transistores de efecto
de campo de canal-n y canal-p. Sin embargo, es importante considerar que el transistor BJT es un
dispositivo bipolar; el prefijo bi indica que el nivel de conducción es una función de dos portadores de
carga, los electrones y los huecos. El FET es un dispositivo unipolar que depende únicamente de la
conducción o bien, de electrones (canal -n) o de huecos (canal -p.
El término “efecto de campo” en el nombre seleccionado merece cierta explicación. Toda la
gente conoce la capacidad de un imán permanente para atraer limaduras de metal hacia él sin la
necesidad de un contacto real.
Uno de los rasgos más importantes del FET es una gran impedancia e entrada. A un nivel
desde 1 a varios cientos de megaohms excede por mucho los niveles típicos de resistencia de entrada
de las configuraciones con transistor BJT, un punto muy importante en el diseño de amplificadores
lineales de ac. Por otro lado, el transistor BJT, tiene una sensibilidad mucho más alta a los cambios en
la señal aplicada; es decir, la variación en la corriente de salida es obviamente mucho mayor para el
BJT, que la que produce en el FETpara el mismo cambio de voltaje aplicado. Por esta razón, las
ganancias normales de voltaje en ac para los amplificadores a BJT son mucho mayores que para los
FET. En general, los FET son más estables a la temperatura que los BJT, y los primeros son por lo
general más pequeños en construcción que los BJT, lo cual los hace muco más útiles en los circuitos
integrados (IC) (por las siglas en ingles de, Integrated Circuits). Sin embargo, las características de
construcción de algunos FET los pueden hacer más sensibles al manejo que los BJT.
En este capítulo se presentarán dos tipos de FET: el transistor de efecto de campo de unión
(JFET) (por las siglas en inglés de, Junction Field Effect Transistor) y el transistor de efecto de campo
metal-óxido-semiconductor (MOSFET) (por la siglas en inglés de Metal-Oxide-Semiconductor Field
Effect transistor). La categoría MOSFETse desglosa después en los tipos decremental e incremental.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
143
142
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El transistor MOSFET se ha convertido en uno de los dispositivos más importantes en el diseño y
construcción de los circuitos integrados para las computadoras digitales. Su estabilidad térmica y
otras características generales lo hacen muy popular en el diseño de circuitos para computadoras.
Sin embargo, como elemento discreto en un encapsulado típico de sombrero alto, se debe manipular
con cuidado.
CONSTRUCCIÓN Y CARACTERÍSTICAS DE LOS JFET
Como se indicó anteriormente, el JFET es un dispositivo de tres terminales, con una terminal capaz de
controlar la corriente de las otras dos.
La construcción básica del JFET de canal -n se muestra en la figura 2. Obsérvese que la
mayor parte de la estructura es del material de tipo n que forma el canal entre las capas interiores del
material del tipo -p. La parte superior del canal de tipo n se encuentra conectada por medio de un
contacto óhmico a la terminal referida como el drenaje (D), mientras que el extremo inferior del mismo
material se conecta por medio de un contacto óhmico a una terminal referida como la fuente (S) (por
su sigla en inglés, Source). Los dos materiales de tipo p se encuentran conectado entre sí y también a
una terminal de compuerta (G) (por la sigla en inglés de, Gate). Por tanto, el drenaje y la fuente se
hallan conectadas a los extremos del canal de tipo n y la entrada a las dos capas de material de tipo p.
Durante la ausencia e cualesquiera potenciales aplicados el JFET tiene dos uniones p-n bajo
condiciones sin polarización.
El resultado es una región de agotamiento en cada unión, como se muestra en la figura 2 la
cual se asemeja a la región de un diodo sin polarización. Recuerde también que la región de
agotamiento es aquella que no presenta portadores libres y es, por tanto, incapaz de soportar la
conducción a través de la región.
Drenaje
Contactos
óhmicos
Canal - n
Compuerta (G)
Figura 2. Transistor de efecto de
campo de unión (JFET)
n
Región de
agotamiento
Región de
agotamiento
Fuente
Fuente(S)
En raras ocasiones son perfectas las analogías y
aveces pueden causar confusiones; sin embargo, la
analogía de la figura 3 proporciona cierto sentido sobre el
control del JFET a través de la terminal de compuerta y
acerca de lo adecuado de la terminología aplicada a las
terminales del dispositivo. La fuente de la presión del agua
se parece al voltaje aplicado desde el drenaje a la fuente
que establecerá un flujo de agua (electrones), a través de
la llave (fuente). La “compuerta”, mediante una señal
aplicada (potencial), controla el flujo de agua (carga) hacia
el “drenaje”. Las terminales del drenaje y de la fuente se
encuentran en los extremos opuestos del canal -n como en
la figura 2 porque la terminología está definida para el flujo
de electrones.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
144
Compuerta
Drenaje
Figura 3. Analogía hidráulica para
el mecanismo de control
del JFET.
143
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VGS = 0, VDS algún valor positivo
En la figura 4 se ha aplicado un voltaje positivo VDS a través del canal, y la entrada se conectó
directamente a la fuente con objeto de establecer la condición VGS = 0 V. El resultado es que la
compuerta y la fuente tienen el mismo potencial y una región de agotamiento en el extremo inferior de
cada material p similar a la distribución de la condición de sin polarización de la figura 2. En el instante
en que se aplica el voltaje el voltaje VDD (= VDS), los electrones serán atraídos a la terminal del drenaje,
estableciendose la corriente convencional ID con la dirección definida de la figura 4. La trayectoria del
flujo de carga revela con claridad que las corriente de drenaje y fuente son equivalentes (ID = IS). Bajo
las condiciones que aparecen en la figura 4, el flujo de carga se encuentra relativamente sin ninguna
restricción y sólo lo limita la resistencia del canal -n entre el drenaje y la fuente.
+ 2v
+
D IS
Región de
agotamiento
+
1.5v
e
1.5v
+
e
1v
G
+
VDD
n
VDS
e
VGS = 0v
S
IS
VDS= 2v
0.5v
+
e
1v
+
0.5v
-
0v
_
Figura 5. Potenciales variables y polarización
inversa a través de unión p-n de un
JFET de canal -n
Figura 4. JFET en VGS = 0 V y VDS >0 V
Es importante observar que la región de agotamiento es más amplia cerca de la parte superior
de ambos materiales de tipo p. La razón por el cambio de tamaño de la región se describe mejor por
medio de la ayuda de la figura 5. Suponiendo una resistencia uniforme en el canal -n la resistencia del
canal se puede desglosar en las divisiones que aparecen en la figura 5. La corriente ID establecerá los
niveles de voltaje a través del canal que se indican en la misma figura. El resultado es que la región
superior del material de tipo p estará polarizada de manera inversa con cerca de 1,5 V, con la región
inferior polarizada en forma inversa únicamente con 0,5 V. Recuerde a partir de la discusión de la
operación del diodo, que mientras mayor es la polarización inversa aplicada, más ancha es la región
de agotamiento, de ahí que la distribución de la región de agotamiento es como se muestra en la figura
5. El hecho de que la unión p-n esté polarizada de forma inversa a través de toda la longitud del canal
ocasiona una corriente en la entrada de cero amperes como se muestra en la misma figura. El hecho
de que IG = 0 A es una característica importante del JFET.
En cuanto el voltaje VDS se incrementa desde 0 a unos cuantos volts, la corriente aumenta
como lo determina la ley de Ohm y la gráfica de ID en función de VDS aparece de acuerdo con la figura
6. La relativa rectitud de la gráfica indica que para la región de valores pequeños de VDS, la resistencia
es en esencia constante. Cuando VDS se eleva y se acerca al nivel referido como VP en la figura 6, las
regiones de agotamiento de la figura 4 se harán amplias ocasionando una reducción notable en el
ancho del canal. La trayectoria e conducción reducida causa que se incremente la resistencia, lo que
ocasiona la curva en la gráfica 6. Mientras más horizontal es la curva, mayor la resistencia, los que
sugiere que la resistencia está alcanzando un número “infinito” de ohms en la región horizontal.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
145
144
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Si VDS se eleva a un nivel donde parece que las dos regiones de agotamiento se “tocan”, como se
muestra en la figura 7 resultará una condición referida como estrechamiento. Al nivel de VDS que
establece esta condición se le conoce como voltaje de estrechamiento y se denomina como VP (por su
sigla en inglés, Pinch-off), como se muestra en la figura 6. En realidad, el término “estrechamiento” es
un nombre inapropiado que sugiere que la corriente ID se detiene y que cae a 0 A. Sin embargo, como
lo muestra la figura 6, éste difícilmente es el caso, porque ID mantiene un nivel de saturación como IDSS
en la figura 6. En realidad , aún existe un pequeño canal con una corriente de densidad muy alta. El
hecho de que ID no caiga con el estrechamiento y mantenga el nivel de saturación indicado en la figura
6 se verifica con el siguiente hecho la ausencia e una corriente de drenaje eliminaría la posibilidad de
niveles de potencial diferentes a través del material del canal del material -n con objeto de establecer
los niveles variantes de polarización inversa a lo largo de la unión p-n. El resultado sería una pérdida
de la distribución de la región de agotamiento que motivó el estrechamiento inicial.
Estrechamiento
D
ID
IDSS
Nivel de saturación
VGS = 0V
Aumento de la resistencia debido al
estrechamiento del canal
G
VDS = VP
+
VGS = 0
Resistencia del canal-n
0
S
VDS
Figura 6.
Figura 7.
Mientras VDS se incremente más alla de VP, la región del
encuentro cercano entre las dos regiones de agotamiento
incrementa su longitud a lo largo del canal, pero el nivel de
ID permanece esencialmente constante. Por tanto, una
vez que VDS > VP, el JFET tiene las características de una
fuente de corriente. Como se muestra en la figura 8, la
corriente está fija en ID = IDSS, pero el voltaje VDS (para
aquellos niveles >VP) está determinado por la carga
aplicada.
La elección de la notación IDSS se deriva del hecho
de que es la corriente del drenaje a la fuente (por sigla en
inglés de, Source) con una conexión de cortocircuito (por
la sigla en inglés de, Short) de la entrada a la fuente.
Mientras continúa la investigación de las características
del dispositivo, tenemos que:
Estrechamiento (VGS = 0v, VDS > VP)
+
ID = IDSS
VDS
CARGA
-
Figura 8. Fuente de corriente equivalente
para VGS = 0v, VGS = 0v, VDS > |VP|
IDSS es la corriente máxima de drenaje para un JFET y está definida mediante las condiciones
VGS = 0 V y VDS > I VP I.
Obsérvese en la figura 6 que VGS = 0 V para toda la curva. Los siguientes párrafos describen la
manera en que las características de la figura 6 resultan afectadas por los cambios de VGS.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
146
145
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VGS < 0 V
El voltaje de la compuerta a la fuente denotado por VGS es el voltaje que controla al JFET. Así como se
establecieron varias curvas para IC en función de VCE para diferentes niveles de IB y para el transistor
BJT, se pueden desarrollar curvas de ID en función de VDS para varios niveles de VGS para el JFET.
Para el dispositivo de canal -n el voltaje de control VGS se hace más y más negativo a partir de su nivel
VGS = 0 V. Es decir, la terminal de la compuerta se hace a niveles de potencial más y más bajos en
comparación con la fuente.
