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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Raymond A. Mack, Jr.
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Datos de catalogación en publicación de la Biblioteca del
Congreso Mack, Raymond.
Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas / Raymond Mack.
pag. cm.
Incluye referencias bibliográficas e indice.
ISBN 0-7506-7445-8 (papel alcalino)
1. Circuitos de conmutación: diseño y construcción. 2. Semiconductores de potencia: diseño y construcción. 3.
Interruptores de semiconductores: diseño y construcción. 4. Fuentes de alimentación conmutadas: diseño y
construcción. I. Título.
TK7868.S9M24 2005
621.31'7—dc22
Datos de catalogación en publicación de la Biblioteca Británica
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05 06 07 08 09 10 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1
Impreso en los Estados Unidos de América
2004029371
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Contenido
Prefacio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ix
Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . xi
Capítulo uno: Circuitos básicos de conmutación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1. .
Fundamentos del almacenamiento de energía.
... . ... ... ... . ... ... ... . ... ... ... . ... .3
Convertidor de moneda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
Convertidor de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
Convertidor elevador inversor.
Convertidor Buck-Boost. . .
. ... ... ... . ... ... ... . ... ... ... . ... .9
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
Convertidores Aislados de Transformador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . dieciséis
Rectificación Sincrónica.
Bombas de carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
Capítulo Dos: Circuitos de Control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
Circuitos básicos de control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
El amplificador de errores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
Compensación de amplificador de error. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
. . . . . . . . . . . . . . . 33
Un controlador PWM de modo de voltaje representativo. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
Control de modo actual. . .
. . . . . . . . . . . . . . . 41
Un controlador PWM de modo actual representativo. .
Circuitos de la bomba de carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
Controladores PWM de fase múltiple.
Controladores de modo resonante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
Capítulo tres: La fuente de alimentación de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
Operación fuera de línea. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
Supresión de interferencias de radio. . .
Cuestiones de la Agencia de Seguridad.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57
Corrección del factor de poder . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
Corriente de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
en
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Contenido
Tiempo de espera. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
Consideraciones sobre el rectificador de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
Características del condensador del depósito de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
Capítulo Cuatro: Circuitos No Aislados. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
Método general de diseño. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
Diseños de convertidores Buck. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
Diseños de convertidores Boost. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86
Inversión de diseños. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97
Diseños Step Up/Step Down (Buck/Boost) .
Diseños de bombas de carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102
Consideraciones de diseño. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107
Capítulo Cinco: Circuitos Aislados por Transformador . . . . . . . . . . . . . . 111
...
Mecanismos de retroalimentación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113
Circuitos Flyback.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129
Práctico Diseño de Circuito Flyback.
Ejemplo de Flyback fuera de línea. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129
Ejemplo de Flyback no aislado. .
Circuitos convertidores directos.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141
Práctico diseño de convertidor directo. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143
Ejemplo de convertidor directo fuera de línea. . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 144
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148
Ejemplo de convertidor directo no aislado.
Circuitos de contrafase. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 154
Práctico diseño de circuito push-pull. . .
Circuitos de medio puente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 158
Práctico diseño de circuito de medio puente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 161
Circuitos de puente completo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 164
Capítulo Seis: Selección de Componentes Pasivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167
Características del condensador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 169
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 171
Capacitores electrolíticos de aluminio. . .
Condensadores de tantalio sólido y niobio.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175
Capacitores electrolíticos de polímero sólido. . .
Condensadores cerámicos multicapa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176
Condensadores de película.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 180
nosotros
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Contenido
Características de la resistencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181
Resistencias de composición de carbono. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183
Resistencias de película. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183
Resistencias de alambre. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 184
Capítulo Siete: Selección de Semiconductores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 187
Características del diodo. . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 189
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 189
Diodos de unión.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 194
Diodos Schottky.
Pasivación.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 197
Transistores bipolares. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 197
MOSFET de potencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 204
Unidad de puerta.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 208
Área de operación segura y calificación de avalancha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 219
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 222
Rectificación Sincrónica. . .
Sin HECHO.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 229
Opciones de paquete. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 229
Dispositivos IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 230
Capítulo ocho: selección de inductores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 235
Propiedades de los Inductores Reales. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 237
Propiedades del núcleo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 240
Diseño de un núcleo de estrangulador de toroide de polvo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 250
Elegir un núcleo de Boost Converter. . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 256
Capítulo Nueve: Selección del Transformador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 261
Propiedades del transformador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 263
Preocupaciones de seguridad .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 266
Consideraciones prácticas de construcción.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 267
Elección de un núcleo de transformador convertidor directo. . . . . . . . . . . . . . . . 271
Consideraciones prácticas del núcleo Flyback. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272
Elección de un núcleo de “transformador” de convertidor Flyback . . . . . . . . . . . . . . . 273
Capítulo diez: Un ejemplo de diseño de inversor de "onda sinusoidal verdadera" . . . . . 277
Requerimientos de diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 279
Descripción del diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 280
Diseño Detallado del Prerregulador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 286
viii
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Contenido
Diseño detallado del convertidor de salida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 290
Diseño detallado del puente H. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 293
Diseño detallado de la transmisión del puente. . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 296
Capítulo Once: Una fuente de PC fuera de línea. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 299
Configuración de requisitos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 301
La oferta de insumos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 302
Convertidor CC-CC. .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 305
Selección de diodos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 309
Diseños de inductores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 310
Diseños de condensadores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 314
Diseño de Transformadores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 315
índice . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 319
viii
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Prefacio
Este libro está destinado a aquellos que necesitan comprender cómo funciona una fuente de
alimentación conmutada. Tengo la intención de proporcionar suficiente información para que pueda
especificar de manera inteligente un suministro fuera de línea personalizado de un fabricante de
suministro de energía. También debe obtener suficiente información para poder diseñar un
convertidor CC-CC. He incluido información básica de diseño analógico para aquellos cuya
experiencia en electrónica primaria no son circuitos analógicos. Luego me baso en esa información
básica para mostrar cómo diseñar y analizar fuentes de alimentación conmutadas prácticas. Aquellos
con una sólida formación en circuitos analógicos pueden querer hojear los datos preliminares.
En numerosos lugares me salteo los detalles de derivaciones y transformaciones de ecuaciones.
Los detalles de esas transformaciones se dejan como ejercicio para el lector.
Hay dos grandes clases de fuentes de alimentación: lineales y de conmutación. Los suministros
lineales usan control continuo de tiempo de la salida. Los suministros de conmutación son sistemas
de muestreo temporal que utilizan muestras rectangulares para controlar la salida. Este libro explora
cada una de las variaciones de las fuentes de alimentación conmutadas.
Expresiones de gratitud
Como la mayoría de los trabajos, este libro se basa en los esfuerzos de muchos otros. Deseo
agradecer la gran contribución a mi comprensión de las fuentes de alimentación conmutadas por
parte de los autores del libro de aplicaciones de Motorola Linear/ Switchmode Voltage Regulator
Handbook, el International Rectifier HDB-3 Power MOSFET HEXFET Databook y la aplicación Switch
Mode Power Supply Semiconductor de Philips. libro (un libro excelente pero disponible solo en su sitio
web).
También deseo agradecer las amables contribuciones de Linear Technology Corporation. Linear
Technology regala su programa SwitcherCAD III. Está diseñado para que lo usen sus clientes, pero
es gratuito para todos los que quieran usarlo. La mayoría de los esquemas de este libro se prepararon
inicialmente utilizando las funciones de dibujo de SwitcherCAD III.
ix
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Introducción
Los principios de las fuentes de alimentación conmutadas se han utilizado durante más de 100
años (aunque la gente no sabía que eran). El sistema de encendido utilizado en un motor de gasolina
fue la primera versión de una fuente de alimentación conmutada flyback. El siguiente uso general de
los suministros de conmutación fue en la sección de alto voltaje de los televisores. Nuevamente, este
es un ejemplo de un suministro de retorno rudimentario. El nombre flyback proviene del corto período
de tiempo en el que el punto en el televisor CRT se mueve desde el lado derecho de la pantalla hacia
el lado izquierdo de la pantalla (sería "volar hacia atrás"). El rápido cambio de corriente en la bobina de
desviación hace que se genere un voltaje muy grande. Esto se utilizó con ventaja en los televisores para
crear el gran potencial de aceleración necesario para el CRT.
El uso generalizado de fuentes de conmutación se limitó al servicio de televisión de alto voltaje
hasta finales de la década de 1960 debido a las capacidades limitadas de los tres componentes
principales de una fuente de conmutación: el magnetismo, el interruptor y el rectificador. Los
componentes estaban disponibles para el uso de suministro de conmutación a principios de la década
de 1960 con la llegada de los transistores bipolares de alto voltaje, pero no eran económicamente
factibles para usos de bajo voltaje hasta que el precio de los semiconductores se volvió razonable.
Desde 1970, los avances en todas las categorías de componentes han cambiado el mercado de la fuente
de alimentación hasta el punto en que las fuentes de alimentación lineales son casi inexistentes por
encima del nivel proporcionado por los reguladores lineales de tres terminales. Los avances en
semiconductores permiten fuentes de alimentación conmutadas de un solo paquete con capacidad de
varios vatios. Estos diseños usan el IC, un inductor y un par de capacitores para producir un regulador
de voltaje completo en un volumen más pequeño que un solo transistor de conmutación TO-3 de la década de 1960.
El precio por vatio de las fuentes de alimentación operadas por línea de CA se ha reducido hasta el
punto de que no es rentable diseñar y construir dicho suministro internamente a menos que se trate
de cantidades extremadamente grandes. Muchas empresas comercializan líneas de suministros de
voltaje de salida estándar. La mayoría de estas empresas también pueden suministrar voltajes no
estándar basados en diseños estándar por tarifas de diseño nominales.
xi
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Introducción
La mayoría de los principales fabricantes de circuitos integrados lineales (Linear Technology, Maxim,
TI, National Semiconductor, Analog Devices, etc.) ofrecen una línea de circuitos reguladores de conmutación
adecuados para la regulación de voltaje local o la conversión de voltaje. Los dispositivos modernos de estos
fabricantes son extremadamente pequeños y eficientes. Esto es especialmente cierto en el caso de los
dispositivos destinados a equipos que funcionan con baterías, en los que es importante un funcionamiento
máximo entre cargas. Los dispositivos modernos frecuentemente integran el circuito de control, el interruptor y
los rectificadores requeridos en el mismo paquete.
Los fabricantes de componentes pasivos también han estado ocupados mejorando los componentes. Las
empresas de materiales magnéticos (Ferroxcube, Siemens, Micrometals, Magnetics division of Spang & Co.,
etc.) han ampliado la gama útil de transformadores y bobinas desde el rango de kHz bajo (10–50 kHz) en los
años 60 hasta muy por encima de 1 MHz hoy. Esta mejora ha permitido condensadores de filtro y núcleos
magnéticos mucho más pequeños en diseños modernos. Los fabricantes de condensadores también han
mejorado los condensadores de filtro para su uso en conmutadores. Los capacitores electrolíticos ordinarios
tienen una resistencia en serie equivalente muy grande que hace que disipen energía cuando se aplica un
voltaje de CC que varía rápidamente. Si esta corriente CA equivalente es demasiado alta, estos electrolíticos se
calentarán hasta el punto de explosión. Todos los fabricantes de capacitores electrolíticos ahora fabrican líneas
de capacitores que están diseñadas para limitar esta resistencia en serie equivalente.
Comparación de suministros lineales y de conmutación
Una comparación de fuentes de alimentación conmutadas y lineales representativas muestra por qué querríamos
utilizar una fuente de alimentación conmutada en la mayoría de las aplicaciones.
Una fuente de alimentación lineal solo puede producir un voltaje más bajo que el voltaje de entrada. Todos los
reguladores lineales requieren que el voltaje de entrada sea al menos una cantidad mínima por encima del voltaje
de salida. Esto se llama voltaje de caída. El voltaje de caída es el parámetro que impulsa los cálculos de eficiencia
y la disipación de potencia en el peor de los casos.
Veamos el funcionamiento de un dispositivo que opera a 6,0 V y tiene un consumo máximo de corriente de 2
A. Un regulador lineal representativo tendrá un voltaje de caída de 2 V. Si elegimos usar una batería de plomo
ácido, la batería se descargará cuando el voltaje alcance alrededor de 1,9 V por celda. Ya que requerimos un
mínimo de 8 V
xi
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Introducción
(6 V para la carga más los 2 V de tensión de caída) para un correcto funcionamiento
necesitaremos un mínimo de 5 celdas para proporcionar la tensión necesaria. Esto produce un
voltaje de entrada mínimo de 9,9 V cuando la batería está descargada. La potencia en la carga es de
12 W con 2 A suministrados y el regulador debe disipar 7,8 W cuando la batería está descargada.
Esto produce una eficiencia del 60%. Cuando la batería está completamente cargada, el voltaje de la
celda es de 2,26 V y la batería suministra 11,3 V. La potencia de carga sigue siendo de 12 W. El
regulador ahora debe disipar 10,6 W, lo que produce una eficiencia del 53 %.
La situación es mejor si decidimos sacar menos de cada celda. podemos aumentar
la eficiencia y disminuir el costo de la batería (a costa de ciclos de recarga más frecuentes) si
detenemos la operación a un voltaje de celda de 2.0 V. Ahora solo requerimos 4 celdas para la
operación. El regulador disipa 4 W al final de la carga, por lo que la eficiencia aumenta al 75 %. Con
carga completa, la eficiencia solo ha mejorado al 67%.
En el primer ejemplo, 2 de las 5 celdas aportan toda su energía al calor. En el segundo ejemplo, 1
de las 4 celdas se usa completamente para calentar. Puede ver que la regulación lineal es una
forma muy costosa de proporcionar un voltaje constante en un sistema que funciona con batería.
Se puede construir una fuente de alimentación de conmutación simple para la aplicación descrita
anteriormente con interruptores FET que tienen una resistencia del orden de 0,008 ohmios. Él
El diodo de conmutación puede ser un diodo Schottky con un voltaje de encendido de solo 0,5 V.
Como primera aproximación, la potencia disipada en el interruptor es un máximo de 0,032 W y la
potencia disipada por el diodo es de 1,0 W. La eficiencia a plena carga es del 92 % y la eficiencia en
la descarga es cercana al 99 %. Lo que es aún mejor es que estas eficiencias relativas se mantendrán
para una batería de 4 celdas, una batería de 6 celdas o una batería de 12 celdas.