En la figura 9 se aplica un voltaje negativo de -1 V entre las terminales de la compuerta y la
fuente para un nivel bajo de VDS. El efecto del VGS aplicado de polaridad negativa es el de establecer
regiones de agotamiento similares a las que se obtuvieron con VGS = 0 V, pero a niveles menores de
VDS. Por tanto, el resultado de aplicar una polarización negativa en la compuerta es alcanzar un nivel
de saturación a un nivel menor de VDS como se muestra en la figura 10 para VGS = -1 V. El nivel
resultante de saturación para ID se ha reducido y de hecho continuará reduciéndose mientras VGS se
hace todavía más negativo. Obsérvese también en la figura 10 la manera en que el voltaje de
estrechamiento continúa cayendo en una trayectoria parabólica conforme VGS se hace más negativo.
Eventualmente, cuando VGS = -VP, VGS será lo suficientemente negativo como para establecer un
nivel de saturación que será en esencia 0 mA, por otro lado, para todos los propósitos prácticos el
dispositivo ha sido “apagado”. En resumen:
ID
+
D
Figura 9. Aplicación de un voltaje
negativa la entrada de un JFET.
IG = 0A
G
+
VDS > 0V
1V
+
ID (mA)
IDSS
8
Ubicación de los valores de estrechamiento
VGS = -1V
Región de saturación
Región
óhmica
S
IS
-
VGS = 0V
7
6
5
VGS = -1V
4
3
2
VGS = -2V
VGS = -3V
VGS = -4V=VP
1
0
5
10
15
20
25
VDS = (V)
VP (para VGS= 0V)
Figura 10. Características del JFET de canal -n con IDSS = 8 mA y VP = 4 V.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
147
146
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El nivel de VGS que da por resultado ID = 0 mA se encuentra definido por VGS = VP, siendo VP un
voltaje negativo para los dispositivos de canal -n y un voltaje positivo para los JFET de canal -p.
En la mayor parte de las hojas de especificaciones, el voltaje de estrechamiento se encuentra
especificado como VGS (apagado) en vez de VP. La región a la derecha del estrechamiento en la figura
10 es la región empleada normalmente en los amplificadores lineales (amplificadores con una mínima
distorsión de la señal aplicada), y se le refiere como la región de corriente constantes, saturación o
región de amplificación lineal.
Resistor controlado por voltaje
La región a la izquierda del estrechamiento de la figura 10 es conocida como la región óhmica o de
resistencia controlada por voltaje. En esta región al JFET se le usa en realidad como un resistor
variable (posiblemente para un sistema de control de ganancia automática) cuya resistencia se
encuentra controlada por medio del voltaje de la compuerta a la fuente. Obsérvese en la figura 10 que
la pendiente para cada curva, y por tanto la resistencia del dispositivo entre el drenaje y la fuente para
VDS < VP, es una función del voltaje aplicado VGS .
rd =
ro
(1 - VGS/VP)²
donde rO es la resistencia con VGS = 0V y rd es la resistencia en un nivel particular de VGS.
Para un JFET de canal -n con rO igual a 10 kΩ (VGS = 0 V, VP = -6 V), la ecuación dará por
resultado 40 kΩ en VGS = -3 V.
Dispositivos del canal -p
ID
El JFET de canal -p está construido
exactamente de la misma manera que el
dispositivo de canal -n de la figura 2 con una
inversión de los materiales tipo p y tipo n, como
se muestra en la figura 11.
Las direcciones de corriente definidas están
invertidas, como las polaridades reales para los
voltajes VGS y VDS. Para el dispositivo de canal
-p, éste será estrechado mediante voltajes
crecientes positivos de la compuerta a la
fuente, y la notación de doble subíndice para
VDS, por tanto, dará como resultado voltajes
para VDS sobre las características de la figura
12 la cual tiene una IDSS de 6 mA y un voltaje de
estrechamiento de VGS = +6V. No se debe
confundir por el signo de menos para VDS. Éste
simplemente indica que la fuente se encuentra
a un potencial mayor que el drenaje.
D
+
+
+
IG = 0A
G
+
n
VDS
n
+
+ VGG
-
VGS = VGG
-
+
VDD
-
+ p +
S
IS
-
Figura 11. JFET de canal- p
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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147
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
IDS(mA)
7
VGS = +0V
6
5
Figura 12. Características de JFET de
canal-p con IDSS = 6 mA y VP = +6 V.
VGS = +1V
4
VGS = +2V
3
Región
de ruptura
VGS = +3V
2
VGS = +4V
1
0
-5
-10
-15
VGS = +5V
-20
-25
VDS
Se observa en los niveles altos de VDS que la curvas suben repentinamente a niveles que parecen
ilimitados. El crecimiento vertical es una indicación de que ha sucedido una ruptura y que la corriente
a través el canal (en la misma dirección en que normalmente se encuentra) ahora está limitada
únicamente por el circuito externo. Aunque no aparece en la figura 10 para el dispositivo de canal -n,
sucede para el canal -n cuando se aplica suficiente voltaje. Esta región puede evitarse si el nivel de
VDS máx ,de las hojas de especificaciones, y el diseño es tal, que en nivel tal de VDS es menor que el
valor máximo para todos lo valores de VGS.
Símbolos
Los símbolos gráficos para los JFET de canal -n y de canal -p se presentan en la figura 13. Obsérvese
que la flecha se encuentra apuntando hacia adentro para el dispositivo de canal -n de la figura 13a,
con objeto de representar la dirección en la cual fluiría IG si la unión p-n tuviera polarización directa. La
única diferencia en el símbolo es la dirección de la flecha para el dispositivo de canal -p (figura 13b).
D
D
+
+
ID
ID
G
G
VDS
+
VGS
VDS
+
VGS
-
-
S
S
Figura 13. Símbolos del JFET:
a) de canal - n
b) de canal - p
Resumen
Una cantidad importante de parámetros y relaciones se presentaron ene esta sección. Otros, cuya
referencia será frecuente en el análisis de este capítulo, así como el siguiente para los JFET de canal n, se describen a continuación:
La corriente máxima se encuentra definida como IDSS y ocurre cuando VGS = 0V y VDS > I VP I
como se muestra en la figura 14a.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
149
148
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Para los voltajes de la compuerta en la fuente VGS menores que (más negativos que) el nivel de
estrechamiento, la corriente de drenaje es igual a 0 A (ID = 0A), como aparece en la figura 14b.
Para todos los niveles de VGS entre 0V y el nivel de estrechamiento, la corriente ID se encontrará
en el rango entre IDSS y 0V, respectivamente, como se encuentra en la figura 14c.
Se puede desarrollar una lista similar para los JFET de canal -p.
D
G
+
ID = IDSS
+
VDD > |VP |
VGG
- S
+
ID = 0A
+
VGS
VGS = 0V
D
VGS = -VGG
G
VDD
VGS
+
- S
|VGG| > |VP |
(a)
D
G
(b)
0 mA < ID < IDSS
ID
+
VGG
+
Figura 14. a) VGS = 0V, ID = IDSS
b) corte (ID = 0A) VGS es menor
que el nivel de estrechamiento;
c) ID se encuentra entre 0 A e
IDSS cuando VGS es menor o
igual a 0 V y mayor que el nivel
de estrechamiento.
+
VDD
VGS
- S
(c)
CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA
Derivación
Para el transistor BJT la corriente de salida IC y la corriente de control IB fueron relacionada por beta,
considerada como constante para el análisis que fué desarrollado. En forma de ecuación,
Variable de control
IC = ƒ(IB) = βIB
(1)
Constante
En la ecuación (1) existe una relación lineal entre IC e IB. Si se duplica el nivel de IB e IC, se
incrementará también por un factor de 2.
Desafortunadamente, esta relación lineal no existe entre las cantidades de salida y de
enterada de un JFET. La relación entre ID y VGS se encuentra definida por la ecuación de Shockley:
Variable de control
ID = IDSS (1 -
VGS
)²
VP
(2)
Constante
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
150
149
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El término cuadrático de la ecuación dará por resultado una relación no lineal entre ID y VGS,
produciendo una curva que crece exponencialmente con las magnitudes decrecientes de VGS.
Para el análisis en dc, un sistema gráfico más que matemático será, en general, más directo y
fácil de aplicarse. Sin embargo, la aplicación gráfica requerirá de una gráfica de la ecuación (2) con
objeto de representar el dispositivo, y una gráfica de la ecuación de red que relacione las misma
variables. La solución está definida por el punto de intersección de las dos curvas. Es importante
considerar al aplicar la aproximación gráfica que las características del dispositivo no serán afectadas
por la red en la cual se utilice el dispositivo. La ecuación de la red puede cambiar con la intersección
de las dos curvas, pero la curva de transferencia definida por la ecuación (2) permanece sin resultar
afectada. Por lo tanto:
Las características de transferencia definidas por la ecuación de Shockley no resultan
afectadas por la red en la cual se utiliza el dispositivo.
Se puede obtener la curva de transferencia utilizando la ecuación de Shockley o a partir de las
características de salida de la figura 10. En la figura 15 se proporcionan dos gráficas: una es de ID en
función de VDS y la otra es la de ID en función de VGS.
ID (mA)
ID (mA)
10 10
9 9
IDSS
8 8
7 7
6 6
IDSS
VGS= 0V
5 5
4 4
VGS= -1 V
3 3
2 2
VGS= -2 V
VGS= -3 V
VGS= -4 V
1 1
-4
VGS (V)
-3
-2
0
-1
0
5
10
15
20
25
VDS
ID = 0 mA, VGS = VP
Figura 15. Curva de transferencia para la característica de drenaje
RELACIONES IMPORTANTES
JFET
BJT
D
C
ID
IC
Figura 16. a) JFET contra b) BJT
IG = 0 A
(
G
ID = IDSS 1 -
+
)
VGS ²
VP
IB
B
IC = βIB
+
JFET
VBE = 0,7 V
VGS
IS
(a)
-
IE
(b)
S
E
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
151
ID = IDSS
V
(1 - GS )²
VP
BJT
IC = βIB
ID = IDS
~ IE
IC =
IG ~
= 0A
VBE ~
= 0,7 V
150
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
POLARIZACIÓN DEL FET
La diferencia entre el análisis de los transistores BJT y FET es que la variable de entrada que
controla el transistor BJT es el nivel de la corriente, mientras que para el FET la variable de control
es un voltaje. Sin embargo, en ambos casos la variable de salida controlada es un nivel de
corriente que también define los niveles importantes de voltaje del circuito de salida.
Las relaciones generales que pueden aplicarse al análisis en dc de todos los amplificadores a
FET son:
IG ~
=0A
ID = IS
e
La ecuación de Shockley se aplica con objeto de relacionar las cantidades de entrada y de
salida para los JFET y los MOSFET de tipo decremental:
ID = IDSS (1 -
VGS
)²
VP
Para los MOSFET de tipo incremental puede aplicarse la siguiente ecuación:
ID = k(VGS - VT)²
CONFIGURACIÓN DE POLARIZACIÓN
En la figura 17 aparece el arreglo de polarización más simple para el JFET de canal -n. Conocido
como la configuración de polarización fija, las cuales es una de las pocas configuraciones a FET que
pueden resolverse directamente tanto con un método matemático como con uno gráfico. Ambos
métodos están incluidos en esta sección con dos objetivos: para demostrar la diferencia entre ambas
filosofías y para establecer el hecho de que puede obtenerse la misma solución utilizando cualquier
método.
La configuración de la figura 17 incluye los niveles de ac Vi y Vo y los capacitores de
acoplamiento (C1 y C2 ). Recuerde que los capacitores de acoplamiento son “circuitos abiertos” para
el análisis en dc e impedancias bajas (esencialmente cortos circuitos) para el análisis en ac. El
resistor RG está presente para asegurar que V1 aparezca en la entrada del amplificador a FET.
IG ~
=0A
VRG = IGRG = ( 0A)RG = 0 V
y
La caída de cero Volts a través de RG permite reemplazar VG por un corto circuito equivalente, como el
qu aparece en la red de la figura 18 redibujado de manera específica para el análisis en dc.
VDD
VDD
ID
RD
RD
D
G
VP
+
C1
+
G
C2
vi
RG
D +
vo
VGG
S
+
VGS
-
S
-
VGG
Figura 17. Configuración de polarización fija
Figura 18. Red para el análisis en dc
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
152
151
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El hecho de la terminal negativa de la batería esté conectada en forma directa al potencial
positivo definido VGS refleja bien que la polarización de VGS está colocada de manera opuesta y
directamente a la de VGG. Al aplicar la ley e voltaje de Kirchhoff en la dirección de las manecillas del
reloj en la malla indicada e la figura 18 se tiene
-VGG -VGS = 0
VGG = -VGS
y
Debido a que VGG es una fuente fija de dc, el voltaje VGS es de una magnitud fija, lo que da por
resultado la notación “configuración de polarización fija”.
Ahora, el nivel resultante de corriente de drenaje ID lo controla la ecuación de Shockley:
VGS
)²
VP
ID = IDSS (1 -
Ya que VGS resulta una cantidad fija para esta configuración, su magnitud y signo pueden
sustituirse con facilidad en la ecuación de Shockley, además de calcular el nivel resultante de VD.
Este es uno de los pocos casos en que una solución matemática es muy directa para una
configuración a FET.
En la figura 19 se muestra un análisis gráfico que hubiera requerido una gráfica de la ecuación
de Shockely. Es importante recordar que la elección de VGS = VP /2 dará por resultado una corriente
de drenaje IDSS /4 cuando se grafique la ecuación. Para el análisis de este capítulo serán suficientes
los tres puntos definidos po IDSS, VP y la intersección recién descrita con objeto de graficar la curva.
ID (mA)
ID SS
IDSS
4
VP
VP
2
0
VGS
Figura 19. Gráfica de la ecuación de
En la figura 20 se ha sobrepuesto el nivel fijo de VGS como una línea vertical en VGS = - VGG. En
cualquier punto de la línea vertical el nivel de VGS es de -VGG; el nivel de ID simplemente debe estar
determinado en esta línea vertical. El punto donde se intersecan ambas curvas
ID (mA)
ID SS
Red
Punto Q
(solución)
VP
ID
VGS =VGG
Q
0
Q
VGS
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
153
Figura20. Búsqueda de la solución para
la configuración de polarización fija.
152
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
es la solución común para la configuración, y se conoce como el punto de operación estable.
La literal Q será aplicada a la corriente de drenaje, y el voltaje de la compuerta a la fuente con objeto de
identificar sus niveles en el punto Q. Se observa en la figura 20 que el nivel estable de ID puede
determinarse al dibujar una línea horizontal desde el punto Q al eje vertical ID igual que en la figura 20.
Es necesario mencionar que una vez que la red de la figura 17 esté construida y operando, los niveles
de dc d ID y de VGS que serán medidos por los instrumentos de la figura 21 son los valores estables
que se definen en la figura 20.
VDD
VGS
+
Q
ID
Multiamperímetro
C
Voltímetro
RD
Punta de prueba roja
+
-
G
VGG
S
Punta de prueba negra
Figura21. Medición de los valores del
punto de operación estable ID y VGS
El voltaje del drenaje de la fuente de la sección de salida puede calcularse si se aplica la ley de
voltaje de Kirchhoff de la siguiente manera:
+VDS =IDRD - VDD = 0
y
VDS = VDD - IDRD
VS = 0 V
VDS = VD - VS
o
y
VD = VDS + VS = VDS + 0 V
VD = VDS
Además
VGS = VG - VS
o
VG = VGS + VS = VGS + 0 V
y
VG = VGS
El hecho de que VD =VDS y que VG = VGS parece obvio a partir del hecho de que VS = 0 V, pero
también se incluyeron las derivaciones anteriores con objeto de enfatizar la relación entre la notación
de doble subíndice y de un solo subíndice. Ya que la configuración necesita de dos fuentes de dc, su
empleo está limitado, y no podrá incluirse en la siguiente lista de configuraciones FET más comunes.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
154
153
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo
Calcular lo siguiente para la red de la figura 22.
a) VGS
Q
b) ID
Q
c) VDS
Figura 22.
d) VD
e) VG
f ) VS
16 V
2 kΩ
D
G
IDSS = 10 mA
VP = -8 V
+
VGS
1 MΩ
-
S
Solución
+
Método matemático:
2V
a) VGS = -VGG = -2 V
Q
b) ID =IDSS (1 Q
VGS
)² = 10 mA (1 - -2V )²
VP
-8V
= 10 mA (1 - 0,25)² = 10 mA (0,75)² = 10 mA (0,5625)
= 5,625 mA
c) VDS = VDD - IDRD = 16 V - (5,625 mA)(2 kΩ)
= 16 V - 11,25 V = 4,75 V
d) VD = VDS = 4,75 V
e) VG = VGS = -2 V
f ) VS = 0 V
Método gráfico: La curva de Shockley resultante y la línea vertical en VGS = -2 V se
proporcionan en la figura 23. Es verdad que es difícil leer más alla del segundo decimal sin
ID (mA)
ID SS = 10 mA
9
8
7
6
Punto Q
5
ID = 5,6 mA
Q
4
3
IDSS
2
4
= 2,5 mA
1
0
-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1
VP = -8V
VGS = VGG = -2V
VP
Q
= -4
2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
155
VGS
Figura 23. Solución gráfica
154
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
aumentar significativamente el tamaño de la figura, pero a partir de la gráfica de la figura 23 es
bastante aceptable una solución de 5,6 mA. Por tanto, para el inciso a,
VGS
= -VGG = -2 V
Q
b) ID = 5,6 mA
Q
c) VGS = VDD - IDRD = 16 V - (5,6 mA)(2 kΩ)
= 16 V - 11,2 V = 4,8 V
d) VD = VDS = 4,8 V
e) VG = VGS = -2 V
f ) VS = 0 V
Los resultados confirman con claridad el hecho de que los sistemas matemático y gráfico
generan soluciones muy cercanas.
CONFIGURACIÓN DE AUTOPOLARIZACIÓN
La configuración de autopolarización elimina la necesidad de dos fuentes de dc. El voltaje de control
de la compuerta a la fuente ahora lo determina el voltaje a través del resistor RS, que se conecta en la
terminal de la fuente de configuración como se muestra en la figura 24.
VDD
VDD
ID
ID
RD
RD
vo
D
G
via
D
G
C2
+
C1
RG
VP
+
VGS
VGS
-
+
VRS
-
S
RS
Figura 24. Configuración de autopolarización
para JFET
S
RS
IS = ID
Figura 25. Análisis en dc de la configuración
de autopolarización
Para el análisis en dc los capacitores pueden reemplazarse una vez más por “circuitos
abiertos”, y el resistor RG puede cambiarse por un cortocircuito equivalente dado que IG = 0 A.
El resultado es la red de la figura 25 para el análisis en dc.
La corriente a través de RS es la corriente de la fuente IS, pero IS = ID y
VRs = IDRS
Para el lazo cerrado que se indicó en la figura 25 se tiene que
-VGS - VRs = 0
y
VGS = -VRs
o
VGS = -ID RS
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
156
155
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
En este caso podemos ver que VGS es una función de la coriente de salida ID y no fija en magnitud,
como ocurrió para la configuración de polarización fija.
La ecuación está definida por la configuración de la red, y la ecuación de Shockley relaciona
las cantidades de entrada y de salida del dispositivo. Ambas ecuaciones relacionan las mismas dos
variables, y permiten tanto una solución matemática como una gráfica.
Puede conseguirse una solución matemática mediante la simple sustitución de la ecuación de
Shockley como mostramos a continuación:
V
²
ID = IDSS 1 - GS
VP
= IDSS
ID = IDSS
o
(
)
(1 - -I VR ) ²
(1 + IVR )²
D
S
P
D
S
P
Al desarrollar el término cuadrático que se indica y al reorganizar los términos, puede lograrse una
ecuación de la siguiente forma:
ID² + K1ID + K2 = 0
Puede resolverse la ecuación cuadrática para la solución adecuada de ID.
La secuencia anterior define el método matemático. El método gráfico requiere que primero
se establezcan las características de transferencia del dispositivo como se muestra en la figura 26.
Debido a que la ecuación define una línea recta en la misma gráfica, primero se identifican dos puntos
sobre la gráfica que se localizan sobre la línea y simplemente se dibuja una línea recta entre ambos
puntos. la condición más obvia de aplicación es ID = 0 A, ya que da por resultado VGS = -IDRS = (0 A)RS
= 0 V. Por tanto, para la ecuación se define un punto sobre la línea recta mediante ID = 0 A y VGS = 0 V,
tal como aparece en la figura 26.
ID (mA)
ID SS
IDSS
4
VGS = 0V · ID = 0A (VGS = -IDRS)
VP
VP
2
0
VGS
Figura 26. Definición de un punto
sobre la recta de autopolarización
El segundo punto para la ecuación requiere de la selección de un nivel de VGS o de ID y calcular
el valor correspondiente de la otra cantidad con la ayuda de la ecuación.
Los niveles resultantes de ID y de VGS después definirán otro punto sobre la línea recta y permitirán un
dibujo de dicha línea. Se supone, por ejemplo, que se selecciona un nivel de ID igual a la mitad del
nivel de saturación, esto es,
ID =
Luego
IDSS
2
VGS = -IDRS = -
IDSSRS
2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
157
156
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El resultado es un segundo punto con el objeto de dibujar la línea recta como se muestra en la figura
27. Luego se dibuja la línea recta por medio de la ecuación y se obtiene el punto estable en la
intersección de la línea recta y la curva característica del dispositivo. Los valores estables de ID y de
VGS pueden determinarse y utilizarse para encontrar las otras cantidades de interés.
Puede calcularse el valor de VDS si aplicamos la ley de voltaje de Kirchoff al circuito de salida,
lo que da por resultado
ID (mA)
VR S + VDS + VR o - VDD = 0
ID SS
y
VDS = VDD - VR S - VR o = VDD - ISRS - IDRD
pero
ID = IS
VDS = VDD - ID (RS + RD)
y
IDSS
2
Además
Punto Q
ID
VS = ID RS
VG= 0 V
VD = VDS + VS = VDD - VR
Q
VGS =
Q
0
VGS
VP
y
Q
VGS
-IDSSRS
2
Figura 27. Trazo de la recta de autopolarización
Ejemplo:
Calcular lo siguiente para la red de la figura 28.
20V
a) VGSQ
b) IDQ
c) VDS
d) VS
e) VG
f ) VD
ID
3,3 kΩ
D
G
IDSS = 8 mA
VP = -6 V
+
1 MΩ
Figura 28. Configuración de
autopolarización
VGS
RS
S
1 kΩ
Solución
a) El voltaje compuerta - fuente se determina por
VGS = -ID RS
Si elige ID = 4 mA, se obtiene
VGS = -(4 mA)(1 kΩ) = -4 V
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
158
157
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
El resultado es la gráfica de la figura 29 como se definió mediante la red.