Hay otra ventaja de cambiar las fuentes de alimentación sobre una fuente lineal. Con el suministro
lineal, estábamos restringidos a una batería de 4 celdas o más para una operación adecuada. Se
puede construir una fuente de alimentación conmutada para proporcionar la potencia necesaria de 1
a 3 celdas que seguirán teniendo una mejor eficiencia que las fuentes lineales.
La situación es similar para las fuentes de alimentación operadas por línea. Un suministro lineal
operado por línea requiere un transformador. Una fuente lineal que entrega 1000 W de potencia
XIII
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Introducción
requiere un transformador que pesa aproximadamente 100 libras (y más pesado si se requiere
una operación de 50 Hz y 60 Hz), requiere disipadores de calor masivos para los semiconductores
y ventiladores para los disipadores de calor, y ocupa más de un pie cúbico de volumen. Si se requiere
una operación de 110 V o 220 V, un suministro lineal necesitará una conmutación electrónica manual
o complicada para manejar ambos voltajes de línea. Por el contrario, se puede diseñar un suministro
de conmutación que maneje 110 o 220 y 50 Hz o 60 Hz sin circuitos de selección, pese menos de
50 libras y ocupe una cuarta parte del volumen del suministro lineal. La fuente de alimentación
conmutada también cuesta una fracción del suministro lineal.
Cambiar los suministros no siempre es la mejor solución. El ruido de alta frecuencia es una parte
inherente de la salida de una fuente de alimentación conmutada. Los suministros lineales pueden ser
de 100 a 1000 veces más silenciosos que un suministro de conmutación. Un suministro lineal suele
ser un requisito para los circuitos analógicos muy sensibles al ruido. Cuando se requiere la máxima
eficiencia, los sistemas modernos con frecuencia regularán previamente un voltaje con un suministro
de conmutación a un valor justo por encima del voltaje de caída y usarán un suministro lineal para
proporcionar energía de bajo ruido a los circuitos analógicos. Otra desventaja de cambiar los
suministros es que normalmente hay un tiempo de recuperación más largo de un gran cambio en la
corriente de carga o un cambio en el voltaje de entrada en comparación con los suministros lineales.
Los suministros lineales suelen ser una mejor solución para aplicaciones de muy baja potencia. En el
ejemplo anterior, aproximamos la pérdida en el interruptor como la potencia I2 R. Un mejor análisis
incluirá pérdidas en el interruptor durante los tiempos de encendido y apagado, así como la potencia
necesaria para accionar el interruptor. Además, existen reguladores lineales de propósito especial que
tienen voltajes de caída muy bajos para uso en aplicaciones de baja potencia. Ambos factores pueden
inclinar la balanza hacia los reguladores lineales en algunas aplicaciones de baja potencia.
xiv
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CAPÍTULO 1
Circuitos de conmutación básicos
ÿ Fundamentos del almacenamiento de energía
ÿ Convertidor Buck
ÿ Convertidor de refuerzo
ÿ Convertidor elevador inversor
ÿ Convertidor Buck-Boost
ÿ Convertidores Aislados de Transformador
ÿ Rectificación síncrona ÿ Bombas de
carga
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CAPÍTULO 1
Circuitos de conmutación básicos
En este capítulo, veremos la descripción en el dominio del tiempo de los inductores y
capacitores ideales y revisaremos las versiones ideales de cada tipo de conmutación.
suministro. En capítulos posteriores, veremos las propiedades magnéticas, eléctricas y
parásitas de los inductores y capacitores y su efecto en el diseño.
de componentes individuales.
Conceptos básicos de almacenamiento de energía
La ecuación (1-1) contiene la definición de inductancia. Un inductor tiene una inductancia de
un henrio si un cambio de corriente de un amperio/segundo produce una
voltios a través del inductor.
V = L de / dt
(1-1)
Esta es la ley de Lenz. La primera consecuencia de la Ec. (1-1) es que la corriente
a través de un inductor no puede cambiar instantáneamente. Hacerlo generaría una
voltaje infinito a través del inductor. En el mundo real, cosas como un arco
a través de los contactos del interruptor limitará el voltaje a muy alto, pero no infinito,
valores. La otra consecuencia de la Ec. (1-1) es que el voltaje a través de un inductor
cambia instantáneamente de positivo a negativo cuando cambiamos de
almacenar energía en el inductor (di/ dt es positivo) para quitarle energía
(di/ dt es negativo). La ecuación (1-2) es la inversa de la ecuación. (1-1) y se utiliza para
determinar la corriente en el inductor cuando se conoce el voltaje.
I = 1/L ÿ V dt + Iinicial
(1-2)
La ecuación (1-3) contiene la definición de un capacitor. Establece que un capacitor es
un faradio si almacenar un coulomb de carga crea un voltio.
Q = CV
3
(1-3)
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Las ecuaciones (1-4) y (1-5) describen un capacitor en términos de voltaje y corriente (donde la
carga es la integral de la corriente y la corriente es dq/ dt).
V = 1 / C ÿ i dt + Vinicial
(1-4)
I = C dv/ dt
(1-5)
La forma de onda de corriente del condensador de filtro de una fuente de alimentación
conmutada suele ser una forma de onda de diente de sierra. El objetivo del capacitor es limitar el
cambio de voltaje (voltaje de ondulación). Hay dos variables en la Ec. (1-4) que puede controlar el
cambio en el voltaje de salida. Podemos hacer que la capacitancia sea grande o que dt sea
pequeña para controlar la ondulación del voltaje. Una de las principales ventajas de las fuentes de
alimentación conmutadas es que podemos hacer que dt sea muy pequeño (una frecuencia de
conmutación alta), lo que permite que el valor de C también sea muy pequeño.
Convertidor de moneda
La figura (1-1) muestra un regulador convertidor reductor ideal hecho de una fuente de voltaje
ideal, un interruptor controlado por voltaje ideal, un diodo ideal, un inductor ideal, un capacitor
ideal y una resistencia de carga. Se llama convertidor reductor porque el voltaje a través del
inductor se “reduce” o se opone al voltaje de suministro. El voltaje de salida de un convertidor
reductor siempre es menor que el voltaje de entrada. Este regulador ideal está diseñado para usar
una fuente de 20 V y proporcionar 5 V a la carga de 10 ohmios.
El interruptor se abre y se cierra una vez cada 10 µs. El interruptor produce una forma de onda
modulada por ancho de pulso a los componentes pasivos. Cuando el regulador está en estado
estable, el voltaje de salida es:
Vout = Vino
*
Ciclo de trabajo
(1-6)
Esta ecuación es independiente del valor del inductor, la corriente de carga y el condensador de
salida siempre que la corriente del inductor fluya continuamente. Esta ecuación asume que el
voltaje del inductor tiene forma rectangular.
El diodo actúa como un interruptor controlado por voltaje. Proporciona un camino para la
corriente del inductor una vez que se abre el interruptor. No fluye corriente a través del diodo
mientras el inductor se está cargando porque tiene polarización inversa. Cuando se abre el
interruptor de control, la corriente del inductor fluye a través del diodo.
4
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Circuitos de conmutación básicos
L1
500 horas
+
+
+
100
100 µF
ÿ
20 voltios
L1
500 horas
+
+
+
100 µF
ÿ
100
20 voltios
Figura 1-1: Regulador convertidor reductor idealizado
Diseñamos suministros de conmutación con la suposición simplificada de que el voltaje aplicado al
inductor durante la carga es una onda rectangular perfecta. Nuestra fuente de alimentación de ejemplo
tiene una ondulación de salida de voltaje de 20 mV. El rectángulo perfecto es una buena aproximación
ya que el cambio en el voltaje del inductor durante la carga es 0.02/15 o 0.13% y la variación en la
descarga es 0.02/5 o 0.4%. El voltaje constante del pulso rectangular provoca di/ dt en la ecuación. (1-1)
para ser un
constante.
La figura 1-2 muestra un gráfico del voltaje de salida (traza inferior) y la corriente del inductor (traza
superior) después de que el sistema está en estado estable proporcionando 5 V y 500 mA a la resistencia
de carga.
Tenga en cuenta que el cambio en la corriente de salida es relativamente pequeño en comparación con
el valor de CC de la corriente en el inductor. En este caso, la corriente de ondulación es de 75 mA PP.
Otro punto importante es que la corriente de ondulación es independiente de la corriente de carga cuando
el sistema está en estado estable. Esto es una consecuencia de que la corriente a través del inductor está
controlada por el voltaje a través del inductor. La pendiente y la duración de la carga se controlan
completamente por la diferencia (Vin ÿ Vout). La corriente promedio del inductor es igual a la corriente de
salida.
También es posible que el convertidor reductor funcione en modo discontinuo, lo que significa que la
corriente del inductor llega a cero durante parte del período de conmutación.
5
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
0.6
5.05
0,55
5.04
0.5
5.03
0,45
5.02
0.4
5.01
0.35
Tensión
de
salida
5
Corriente
del
inductor
5.06
0.3
4.99
0.25
4.98
0.2
30 400 50
10
20
Tiempo
x = 7,13134 y = 5,06235 y2 = 0,611763
Figura 1-2: Voltaje de salida y corriente del inductor en un regulador reductor
La ecuación (1-6) no se cumple para operación discontinua. El voltaje de ondulación de
salida es más alto para un convertidor reductor en modo discontinuo porque el capacitor
debe suministrar la corriente de carga durante el tiempo que la corriente del inductor es cero.
Por lo general, un convertidor reductor solo funciona en modo discontinuo cuando la corriente
de carga se vuelve muy pequeña en comparación con la corriente de diseño.
Convertidor de carga
La figura 1-3 muestra un regulador convertidor elevador ideal hecho de una fuente de
voltaje ideal, un interruptor ideal, un diodo ideal, un inductor ideal, un capacitor y una resistencia
de carga. Se llama convertidor elevador porque el voltaje a través del inductor se suma al
voltaje de suministro de entrada para aumentar el voltaje por encima del valor de entrada. La
salida de un convertidor elevador siempre es mayor que el voltaje de entrada. este ideal
6
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Circuitos de conmutación básicos
El regulador está diseñado para usar una fuente de 5 V y proporcionar 20 V a la carga de
1000 ohmios. El diodo proporciona un camino para la corriente una vez que se abre el interruptor.
El diodo está apagado mientras el interruptor está cerrado. El interruptor se abre y se cierra una
vez cada 10 µs.
El interruptor y la fuente de voltaje proporcionan corriente para cargar el inductor con
energía mientras el interruptor está cerrado. Mientras el inductor se está cargando, la corriente en
la carga es suministrada por el capacitor porque el diodo tiene polarización inversa. Cuando el
interruptor se abre, la corriente en el inductor continúa fluyendo, pero ahora la corriente del inductor
polariza directamente el diodo y fluye a través del circuito de carga.
El voltaje a través del inductor se invierte y se suma al voltaje del suministro de entrada.
Cuando el regulador está en estado estable, el voltaje de salida es:
(1-7)
Vsal = Vin/(1 ÿ Ciclo de trabajo)
Esta ecuación es independiente del valor del inductor, la corriente de carga y el capacitor de
salida para la operación en modo continuo.
Los convertidores elevadores requieren mucha más capacitancia que un convertidor reductor
porque el capacitor suministra toda la corriente de carga mientras el interruptor está cerrado.
La figura 1-4 muestra una gráfica del voltaje de salida (traza inferior) y la corriente del inductor
(traza superior) después de que el sistema está en estado estable proporcionando 20 V y 20 mA a
+
ÿ
10 mH
+
ÿ
+
ÿ
10 µF
1000
10 µF
1000
5 voltios
+
ÿ
10 mH
+
ÿ
+
ÿ
5 voltios
Figura 1-3: Regulador convertidor elevador idealizado
7
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
20.5
20.2
20.4
20.1
20.3
20
20.2
19.9
20.1
19.8
20
19.7
19.9
19.6
Tensión
de
salida
Corriente
del
inductor
(mA)
Figura 1-4: Voltaje de salida y corriente del inductor en un regulador elevador
la resistencia de carga. Al igual que en el convertidor reductor, la corriente de ondulación en el inductor
es independiente de la corriente de salida para el funcionamiento en modo continuo. Por lo general, la
corriente máxima del inductor es solo un poco mayor que la corriente promedio del inductor.
También es posible ejecutar un convertidor elevador en modo discontinuo. El modo discontinuo
da como resultado una corriente de ondulación más grande para los convertidores elevadores, al igual
que en el convertidor reductor, porque el capacitor debe suministrar corriente de carga mientras que la
corriente del inductor es cero. La otra consecuencia del funcionamiento discontinuo de los convertidores
elevadores es una corriente máxima muy grande en el interruptor y el inductor.
Puede calcular la corriente de entrada en ambos modos para una corriente de salida dada. En nuestro
ejemplo de modo continuo en la Figura 1-3, la corriente de entrada tiene un promedio de 80 mA.
La ecuación (1-8) da la corriente de entrada promedio para ambos modos. La ecuación (1-9) da
la corriente de entrada pico para operación discontinua.
Iin-promedio = Iout-promedio (1/(1 ÿ ciclo de trabajo))
8
(1-8)
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Circuitos de conmutación básicos
Iin-pico = 2 *
Iout-avg ((1 ÿ (Vout/Vin))/ Ciclo de trabajo
(1-9)
Si nuestro circuito de ejemplo tuviera un ciclo de trabajo de 0,25 (modo discontinuo) en
lugar de 0,75 (modo continuo), la corriente máxima del inductor y del interruptor sería de
480 mA en lugar de 81,75 mA.
Convertidor elevador inversor
La figura 1-5 muestra el circuito de un convertidor elevador inversor ideal. El interruptor
y la fuente de voltaje proporcionan corriente para cargar el inductor con energía mientras el
interruptor está cerrado. Mientras el inductor se está cargando, la corriente en la carga es
suministrada por el capacitor porque el diodo tiene polarización inversa. Cuando se abre el
interruptor, la corriente en el inductor continúa fluyendo, pero ahora la corriente del inductor
polariza directamente el diodo y fluye a través del circuito de carga. Dado que un lado del
inductor está conectado al punto común, el flujo de corriente cuando se abre el interruptor
provoca un voltaje de salida negativo.
+
+
+
ÿ
ÿ
+
+
ÿ
ÿ
+
Figura 1-5: Convertidor elevador inversor idealizado
9
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Cuando el regulador está en estado estable, el voltaje de salida está determinado por la
ecuación. (1-10) para operación en modo continuo. Al igual que en el convertidor de refuerzo
positivo, el voltaje de salida será mayor en magnitud que (o igual a) el voltaje de entrada.
Vsal = ÿ Vin * (Ciclo de trabajo)/(1 ÿ Ciclo de trabajo)
(1-10)
Convertidor reductor-elevador
Si agregamos un interruptor adicional y un diodo adicional al convertidor elevador como
En la Figura 1-6, podemos crear un convertidor reductor-elevador que nos permitirá crear un
voltaje positivo que esté por encima o por debajo del voltaje de entrada. Ambos interruptores
cierran y abren al mismo tiempo en este circuito. Nuevamente, el inductor se carga mientras los
interruptores están cerrados y la energía se entrega a la carga cuando los interruptores se abren,
tal como sucede en el convertidor elevador. Diodo D1 conecta un extremo
+
ÿ
D1
+
+
+
ÿ
+
ÿ
ÿ
D1
+
+
+
ÿ
+
ÿ
Figura 1-6: Convertidor reductor-elevador idealizado
10
Machine Translated by Google
Circuitos de conmutación básicos
del inductor al punto común para que el voltaje a través del inductor pueda ser
ya sea por encima o por debajo del voltaje de entrada.
Convertidores aislados de transformadores
Las fuentes de alimentación que están diseñadas para funcionar directamente desde las líneas de alimentación
de CA (suministros fuera de línea) requieren un transformador para aislar el lado de la carga de las líneas de CA.
Los transformadores también se pueden usar en fuentes de alimentación donde se requiere aislamiento para
otras razones, como el uso de equipos médicos. La Tabla 1-1 enumera el rango de potencia y
complejidad versus tipo de convertidor apropiado. Esta tabla da una idea general
rango aceptado para cada tipo de convertidor. Cada tipo se puede utilizar por encima o por debajo
estos rangos, pero los problemas de diseño para crear un suministro eficiente se vuelven
mayor que.
Una fuente de alimentación fuera de línea es realmente una fuente de alimentación de CC que alimenta un
convertidor CC-CC aislado por transformador. El resto de esta sección se centrará en la estafa DC-DC.
circuitos verter. Veremos en detalle la fuente de alimentación de CC de entrada en el Capítulo 3.
La Figura 1-7 muestra un convertidor flyback de un solo interruptor. Parece que este suministro
utiliza un transformador, pero, de hecho, el componente magnético es un inductor con
dos devanados. Este suministro utiliza el devanado primario del inductor para almacenar la
energía magnética de la misma manera que funciona el convertidor elevador. Tenga en cuenta que el
la fase de los devanados es opuesta al uso normal del transformador. Mientras que la
el interruptor está cerrado, la energía se almacena en el núcleo y no fluye corriente en el
secundario. Cuando el interruptor se abre, la corriente fluye en el secundario [según sea necesario
por la ecuación (1-1)] y entrega energía a la carga. El voltaje en la salida es
determinado por la relación de vueltas, al igual que en un transformador real. El convertidor flyback es el único
convertidor fuera de línea que utiliza un inductor; todos los demás usan un
transformador. Una ventaja del convertidor flyback es que no hay necesidad de
Tabla 1-1:
Circuito
Rango de poder
Complejidad relativa
Volar de vuelta
1W–100W
Bajo
Delantero
1W–200W
Medio
Empujar tirar
200W–500W
Medio
Medio puente
200W–500W
Alto
Puente completo
500W–2000W
Muy alto
11
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
+
ÿ
+
ÿ
+
ÿ
ÿ
+
Figura 1-7: Convertidor flyback de interruptor único idealizado
un estrangulador de suavizado adicional. La energía almacenada en el inductor se descarga
directamente en el condensador y la carga. Esto también es una desventaja porque la corriente
para la carga es suministrada solo por el capacitor mientras el inductor se está cargando. El voltaje
de ondulación es mayor para el convertidor flyback a menos que se use un capacitor de salida
más grande.
La Figura 1-8 muestra un convertidor directo de un solo interruptor. Durante el tiempo que el
interruptor está cerrado, la corriente fluye en el primario y en el secundario. La corriente secundaria
carga el estrangulador del filtro como en un convertidor reductor. Cuando se abre el interruptor, la
corriente debe continuar fluyendo en el estrangulador, como se describe en la ecuación. (1-1).
El diodo de conmutación (D2) en el secundario actúa como lo hace en el convertidor reductor y
permite que la corriente del inductor continúe fluyendo.
12
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Circuitos de conmutación básicos
Los transformadores reales también tienen una inductancia parásita que parece un
inductor en serie con el primario del transformador. La corriente primaria que fluye en la
inductancia parásita debe continuar fluyendo de acuerdo con la Ec. (1-1) cuando se abre
el interruptor. Cuando se abre el interruptor, la corriente deja de fluir en el devanado
primario y en el devanado secundario. El devanado de la abrazadera (el de la izquierda)
está en fase opuesta al primario y al secundario, de modo que cuando la corriente deja de
fluir, la corriente comienza a fluir en el devanado de la abrazadera a medida que el flujo
disminuye. El flujo de corriente en el devanado de la abrazadera restablece el flujo en el
núcleo del transformador a su valor de reposo para el siguiente pulso. El devanado de
abrazadera actúa exactamente como el devanado secundario de un convertidor flyback y
devuelve la energía de la inductancia parásita al suministro de entrada. Hay otros
mecanismos para restablecer el flujo en el núcleo, que exploraremos en el Capítulo 5.
+
+ D1
ÿ
+
ÿ
D2
ÿ
+
ÿ
ÿ
+
ÿ
+
+
D1
ÿ
+
D2
ÿ
ÿ
+
ÿ
+
Figura 1-8: Convertidor directo de interruptor único idealizado
13
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
La figura 1-9 muestra un convertidor de medio puente. Este circuito es un equivalente de alto
voltaje de una salida de tótem TTL. Los interruptores conducen alternativamente, lo que produce
un voltaje bipolar en el primario del transformador. Esto requiere que tengamos un rectificador de
onda completa para la salida. No es necesario un devanado de abrazadera ya que el diodo de
salida de fase opuesta permitirá que la corriente fluya en el devanado secundario. Podemos
agregar diodos de rueda libre al primario para controlar el voltaje presente en el secundario cuando
se abren los interruptores. Los capacitores proporcionan un divisor de voltaje que establece un
extremo del devanado primario a la mitad del voltaje de entrada. Estos condensadores casi
siempre forman parte de la fuente de alimentación de CC de entrada, por lo que realizan las
funciones duales de divisor de tensión y depósito de carga de entrada.
La figura 1-10 muestra un convertidor de puente completo. Este diseño utiliza cuatro
interruptores para alternar la dirección de la corriente a través del núcleo.
La figura 1-11 muestra un convertidor push-pull. Los interruptores se abren y cierran 180
grados fuera de fase, como en un amplificador de audio push-pull de clase B. Los convertidores
push-pull rara vez se usan en suministros fuera de línea porque requieren transistores de alto voltaje
y es muy difícil controlar el flujo en el transformador. Moderno
+
ÿ
+
+
ÿ
+
ÿ
+
+
ÿ
+
+
ÿ
+
ÿ
+
Figura 1-9: Convertidor de medio puente idealizado
14
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Circuitos de conmutación básicos
ÿ
ÿ
+
+
+
ÿ
ÿ
+
ÿ
+
ÿ
ÿ
+
+
+
ÿ
ÿ
+
ÿ
+
Figura 1-10: Convertidor de puente completo idealizado
+
ÿ
ÿ
ÿ
+
+
+
ÿ
ÿ
ÿ
+
+
Figura 1-11: Convertidor push-pull idealizado
15
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Los controladores PWM de modo actual han hecho que el uso de circuitos push-pull sea práctico
en circuitos de bajo voltaje.
Rectificación Sincrónica
En todos los circuitos que hemos revisado en este capítulo, hemos usado diodos como
interruptores controlados por voltaje. Cuando tienen polarización inversa, actúan como
interruptores abiertos. Cuando tienen polarización directa, actúan como interruptores cerrados.
Los MOSFET de potencia también funcionan como interruptores. Cuando el voltaje de puerta a
fuente es suficiente para encender un MOSFET, la corriente puede fluir en cualquier dirección a
través del transistor. Los MOSFET de potencia que se utilizan como interruptores pueden tener una resistencia de 0
ohmios o menos. Un diodo Schottky que conduce 5 A caerá aproximadamente 0,4 V y disipará 2
W. Un MOSFET de potencia con 0,01 ohm en resistencia disipará 0,25 W mientras conduce 5 A.
Este es un aumento considerable en la eficiencia.
La figura 1-12 muestra un regulador reductor que usa rectificación síncrona y componentes
pasivos ideales. Este circuito utiliza un controlador de convertidor reductor ideal que secuencia
los MOSFET y proporciona el control de retroalimentación de voltaje. Cuando Q1 está encendido,
el circuito apaga Q2. Cuando Q1 está apagado, Q2 está encendido. Si bien este ejemplo muestra
un convertidor reductor, con los circuitos de control adecuados es posible reemplazar los diodos
con interruptores MOSFET en todos los diseños.
Q1
Vin
SUDOESTE
Q2
Diodo
pensión completa
TIERRA
Figura 1-12: Convertidor reductor que usa MOSFET de potencia como interruptores en lugar de diodos
dieciséis
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Circuitos de conmutación básicos
Bombas de carga
Las bombas de carga utilizan un condensador para aumentar o invertir el voltaje de entrada.
En la figura 1-13 se muestra una bomba de carga de duplicación de voltaje ideal. El capacitor
de la bomba de carga se llama capacitor volador (probablemente porque los interruptores se
asemejan a alas batientes cuando cambian de estado). Durante la carga, el capacitor volador
Figura 1-13: Bomba de carga de duplicación de voltaje idealizada
17
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
es cargado por los interruptores. Entonces el condensador está conectado a la carga en serie.
con el suministro de entrada para proporcionar un voltaje por encima de la entrada.
La figura 1-14 muestra una disposición diferente de los interruptores que permite una carga
bomba para proporcionar un voltaje negativo casi igual en magnitud a la entrada
Voltaje.
Las bombas de carga se utilizan normalmente en aplicaciones en las que se necesita una corriente baja,
como en un suministro de polarización para un circuito integrado o un amplificador FET. Las bombas de carga son
no es capaz de suministrar grandes cantidades de corriente sin utilizar condensadores de gran valor. El
límite práctico de la corriente de salida es de aproximadamente 250 mA.
Un circuito multiplicador de voltaje también es una forma de bomba de carga. La Figura 1-15 ilustra un
circuito multiplicador de voltaje tradicional accionado por un interruptor tipo tótem.
generador de ondas cuadradas Este circuito usa los diodos como interruptores para dirigir la corriente desde el
generador al capacitor de salida.
V1
EN
Figura 1-14: Bomba de carga inversora de voltaje idealizada
18
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Circuitos de conmutación básicos
Figura 1-15: Multiplicador de voltaje accionado por onda cuadrada
La Figura 1-16 muestra una bomba de carga reductora. Este circuito varía el ciclo de
trabajo para permitir que el voltaje de salida sea menor que el voltaje de entrada. Los
circuitos de la Figura 1-16 y la Figura 1-14 tendrán una magnitud de voltaje de salida
menor que el voltaje de entrada. No toda la energía almacenada en el condensador
flotante se puede transferir al condensador de salida. La acción de conmutación se
comporta como una resistencia equivalente que depende de la frecuencia de conmutación
y los valores relativos de los condensadores. Veremos esto en detalle en el Capítulo 2.
19
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Figura 1-16: Bomba de carga reductora idealizada
20
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CAPITULO 2
Circuitos de control
ÿ Circuitos de control básicos
ÿ El amplificador de error ÿ
Compensación del amplificador de error ÿ
Secuencia de prueba
ÿ Un controlador PWM de modo de voltaje representativo
ÿ Control de modo actual
ÿ Un controlador PWM de modo de corriente representativo ÿ
Circuitos de bomba de carga ÿ Controladores PWM de múltiples
fases
ÿ Controladores de modo resonante
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CAPITULO 2
Circuitos de control
Exploraremos las diversas formas de controladores disponibles de los fabricantes de
semiconductores. Hay una gran variedad de controladores disponibles, pero cada parte
generalmente está diseñada para una aplicación limitada. Me referiré a las notas de
aplicación de varios fabricantes. Estos están disponibles en el sitio web de cada fabricante
o poniéndose en contacto con el fabricante.
Circuitos de control básicos
La forma más simple de circuito de control es frecuencia variable/tiempo constante o modulación
de frecuencia de pulso (PFM). En la figura 2-1, el oscilador tiene un tiempo de activación constante
(básicamente, un multivibrador de un solo disparo similar a un temporizador 555). Tan pronto como
el voltaje de control cae por debajo de la referencia, el comparador activa el oscilador para que se
encienda. Bajo cargas ligeras, la frecuencia es baja y el ciclo de trabajo es bajo. A medida que
aumenta la carga, aumenta la frecuencia. La frecuencia máxima ocurre al 50% del ciclo de trabajo.
El amplio rango de frecuencia de ondulación puede causar problemas de compatibilidad
electromagnética (EMC) y de control de ondulación en la salida. El Texas Instruments TL-497 es un
ejemplo comercial popular de este tipo de circuito.
EMC y el control de onda son mucho más predecibles y controlables si se usa una frecuencia
constante y se varía el ancho del pulso. La modulación de ancho de pulso (PWM) utiliza una
frecuencia constante y varía el tiempo de encendido del interruptor.
La Figura 2-2 ilustra los conceptos básicos de un controlador PWM en modo voltaje.
El divisor de voltaje se usa con el amplificador de error y el voltaje de referencia para generar
una señal de error escalada. El oscilador es similar a un oscilador 555 y genera una onda de
diente de sierra de frecuencia constante. Por lo general, la resistencia de temporización
23
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Vin
Un trago
Oscilador
comparador
ÿ
gatillo q
+
Referencia
Condensador de temporización
Figura 2-1: Circuito de modulación de frecuencia de pulso
Vin
Oscilador de diente de sierra
Sincronización
Resistor
Sincronización
Condensador
ÿ
Referencia
+
ÿ
Error
Amplificador
+
comparador
Figura 2-2: Controlador de modulación de ancho de pulso (PWM) en modo voltaje
24
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Circuitos de control
establece la corriente de carga para el condensador de temporización. Una vez que el voltaje en el
capacitor de temporización alcanza el punto de disparo, un flip-flop en el oscilador se enciende y
descarga rápidamente el capacitor de temporización al punto de disparo inferior. El interruptor de
salida se controla comparando el voltaje de error y el voltaje del oscilador. La figura 2-3 muestra
cómo se genera la señal del interruptor.
Cuando el voltaje del oscilador es menor que el voltaje de salida del amplificador de error, el
interruptor se enciende. Cuando el voltaje del oscilador supera el voltaje de salida del amplificador
de error, el interruptor se vuelve a apagar. Si el voltaje de error es menor que el voltaje del triángulo
más bajo, el ciclo de trabajo será del 100 %; si el voltaje de error es mayor que el voltaje más alto
del triángulo de voltaje, el ciclo de trabajo será 0%.