ID (mA)
ID = 8 mA, VGS = -8 V
8
7
ID = 4 mA, VGS = -4 V
Red
6
Figura 29. Trazo de la recta de
autopolarización para la red de
la figura 28
5
4
3
2
1
-8
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
VGS = 0V, ID = 0 mA
VGS (V)
En caso de elegir ID = 8 mA, el valor de VGS resultante sería de -8 V, como se muestra en la misma
gráfica. En cualquier caso se obtendrá la misma línea recta, demostrando que puede seleccionarse
cualquier valor adecuado de ID, siempre y cuando se utilice el valor determinado por la ecuación para
VGS. Además, debe tenerse en cuenta que puede seleccionarse el valor de VGS, y calcular el valor de
ID, para obtener el mismo resultado.
Si se selecciona VGS = VP /2 = -3 V para la ecuación de Shockley, se tiene que ID = IDSS / 4
= 8 mA/ 4 = 2 mA, y resultará la gráfica de la figura 30, la cual representa las características del
dispositivo. La solución se encuentra al sobreponer las características de la red definidas mediante la
figura 29 sobre las características del dispositivo de la figura 30 y encontrando el punto de
intersección de ambas como se indica en la figura 31. El punto de operación resultante está en un
valor compuerta - fuente estable de
VGSQ = -2,6 V
ID (mA)
Dispositivo
ID (mA)
8 (IDSS)
8
7
7
6
6
5
5
4
4
3
2
3
(
IDSS
4
Punto Q
)
2
1
-6
(VP)
-5
-4
-3 -2
VP
(2 )
-1
0
ID = 2,6 mA
Q
1
-6
VGS (V)
-5
-4
-3
-2
-1
0
VGS (V)
VGS = -2,6 V
Q
Figura 30. Trazo e las características del
dispositivo para el JFET de la figura 28.
Figura 31. Cálculo del punto Q para la red
de la figura 28.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
159
158
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
b) En el punto estable:
IDQ = 2,6 mA
c)
VDS = VDD - ID(RS + RD)
= 20 V - (2,6 mA) (1 kΩ + 3,3 kΩ)
= 20 V - 11,18 V
= 8,82 V
d)
VS = ID RS
= (2,6 mA) (1 kΩ)
= 2,6 V
e)
VG = 0 V
f)
VD = VDS + VS = 8,82 V + 2,6 V = 11,42 V
ó
VD = VDD - ID RD = 20 V - (2,6 mA) (3,3 kΩ) = 11,42 V
POLARIZACIÓN MEDIANTE DIVISOR DE VOLTAJE
El arreglo de polarización mediante divisor de voltaje que se aplicó a los amplificadores a transistor
BJT también puede aplicarse a los amplificadores a FET, como lo muestra la figura 32. La
construcción básica es exactamente la misma, pero el análisis en dc de cada una es muy diferente.
Para los amplificadores FET IG = 0 A, pero la magnitud de IB para los amplificadores de emisor común
puede afectar los niveles de corriente y voltaje de dc, tanto en los circuitos de entrada como en los de
salida. Recuerde que IB proporcionó la relación entre los circuitos de entrada y de salida para la
configuración del divisor de voltaje para el BJT, mientras que VGS hará lo mismo en la configuración a
FET.
Para el análisis en dc se redibuja la red de la figura 32 como se muestra en la figura 33. Vemos
que todos los capacitores, incluyendo el capacitor de desvío CS, han sido reemplazados por un
“circuito abierto” equivalente. Además, se separó la fuente VDD en dos fuentes equivalentes con
VDD
R1
VDD
RD
R1
VDD
ID
~0A
IG =
C2
VG
C1
+
+
+
R2
R2
RS
RD
R1
vo
v1
VDD
-
CS
R2
VG
-
VGS
+
VRS
- IS
RS
-
Figura 32. Arreglo de polarización mediante
divisor de voltaje
Figura 33. Redibujo de la red de la figura 32
para el análisis en dc
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
160
159
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
objeto de permitir una separación mayor de las regiones de entrada y salida de la red. Debido a que
IC = 0 A, la ley de corriente de Kirchhoff requiere que IR1 = IR2 y que el circuito equivalente en serie que
aparece a la izquierda de la figura pueda utilizarse para encontrar el nivel de VG. El voltaje VG, igual
que el voltaje a través de R2, puede encontrarse si se utiliza la regla del divisor de voltaje de la
siguiente manera:
VG =
R2VDD
R1 + R2
Si aplicamos la ley de voltaje de Kirchhoff en el sentido de las manecillas del reloj en el lazo indicado
en la figura 33, se obtiene
VG - VGS - VR1 = 0
y
VGS = VG - IDRS
Sustituyendo VRS = IS RS = ID RS, se tiene
(*)
VGS = VG - IDRS
El resultado es una ecuación que todavía incluye las mismas dos variables que aparecen en la
ecuación de Shockley: VGS e ID. Las cantidades VG y RS están fijas por la construcción de la red.
VGS = VG - IDRS
= VG - (0 mA) RS
VGS = VG I = 0 mA
D
ID
IDSS
VGS = 0V · ID = VGRS
punto Q
VGS = VG - IDRS
ID = 0 mA, VGS = VG
VP
0
+VG
VGS
Figura 34. Trazo de la ecuación de la red para la configuración mediante divisor de voltaje
Para el otro punto se utiliza el hecho de que en cualquier punto sobre el eje vertical VG = 0 V, y
se resuelve para el valor calculado de ID:
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
161
160
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VGS = VG - ID RS
0 V = VG - ID RS
ID =
VG
RS VGS = 0V
(**)
El resultado especifica que las veces que se grafique la ecuación (*) siempre que VGS = 0, el nivel de ID
está determinado por la ecuación (**). Esta intersección aparece también en la figura 34.
Los puntos definidos arriba permiten dibujar una línea recta con objeto de representar la
ecuación (*). La intersección de la línea recta con la curva de transferencia en la región a l izquierda
del eje vertical definirá el punto de operación y los niveles correspondientes de ID y de VGS.
Debido a que la intersección sobre el eje vertical se calcula mediante ID = VG /RS y VG está fijo
debido a la red de entrada, los valores mayores de RS reducirán el nivel de la intersección ID como se
muestra en la figura 35. Parece muy obvio a partir de la figura 35 que:
Cuando aumentan los valores de RS dan por resultado valores menores estables de ID, así como
valores más negativos de VGS.
ID
Rs
2
Punto Q
Punto Q
Valores
crecientes de RS
RS
1
RS > RS
1
2
0
VG
Figura 35. Efecto de RS sobre el punto Q obtenido
Una vez que se han calculado los valores estables de IDQ y de VGSQ, el análisis resultante de la
red puede desarrollarse de la manera usual. Esto es,
VDS = VDD - ID (RD + RS)
VD = VDD - ID RD
VS = ID RS
IR1 = IR2 =
VDD
R1 + R2
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
162
161
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo
Determine lo siguiente para la red de la figura
a) ID y VGS
Q
Q
b) VD
c) VS
d) VDS
e) VDG
+16 V
2,4 kΩ
2,1 MΩ
10 μF
vo
IDSS = 8 mA
VP = -4 V
vi
5 μF
270 kΩ
1,5 kΩ
20 μF
Figura 36.
Solución
a) Para las características de transferencia, si ID =IDSS /4 = 8 mA /4 = 2 mA, entonces
VGS = VP /2 = -4 V /2 = -2 V. La curva resultante que representa la ecuación de Shockley aparece en la
figura. La ecuación de la red está definida por
VG =
R2 VDD
ID (mA)
R1 + R2
8 (IDSS)
7
270 (kΩ)(16 V)
=
2,1 MΩ + 0,27 MΩ
6
5
= 1,82 V
4
VGS = VG - ID RS
y
3
Punto Q
= 1,82 V - ID (1,5 kΩ)
2
ID = 2,4 mA
Q
ID = 1,21 mA (VGS = 0V)
1
ID = 0 mA:
-4
(VP)
VGS = +1,82 V
-3
-2
-1
VS = -1,8 V
Q
0
1
2
3
VGS = 1,82 V
(ID = 0 mA)
VGS = 0 V:
ID =
Figura 37. Cálculo del punto Q para la
red del circuito
1,82 V
= 1,21 mA
1,15 kΩ
La recta de polarización que se obtuvo aparece en la figura con los valores de operación
ID = 2,4 mA
VGS = -1,8 V
Q
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
163
162
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
d) VDS = VDD - ID (RD + RS)
b) VD = VDD - ID RD
= 16 V - (2,4 mA) (2,4 kΩ + 1,5 kΩ)
= 6,64 V
= 16 V - (2,4 mA) (2,4 k Ω)
= 10, 24 V
o
c) VS = ID RD ( 2,4 mA) (1,5 kΩ)
VDS = VD - VS = 10,24 V - 3,6 V
= 6,64 V
= 3,6 V
e) Aunque raras veces se solicita, el voltaje VDG puede determinarse así
VDG = VD - VG
= 10,24 V - 1,82 V
= 8,24 V
ANÁLISIS EN PEQUEÑA SEÑAL DEL FET
El voltaje de la compuerta a la fuente controla la corriente del drenaje a la fuente (canal)de un FET.
Se sabe que un voltaje en dc de la compuerta a la fuente controla el nivel de la corriente de
drenaje mediante una relación conocida como la ecuación de Shockley:
ID = (1 - VGS / VP)². El cambio en la corriente del colector que se obtendrá de un cambio en el voltaje de
la compuerta a la fuente se puede determinar utilizando el factor de transconductancia gm de la
siguiente manera:
ΔID = gm ΔVGS
El prefijo trans (o tras) que se aplica a gm en la terminología indica que se establece una
relación entre las cantidades de salida y de entrada. Se seleccionó la palabra raíz conductancia
debido a que gm se determina por la relación del voltaje a la corriente, similar a la relación que define la
conductancia de un resistor G = 1/ R = 1/ V.
Al despejar gm en la ecuación, se tiene:
gm =
ΔID
ΔVGS
Determinación gráfica de gm “transconductancia”
Si ahora se examina las características de transferencia de la figura 38, se encuentra que gm es en
realidad la pendiente de las características en el punto de operación. Esto es,
gm = m =
ΔID
ΔY
=
ΔX
ΔVGS
Al seguir la curvatura de las características de transferencia, resulta bastante claro que la
pendiente, y por tanto gm, se incrementa cuando se pasa desde VP a IDSS . O, dicho en otras palabras,
cuando VGS se acerca a 0 V, se incrementa la magnitud de gm.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
164
163
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
ID
IDSS
gm =
ΔID
ΔVGS
(Pendiente en el punto Q)
Punto Q
Figura 38. Definición de gm utilizando
las características de transferencia.
ΔID
ΔVGS
0
VP
VGS
Definición matemática de gm
El procedimiento gráfico descrito está limitado por la exactitud de la gráfica de transferencia y el
cuidado con que pueden determinarse los cambios en cada cantidad, pero entonces puede tornarse
un problema engorroso. Un método alternativo para calcular gm utiliza un enfoque empleado para
encontrar la resistencia ac de un diodo.
La derivada de una función en un punto es igual a la pendiente de la línea tangente dibujada en
dicho punto.