Los convertidores flyback y boost requieren una cantidad mínima de tiempo de inactividad para
que la energía almacenada en el inductor pueda volcarse al circuito de salida. Algunos diseños
de convertidores hacia adelante también requerirán una cantidad garantizada de tiempo libre.
Los controladores PWM de modo de voltaje modernos proporcionan un mecanismo para garantizar
un ciclo de trabajo inferior al 100%. Este tiempo muerto suele ser ajustable con una resistencia
externa.
Amplificador de errores
Tensión de salida
Oscilador
forma de onda
Cambiar forma de onda
Figura 2-3: Generación de control de interruptor de modo de voltaje
25
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El control PWM en modo corriente tiene ventajas inherentes sobre el control en modo
voltaje. Estos incluyen una respuesta transitoria mejorada y un bucle de control más simple.
La Figura 2-4 ilustra los conceptos básicos de un controlador PWM de modo actual. En este
circuito, el oscilador funciona a una frecuencia constante. El pulso del oscilador establece el
flip-flop, que inicia el flujo de corriente en el interruptor del transistor. El flujo de corriente en
el interruptor se detiene cuando la corriente medida por Rsense crea un voltaje de detección
de corriente que es igual al punto de disparo establecido por el amplificador de error. El
comparador restablece el flip-flop, que apaga el interruptor. El amplificador de error se utiliza
para ajustar el punto de disparo de la corriente del interruptor de modo que la corriente del
inductor sea la cantidad adecuada para mantener el voltaje de salida. A medida que el voltaje
de salida se acerca al valor deseado, la señal de error reduce el punto de disparo actual para
mantener una corriente de inductor promedio constante.
El amplificador de errores
La Figura 2-5 muestra los métodos típicos de configurar el amplificador de error para
controlar la salida para un suministro de salida positivo y para un suministro de salida negativo.
El circuito de salida negativa usa un divisor de voltaje conectado a la referencia para
Vin
Oscilador de pulso
Sincronización
Sincronización
Resistor
Condensador
cuadrado
Referencia
RQ
ÿ
ÿ
+
Amplificador de errores
+
comparador
sentido
ÿ
+
Amplificador de detección de corriente
Figura 2-4: Controlador PWM de modo actual representativo
26
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Circuitos de Control
R3
Vref
R2
Vref
en y
R3
R1
R1
ÿ
Vin
ÿ
+
R2
+
Comentario
Comentario
Clavo
Clavo
Amplificador de error de voltaje positivo
Amplificador de error de voltaje negativo
Figura 2-5: Amplificadores de error de voltaje positivo y negativo
coloque la entrada al amplificador por encima del suelo. Los circuitos PWM están destinados a
operar desde una única fuente de alimentación positiva. Esto significa que todos los pines,
especialmente el amplificador de error y los pines de detección de corriente, no deben pasar
más de un diodo bajo tierra.
También notará que hay una resistencia (R3 ) en el pin opuesto al pin de retroalimentación.
Todos los amplificadores diferenciales de transistores bipolares (incluidos los amplificadores
operacionales y los comparadores) utilizan la base de un transistor como entrada. Los
transistores de entrada requieren una pequeña cantidad de corriente de polarización para que se
produzca la amplificación. Esta corriente de polarización fluye en R1 y R2 además de la corriente
normal del divisor de voltaje y cambia ligeramente el voltaje en el pin de retroalimentación. La
pequeña cantidad de voltaje de CC adicional debido a la corriente de polarización provocará una
pequeña compensación en el voltaje de salida que depende de la ganancia de bucle cerrado del
amplificador y los valores de R1 y R2 . R3 tiene un valor igual al equivalente paralelo de R1 y R2 .
Esto asegura que ambos pines de entrada del amplificador se eleven por encima del suelo en la
misma cantidad para equilibrar los efectos de la corriente de polarización de entrada.
La salida del amplificador de error es similar a un circuito de CC acoplado por resistencia.
En lugar de una resistencia, la carga del transistor de salida es una fuente de corriente. El efecto es
que la corriente se divide entre el transistor de salida y la carga. Este es el equivalente de un circuito
digital de colector abierto, excepto que el transistor se opera en la región lineal. Varios circuitos de
"colector abierto" pueden tener sus salidas conectadas juntas como un circuito digital de colector
abierto O cableado.
El circuito que lleva la salida al voltaje más bajo es el que controla
27
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
el voltaje en la entrada al comparador PWM. La carga de la fuente de corriente para el transistor
de salida lo convierte en un amplificador de transconductancia en lugar de un amplificador de voltaje.
La ganancia de voltaje es igual a la transconductancia multiplicada por la resistencia de carga.
Compensación de amplificador de error
Hay una amplia clase de sistemas electrónicos cubiertos por la teoría clásica de control de
retroalimentación. Los circuitos de amplificador operacional de bucle cerrado, los servos
electromecánicos, los bucles de bloqueo de fase, las fuentes de alimentación lineales y las fuentes
de alimentación conmutadas pueden analizarse utilizando la teoría de control. Una descripción
detallada de la teoría de la retroalimentación está más allá del alcance de este libro. Thomas
Frederiksen da una muy buena descripción de los efectos de la función de transferencia en el
Capítulo 4 de su libro Intuitive IC Op Amps (National Semiconductor Technology Series, 1984).
Describe cómo varios polos y ceros pueden garantizar la estabilidad o provocar oscilaciones en un
sistema de circuito cerrado. También hay una descripción general resumida de la compensación de
frecuencia de las combinaciones de amplificador/amplificador de potencia al final de la Nota de
aplicación 18 de tecnología lineal. Consulte un libro de texto de teoría de control para comprender
completamente la compensación.
El amplificador de error en los controladores PWM no es equivalente a un amplificador operacional
741 o 1458. Los amplificadores operacionales tienen una compensación interna que coloca un polo
de baja frecuencia en algún lugar por debajo de 100 Hz (generalmente por debajo de 5 Hz). Este
polo domina el rendimiento general del amplificador de circuito cerrado al reducir la ganancia a
medida que aumenta la frecuencia. El amplificador de error en los controladores PWM normalmente
no tiene compensación interna. Los controladores PWM llevan la salida del amplificador de error a
un pin para que se puedan agregar polos y ceros al sistema de circuito cerrado para proporcionar
compensación de frecuencia al sistema.
Numerosos efectos en una fuente de alimentación conmutada tienden a aumentar el retardo de
fase alrededor del bucle. Dos contribuyentes principales son el inductor y el capacitor de filtro,
incluida su resistencia en serie equivalente (ESR). La combinación del inductor y el capacitor en el
circuito de salida es el equivalente de un circuito resonante en serie y provocará dos polos
complejos en la respuesta. La función de transferencia cambia con los cambios en la corriente de
carga y el voltaje de la línea de alimentación. El condensador de salida y su ESR forman un cero, y
la carga y el condensador de salida
28
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Circuitos de control
crear un poste. La Figura 2-6 muestra el circuito equivalente del capacitor de salida, ESR
y resistencia de carga. Notará que ESR contribuye tanto al polo como al cero.
El objetivo de la compensación es garantizar que la fuente de alimentación final tenga una
respuesta rápida a los transitorios de carga y entrada, y que no oscile.
La compensación que está muy amortiguada garantizará que el voltaje de salida no
oscile, pero la salida probablemente tendrá una respuesta transitoria grande y de larga
duración a los cambios rápidos de entrada o salida. También es probable que resulte en un
sobreimpulso significativo durante la recuperación de cortocircuitos. Una respuesta demasiado
rápida dará como resultado oscilaciones en el lazo de control.
La figura 2-7 muestra una red de compensación típica para un convertidor reductor o
directo. La resistencia y el capacitor agregan un polo a la función de transferencia. Esta red
de compensación debe optimizarse tanto en ganancia como en frecuencia. La resistencia y
el capacitor actúan como un amortiguador para reducir la Q del circuito.
La Figura 2-8 muestra un circuito de compensación típico para un convertidor flyback o
boost de modo continuo. Todos los convertidores flyback y boost de corriente del inductor
continuo tienen un cero en el semiplano derecho. Esto requiere que se agregue el segundo
polo a la respuesta de retroalimentación. Este polo debe producir una ganancia por debajo
de la frecuencia del cero del semiplano derecho. Los polos y ceros en el semiplano derecho
están asociados con respuestas que aumentan constantemente en el dominio del tiempo. El
efecto de este cero es obvio si ejecuta una simulación del arranque de un convertidor elevador
sin el segundo polo. El voltaje de salida tendrá un sobreimpulso tremendo.
VSG
L
VSG
RL
C
Figura 2-6: Resistencia en serie equivalente en inductor de filtro y capacitor
29
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
C1
Tensión de salida
R1
R5
R2
ÿ
R3
C2
Señal de error
+
R4
Vref
Figura 2-7: Circuito de compensación típico para un convertidor reductor o directo
Ninguna de las notas de aplicación de los fabricantes de circuitos integrados proporciona un método
riguroso para evaluar la respuesta de un suministro de conmutación utilizando un enfoque
matemático. La nota de aplicación U-95 de Texas Instruments brinda orientación sobre las
matemáticas para la compensación de la fuente de alimentación lineal que se puede utilizar para el
análisis de la fuente de alimentación conmutada. Sin embargo, si entiende las matemáticas
involucradas, probablemente no necesite este libro.
Prefiero el método empírico descrito en las Notas de aplicación de tecnología lineal 19 y 25
para garantizar que el circuito de compensación sea óptimo para el diseño. Este enfoque utiliza el
análisis en el dominio del tiempo en lugar del análisis en el dominio de la frecuencia. La descripción
en estas notas de aplicación es específica del LT1070
C1
R1
Tensión de salida
R2
ÿ
Señal de error
+
R3
R4
Vref
Figura 2-8: Circuito de compensación típico para un convertidor flyback o boost de modo continuo
30
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Circuitos de control
serie de controladores de modo de corriente, pero la técnica es aplicable a todas las fuentes de
alimentación conmutadas que tienen amplificadores de error de transconductancia.
La Figura 2-9 muestra una configuración de prueba basada en las notas de aplicación de Linear Technology.
Se requieren tres equipos de prueba. La primera es una carga variable.
Puede ser una carga activa ajustable o simplemente un conjunto de resistencias de alta potencia.
El segundo es un osciloscopio para observar la respuesta transitoria de la fuente de alimentación.
El último es un generador de funciones que introducirá cambios escalonados en la carga. Solo
estamos interesados en la respuesta escalonada, por lo que colocamos un filtro de paso bajo entre
la salida de suministro y el canal de entrada del osciloscopio. Por lo tanto, solo vemos el valor de
CC y no cualquier energía de frecuencia de conmutación. Activamos el osciloscopio con la salida
del generador de funciones.
Secuencia de prueba:
1. Inicie la compensación con una resistencia de 1 kÿ y una capacitancia de 2 µF. Este
cargará el amplificador de error para altas frecuencias y creará un polo dominante debido a la
capacitancia y la carga del circuito PWM. Habrá un cero en la respuesta debido a la resistencia
pero tendrá muy poco efecto.
Alcance
VIN
Entrada
10 k
15 nF
1k
vertical
1,5 nF
Alcance
Tierra
Externo
suministro bajo
Prueba
sincronizar
50
1 W.
Variable
+
Carga
Ola cuadrada
Generador
1000 µF
50 Hz
Figura 2-9: Configuración de prueba para ajustar la compensación en fuentes de alimentación conmutadas
31
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
2. Verifique que no haya bucles de tierra conectando el canal 1 del osciloscopio
sonda a la conexión a tierra. Si el canal 1 muestra alguna respuesta, debe aislar el
osciloscopio o el generador de señales interrumpiendo la conexión a tierra de seguridad.
Para mantener la seguridad, debe utilizar un transformador de aislamiento entre el equipo de
prueba y la línea de alimentación.
Recuerde que romper la conexión a tierra de seguridad eléctrica anula el aspecto
de seguridad de tener una conexión a tierra. Debe tener la debida precaución
alrededor del equipo de prueba.
3. Ajuste el generador de señal para una onda cuadrada de 5 Vp-p. Esto da una entrada de
paso de 100 mA al lazo de control. Si las respuestas de paso positivas y negativas no son
idénticas a las de una carga ligera, reduzca el voltaje del generador de señales.
4. Verifique que la respuesta sea una respuesta "sobreamortiguada" de un solo polo. Si el
la respuesta no está sobreamortiguada, aumente el valor de la resistencia. Primero se debe
aumentar la resistencia y luego el valor del capacitor para garantizar que comencemos con
una condición de sobreamortiguación.
5. Reduzca el capacitor 2:1 por paso hasta que la respuesta esté levemente subamortiguada.
Esto mueve la frecuencia del polo más alto y aumenta el ancho de banda de ganancia.
6. Comience a aumentar el valor de la resistencia en incrementos de 2:1 para disminuir el tiempo
de respuesta y aumentar la amortiguación. Deténgase cuando la respuesta se sobreamortigüe
nuevamente. El aumento de esta resistencia mueve el cero más bajo en frecuencia para que
comience a aplanar la respuesta de ganancia a las frecuencias medias.
7. Continúe iterando, reduciendo tanto el capacitor como la resistencia para dar una respuesta
amortiguada rápida. El objetivo es obtener la resistencia más grande y la capacitancia más
pequeña que no produzca oscilaciones mientras se establece rápidamente el voltaje de salida
adecuado.
8. Ahora tenemos que verificar que tenemos suficiente ganancia y margen de fase en todas las
condiciones. Uno de los problemas más difíciles es el valor del cero causado por el capacitor
de salida y su ESR. ESR es muy dependiente de la temperatura. Si el suministro debe
funcionar a temperaturas muy bajas, la ESR aumentará en
32
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Circuitos de control
órdenes de magnitud. La prueba de margen implicará probar la respuesta a
asegurar que no haya oscilaciones para todas las combinaciones de temperatura, carga y entrada
Voltaje. Una buena regla general es ajustar un ligero exceso de amortiguación en los extremos de
temperatura para garantizar un funcionamiento estable en todo el rango de temperatura.
Un controlador PWM de modo de voltaje representativo
La familia 1526A es representativa de un voltaje completo de segunda generación.
controlador de modo PWM. Esta parte es adecuada para cualquier servicio de convertidor DC-DC
o como un controlador fuera de línea a frecuencias de hasta aproximadamente 100 kHz. Esta parte es
especialmente adecuada para circuitos push-pull, medio puente y puente completo porque tiene dos
salidas. La Figura 2-10 muestra el diagrama de bloques interno del controlador.
El circuito interno requiere un voltaje estable y regulado para su correcto funcionamiento.
El regulador de referencia es un regulador lineal de precisión con compensación de temperatura. Es capaz
de proporcionar 20 mA a circuitos externos. La referencia tiene un
Caída de 2 V, por lo que el voltaje de suministro mínimo es de 7 V. En el 1526A, la brecha de banda
la referencia se recorta para que el voltaje de referencia final tenga una precisión de ±1%.
El circuito de bloqueo por bajo voltaje compara el voltaje de referencia con un voltaje interno.
Referencia de banda prohibida. El circuito baja el pin de reinicio, desactiva los controladores de salida y
bloquea la salida del amplificador de error a través del diodo para que no haya posibilidad de pulsos de
salida falsos hasta que todos los circuitos tengan suficiente voltaje.
para un correcto funcionamiento. El bloqueo continúa hasta que el voltaje de referencia alcanza
4,4 V. El comparador de bloqueo tiene 200 mV de histéresis. El circuito no
bloquee una vez que la referencia alcance 4,4 V hasta que la referencia caiga por debajo de 4,2 V.
Esto evita que el ruido provoque un reinicio falso si el voltaje de referencia aumenta lentamente.
Una vez que el pin de reinicio es liberado por el circuito de bloqueo de bajo voltaje, el
comienza la secuencia de arranque suave. El condensador de arranque suave está conectado al error.
salida del amplificador a través de un transistor de abrazadera que limita qué tan alto puede aumentar el
voltaje de salida del amplificador de error durante el arranque suave. La pinza en el voltaje de error limita el
ancho de pulso máximo. Como consecuencia, el aumento en la corriente del inductor
y la tasa de aumento del voltaje de salida mientras el sistema se está iniciando es limitada.
La pinza deja de estar activa una vez que el condensador se carga a 5 V. El arranque suave
33
34
\Apagar
+C
sentido ÿC
Sentido
tiempo
muerto
+Error
ÿError
Csoftinicio
\Reiniciar
Vref
Connecticut
derecha
vcc
Límite
actual
comparador
+
ÿ
+
Amplificador
de
errores
Comparador
de
voltaje
ÿ
+
ÿ
Figura
2-10:
Diagrama
de
bloques
interno
del
controlador
PWM
de
modo
voltaje
1526A
Oscilador
Referencia
Regulador
Arranque
suave
D
PRE
q q
bajo
voltaje
Bloqueo
R S
q
QT
Q
q
v.c.
una
salida
B
fuera
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Circuitos de control
El capacitor se carga con una corriente constante de 100 µA (típico), por lo que podemos usar la
definición del capacitor y la definición de corriente para encontrar el tiempo de arranque suave.
Q = C*V y yo = ÿQ/ÿt
(2-1)
Si diferenciamos ambos lados de la ecuación del capacitor obtenemos
Yo = C * ÿV/ÿt
(2-2)
I es una constante de 100 µA y ÿV es de 5 V (desde el reinicio hasta la carga completa), por lo que
podemos encontrar la relación entre la capacitancia y el tiempo reorganizando la ecuación. 2-2.
C/ÿt = 100 µA/5 V = 20 µF/s
(2-3)
Este valor es una aproximación porque la corriente de carga puede variar de 50 µA a 150 µA.
Además, el lazo de control normal comenzará a dominar la operación del sistema mucho antes
de que el capacitor esté completamente cargado.
El arranque suave es necesario porque la corriente en el inductor es grande cuando el voltaje de
suministro de entrada completo lo atraviesa. Es bastante probable que la combinación del condensador
de salida y la inductancia del estrangulador permitan que la corriente aumente tan rápidamente que
el voltaje de salida pueda superar el voltaje previsto en cientos de milivoltios o incluso varios voltios.
El propósito del circuito de arranque suave es proteger los diodos y los transistores de conmutación
de corrientes excesivas durante el arranque y proporcionar una respuesta amortiguada al transitorio
muy grande en el arranque.
El oscilador en el 1526A proporciona un pin de control de tiempo muerto además de los pines
normales de la resistencia de temporización y del capacitor de temporización. Si el pin RD está
conectado a tierra, el tiempo muerto es controlado por el circuito de descarga en el oscilador. Agregar
una resistencia desde el pin RD a tierra aumentará el tiempo muerto. La hoja de datos enumera un
aumento de 400 ns/ohm cuando se opera a 40 kHz. La hoja de datos no brinda información de diseño
para otras frecuencias, por lo que el valor de RD deberá determinarse experimentalmente. Es obvio
a partir de esta parte de la hoja de datos que el 1526A fue diseñado cuando los suministros de 20
kHz eran lo último en tecnología. Querríamos aumentar el tiempo muerto para los circuitos push-pull
o puente donde estamos usando transistores bipolares lentos como interruptores. Los interruptores
bipolares almacenan carga en la unión base-colector que debe recombinarse antes de que el transistor
se apague. El aumento del tiempo muerto asegura que un transistor se haya apagado por completo
antes de que el transistor alternativo comience a conducir.
35
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El oscilador también tiene un pin de sincronización que permite sincronizar el oscilador con un
oscilador externo o sincronizar con otro controlador. Algunos sistemas contienen múltiples
circuitos controladores PWM. El pin de sincronización permite que todos los controladores
mantengan la frecuencia y la fase exactas para que los circuitos puedan conectarse en paralelo.
El maestro 1526A está programado con RT, RD y CT para la frecuencia adecuada. Todas las
partes del esclavo 1526 comparten la forma de onda de diente de sierra al conectar todos los
pines CT juntos. Todos los pines de sincronización también deben estar conectados entre sí.
Todos los pines esclavos RT se dejan abiertos.
El pin de sincronización también podría usarse para sincronizar el controlador con un reloj
lógico externo si el sistema lo requiere. Para sincronizar con una señal lógica externa, debe
establecer la frecuencia del oscilador aproximadamente un 10 % por debajo de la frecuencia
deseada. El circuito lógico debe suministrar un pulso corto (del orden de 500 ns) al pin de
sincronización. Este pulso corto termina la fase de carga del oscilador y reinicia el ciclo.
El pin de sincronización, el pin de reinicio y el pin de apagado son todos pines lógicos
bidireccionales de baja actividad. La figura 2-11 muestra cómo los circuitos internos activan el pin
como salida de colector abierto con pull-up interno y como entrada a los circuitos internos.
El pin de apagado se puede usar para condiciones de falla que requieren un apagado inmediato
del controlador. El pin de apagado funciona como una salida que indica
Vref
A la lógica interna
20 mil 40 mil
De la lógica interna
Figura 2-11: Circuito interno de pines bidireccionales en 1526A
36
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Circuitos de control
que el comparador de límite de corriente está activo. Tirar del pin de apagado hacia abajo desactiva los
controladores de salida. El pin de reinicio descarga el condensador de arranque suave y bloquea la
salida del amplificador de error. Al soltar el pin de reinicio, se iniciará un ciclo de arranque suave. Cada
uno de estos pines es compatible con lógica TTL o CMOS.
El 1526A implementa limitación de corriente digital. El comparador de detección de corriente proporciona
una salida lógica que termina el pulso de salida. Esto permite que el sistema finalice cada pulso de salida si
se excede el límite de corriente. No confunda esta operación con el control PWM del modo actual donde la
señal de error controla el punto de disparo actual. Esta parte tiene un umbral fijo para la acción de límite de
corriente.
El amplificador de detección de corriente tiene una referencia interna de 100 mV en el pin inversor, por lo
que el pin inversor se puede conectar a tierra para proporcionar una entrada de detección de corriente
unipolar. Esto permite una detección de corriente de resistencia muy baja para minimizar la pérdida de
potencia de detección de corriente.
Otros circuitos, como el SG2524, usan un amplificador de diferencia que resta voltaje de la salida del
amplificador de error y reduce el ancho de pulso de salida. El circuito interno del SG2524 se muestra en la
Figura 2-12.
VIN
Referencia
Vref a circuitos internos
Regulador
Coleccionista A
T
Bien
q
Emisor A
q
derecha
Oscilador
Qt
comparador
ÿ
Coleccionista B
+
Amplificador de errores
Error en +
+
ÿ
Error en ÿ
Compensación
+
Emisor B
ÿ
Sentido actual +
Amplificador de detección de corriente
Apagar
Figura 2-12: Circuito interno del SG2524
37
Sentido actual ÿ
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El generador de pulsos 1526A PWM utiliza lógica digital para garantizar que el comparador
no produzca pulsos múltiples debido al ruido. El comparador PWM compara el voltaje de la
rampa del oscilador con el voltaje del amplificador de error y envía un pulso para configurar
el flip-flop cuando los voltajes son iguales. La señal alta del pestillo PWM se envía a la lógica
de dirección de salida. El pulso de salida finaliza cuando el pulso de descarga del oscilador
restablece el latch PWM.
La lógica de dirección de salida realiza tres funciones. La primera función se implementa
mediante un flip-flop de palanca que dirige pulsos de salida alternativos a controladores de
salida alternativos. Esto permite que el 1526A se utilice en circuitos de accionamiento
simétricos, como circuitos push-pull o puente. La segunda función es la supresión de salida.
Hay un tiempo muerto mínimo en cada salida que está controlado por la duración del pulso
de reinicio del oscilador. La supresión de salida se realiza con AND con el comando de pulso
del latch PWM para que anule la señal del latch PWM. La tercera función de la lógica de
dirección desactiva los controladores de salida para condiciones de falla como
sobrecalentamiento y cada vez que el pin de reinicio está activo.
El 1526A tiene dos salidas de tótem que se pueden conectar a una fuente de alimentación
diferente a la fuente de alimentación del circuito de control. Esto permite que la unidad se
adapte a los interruptores externos. Cada una de las salidas es impulsada a la mitad de la
frecuencia del oscilador. Los pulsos de las dos salidas no se superponen. Cuando la salida
se reduce, satura el transistor inferior. Hay una pequeña cantidad de tiempo en el que
ambos transistores están encendidos (tiempo de conducción cruzada) debido al retraso de
apagado causado por la saturación en el transistor inferior. Debido a la corriente de conducción
cruzada, este dispositivo necesita una pequeña resistencia en serie con el pin VC para limitar
la corriente. El 1526A es una versión mejorada del 1526 y limita el tiempo de conducción
cruzada a 50 ns. Este período de tiempo aún requiere la resistencia de límite de corriente.
La Figura 2-13 muestra un circuito de control típico para interruptores FET. Los transistores
de salida 1526A pueden generar o absorber 100 mA. La capacitancia del FET puede
generar una corriente sustancial durante la carga y la descarga. La resistencia en serie entre
la compuerta FET y el pin de salida protege los transistores de salida al limitar la corriente
máxima. Además, la capacitancia de drenaje a puerta suele ser bastante grande y puede
acoplar grandes transitorios de voltaje inductivo desde el circuito de drenaje al circuito de
puerta. El diodo Schottky asegura que el voltaje en el pin de salida no puede ser más de 0,3
V negativo con respecto al pin de tierra del IC.
38
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Circuitos de Control
v.c.
10
1526A
Producción
100
Figura 2-13: Circuito de control típico para interruptores FET
Control de modo actual
La figura 2-14 muestra el circuito básico de un controlador PWM en modo corriente en un convertidor
elevador. Este circuito tiene dos lazos de control. El lazo exterior mide el voltaje de salida y proporciona una
señal de error al lazo interior. El bucle interno compara la señal de error y un análogo de la corriente del inductor
para decidir cuándo apagar el interruptor. El efecto es cambiar el ancho del pulso. El ancho de pulso es una
función de la corriente del inductor más que una función de la señal de error.
El oscilador inicia cada ciclo configurando el pestillo de salida para encender el interruptor.
El amplificador de error genera la señal de error que se utiliza para compararla con la señal de corriente del
inductor. Una vez que la señal de corriente máxima del inductor es igual a la señal de error, el comparador
restablece el pestillo y apaga el interruptor. Si el voltaje de salida disminuye, la señal de error aumentará y
permitirá que la corriente máxima aumente con el siguiente pulso.
La operación del controlador de modo de corriente tiene ventajas sobre un controlador de modo de voltaje.
La primera es que la corriente del inductor es una función directa de la
voltaje de error, por lo que para el análisis de señales pequeñas, el inductor puede ser reemplazado por un
39
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Referencia
Regulador
Oscilador
S
R
ÿ
q
q
ÿ
+
Amplificador de errores
+
comparador
sentido
Figura 2-14: Circuito básico de un controlador PWM en modo corriente
fuente de corriente controlada por voltaje. Esto elimina una orden de la función de
transferencia. El lazo de control es más fácil de compensar que un circuito de modo de voltaje.
Otra ventaja es que los cambios de voltaje de la línea de entrada se eliminan del problema
de compensación. La corriente máxima a través del inductor es una función del voltaje a través
del inductor. Si el voltaje de entrada cae, la corriente del inductor tardará más en alcanzar el valor
requerido y el comparador apagará el interruptor.
Los controladores de modo actuales no están exentos de problemas. Siempre que el ciclo de
trabajo exceda el 50% y la corriente del inductor sea continua, los controladores de modo de
corriente tienen una respuesta llamada oscilación subarmónica. El bucle de corriente interno es
incondicionalmente estable siempre que el ciclo de trabajo sea inferior al 50 %. Cuando el ciclo de
trabajo es superior al 50 %, la salida divergirá del control estable cuando el bucle interno se vea
perturbado por ruido o transitorios. La corriente promedio del inductor permanecerá bajo control y
será establecida por el amplificador de error, pero variará en los subarmónicos de la frecuencia del
interruptor. Para una frecuencia de conmutación de 40 kHz, la corriente del inductor tendrá
componentes de frecuencia de 20 kHz, 10 kHz, etc. Estas frecuencias subarmónicas pueden
producir respuestas audibles en el inductor y otros componentes.