Si se toma la derivada de ID respecto a VGS (cálculo diferencial) utilizando la ecuación de Shockley, es
posible derivar una ecuación para gm de la siguiente manera:
gm =
Δ ID
ΔVGS
= IDSS
=
pt. Q
=
pt. Q
V ²
d
IDSS 1 - GS
dVGS
VP
[
(
[
VGS
VP
[
)
][
)]
(
V ²
V
d
1 - GS = 2IDSS 1 - GS
dVGS
VP
VP
= 2IDSS 1 -
y
dID
dVGS
]
V
d
1 - GS
dVGS
VP
(
dVGS
V
d
(1) - 1
= 2IDSS 1 - GS
dVGS
VP dVGS
VP
gm =
]
[
2IDSS
V
1 - GS
VP
IVP I
[
)
][
0-
VGS
VP
]
]
donde IVP I denota la magnitud, sólo con objeto de asegurar un valor positivo de gm.
Ya se mencionó que la pendiente de la curva de transferencia es un máximo cuando VGS = 0 V.
Sustituyendo VGS = 0 V en la ecuación se obtiene la siguiente ecuación del valor máximo de gm para
un JFET, en el cual se han especificado IDSS y VP.
gm =
[
2IDSS
0
1VP
IVP I
gm 0 =
]
2IDSS
IVP I
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
165
164
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
donde el subíndice 0 que se añadió recuerda que se trata del valor de gm cuando VGS = 0 V.
Entonces la ecuación se convierte en:
[
gm = gm0 = 1 -
VGS
VP
]
Impedancia de entrada Zi del FET
La impedancia de entrada de todos los FET disponibles en el mercado es lo suficientemente grande
para suponer que las terminales de entrada son similares a un circuito abierto. En forma de ecuación.
Zi (FET) = ¥ Ω
9
Así como para un JFET un valor práctico de 10 Ω (1000 MΩ) es un valor característico, un
12
15
valor entre 10 y 10 Ω es típico de los MOSFET.
Impedancia de Salida Zo del FET
La impedancia de salida de los FET es similar en magnitud a la de los BJT convencionales. En las
hojas de especificaciones de los FET la impedancia de salida aparecerá normalmente como yos con
las unidades de μS. El parámetro yos es un componente de un circuito equivalente de admitancia y el
subíndice “o” significa un parámetro de salida de la red (output) y “s” la terminal fuente (source) a la
cual está asignada en el modelo. Para JFET, yos tiene un rango entre 10 y 50 μS o 20 kΩ (R = 1/ G =
1/ 50 μS) y 100 kΩ (R= 1/ G) = 1/ 10 μS).
En forma de ecuación,
Zo (FET) = rd =
1
yos
Con base en la figura puede definirse la impedancia de salida como la pendiente de la curva
horizontal característica en el punto de operación. Mientras más horizontal sea la curva, mayor será
la impedancia de salida. Cuando la curva es perfectamente horizontal, se tendrá la situación ideal
pues será la impedancia de salida (un circuito abierto) infinita; esta es una aproximación que se utiliza
a menudo.
ID (mA)
En forma de ecuación,
VGS = 0 V
rD =
ΔVDS
rd =
Δ ID VGS = constante
ΔVDS
ΔID VGS
VGS = constante -1 V
Punto Q
ΔVDS
-1 V
ΔID
-2 V
0
VDS (V)
Figura 39. Definición de rd utilizando las características del drenaje del FET.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
166
165
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Obsérvese que al aplicar la ecuación el voltaje VGS permanece constante cuando se calcula rd. Esto
se logra dibujando una línea recta aproximada a la línea VGS en el punto de operación. Luego se
selecciona un ΔVDS o ΔID y se mide la otra cantidad para utilizarse en la ecuación.
Ejemplo
Determinar la impedancia de salida para el FET de la figura para VGS = 0 V y VGS = -2 V
cuando VDS = 8 V.
ID (mA)
8
VGS = 0 V
7
ΔVDS = 5V
6
VGS = -1V
5
4
VGS = -2V
3
ΔVDS = 8V
2
VGS = -3V
1
0
VGS = -4V
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10 11 12 13 14
VDS (V)
Solución
Para VGS = 0 V se dibuja una línea tangente y se selecciona ΔVDS como de 5 V y así se obtiene
una ΔID de 0,2 mA. Sustituyendo en la ecuación:
rd =
ΔVDS
5 = 25 kΩ
=
Δ ID VGS = 0 V 0,2 mA
Para VGS = -2 V se dibuja una línea tangente y se selecciona ΔVDS como de 8 V y así se obtiene
un ΔID de 0,2 mA. Sustituyendo en la ecuación:
rd =
ΔVDS
= 8V = 80 kΩ
Δ ID VGS = 0 V 0,1 mA
lo cual muestra que rd sí cambia entre una región de operación y la otra, y que comúnmente se
presentan los valores más pequeños en los niveles bajos de VGS (más cercanos a 0 V).
Circuito equivalente en ac del FET
Una vez presentados y discutidos los parámetros importantes de un circuito equivalente de ac, puede
construirse un modelo para el transistor FET en el dominio de ac. El control de Id mediante Vgs se
encuentra incluido como una fuente de corriente gmVgs conectada desde el drenaje a la fuente como
se muestra en la figura. La corriente tiene su flecha apuntando del drenaje hacia la fuente para
establecer un cambio de fase de 180° entre los voltajes de salida y de entrada como sucederá con la
operación real.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
167
166
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
G
D
+
Vg
g m Vg
s
rd
s
-
S
Figura 40. Circuito para equivalente
de ac del JFET.
S
La impedancia de entrada está representada por el circuito abierto en las terminales de
entrada y la impedancia de salida por medio del resistor rd desde el drenaje hacia la fuente.
Obsérvese que el voltaje fuente se representa ahora mediante Vgs (subíndices en minúscula) para
distinguirlo de los niveles dc. Además, la corriente es común tanto para los circuitos de entrada como
de salida, mientras que las terminales de la compuerta y el drenaje sólo están en “contacto” mediante
la fuente de corriente controlada gm Vgs .
En las situaciones donde se ignora rd ( se supone que es lo suficientemente grande respecto a
los otros elementos de la red como para aproximarla por medio de un circuito abierto), el circuito
equivalente es una fuente de corriente cuya magnitud se controla por medio de la señal Vgs y el
parámetro gm, el cual claramente representa un dispositivo controlado por el voltaje.
Ejemplo
Dados yƒs = 3,8 mS y yos = 20 μS, dibujar el modelo en ac del FET.
Solución
gm = yƒs = 3,8 mS
y
rd =
1
1
=
= 50 kΩ
20 μS
ym
lo cual da por resultado en el modelo equivalente en ac de la figura
G
D
+
-3
3.8 x 10 Vg
S
s
-
50 kΩ
S
Figura 41. Modelo para equivalente en ac del FET para el ejemplo
CONFIGURACIÓN E POLARIZACIÓN FIJA PARA EL JFET
Ahora que se ha definido el circuito equivalente para FET, se investigarán una serie de
configuraciones del FET básicas a pequeña señal. El método será similar al análisis en ac de los
amplificadores BJT acompañados de una determinación de los parámetros importantes de Zi, Zo y AV
para cada configuración.
La configuración de polarización fija de la figura incluye los capacitores de acoplamiento C1 y
C2 que tienen por objeto aislar el arreglo de polarización de la señal y carga aplicados; se consideran
como cortocircuitos equivalentes para el análisis en ac.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
168
167
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
VDD
RD
C2
D
C1
vo
G
vi
Figura 42. Configuración JFET
con polarización fija
S
RG
Zi
+
Zo
VGG
Una vez calculados los niveles de gm y rd a partir del arreglo de polarización de la hoja de
especificaciones, o de las características, el modelo equivalente en ac puede sustituirse entre las
terminales adecuadas como se muestra en la figura 43. Ambos capacitores tienen el equivalente de
corto circuito porque la reactancia XC = 1/(2πƒ C) es pequeña comparada con otros niveles de
impedancia de la red, y las baterías VGG y VDD se hacen cero volts mediante un cortocircuito
equivalente.
XC = 0Ω
Vi
G
1
Zi
D
gmVg
RG
s
rd
Batería VGG
reemplazada mediante
un corto circuito
XC = 0Ω
2
Vo
RD
Zo
Batería VDD
reemplazada mediante
un corto circuito
Figura 43. Sustitución del circuito equivalente del JFET en la red de la figura anterior.
Se observa la polaridad definida mediante Vgs , la cual define la dirección de gmVgs . Cuando Vgs es
negativo, la dirección de la fuente de corriente se invierte. la señal aplicada se representa mediante Vi
y la señal de la salida a través de RD se representa mediante Vo .
Zi = RG
debido a la equivalencia de circuito abierto en las terminales de entrada del JFET.
G
+ Z
i
Vi
+
RG Vg
Zo
gmVg
s
-
s
rd
RD
+
Vo
-
Figura 44. Redibujo de la red de la figura anterior
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
169
168
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Zo: Al hacer Vi = 0 V como se requiere debido a la definición de ZoVgs se hará 0 V también. El
resultado es gmVgs = 0 mA y la fuente de corriente puede reemplazarse mediante un circuito abierto
equivalente, como se muestra en la figura 45. La impedancia de salida es
Zo = RD rd
Si la resistencia rd es suficientemente grande (por lo menos 10:1) comparada contra RD, a menudo
puede aplicarse la aproximación rd || RD @ RD y
~ RD
Zo =
rd >10RD
D
gmVg = 0 mA
s
rd
RD
Zo
Figura 45. Determinación de Zo
S
Av: Resolviendo Vo en la figura 44, se encuentra
Vo = -gmVgs (rd RD )
pero
Vgs = Vi
y
Vo = -gmVi (rd RD )
de tal forma que
Av =
Vo
= -gm(rd RD )
Vi
Si rd > 10RD
Av =
Vo
= -gm RD
Vi
Relación de la fase: el signo negativo en la ecuación obtenida para Av revela con claridad un
cambio de fase de 180° entre los voltajes de entrada y de salida.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
170
169
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Ejemplo
La configuración de polarización fija del ejemplo tuvo un punto de polarización definido
mediante VGSQ = -2 V e IDQ = 5,625 mA con IDSS = 0 mA y VP = -8 V. Se redibuja la red
según la figura con una señal aplicada Vi. El valor de yos se proporciona como 40 μS.
20 V
a) Determinar gm
b) Encontrar rd
c) Determinar Zi
d) Calcular Zo
e) Determinar la ganancia
de voltaje Av
f ) Determinar Av ignorando
los defectos de rd.
2 kΩ
D
C1
G
IDSS = 10 mA
VP = -8 V
+
vi
Zi
1 MΩ
C2
S
Zo
+
vo
2V
-
-
Solución
2IDSS
2(10 mA)
=
= 2,5 mS
8V
IVP I
VGSQ
(-2 V)
gm = gm0 1 = 2,5 mS 1= 1,88 mS
VP
(-8 V)
a) gm0 =
(
)
(
)
1
1
=
= 25 kΩ
yos 40 μS
b)
rd =
c)
d)
e)
Zi = RG = 1 MΩ
Zo= RD rd = 2 kΩ 25 kΩ = 1,85 kΩ
Av= -gm (RD rd ) = -(1,88 mS) (1,85 kΩ)
= -3,48
f)
Av= -gm RD = -(1,88 mS) (2 kΩ) = -3,76
PRECAUCIONES CONTRA INTERFERENCIA DE SEÑALES PARÁSITAS
p Lo primero en transistores FET es polarizarlo de manera correcta.
p Cuando el FET está bien polarizado y su configuración es la del amplificador,
se debe tener cuidado con el ruido.
p Una señal parásita ingresando por la entrada puede causar que su
amplificación o su comportamiento sea de muy mala calidad.
p Se debe tener en presente los condensadores de acoplo de señal.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
171
170
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
TAREA 5
MONTAJE DE CIRCUITOS CON AMPLIFICADOR
OPERACIONAL COMO CIRCUITO
INVERSO Y NO INVERSOR
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
172
171
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
10 kΩ
741
1 kΩ
+
OSCILOSCOPIO
+
-
VB
12 V
+
25 kΩ
VA
+
12 V
-
AMPLIFICADOR INVERSOR
100 k Ohm
741
10 k Ohm
+
OSCILOSCOPIO
+
+
-
12 V
-
12 V
10 k Ohm +
AMPLIFICADOR NO INVERSOR
MATERIALES / INSTRUMENTOS
N°
ORDEN DE EJECUCIÓN
01
! Identificar los terminales del C.I.