Un controlador de modo actual se puede estabilizar para mantener el control agregando pendiente
40
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Circuitos de control
compensación. La compensación de pendiente generalmente se logra alimentando parte del voltaje
del capacitor del oscilador al amplificador de detección de corriente o al amplificador de error. La
compensación de pendiente cambia el disparo de corriente de un voltaje constante a una forma de
onda de diente de sierra en la frecuencia de conmutación. La corriente de disparo disminuye a medida
que aumenta el ciclo de trabajo. Existe una pendiente de compensación mínima que garantizará que
el sistema sea incondicionalmente estable. La siguiente desigualdad describe esta relación:
COMPENSACIÓN ÿ CARGA (2 DC ÿ 1)/(1 ÿ DC)
(2-4)
SCOMPENSATION es la pendiente del voltaje de compensación y SCHARGE es la pendiente de la
forma de onda de carga del inductor. Afortunadamente, la mayoría de los circuitos integrados de
modo de corriente modernos proporcionan una compensación de pendiente interna que se puede
usar "tal cual" o modificar si es necesario. Para piezas más antiguas, como la 1846A, la nota de
aplicación del fabricante o la hoja de datos proporcionarán la información necesaria para calcular la
cantidad adecuada de compensación de pendiente. La nota de aplicación de TI U-97 y la nota de
aplicación de tecnología lineal 19 brindan análisis detallados de la compensación de pendientes.
Un controlador PWM de modo actual representativo
El 1846A es representativo de un controlador de tercera generación. La Figura 2-15 ilustra el
circuito interno del 1846A. El oscilador y la referencia son básicamente el mismo circuito que se
usa en el 1526A. El oscilador 1846A se puede sincronizar con otro 1846A o con un oscilador
externo de la misma manera que se hace con el 1526A. El circuito de bloqueo por bajo voltaje es
diferente porque utiliza el voltaje de entrada para tomar la decisión de bloqueo en lugar del voltaje de
referencia. El bloqueo por bajo voltaje mantiene el dispositivo en reinicio siempre que el voltaje de
entrada sea inferior a 8,0 V. El circuito de bloqueo tiene 0,75 V de histéresis para garantizar que el
ruido o el aumento lento del voltaje de entrada no causen una condición inestable en
encender.
El amplificador de error es un amplificador de transconductancia con una salida de "colector
abierto" similar a la del 1526A.
El amplificador de detección de corriente es un amplificador de diferencia de voltaje con una
ganancia de tres. El diodo y la fuente de tensión en serie con la entrada inversora del
41
42
Compensación
Límite
actual
Apagar
sentido
+
Sentido
ÿ
error
+
Ajustar
Error
ÿ
sincronizar
Connecticut
Sentido
actual
Vin
derecha
Amplificador
Amplificador
Error
+
+
ÿ
ÿ
+
Oscilador
0,5
V
+
0,35
V
+
comparador
+
ÿ
ÿ
Figura
2-15:
Circuito
interno
del
controlador
PWM
1846A
R S
0,5
mA
qq
ÿ
bajo
voltaje
Regulador
Referencia
Bloqueo
T
qq
ÿ
A4
v.c.
una
salida
Tierra
Referencia
B
fuera
Afuera
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Circuitos de control
El comparador PWM limita el voltaje a aproximadamente 3,5 V (señal de error de 4,6 V máx.
menos 0,5 V menos una caída de diodo). Esto significa que un amplificador de detección de corriente
una salida superior a 3,5 V no apagará el pulso de salida. Esto restringe el voltaje de detección de corriente a menos
de 1.1 V debido a la ganancia de tres en el
amplificador de detección de corriente.
Las entradas inversoras y no inversoras tienen un rango de modo común de tierra a
VIN ÿ 3 V. Esto permite que el amplificador de detección de corriente se use en diseños
boost, buck, forward y flyback. La figura 2-16 muestra tres métodos diferentes para
implementar el sentido de corriente. El resistor y el capacitor de la figura 2-16(a) por lo general son
necesario para reducir el tamaño de los transitorios de encendido en el interruptor. Tanto en bipolar como en
interruptores FET, hay acoplamiento entre el lado de alto voltaje del interruptor (colector/drenaje) y la resistencia de
detección de corriente. El transitorio que se acopla a la corriente
La resistencia de detección puede causar una terminación falsa del pulso de salida. La resistencia y
El condensador limita el tiempo de subida y reduce el transitorio para que se produzca un funcionamiento adecuado.
Los diseños Buck requerirán que el voltaje de entrada sea al menos 3 V por encima del voltaje de salida.
tensión si se utiliza una resistencia de detección de corriente. En circuitos donde no hay suficiente
rango de modo común o cuando se requiere aislamiento total (como en los circuitos de puente), el
El amplificador de límite de corriente puede ser accionado por un transformador de corriente de aislamiento. Una corriente
El transformador también es ventajoso en aplicaciones de muy alta corriente porque puede
reducir la tensión y, por tanto, la potencia consumida por el sentido de corriente. Él
El diodo de la figura 2-16(c) es necesario para que el voltaje en la entrada del amplificador no inversor no sea más de
un diodo negativo desde tierra.
El circuito de apagado, el circuito de bloqueo por bajo voltaje y el límite de corriente
abrazadera de circuito el voltaje de salida del amplificador de error. El pin de límite actual es
+
+
+
Presiento
ÿ
ÿ
ÿ
(UN)
(B)
(C)
Figura 2-16: Tres métodos diferentes para implementar la detección de corriente: (a) resistencia conectada a tierra;
(b) resistencia flotante; y (c) con un transformador de corriente de aislamiento
43
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
se utiliza para limitar la corriente máxima del inductor sujetando la salida del amplificador de error
por debajo del máximo de 4,6 V del amplificador de error. La salida del amplificador de error está
sujeta a un voltaje igual a una caída de diodo (el voltaje del emisor base) del transistor de límite de
corriente. La Figura 2-17 muestra una conexión típica al pin de límite de corriente. El límite de
corriente no se establece directamente por el voltaje en el pin de límite de corriente, sino que establece
el voltaje de salida de detección de corriente que terminará un pulso. Dado que la caída del diodo en
serie con la entrada del comparador inversor es aproximadamente igual al voltaje base-emisor, el punto
de disparo es igual al voltaje límite de corriente menos el desplazamiento de 0,5 V. Las siguientes
ecuaciones le permiten establecer el límite de corriente:
VREF
(2-5)
VSENSOR DE CORRIENTE = (VLÍMITE DE CORRIENTE– 0,5)/3
(2-6)
LÍMITE DE CORRIENTE
= R1 / (R1 + R2 ) *
ILÍMITE DE CORRIENTE
R2= tiene
VSENSOR
la función
DE secundaria
CORRIENTE
de/RSENSE
suministrar
(2-7)
la corriente de retención para el pestillo de apagado. Si desea que el apagado se enganche, R2 debe estar por debajo de 2,5 kÿ para
suministrar al menos 1,5 mA de corriente para mantener el enclavamiento. Cuando la señal de apagado cae por debajo de 350 mV, el
circuito de apagado cerrará el pestillo PWM y mantendrá el IC en reinicio hasta que ocurra un ciclo de energía. Seleccionar R2 superior a
5 kÿ permitirá que el circuito de apagado reinicie el pestillo PWM y descargue cualquier capacitancia en el pin de ajuste de límite de
corriente, pero cuando se elimine la señal de apagado, comenzará una nueva secuencia de inicio.
Este IC no proporciona un circuito de arranque suave. El arranque suave se logra agregando
un capacitor a tierra en el pin de límite de corriente. El pin de límite de corriente establece el punto de
disparo de corriente máxima, por lo que aumentar lentamente el voltaje en el pin de detección de
corriente proporcionará la función de arranque suave.
Notará que es posible que el comparador falle al configurar el flip-flop antes de que ocurra un nuevo
ciclo del oscilador si la corriente del inductor es bastante baja y la señal de error ordena una gran
corriente del inductor. Esto haría que el ciclo de trabajo fuera superior al 100 %. La señal presentada
a la lógica de salida es el OR del pulso del oscilador y la salida del flip-flop. El pulso corto del oscilador
garantizará un tiempo muerto corto en la salida igual al tiempo de descarga del capacitor de
temporización. Puede ajustar la duración del tiempo muerto
44
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Circuitos de control
Sentido actual ÿ
ÿ
sentido
ÿ
+
+
Sentido actual +
+
0,5 V
Vref
0,5 mA
Error de amperaje ÿ
ÿ
+
Amplificador de error +
Compensación
R1
Ajuste de límite de corriente
R2
Figura 2-17: Implementación del pin de límite de corriente 1846
cambios en los valores relativos de la resistencia de temporización y el condensador. La hoja de
datos proporciona un nomograma para configurar el tiempo muerto.
La lógica de salida y las salidas de tótem del 1846A son similares a las del 1526A. Debe seguir las
mismas precauciones de limitar la corriente en el suministro del colector durante el cruce en los
transistores de salida. De manera similar, debe limitar la corriente de salida al accionar los
interruptores FET mediante el uso de resistencias en serie.
Circuitos de bomba de carga
Los fabricantes de circuitos integrados continúan mejorando la capacidad de salida de los
convertidores de bomba de carga. La frecuencia de conmutación y la resistencia de activación son
los dos parámetros que afectan la disipación de energía e indirectamente afectan la eficiencia y la
corriente de salida máxima. Los circuitos de la bomba de carga tienen una resistencia en serie equivalente
que viene dada por:
REQ = 1/FSINTERRUPTORCFLYING
45
(2-8)
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Esta resistencia equivalente es una propiedad del circuito capacitor conmutado y no es una
resistencia física real. Puede ver que podemos mejorar el rendimiento (reduciendo REQ)
aumentando la frecuencia o aumentando el condensador flotante.
El rendimiento solo aumenta hasta que la resistencia física interna de los interruptores
se acerca a la resistencia equivalente del circuito de conmutación. En general, los circuitos
integrados de bomba de carga se pueden usar en paralelo para lograr una mayor corriente de salida.
La Figura 2-18 muestra el circuito interno del LTC3200, que es una bomba de carga de
duplicación de voltaje representativa que proporciona una salida regulada. El circuito contiene
un oscilador de frecuencia fija de 2 MHz que activa el circuito interruptor con un reloj de dos
fases que no se superponen. El amplificador de error compara el voltaje en el pin de
retroalimentación con la referencia de voltaje zener interno de 1.268 V. La salida del amplificador
de error controla la cantidad de corriente que puede fluir hacia el capacitor flotante durante la
fase uno del reloj. La fase dos del reloj conecta el
LTC3200
Arranque
suave y
6 SHDN
Control del interruptor
SALIDA
8
2 MHz
Oscilador
7
R1
pensión completa
ÿ
+
R2
Cargo
Bomba
1
do+
VIN 2
3
45
SGND PGND
Figura 2-18: Circuito interno del LTC3200
46
Cÿ
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Circuitos de control
capacitor flotante en serie con el voltaje de entrada para proporcionar corriente a la carga y al
capacitor de salida.
Este controlador de bomba de carga tiene un circuito de control de interruptor y arranque suave para
limitar el consumo de corriente del suministro de entrada. El circuito de control del interruptor apaga
el sistema si el IC se calienta a más de 160 ÿC y vuelve a habilitar el circuito alrededor de los 150 ÿC.
Este circuito también limita la corriente de salida a 225 mA en caso de cortocircuito.
El LTC3200 producirá una salida regulada entre 1,268 V y 5,5 V, hasta 100 mA. El rango de voltaje de
entrada es de 2,7 V a 4,5 V. Puede acomodar una sola celda de litio, tres celdas alcalinas, tres celdas
de NiCad o tres celdas de NiMH.
El circuito de control de corriente permite que el IC regule la salida a un voltaje por encima o por
debajo del voltaje de entrada. Sin embargo, la eficiencia se resiente cuando la producción está por
debajo de la entrada. El voltaje de salida se establece con un divisor de voltaje entre el pin de salida y
el pin de retroalimentación. La ecuación para el voltaje de salida es:
VSAL = 1.268 (1 + (R1 /R2 ))
(2-9)
Las resistencias pueden variar desde varios kilohmios hasta 1 Mÿ. Si el voltaje de salida estará por
debajo del voltaje de entrada, es necesario colocar una carga de 1 mA en la salida para garantizar que
el voltaje no suba con cargas muy ligeras.
Se requiere que el capacitor de entrada, el capacitor de salida y el capacitor flotante tengan una
ESR baja. Estos condensadores deben ser superiores a 0,5 µF, pero los valores de hasta solo 1 µF
serán adecuados para una buena corriente de salida y una ondulación baja. Los condensadores
electrolíticos y de tantalio no tendrán una ESR lo suficientemente baja como para funcionar correctamente.
Los condensadores cerámicos son el tipo preferido. Los capacitores cerámicos tienen un coeficiente
de temperatura significativo según el tipo de dieléctrico. Los condensadores X5R y X7R tienen el
cambio de valor más pequeño con respecto a la temperatura. Otra consideración es el cambio en la
capacitancia con el voltaje aplicado. Los capacitores Z5U e Y5V tienen cambios significativos en la
capacitancia con el voltaje aplicado. El condensador de salida ESR debe estar por debajo de 0,3 ÿ para
que el amplificador de error permanezca estable. Si la ESR es más alta, la respuesta del amplificador
ya no es una atenuación unipolar y puede volverse inestable.
El LTC3200 utiliza una resistencia variable para modular la corriente de carga, por lo que se disipa
cierta cantidad de energía en el circuito integrado para mantener una carga regulada.
47
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
producción. El LT1516 es un ejemplo de una bomba de carga que utiliza el modo de ráfaga
para mantener una salida regulada de 5,0 V. Este circuito compensa un voltaje de ondulación
más alto (100 mV a plena carga) y un problema de filtro de segundo orden para una mayor eficiencia.
La Figura 2-19 muestra el circuito interno del LT1516. El comparador 2 compara el voltaje de
salida dividido con la referencia interna. Si el voltaje está por debajo del umbral, los interruptores
de la bomba de carga se habilitan y la carga se transfiere de la entrada a la salida hasta que la
salida supera el punto de disparo del comparador superior 2. Este modo de ráfaga provoca una
ondulación de baja frecuencia en la salida igual a la histéresis en el comparador 2. También hay
una ondulación de alta frecuencia en la salida debido a la conmutación de la bomba de carga
mientras se carga el condensador de salida.
El LT1516 utiliza dos capacitores flotantes para implementar una configuración de triplicación o
duplicación de voltaje. Siempre que el VIN sea inferior a 2,55 V, el comparador 1 obliga a la lógica
de control a poner el dispositivo en modo de triplicador de tensión. Durante la fase de carga, los
interruptores colocan ambos condensadores flotantes de entrada a tierra.