OPAMP.
! Comprobar el estado del OPAMP.
! Armar circuito inversor con OPAMP.
! Armar circuito no inversor con OPAMP.
02
03
04
01
01
PZA.
CANT.
!
!
!
!
!
C.I. 741 OPAMP
Resistencias : 10 k , 25 k , 100 k / ½ W
Fuente de alimentación + 12 V.
Generador de funciones
Osciloscopio
DENOMINACIÓN
Montaje de circuito con amplificador operacional
como circuito inversor y no inversor
PERÚ
CONTROLISTA DE MÁQUINAS Y
PROCESOS INDUSTRIALES
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
173
MATERIAL
H.T.
05
OBSERVACIONES
REF
TIEMPO
HOJA 1/1
ESCALA:
2004
172
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Identificar los terminales del C.I. OPAMP
Por lo general para identificar los terminales del C.I. OPAMP se realiza con la ayuda de un
manual como por ejemplo el NTE ELECTRONICS, el cual nos brinda las características de
los circuitos integrados, así como también su forma y medidas del dispositivo electrónico.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Buscar en el manual NTE/ELECTRONICS en CROSS REFERENCE según el código
del C.I. su reemplazo NTE.
2. Buscar en NUMERICAL INDEX (índice numérico) según el reemplazo (NTE TYPE N°)
LA PAGE N°, DIAG. N° Y DESCRIPTION.
3. Buscar la PAGE N° y según el DIAG N° nos permite conocer la forma, número de pines y
su descripción de cada uno de ellos.
4. Buscar en DIMENSIONAL OUTLINE DRAWINGS las dimensiones exactas de C.I. con
el N° diagrama.
OBSERVACIÓN
Se debe tener presente que existen muchos manuales, de distintas marcas como el NTE
ELECTRONICS, EGC, etc. sin embargo estos manuales se distinguen del resto porque
aparte de las características del OPAMP, estos muestran su forma, disposición de piones y
dimensiones.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
174
173
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Comprobar el estado del OPAMP
El amplificador operacional OPAMP es un circuito integrado muy usado en la electrónica, ya que en el
diseño mediante componentes activos discretos se ha convertido en una pérdida de tiempo y dinero
para la mayoría de aplicaciones en dc y de baja frecuencia. Por otro lado se debe tener presente que
el OPAMP es muy sensible, es decir su mala manipulación o por una sobretensión es fácil de
averiarse.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Desconecte la alimentación del C.I., así como también toda señal de excitación a la entrada del
circuito.
2. Seleccione el rango de medición /Ω del multitester UNITEST HEXAGON vía el switch de
selección de función de medición.
3. Conecte el cable de prueba negro en el enchufe COM y el cable de prueba rojo al enchufe
Temp/Ω /V/
4. El rango de medición de resistencia está preseleccionada si el símbolo
de exhibición el rango de medición es de continuidad.
aparece en la pantalla
5. Realizar la medición de continuidad entre los pines PIN 4 y PIN 7
AUTO
kΩ
lllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllllll
8
7
6
5
MAX/MIN
SELECT
Hz
RANGE
Temp
Ω
A~
HOLD
VA 741
mA ~
μA~
OFF
~ mV
V
1
~
V
2
3
4
!
OFF
Temp
A
mAμA
MAX
10A
HBC FUSED
COM ΩV
MAX 0,5A
HBC FUSED
MAX
600V CAT III
100V CAT II
Si existe continuidad se dice que el VA 741 está cortocircuitado (cruzado).
6. Presione la tecla SELECT y mida resistencia en la entrada del OPAMP, en los pines 2 y 3; en la
pantalla se mostrará una resistencia muy elevada (> 1 MΩ).
7. Mida resistencia en la salida del OPAMP en el PIN 6, en la pantalla se mostrará una resistencia
distinta de cero. Por lo general es de < 200 Ω.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
175
174
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Armar circuito inversor con OPAMP
AMPLIFICADOR INVERSOR
Denominado frecuentemente “Amplificador Inversor de Señal”. Se desarrolla al aplicar una tensión,
ya sea en AC o DC, a la entrada inversora del OPAMP, el cual a la salida entregará una señal
amplificada pero desfasada 180° a la vez.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Implemente el circuito de la figura en PROTOBOAR.
10 kΩ
1 kΩ
IN SEÑAL
2
3
+
6
741
OUT SEÑAL
10 kΩ
2. Alimente el circuito integrado con dos tensiones: una positiva (+12V) y la otra negativa (-12V)
10 kΩ
1 kΩ
IN
SEÑAL
2
3
+
+
12 v
6
+
-
-
4
OUT
SEÑAL
10 kΩ
+
12 v
-
3. Genere una señal senoidal de 1 Vpp a 1 kHz. y conectarlo a la resistencia de 1 kΩ
4. Conecte el osciloscopio CH1 a la entrada del circuito donde se conecta el generador de señal
senoidal, CH2 a la salida del circuito en el PIN 6 para medir la señal amplificada.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
176
175
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
GND
CH1 CH2
10 kΩ
+
1 kΩ
7
2
3
1 Vp-p
1 kHz
-
+
12 v
OUT SEÑAL
6
+
4
10 kΩ
+
12 v
-
OBSERVACIONES
1. Se debe tener presente que el amplificador operacional es muy sensible; un error en su conexión
puede ocasionar problemas en el C. I.
2. En pleno funcionamiento de C. I., si se da el caso que el OPAMP no amplifique a la perfección, es
decir, a la salida del OPAMP se manifieste recortado se puede hacer dos cosas, cambiar la
resistencia de realimentación para que amplifique menos o por otro lado aumentar la
alimentación positiva y negativa para que no salga la señal recortada, se debe tener en cuenta el
límite de tensión de alimentación que manda el manual NTE ELECTRONICS.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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176
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
OPERACIÓN
Armar circuito no inversor con OPAMP.
AMPLIFICADOR NO INVERSOR
Este es operado mediante la entrada no inversora. También con este circuito, una parte de la tensión
de salida es realimentada a la entrada da inversora. Al igual que el amplificador inversor este produce
una gran ganancia de tensión o señal pero esta vez sin desfasamiento.
PROCESO DE EJECUCIÓN
1. Implemente el circuito de la figura en PROTOBOARD.
10 kΩ
1 kΩ
2
IN SEÑAL
3
+
741
6
OUT SEÑAL
10 kΩ
2. Alimente el circuito integrado con dos tensiones: una positiva (+12V) y la otra negativa (-12V)
10 kΩ
1 kΩ
2
IN
SEÑAL
+
7 +
12 v
6
- 741
+
4
3
-
OUT
SEÑAL
10 kΩ
+
12 v
-
3. Genere una señal senoidal de 1 Vpp a 1 kHz y conecte a la entrada no inversora PIN 3.
4. Conecte el osciloscopio, CH1 a la entrada del circuito donde se conecta el generador de funciones,
CH2 a la salida del circuito, en el PIN 6 para medir la señal amplificada.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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177
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CH1 CH2
10 kΩ
+
1 kΩ
+
-
+
OUT SEÑAL
12 v
1 Vp-p
1 kHz
10 kΩ
+
12 v
-
OBSERVACIONES
1. Se debe tener presente que el amplificador operacional es muy sensible; un error en su conexión
puede ocasionar problemas en el C. I. 741
2. En pleno funcionamiento del circuito, si se da el caso que el OPAMP no amplifique a la
perfección, es decir, a la salida del OPAMP se manifieste recortado se puede hacer dos cosas,
cambiar la resistencia de realimentación para que amplifique menos o por otro lado aumentar la
alimentación positiva y negativa para que no salga la señal recortada, se debe tener en cuenta el
límite de tensión de alimentación que manda el manual NTE ELECTRONICS.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
179
178
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
CIRCUITO CON AMPLIFICADOR OPERACIONAL
GENERALIDADES
Atendiendo a su aplicación, los C.I. se clasifican en tres grandes grupos: 1°) Analógicos,
2°) Lógicos 3°) De gran consumo.
Se recomienda con el análisis de los circuitos integrados analógicos, que se diferencian de los
lógicos en que pueden tratar magnitudes comprendidas entre un mínimo y un máximo, con infinidad
de valores intermedios. Dentro de este grupo se encuentran los amplificadores lineales, que
proporcionan una salida proporcional a la entrada, siendo preciso para conseguirlo que los
transistores que se encargan de la amplificación de la señal trabaje en su zona lineal y el punto de
reposo se encuentre alejado de los de corte y saturación de la recta de carga. Estos tipos de
amplificadores lineales ya se han estudiado en el tomo 5 y, como se recordará, estaban constituidos
por varias etapas acopladas por R-C, normalmente, cuando se trabaja con señales variables, y
directamente caso de hacerlo con C.C.
No obstante, los amplificadores lineales abandonan el comportamiento explicado cuando se
les provee de “realimentación” positiva o negativa, que no es otra cosa que devolver a la entrada parte
de la señal de salida. A estos amplificadores se les asigna el nombre de “operacionales”, porque,
entre sus muchas aplicaciones, se encuentran la de poder realizar multitud de operaciones
aritméticas.
Serán los amplificadores operacionales, designados en lo sucesivo por A.O., a los que se
dedique la primera parte de este tomo, puesto que, como se ha dicho ya, se conocen los
amplificadores lineales y porque, dentro de la moderna Electrónica y su utilización de los C.I., los A.O.
ocupan un importantísimo lugar, que se irá extendiendo por su sencillez y flexibilidad a medida que los
técnicos electrónicos conozcan sus fundamentos y adquieran una cierta experiencia con ellos, que
persiguen las elecciones de esta obra.
CARACTERÍSTICAS GENERALES DE A.O. (AMPLIFICADOR OPERACIONAL)
Un amplificador operacional (A.O.) es un circuito que contiene un conjunto de componentes,
integrados en general en un solo chip y que forman un amplificador de alta ganancia. Se le atribuyó el
apelativo de operacional porque en un principio su utilización más extendida fue la realización de
operaciones aritméticas en los calculadores y ordenadores; en la actualidad A.O. se emplea para
realizar multitud de funciones.
El A.O. está provisto para trabajar con realimentación en casi todos los casos y, según el tipo
que emplee el lazo usado, puede trabajar unas veces como circuito sumador; otras, como
diferenciador; otras como comparador, etc.
Un amplificador de tensión como lo es A.O. se representa mediante un triángulo, en el que se
marcan las entradas, la salida y la polarizaciones, como se presenta en la figura 1.
VA
+
A
ENTRADA
SALIDA
S
B
Figura 1.
-
AMPLIFICADOR
VA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
180
179
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Analizando la figura 1 se observa la existencia de dos entradas, a las que se les puede aplicar
sendas tensiones, diferentes con respecto a masa, o bien, una diferencia de tensión entre ambas.
Las entradas van marcadas con + y –, representando la influencia proporcional directa que tiene la
primera respecto a la señal de salida e inversa la segunda.
Aunque en la figura anterior sólo se ha representado una salida, se puede disponer de dos si es
necesario. El A.O. precisa para su funcionamiento dos tensiones iguales y de polaridad opuesta
respecto a masa.
Otras características que han de tener los A.O. son:
1) Una alta impedancia de entrada, para que no se altere la tensión de realimentación.
2) Una baja impedancia e salida, para que no se vean afectadas por el lazo de realimentación.
3) Banda de frecuencias de paso muy ancha, partiendo de frecuencia nula o C.C.
El comportamiento del A.O. depende de la realimentación que posea, la cual puede ser de
cuatro formas diferentes:
1) V - V: Introduce a la entrada una parte de la tensión de salida.
2) V - 1: Introduce a la entrada una tensión proporcional a la corriente de salida.
3) 1 - V: Introduce a la entrada una corriente proporcional a la tensión de salida.
4) 1 - 1: Introduce a la entrada una corriente proporcional a la corriente de salida.
Por otra parte, se llama realimentación positiva cuando la señal de realimentación está en fase
con la de entrada y ambas se suman, y realimentación negativa si están en oposición y se
contrarrestan.
El esquema básico de funcionamiento del A.O. se ha dibujado en la figura 2.
Recuérdese que la entrada A - tiene una acción inversa sobre la salida y la B + la tiene directa.
Así, si A sube, S baja y si B sube, S también. La salida S no sólo dependerá de los valores de las dos
entradas, sino también de las características del lazo de realimentación.
CONSTITUCIÓN INTERNA DEL A.O.
Un C.I. normal que contiene un A.O. consta de dos etapas seguidas de amplificadores
diferenciales y una etapa de salida. Puesta que la entrada del A.O. es una etapa diferencial, se
comprende la existencia de las dos entradas A y B. Junto con estos bloques fundamentales del A.O.
existen otros auxiliares, tales como un circuito generador de intensidad constante y a veces un
cambiador de nivel de tensiones continuas.
REALIMENTACIÓN
+VA
A
B
Figura 2.
S
+
- VA
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
181
180
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
En la figura 3 se representa el esquema de bloques general que da forma a un A.O.
A
ENTRADAS
2
Amplificadores
+
Diferenciales
Cambiador
de nivel
Etapa de
salida
SALIDA
S
B
Generador de
intensidad
constante
Figura 3.
En términos generales, el A.O. contiene todos los bloques expuestos en la figura 3 y a veces
también alguna etapa de seguidor de emisor, para realizar un acoplo correcto entre dos etapas. Si al
circuito así formado se le hace trabajar sin otros componentes, se dice que está “en bucle abierto”.
Cuando se añaden elementos exteriores para lograr una realimentación trabaja en “bucle cerrado”.
En las siguientes puntos se describen someramente los bloques que componen el A.O., y que
son circuitos típicos en muchos C.I.
+Vb
AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
Consiste en un montaje simétrico con dos
transistores iguales y dos resistencias de carga, R1 y
R 2 , también iguales, que proporciona una
amplificación muy estable en frecuencias muy altas,
desde la O, siendo prácticamente insensible a
perturbaciones de temperatura o ruidos. Su circuito
básico es el mostrado en la figura 4.
R1
R2
T1
Calculando la expresión de la tensión de salida el
amplificador diferencial se halla que es función de la
diferencia entre las tensiones de entrada V1 y V2:
T2
Rg1
Rg2
Vsalida = (V1 - V2) . K
V1
Rx
V2
Figura 4.
-Va
El circuito de la figura 4 padece dos inconvenientes: 1°) Precisa que los dos transistores estén
alimentados por una fuente de corriente constante y 2°) Para elevar la impedancia de entrada se
recomienda formar el amplificador diferencial mediante dos etapas Darlington.
El circuito del A.O. con una etapa diferencial a base de Darlington, construida por T1 – T3 y
T2 – T4 y un generador de corriente constante formado por el transistor T5, polarizado por diodos, se
presenta en la figura 5.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
182
181
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
-V
ENTRADA A
R1 R2
T3
T4
ENTRADA B
Salida
T1
T2
T5
Figura 5.
+V
GENERADOR DE INTENSIDAD CONSTANTE
En los amplificadores lineales con un solo transistor se requiere un generador de C.C. de
intensidad constante. Así, cuando se usa un transistor en circuito de emisor común se colocan una
resistencia y un condensador en paralelo, en el emisor del transistor, tal como se ha dibujado en la
figura 6.
IS
IB
+
IE
IE = IB + IS
Figura 6.
IS = Constante
IA
V
_
Figura 7.
En el caso de los C.I. resulta un problema la fabricación de condensadores y resistencias de
elevado valor, prefiriendo realizar la estabilización con uniones N -P, presentándose en la figura 7 un
ejemplo de este tipo de circuitos.
Se logra mantener IS constante mediante varios diodos que estabilizan la temperatura,
logrando una impedancia de salida muy alta cuando la referencia de trabajo es alta, y viceversa.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
183
182
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
- Vb
CAMBIADOR DE NIVEL DE TENSIONES
CONTINUAS
Dada la conveniencia de utilizar acoplos
directos en las cascadas de amplificadores
utilizadas en los C.I., el nivel de tensión de C.C. de
colector va elevándose en cada etapa, llegando
un momento en que es preciso rebajar dicho nivel,
para lo que se usa un circuito cambiador tal como
el de la figura 8.
Mientras que T1 actúa como circuito
colector común, alimentado por T2 montado como
generador de intensidad constante, estando su
base alimentada con una tensión fija de
referencia, se obtiene una salida en T3 que
también está en circuito de colector común, cuyo
valor es el de entrada menos las tres caídas de
tensión hasta la salida.
VS = VE - VBE - Ve - VBE
1
2
VE
T1
ENTRADA
VBE1
Ve
T3
T2
VBE2
V referencia
VS
SALIDA
Figura 8.
+
Va
ETAPA DE SALIDA
Es la que entrega la señal formada en el C.I. a la carga y, por lo tanto, interesa que se a de la
mayor potencia posible, a la vez que presente una impedancia de salida baja. Esta etapa final del C.I.
suele estar constituida básicamente por un transistor en el circuito de colector común, como se
muestra en la figura 9.
Para lograr especificaciones concretas en la salida, a menudo se emplean circuitos con dos
transistores en montaje de seguidor de emisor y también pares de transistores PNP y NPN, como el
mostrado en la figura 10.
+V
-Vb
ENTRADA
ENTRADA
SALIDA
SALIDA
+Va
Figura 9.
Figura 10.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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-V
183
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL IDEAL
A.O. es un amplificador de gran ganancia de tensión en bucle abierto, es decir, sin
realimentación, siendo dicho valor del orden de varios cientos de miles de veces. La características
que confiere el A.O. propiedades especiales, que le hacen tan útil e importante, es la de poder variar
su comportamiento y ganancia con mucha exactitud y estabilidad al colocarle una realimentación
apropiada.
Internamente el chip en el que está integrado el A.O. consta de dos etapas diferenciales
acopladas directamente y una salida, actuando como circuitos auxiliares, cambiadores de tensión,
generadores de corriente constante y seguidores de emisor.
El símbolo clásico del A.O. es un triángulo como el mostrado en la figura 11 en el cual se ha
añadido la impedancia de entrada Zen y la de salida ZS. También se ha representado en su interior un
generador de tensión, que simboliza la ecuación del A.O. produciendo una tensión de salida VS que
es la de entrada, Zen, amplificada en la ganancia Av del circuito.
En general, apenas se aplica el A.O. en bucle abierto, la mayoría de sus aplicaciones exigen
circuito exterior de realimentación, que puede ser positiva si la parte e señal de salida que se aplica a
la entrada, está en fase con ella, y negativa si está en oposición. Este último tipo de realimentación es
el más utilizado, por sus posibilidades de ganancia y estabilidad, y la parte de la señal de salida se
aplicará a la entrada A– de las dos del A.O., como queda indicado en la figura 12.
IN Inversora
A
IN no Inversora
-
OUT
ENTRADA
+
Ven
Zen
VS
AvxVen
SALIDA
+
B
Figura 11.
Figura 12.
En la figura 13 se ha añadido al A.O. una resistencia de entrada Re, por la que se aplica a la
entrada A – la tensión de entrada Ven a a tratar, una resistencia Rr que provoca la realimentación entre
la salida y la entrada y, por último, se ha colocado una resistencia R, que representa la carga a la que
se aplica la tensión de salida VS. La diferencia e potencial entre Rr y Re origina la circulación de las
corrientes de realimentación Ir y de entrada Ie.
Rr
Ir
Re
Ven
Ie
A
Zen
B
AvxVen
+
ZS
VS
R
Carga
Figura 13.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Para calcular la ganancia de un A.O. con realimentación, en principio, se efectúan una serie de
simplificaciones y consideraciones que, aunque no son exactas, dan un punto de partida y hacen
trabajar al A.O. de forma ideal. Son las siguientes:
1ª) La ganancia del A.O. es infinita. En realidad alcanza valores de 250 000 y 400 000.
2ª) Impedancia de entrada infinita, ZS = α.
3ª) Impedancia de salida nula ZS = 0.
4ª) Posibilidad de amplificar señales de frecuencia entre 0 e infinito.
5ª) Tensión de regulación (”offset”) de entrada nula, lo cual significa que la tensión de salida es
nula en ausencia de la tensión en la entrada.
Con estas consideraciones, y simplificando el circuito de la figura 13, se analiza el nuevo
esquema de la figura 14, con el que se trata de deducir ganancia.
Rr
TIERRA VIRTUAL
Ven = 0
Ir
Re
-A
ENTRADA
Ven
Ie
I=0
Zen
VS
+B
R
Carga
Figura 14.
Teniendo en cuenta que Zen = α, la corriente que circula de A a B es nula, osea, que no absorbe
intensidad alguna el A.O. (I = 0). Por eso al punto A se le considera como “tierra virtual”, puesto que
está separado de B, que es la verdadera tierra, por una resistencia infinita.
Aplicando la ley de Kirchhoff al nudo A, en el que concurren tres corrientes, Ie, Ir e I, siendo nula
esta última, se obtiene:
Ie =Ir
El cálculo de Ie e Ir se efectúa aplicando la ley de Ohm a las resistencias Re y Rr por las que
circulan, quedando:
Ie =
Ven - VA
Re
Ir =
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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VA - VS
Rr
185
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Considerando VA como tierra virtual, VA = 0, resulta
Ie =
Ven
Re
Ir =
-VS
Re
Sustituyendo estos valores en la fórmula (1), queda:
Ven
-VS
=
Re
Re
Siendo la ganancia del circuito G =
Vsalida
, se deduce de la fórmula anterior que:
Ventrada
G=
VS
-R
= r
Ven
Re
La fórmula indica que la ganancia de un A.O. ideal con realimentación negativa no depende e
las características del circuito interno, sino sólo de la relación entre las resistencias de realimentación
y de entrada. El signo menos que aparece en la fórmula procede del desfase de 180° que existe entre
la salida y la entrada A–.
CARACTERÍSTICAS MÁS IMPORTANTES DE LOS A.O.
Entre las características más importantes con que se define el comportamiento del A.O. y que
vienen relacionadas normalmente en los manuales de datos, destacan las siguientes:
1) ”Características de transferencia entre entrada y salida”
a) Ganancia de tensión en bucle abierto: Es la del amplificador sin realimentación externa. Es
función de la frecuencia de trabajo y, aunque idealmente se considera la banda pasante desde 0 hasta
infinito, en la práctica se menciona la ganancia que existe en una frecuencia elevada.