Durante la fase de descarga, el capacitor flotante C1 se coloca en serie con C2 y la combinación
en serie se coloca en serie con la entrada. Una vez que el VIN es
SHDN
VIN +
10 µF
S2A
SALIDA
S1A
+
C2+
10 µF
S2B
0,22 µF
C2ÿ
Comp1
S1B
Reloj 1
Control
S1C
C2+
Comp2
Lógica
S2C
0,22 µF
Reloj 2
Comp3
C2ÿ
S1D
SU
S3
VREF
Bomba de carga
BOMBA DE CARGA MOSTRADA EN MODO TRIPLER, CICLO DE DESCARGA
Figura 2-19: Circuito interno del LT1516
48
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Circuitos de control
superior a 2,55 V, el IC cambia al modo de duplicador de voltaje y solo usa C2 como capacitor
flotante. El comparador 3 tiene una compensación de 50 mV del voltaje de retroalimentación en
el comparador 2. Si el voltaje cae 50 mV o más, el comparador 3 vuelve a poner el IC en modo triple
hasta que el voltaje sube por encima del punto de disparo superior del comparador 3.
Los condensadores de entrada y salida pueden ser de tantalio o electrolíticos con el
LT1516 porque tenemos control de comparador (bang-bang) en lugar de un amplificador de error
(control proporcional), por lo que no hay bucle de control para tener oscilaciones.
La ESR ya no es una consideración para la estabilidad del control. El único efecto que tendrá la
ESR es el voltaje de ondulación. Una buena solución es conectar en paralelo un capacitor cerámico
de baja ESR (alrededor de 1 µF) con el electrolítico o tantalio de mayor capacitancia (alrededor de
10 µF). El condensador cerámico reduce la ondulación de 600 kHz de las ráfagas de carga y el
electrolítico reduce la ondulación en la frecuencia de control.
Controladores PWM de fase múltiple Las
demandas de fuentes de alimentación para las CPU de clase Pentium® son significativamente
diferentes de las necesidades de las CPU tradicionales y de bajo consumo. Una CPU Pentium,
Athalon u Opteron requiere un voltaje muy bajo a decenas de amperios. Una fuente de alimentación
Pentium 4 típica debe suministrar 1,4 V a 65 A.
Todos los controladores mencionados hasta ahora son controladores monofásicos. Los
reguladores basados en controlador PWM de modo actual se pueden operar en paralelo para
aumentar la capacidad actual. Muchos fabricantes de circuitos integrados producen circuitos
integrados de control que operan múltiples fuentes de alimentación en paralelo con fases que no
se superponen. El LT3730 es un IC de controlador reductor representativo diseñado para
aplicaciones informáticas portátiles Intel. Puede operar hasta 600 kHz por fase. Dado que las fases
no se superponen, esto da una frecuencia de ondulación de 1,8 MHz. El inductor para cada fase
puede ser un tercio del tamaño requerido en un diseño monofásico. El condensador de salida
también puede tener un tercio del tamaño de un diseño monofásico comparable.
La corriente de ondulación del capacitor de entrada y salida disminuye a medida que agrega
fases adicionales. Aumentar el número de fases aumenta la eficiencia de la fuente de alimentación
al reducir las pérdidas debidas a la corriente de ondulación en los condensadores. El funcionamiento
polifásico también es posible para convertidores elevadores.
49
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
La operación polifásica de los controladores de bombas de carga también puede proporcionar
mejoras en la eficiencia al aumentar efectivamente la frecuencia de operación.
Controladores de modo resonante
Una forma de aumentar la eficiencia y reducir el estrés en los componentes de conmutación es diseñar
el circuito de control y filtro de modo que el interruptor se encienda y
apagado a corriente cero o voltaje cero.
Los circuitos de conmutación de modo resonante utilizan un tiempo de encendido constante con un tiempo de apagado variable
(como en el TL497) para modular en frecuencia la corriente proporcionada al circuito de salida. En este
caso, la inductancia y la capacitancia del filtro de salida son
seleccionado de modo que la respuesta sea resonante a la frecuencia de conmutación. La
frecuencia se ajusta para que el interruptor se encienda y se apague con voltaje cero
puntos o puntos de corriente cero de la forma de onda de salida. El UC1860 es un IC regulador de
conmutación de modo resonante representativo.
Los controladores resonantes han encontrado un uso muy limitado debido a la dificultad de
diseño en comparación con el control de onda cuadrada ordinaria. Las ventajas del modo resonante
se han minimizado debido a los avances en la tecnología MOSFET.
50
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CAPÍTULO 3
La fuente de alimentación de entrada
ÿ Operación fuera de línea ÿ
Supresión de interferencias de radio ÿ
Problemas de la agencia de seguridad
ÿ Corrección del factor de potencia
ÿ Corriente de irrupción
ÿ Tiempo de retención ÿ
Consideraciones sobre el rectificador de
entrada ÿ Características del condensador del depósito de entrada
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CAPÍTULO 3
La fuente de alimentación de entrada
La mayor parte de la complejidad de la fuente de alimentación de entrada para una fuente de alimentación fuera de línea
el suministro es una consecuencia de los requisitos normativos y de seguridad. Lo haremos
analice los conceptos básicos de la conversión de CA a CC y luego observe los circuitos adicionales
necesarios para aprobar la revisión reglamentaria.
Operación fuera de línea
El poder en todo el mundo viene en una variedad de sabores. Las principales regiones
se describen a continuación:
Región
Voltaje
Frecuencia
ciervo
117
60
Europa
240
50
Japón
Oriente Medio
100
60
240
50 o 60
Generalmente, el voltaje variará de ± 10% a ± 15% del nominal. La mayoría de los diseños de fuentes de
alimentación comerciales incluyen los requisitos de Japón con los requisitos de EE. UU. y especifican el rango de
voltaje como 90–135 o 190–270. un universal
la fuente de alimentación debe cubrir todo el rango de 90 a 270 VCA.
La figura 3-1 muestra un suministro de entrada de condensador de puente de onda completa para conexión a 240
potencia V. La Figura 3-2 muestra un suministro duplicador de voltaje de onda completa para la conexión a
117 V de potencia. Ambos suministros producen una CC nominal de 340 V. Figura 3-3
muestra una fuente de alimentación que combina elementos de la Figura 3-1 y 3-2 con un
cambiar para producir 340 VDC desde 117 V o 240 V. Este circuito también es útil
para circuitos de medio puente, ya que el divisor de voltaje del capacitor es una parte inherente del
circuito. Estos circuitos tienen un rango de voltaje en el peor de los casos del orden de 300 a 410 V.
53
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
+
Entrada de línea
Convertidor a CC-CC
Figura 3-1: Suministro de entrada de condensador de puente de onda completa para conexión a una fuente de alimentación de 240 V
+
Convertidor a CC-CC
Entrada de línea
+
Figura 3-2: Suministro duplicador de voltaje de onda completa para conexión a una fuente de alimentación de 117 V
Convertidor a CC-CC
Entrada de línea
240 V
117 voltios
Figura 3-3: Fuente de alimentación que combina elementos de las Figuras 3-1 y 3-2 con un interruptor para producir
340 VCC desde 117 V o 240 V
El circuito de la Figura 3-1 también se puede usar como fuente de alimentación
de entrada universal, pero el voltaje de salida ya no es de 340 V nominales. Este
circuito tiene un rango de voltaje en el peor de los casos del orden de 120–410 V.
requerirá un rango mucho mayor de regulación del convertidor DC-DC.
54
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La fuente de alimentación de entrada
Supresión de interferencias de radio
La Figura 3-4 muestra las formas de onda de voltaje y corriente para la fuente de
alimentación de entrada. El trazo inferior es el voltaje de entrada, el trazo central muestra el
valor absoluto del voltaje de entrada y el voltaje del capacitor, y el trazo superior muestra la
corriente de entrada. El tiempo de subida de la corriente del condensador es muy corto, al igual
que el tiempo de caída. La corriente del capacitor es esencialmente un pulso rectangular muy estrecho.
Esta forma de onda tiene armónicos que se extienden hasta 5 MHz o más. La conmutación
de transitorios de corriente desde el interruptor en el convertidor CC-CC produce ruido que
también está presente en la entrada de los rectificadores. Estos transitorios producen ruido en
la frecuencia de conmutación y sus armónicos. Incluso las fuentes de alimentación de bajo
voltaje pueden generar un ruido significativo que interferirá con las transmisiones de radio y
televisión. Cambiar las fuentes de alimentación y las computadoras se convirtió en un problema
tan grande a principios de la década de 1980 que la Comisión Federal de Comunicaciones
(FCC) de EE. UU. creó la norma 47 CFR, Parte 15 J, que aborda la radiación y la conducción
del ruido de radio digital fuera del equipo. Posteriormente, la FCC modificó sus reglamentaciones
para hacerlas equivalentes a las reglamentaciones de compatibilidad electromagnética (EMC)
de la Comunidad Europea, por lo que un diseño que se aprobará en los Estados Unidos también
se aprobará en Europa. La Figura 3-5 muestra el suministro de entrada y un representante
Corriente del condensador
Voltaje del condensador
Voltaje de alimentación
Figura 3-4: Voltaje de entrada, corriente del capacitor y voltaje del capacitor para la entrada de la fuente de alimentación
55
56
Entrada
de
línea
Tierra
de
seguridad
C1
C3
C4
L1
L2
C5
Figura
3-5:
Suministro
de
entrada
con
filtro
EMI
L3
C2
240
V
117
voltios
Convertidor
a
CCCC
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La fuente de alimentación de entrada
filtro de supresión de interferencias electromagnéticas (EMI). Este filtro tiene componentes para
suprimir la conducción de señales tanto de modo común como de modo diferencial. Las señales de
modo diferencial son el resultado de conexiones directas entre
los circuitos de conmutación y la línea. Las señales de modo común son el resultado de
elementos parásitos como la capacitancia entre devanados en el transformador de aislamiento o
acoplamiento magnético perdido. C4, L1, L2, C2 y C5 son componentes de supresión de modo diferencial.
L3, C1 y C3 proporcionan supresión de modo común.
Dispositivos médicos y dispositivos destinados a usarse donde un circuito de falla a tierra
interruptor (GFCI) debe limitar la cantidad de corriente que fluye en
el cable de tierra de seguridad. Esto impone requisitos estrictos al filtro EMI.
Un GFCI para energía estilo EE. UU. (con un cable vivo, un cable neutral y un cable de seguridad).
cable a tierra) mide la corriente tanto en el cable vivo como en el neutro. Si el
corrientes no son las mismas, es posible que una persona haya creado un circuito parsito de caliente a
tierra y pueda electrocutarse. El GFCI se disparará y desconectará la línea de alimentación del
tomacorriente. Las corrientes no deben ser diferentes por
más de 1 mA. El equipo médico del área del paciente no debe tener diferencias de corriente superiores
a 100 µA y debe estar significativamente por debajo de 100 µA en un
diseño adecuado.
Es normal conectar un capacitor entre cada línea y el chasis/tierra de seguridad.
Esta capacitancia proporciona una ruta de corriente de fuga para que fluya la corriente de la línea de alimentación.
Esta corriente de fuga será detectada por un circuito GFCI y tratada como un peligro
condición. Con el fin de controlar la corriente de fuga, los condensadores de caliente o
neutro a tierra debe mantenerse lo más pequeño posible. La corriente de fuga limita el tamaño de estos
capacitores a 470 pF para sistemas médicos y 4700 pF para
sistemas comerciales. Estos condensadores son necesarios para limitar el modo común
interferencia. El circuito de la Figura 3-5 requerirá que el filtro EMI sea un filtro de paso bajo con un
corte de alrededor de 1 kHz.
Problemas de la agencia de seguridad
Las líneas eléctricas tienen una multitud de fuentes de transitorios de alto voltaje además de
el voltaje de onda sinusoidal normal. Los productores de energía europeos estudiaron las fuentes de
transitorios de alta tensión y la frecuencia de ocurrencia. La caída de rayos
57
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
producir transitorios de hasta 6 kV con una duración del orden de 100 ns. La siguiente
fuente más importante es una falla en la red eléctrica o una falla en el equipo ubicado cerca
del suministro (rotura de un fusible o descarga disruptiva en un interruptor), donde el voltaje
pico es de hasta 1,2 kV y la duración de hasta 60 µs.
El ochenta por ciento de todos los transitorios presentados a los equipos operados en línea
tienen una duración de 1 a 10 µs y hasta 1,2 kV. Los transitorios de tensión del rayo y de la
red eléctrica son la base de las normas de seguridad.
En los Estados Unidos, los estándares apropiados para los condensadores de filtro EMI
son UL1414, UL1283 e IEC 950 [según lo adoptado por Underwriters Laboratories, Inc.
(UL)]. El estándar canadiense CSA C22.2 No.1 es equivalente a UL1414 y CSA C22.2 No. 8
es equivalente a UL1283. Estos estándares solo se aplican a la radio, la televisión y ciertos
equipos de telecomunicaciones. El estándar utilizado en la Comunidad Europea es EN132400
(anteriormente IEC 384-14). Este estándar es significativamente más completo y estricto que
los estándares norteamericanos. El diseño para el estándar europeo debería ser adecuado, en
la mayoría de los casos, para cumplir también con los estándares norteamericanos.
EN132400 define siete clases de capacitores para uso en filtros EMI en equipos operados
en línea. Actualmente, solo se aplican clasificaciones X1, X2, Y1 e Y2 a las clases de equipo.
Los condensadores de clase X se conectan de línea a línea en los sistemas de 220 V de EE.
UU. y Europa, y de línea a neutro en los sistemas de 110 V. Los condensadores de clase Y
se utilizan desde cualquier línea a tierra de seguridad. Los capacitores de clase Y2 son el tipo
más común de capacitor Y y se utilizan en sistemas como las fuentes de alimentación de las
computadoras. Los condensadores de clase Y1 tienen requisitos más estrictos, ya que están
destinados a conectar cualquier línea a tierra en equipos con doble aislamiento. Los
condensadores de clase X1 se especifican para su uso en equipos que están permanentemente
conectados al sistema de alimentación de un edificio, como una computadora central o un
balasto de iluminación. Los condensadores de clase X2 son el tipo más común de condensador
X y están especificados para su uso en equipos enchufados a tomas de pared.
Uno de los modos de falla más comunes de un capacitor durante un voltaje transitorio es
un cortocircuito a través del dieléctrico. Los condensadores de papel metalizado y película
metalizada están diseñados para autorrepararse después de una falla inducida por transitorios.
El nivel de corriente en el capacitor es muy alto en el punto de falla. El alto nivel de corriente
funde la metalización y la aleja del agujero en el dieléctrico.
58
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La fuente de alimentación de entrada
Esta área está aislada del resto del capacitor y ya no puede fallar. El condensador permanece
funcional después de que sana.
El proceso de autorreparación puede dejar un residuo conductivo. Si se producen suficientes
eventos de autorreparación durante la vida útil de un condensador, puede provocar un flujo de
corriente excesivo debido a residuos conductores. Si se acumulan suficientes residuos conductores,
el capacitor fallará debido al calentamiento y a la corriente de fuga excesiva. El calentamiento
excesivo puede provocar incendios en el equipo.