Ejemplo: Si se aplican a las entradas A y B del A.O. dos señales e1 = 2 V y e2 = 2,001 V, y la
tensión de salida en esas condiciones de bucle abierto es de 12 V, la ganancia será:
Av =
VS
12
=
= 12 000 veces
ΔVe 2,001 - 2
b) Producto ganancia-banda de paso: Es una magnitud derivada del producto de la ganancia
del amplificador por la banda de frecuencias pasante que lo caracteriza.
2) “Características de entrada”
a) Tensión de desequilibrio o desviación de entrada: Es la que hay que aplicar a la entrada del
A.O. para que la de salida sea nula. En el circuito ideal esta tensión era nula, pero en la práctica y
debido a la diferencia entre las tensiones base-emisor de los dos transistores de la primera etapa
diferencial hay que introducir una tensión compensatoria, que suele ser del orden de los milivoltios.
b) Corriente de desequilibrio de entrada: Es la diferencia de corriente entre las dos entradas
para una tensión de salida nula. Es del orden de los nanoamperios.
c) Corriente de polarización: Es el promedio de las dos intensidades que circulan por las dos
entradas del A.O. (algunos nanoamperios).
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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186
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
d) tensión de entrada en modo común: Es la que se aplica a las dos entradas unidas entre sí,
que aunque teóricamente no debía producir tensión a la salida, si la produce y tiene un valor límite
para evitar la rotura del A.O.
e) Impedancia de entrada: Es la que presenta el A.O. a la entrada y conviene que sea muy
elevada (> 1 MΩ).
f) Impedancia del modo común: Es la que existe entre las entradas del A.O. y el cero eléctrico.
Varía con la frecuencia.
g) Factor de rechazo en modo común: Es el cociente entre la tensión común a ambas entradas
y la que se debe aplicar a una de ellas para obtener la misma tensión de salida.
3) “Características de salida “
a) Impedancia de salida: Es la que presenta A.O. en su salida. Conviene que sea muy baja
(< 200Ω).
b) Tensiones y corrientes máximas de salida: Valores que hay que tener en cuenta según la
alimentación, la carga y la frecuencia e trabajo.
4) “Otras características diversas”
a) Factor de ruido: Es la relación en dB entre la potencia de ruido equivalente de entrada del
A.O. y la potencia de ruido debida exclusivamente a la resistencia de la fuente.
b) Relación de rechazo de la tensión de alimentación: Es la relación entre la variación de la
tensión de desequilibrio de entrada y la variación de la tensión de alimentación que la provoca.
c) Límite de la velocidad de caída (Stew Rate): Es la velocidad máxima de variación de la
tensión de salida. Se mide en voltios por microsegundos.
d) Temperatura de almacenamiento fiable.
e) Tensiones positivas y negativas máximas respecto a masa.
f ) Disipación de potencia en mW.
g) Máxima temperatura a que se pueden someter las patillas al soldarse, que suele ser del
orden de 200 a 300°C.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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187
ELECTRÓNICA ANALÓGICA
AMPLIFICADOR DE TENSIÓN INVERSOR
El circuito mostrado en la figura 15 tiene por misión amplificar la tensión de entrada, al mismo tiempo
que invertirla.
Para deducir la tensión de salida VS, se supone que se trata de un A.O. ideal y que el punto A es
tierra virtual y tiene un potencial de 0 V. Como no se consume corriente por A, se puede simplificar el
esquema de la figura 15, quedando reducido al dibujado en la figura 16, puesto que según lo indicado
VA = VB = 0 V.
R
Ir
r
-A
Ie
Figura 15.
Vs
Ve
+B
TIERRA
VIRTUAL
r
Figura 16.
A
Ve
Ie
OV
R
Vs
Ir
Según la ley de Kirchhoff, las dos corrientes que llegan al punto A han de anularse, hallando su valor
mediante la ley de Ohm, con lo que se obtiene la siguiente fórmula:
IC =
0 - Ve
r
Ir =
VS - 0
R
Como Ie = Ir resulta:
-Ve
V
= S
r
R
VS
R
=
r
Ve
La ganancia depende de los valores de la resistencia de entrada y realimentación, pudiendo
llegar a ser muy grandes, pero existen dos limitaciones que impiden alcanzar cualquier valor para la
ganancia:
1) La resistencia de realimentación R no puede superar unos pocos megaohmios, pues puede
ser causa de ruidos y falta de linealidad.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
2) La resistencia de entrada r queda limitada inferiormente por su relación con la resistencia de
entrada interna y la del generador de señal.
Para obtener mayores ganancias que la permitida por la relación R/r se acude al siguiente
montaje de la figura 17.
R
Ir
r
A
VS
Ie
Ve
R1
+
Figura 17.
R2
VS ·
R2
= VS‘
R1 + R2
Considerando ideal el A.O. y el punto A como masa virtual, el circuito simplificado es el de la
figura 18.
OV
r
R
Ve
VS ·
A
Ie
R2
R 1 + R2
Figura 18.
Ir
Igualando el valor de las dos corrientes:
VS
R2
-0
R1+ R2
= Ir
R
VS
IC =
0 - Ve
r
R2
-V
= e
R1+ R2
r
R1+ R2
VS
R
=·
r
R2
Ve
Como indica la fórmula, la ganancia de tensión es igual al cociente R/r multiplicado por (R1 + R2)/ R2, lo
que eleva este factor de acuerdo con los valores que se den a R1 y R2.
Como es lógico, en el circuito de la figura 15 si R = r, la tensión de salida será igual a la de
-R
V
entrada, pero en oposición, pues S =
= -1, considerándose al mismo como un simple inversor de
r
Ve
señal.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
AMPLIFICADOR NO INVERSOR
El esquema de este circuito es el de l a figura
19, deduciéndose a continuación su ganancia
matemáticamente.
Ir
r
A
-
Ie
VS
B
Suponiendo ideal el A.O. y el punto A con igual tensión
que el B, o sea, en la figura 19 Ve, puesto que por la
impedancia que hay entre los dos puntos no circula
corriente y por tanto no hay caída de tensión, el
esquema simplificado es el siguiente.
+
Ve
Figura 19.
Ve
R
r
Figura 20.
VS
A
Ir
Ie
Igualando los valores de las dos corrientes que llegan a A:
Ie =
Ve - 0
r
Ir =
VS - Ve
R
VS
R
= (1 +
)
r
Ve
V - Ve
Ve
= S
R
r
Según la fórmula ya no hay inversión de señal y la
ganancia depende de los valores de R y r, pero de diferente
forma que en el circuito inversor. Para aumentar la ganancia se
puede usar como en el caso anterior un divisor de resistencias
en la salida.
Un caso particular del circuito presente es el que recibe
el nombre de seguidor de tensión, que se ha dibujado en la
figura 21.
En este esquema R = 0 y r = α con lo que al aplicar la
fórmula se deduce que VS = Ve.
Con este circuito se mantiene constante el nivel de la
tensión de entrada y una muy baja de salid, por lo que se utiliza
frecuentemente para la realización de acoplos de impedancias.
VS
+
Ve
Figura 21.
APLICACIONES
AMPLIFICADOR DE GANANCIA REGULABLE, INVERSOR O NO INVERSOR.
La utilización del A.O. según el circuito mostrado en la figura 22 permite conseguir que su
amplificación varíe entre ciertos límites, a la par que se puedan obtener señales de salida o en
oposición. Se trata en realidad de una variante de amplificador diferencial.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
R
r
A
VS
Ve
VB
x y
+
B
Figura 22.
Se halla en principio la tensión VB aplicando la ley de Ohm al circuito de entrada por la rama del
potenciómetro que responde al esquema de la figura 23.
Ve
VB = Ve
x
y
y
x+y
B
Figura 23.
Considerando ideal el A.O. y teniendo en cuenta que VA = VB, su circuito simplificado es el de la
figura 24.
y
VA =VB = Ve
r
R
A
x+y
VS
Ve
Figura 24.
Ir
Ie
Igualando las corrientes Ir e IR que concurren en el punto A y sustituyéndolas por su valor,
queda :
VS - VA
V - Ve
= A
R
r
VS - Ve
y
x+y
R
Vs · r - Ve
Vs = Ve ·
Llamando K =
=
Ve
y
- Ve
x+y
R
y
y·R
= Ve
- Ve · R
x+y
x+y
y·R
y
R Ve y · r
R
R
+
(
+
) = -Ve
+ Ve
(1 + )
r
r
r
x+y
x+y
r x+y
y
x + y , se obtiene la siguiente fórmula:
Vs = -Ve
R
R
+ Ve · K · (1 + )
r
r
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
Con K variando de 0 al 1. al mover la posición del cursor del potenciómetro se consigue,
cuando R = r :
Vs =(2K -1) · Ve
-Ve < Vs < Ve
Es decir, según la posición del potenciómetro la tensión de salida oscila entre -Ve y + Ve.
FUENTE DE CORRIENTE CONSTANTE
Se trata de obtener un circuito con un A.O. capaz de generar entre dos puntos una corriente
constante, independientemente de la resistencia que se coloque, tal como se muestra en la figura 25.
Aplicando la ley de Ohm se obtiene los valores de las
tres corrientes i1, i 2 e i3 del circuito de la figura 25.
i1 =
i2 =
i3 =
V1 - VA
V1
nR1
V2 - VA
R1
V2
Vs - VA
R1
=
-i1 · n· R1
R1
=
V2 - VA
R1
+
-V1 + VA
R1
nR1
A
i1
VA -
R1
VB +
i1
VS
B
i2
-V1 + VA
R1
R1
De donde la corriente que atraviesa la carga variable
Rx valdrá:
i2 + i3 =
nR1
=
i3
Rx
V2 - V1
Figura 25.
R1
La fórmula indica que la intensidad que circula por Rx no depende del valor de ella, sino de la
diferencia entre V2 y V1, así como del valor de R1.
PRECAUCIONES SOBRE LA POLARIZACIÓN DEL OPAMP
p
En el amplificador operacional muchas veces hay que aplicar una tensión a la
entrada, para que la salida sea nula. En el circuito ideal esta tensión era nula,
pero en la práctica y debido a la diferencia entre las tensiones Base-emisor de
los dos transistores de la primera etapa diferencial, a este tipo de tensión, se le
llama tensión compensatoria, por lo general del orden de los milivoltios
(OFFSET).
p
El OPAMP tiene una alimentación positiva +VCC y una alimentación negativa VBB, una equivocación en estos terminales puede ocasionar que el OPAMP se
dañe.
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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ELECTRÓNICA ANALÓGICA
BIBLIOGRAFÍA
& ELECTRÓNICA: “Teoría de circuitos”
Robert L. Boylestad. Sexta Ed.
Prentice - Hall Hispanoamericana,
S. A
& PRINCIPIOS DE ELECTRÓNICA
Paul Maluino. Editorial Esmeralda
Mora.
& ELECTRÓNICA
Hambley 2ª Ed.
Prentice - Hall Hispanoamericana,
S. A
& ELECTRÓNICA DE POTENCIA
J. García Villarreal. SENATI
CONTROL DE MÁQUINAS Y PROCESOS INDUSTRIALES
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PROPIEDAD INTELECTUAL DEL SENATI PROHIBIDA
SU REPRODUCCIÓN Y VENTA SIN LA AUTORIZACIÓN
CORRESPONDIENTE
CÓDIGO DEL MATERIAL
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EDICIÓN
AGOSTO 2005