El papel metalizado y la película metalizada son los dos tipos de condensadores que tienen
menos posibilidades de crear residuos resistivos durante la autorreparación. La cantidad de
carbono libre en el dieléctrico es un indicador directo de la probabilidad de crear residuos resistivos.
Los dieléctricos de papel y poliéster tienen la menor cantidad de carbono libre y son los materiales
preferidos para los condensadores EMI.
Los condensadores cerámicos no se autocuran, por lo que deben fabricarse con suficiente rigidez
dieléctrica para soportar los transitorios aplicados. Los condensadores cerámicos pueden fallar con
cortocircuitos. Esto requiere que los capacitores RFI cerámicos se fabriquen en tamaños físicos
más grandes.
Los condensadores Y deben limitarse a un valor máximo que depende de la corriente de fuga
admisible. Debemos elegir un valor de condensador nominal que nos garantice que no superamos
la fuga máxima con los cambios ambientales. Hay varios factores que cambian el valor de un
capacitor: coeficiente de temperatura, envejecimiento, dependencia del voltaje y tolerancia inicial.
Los capacitores X2 deben soportar transitorios de 2,5 kV y los capacitores Y2 deben soportar
transitorios de 5 kV. Los capacitores Y deben soportar un voltaje más alto ya que una falla
donde aumenta la fuga aumentará el potencial de descarga eléctrica. La falla de un capacitor
X hará que el dispositivo falle, pero no aumentará el riesgo para el operador siempre que no se
incendie. La inflamabilidad es otra medida de la idoneidad de los condensadores X e Y.
Las agencias de seguridad solo se preocupan de que una falla no cause peligro para un
operador. El estándar IEEE 587 aborda parámetros adicionales destinados a garantizar que un
sistema no falle en presencia de transitorios en la línea de alimentación. La causa más probable
de falla de un sistema es un transitorio inducido por un rayo. Esta es la razón por la que IEEE 587
especifica la prueba con una sinusoide amortiguada con una amplitud máxima de 6 kV.
59
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Corrección del factor de poder
El factor de potencia se define como la relación entre la potencia real consumida por el dispositivo
dividida por la potencia aparente consumida por un dispositivo. Un dispositivo con un factor de
potencia de 1.0 tiene una corriente sinusoidal que es idéntica en fase y frecuencia al voltaje
aplicado. En este caso, la potencia aparente (magnitud de la corriente multiplicada por la magnitud
del voltaje) es la misma que la potencia real. Si la corriente está desfasada con respecto al
voltaje, la potencia aparente puede ser considerablemente mayor que la potencia real consumida.
Para cargas lineales como motores o calentadores resistivos, el factor de potencia se calcula
como coseno (ÿ), donde ÿ es la diferencia de fase entre la corriente y el voltaje. Cero grados da
un factor de potencia de 1,0; 45 grados da un factor de potencia de 0,707; y 90 grados da un
factor de potencia de cero. El factor de potencia para cargas no lineales, como las fuentes de
alimentación, requiere técnicas de medición más sofisticadas porque la forma de onda actual no
es sinusoidal.
Un factor de potencia de cero tiene graves consecuencias para la compañía eléctrica. La
potencia real consumida es cero, pero la corriente suministrada por las líneas eléctricas sigue
siendo igual a la cantidad de corriente que fluye en el dispositivo. Las pérdidas en los cables
que entregan energía al consumidor son I2 R, independientemente de la energía consumida, por
lo que un consumidor podría causar pérdidas en el sistema de transmisión sin consumir energía.
La energía en todo el mundo se transmite mediante tres fases, cada una a 120 grados de la
siguiente. El tercer armónico creado por los pulsos de corriente cortos en la Figura 3-4 es
especialmente problemático para los sistemas trifásicos porque se suman en fase en el cable
neutro. Es posible que la corriente del tercer armónico exceda la capacidad de corriente de un
cable neutral de tamaño adecuado. La Comunidad Europea ha aprobado regulaciones (IEC 555,
EN61000-3-2) que tienen el efecto de requerir que la mayoría de los sistemas tengan corrección
del factor de potencia. Estas reglamentaciones en realidad restringen el tamaño de los armónicos
que se presentan al sistema de distribución de energía, pero la corrección del factor de potencia
es un medio efectivo para cumplir con las reglamentaciones.
Puede utilizar medios activos o pasivos para aumentar el factor de potencia. La Figura 3-6
muestra dos mecanismos para aumentar el factor de potencia usando circuitos pasivos. El medio
pasivo más fácil es utilizar un filtro de entrada de choque en lugar de un filtro de entrada de
condensador para la fuente de alimentación. La corriente extraída de la línea eléctrica todavía se produce
60
Machine Translated by Google
La fuente de alimentación de entrada
+
Entrada de línea
Convertidor a CC-CC
+
Entrada de línea
Convertidor a CC-CC
Figura 3-6: Métodos para aumentar el factor de potencia mediante el uso de circuitos pasivos
en pulsos que son más cortos que el voltaje de entrada, pero los tiempos de subida y bajada
de la corriente son mucho más largos. Un filtro de entrada de choque también conducirá durante
más tiempo durante la forma de onda de entrada. La corriente es esencialmente pulsos de forma
sinusoidal. Aumentar el tiempo de subida y bajada reduce la energía en los armónicos más altos.
Se puede obtener una mejora adicional en el factor de potencia configurando el corte del filtro
de paso bajo EMI tan bajo como sea práctico para reducir los armónicos de la frecuencia de
potencia. Esto requerirá múltiples inductores y capacitores. La corrección pasiva requiere
inductores bastante grandes tanto para la entrada del estrangulador como para el filtro de la línea
de alimentación, ya que actúan a frecuencias del orden de 100 Hz. Esto es problemático si el
tamaño de la fuente de alimentación es importante. Otro problema para el suministro de entrada
del estrangulador es que solo es efectivo donde la corriente del inductor es continua.
La figura 3-7 muestra un medio típico de implementar la corrección activa del factor de potencia.
Este circuito utiliza un convertidor elevador que funciona a alta frecuencia (típicamente 100 kHz)
con un filtro EMC para reducir la conducción de transitorios de conmutación de 100 kHz de
vuelta a la línea de alimentación. El IC de control del factor de potencia (PFC) ajusta la cantidad
de corriente extraída de la línea para que sea un factor constante del voltaje de entrada. Esto hace
que la entrada del convertidor elevador parezca una carga resistiva. El voltaje de salida del
convertidor elevador debe ser mayor que el voltaje de entrada pico para garantizar que el inductor
siempre entregue su energía al capacitor de salida. El circuito de control es más complicado que
un convertidor elevador ordinario. Un convertidor boost ordinario solo debe ajustar el ciclo de
trabajo para
61
62
filtros
EMI
Figura
3-7:
Corrección
del
factor
de
potencia
activa
mediante
el
uso
de
un
convertidor
elevador
de
alta
frecuencia
Comentario
AC
V
Sense
Sentido
actual
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Machine Translated by Google
La fuente de alimentación de entrada
producir el voltaje de salida correcto a partir del voltaje de entrada. El circuito PFC también
debe ajustar el ciclo de trabajo durante cada período de muestra para que la corriente
permanezca en fase con el voltaje de entrada. El voltaje de salida del circuito PFC no necesita
una regulación estricta, ya que el convertidor PWM CC-CC proporcionará la regulación de
salida final. De hecho, la regulación limitada proporcionada por el PFC hace que el diseño de
la sección PWM sea significativamente más fácil.
Existen numerosos problemas que deben abordarse en un circuito PFC/PWM activo.
cuit porque está compuesto por dos servosistemas en serie. Varios fabricantes fabrican circuitos
integrados que combinan los circuitos PFC y PWM para que sea más fácil para el
diseñador para evitar las trampas del PFC activo. Otra ventaja del circuito PFC activo es que
el filtro EMI solo necesita atenuar la frecuencia de conmutación y sus armónicos, ya que los
armónicos de la frecuencia de alimentación se minimizan como parte de la corrección del factor
de potencia.
La Figura 3-8 es de la hoja de datos del controlador PFC LT1248 y muestra los componentes
internos del circuito integrado y los circuitos externos para implementar la corrección del factor de
potencia activa. La mayor parte del circuito parece un controlador PWM de refuerzo de modo de
voltaje estándar. Tiene una referencia de voltaje, circuito de arranque suave, bloqueo por bajo
voltaje y un oscilador que crea una rampa que se compara con la señal de comando para ajustar
el ciclo de trabajo. Sin embargo, el circuito que crea la señal de comando es bastante diferente.
El circuito de control PWM mide el voltaje de la línea de entrada, la corriente de la línea de
entrada y el voltaje de salida para establecer el ciclo de trabajo. El primer circuito en la cadena
de control es un amplificador de error que mide el voltaje de salida. Es un amplificador de error
PWM estándar con la salida disponible para compensación. La salida del amplificador de error se
convierte en corriente de entrada para el multiplicador de tensión de entrada. El voltaje de la línea
de entrada se convierte en una corriente que es proporcional al voltaje de entrada y se aplica a la
segunda entrada del multiplicador. La salida del multiplicador se aplica a la entrada no inversora
del amplificador de corriente.
El amplificador de corriente mide el voltaje a través de la resistencia de detección de corriente.
La corriente del multiplicador se suma con el sentido actual para ajustar el voltaje de control.
Nuevamente, la salida del amplificador de corriente se lleva a un pin para que este amplificador
pueda compensarse individualmente. Esta compensación es necesaria para obligar al
amplificador de corriente a responder al doble de la frecuencia de línea.
63
Machine Translated by Google
Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
(es doble debido a la rectificación de onda completa) en lugar de la frecuencia de conmutación.
El multiplicador en esta parte es inusual porque ajusta su respuesta como un cuadrado de la entrada
del amplificador de error. La señal del amplificador de error es una respuesta a la carga de salida. A
medida que se reduce la carga, la señal de la resistencia de detección de corriente caerá. La
respuesta cuadrada del multiplicador ayuda a mantener ajustada la ganancia del control de corriente
para dar una mejor estabilidad.
Todos los controladores PFC necesitan implementar protección contra sobrevoltaje para la salida.
El lazo de control está diseñado principalmente para que la corriente de línea siga el voltaje de
entrada, por lo que la respuesta transitoria es bastante lenta. Si la corriente de carga cae significativa
y rápidamente, el voltaje de salida puede sobrepasarse debido a la corriente que fluye en el inductor
de refuerzo. Este fenómeno se denomina "descarga de carga" porque el inductor no puede
descargar su energía en la carga. El circuito de protección contra sobrevoltaje apaga inmediatamente
el interruptor y pasa por alto el circuito de control para manejar esta condición transitoria.
Corriente de entrada
El interruptor de encendido puede aplicar energía al rectificador de entrada en cualquier punto
de la forma de onda de CA de entrada. El condensador del depósito siempre se verá como un
cortocircuito cuando se aplique energía por primera vez. Si el interruptor de alimentación se enciende
cuando el voltaje de entrada está en su valor máximo, se produce una corriente muy grande que
está limitada solo por la resistencia del filtro EMI y cualquier otra resistencia delante del rectificador.
Esta corriente de irrupción puede ser del orden de 20 a 1000 veces la corriente máxima normal del
sistema. La corriente de irrupción puede ser destructiva para los condensadores, los rectificadores
y el interruptor de alimentación. La figura 3-9 muestra tres formas de agregar resistencia en serie al
sistema durante la carga inicial del condensador de reserva.
El triac y el SCR son los más apropiados en suministros de alta potencia donde el costo adicional
es una porción menor del total. El triac es una mala elección para una entrada PFC porque
agregaría más armónicos de frecuencia de potencia. El termistor de coeficiente de temperatura
negativo es un método razonable elegido por la mayoría de los diseñadores. Los fabricantes
producen termistores NTC diseñados específicamente para limitar la corriente de irrupción donde
la relación entre la resistencia a temperatura ambiente y la temperatura de funcionamiento es
bastante alta. Los termistores NTC no brindan protección
64
sesenta y cinco
*
Coiltronics
CTX02-12295
(MAGNETICS
KOOL
Mu
77930
NÚCLEO)
†
ESTE
DIODO
SCHOTTKY
ES
PARA
ABRAZAR
GTDR
MIENTRAS
EL
INTERRUPTOR
MS
**
CONSULTE
LA
SECCIÓN
DE
VOLTAJE
DE
ALIMENTACIÓN
Y
ARRANQUE
PARA
EL
GENERADOR
VCC.
2.
APAGA.
LA
INDUCTANCIA
PARASITARIA
Y
LA
CAPACITACIÓN
DE
LA
PUERTA
PUEDEN
ENCENDER
EL
DIODO
DEL
SUSTRATO
DEL
CHIP
Y
CAUSAR
OPERACIONES
ERRÁTICAS
SI
EL
GTDER
NO
ESTÁ
SUJETADO.
1.
Coiltronics
CTX02-12236-1
(NÚCLEO
TIPO
S2)
1M
MOVIMIENTO
DE
AIRE
NECESARIO
A
NIVEL
DE
POTENCIA
SUPERIOR
A
250W.
0,01
µF
270
V
90
V
PARA
4,7
nF
20k
50K
Figura
3-8:
Circuito
interno
del
controlador
de
control
del
factor
de
potencia
(PFC)
LT1248
6A
8
SS
13
6
yo
OVP
11
T
EN/
SYNC
10
16V
a
10V
VSENTIDO
2,6
V/
2,2
V
C.A.
12
µA
0,47
µF
0,047
µF
CCV
7,5
voltios
7,9
V
5V
ÿ
+
FILTRAR
ÿ
+
yo
330mil
+
ÿ
+
ÿ
+
VA
SALIDA
ÿ
EE.
UU.
SENTIDO
234597
32K
Un
trago
2,2
voltios
BI
200
ns
VREF
IA
7,5
voltios
~
M1
EN
EL
~
CORRER
VREF
+
ÿ
=
200
µA2
RFEF
IA2UB
4K
0,1
µF
MALTA
0,2
ÿ
EN
EL
4K
1000pF
$
20
K
1nF
PRECAUCIÓN
CA
+
CSET
ÿ
0,7
V
100pF
14
SINCRONIZAR
+
ÿ
CORRER
750
H*
+
OSC
ÿ
PKLIM
12
15K
IRF840
RESET
S
R
RQ
1
TIERRA
Vcc=18
V**
MURH860
+
16
voltios
35
V
56
µF
15
20k
1%
COV
1N5819
1millón
1%
GTDR
10
ohmios
†
+
180
µF
SALIDA
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Machine Translated by Google
Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
+
C.A.
ÿ
a suave
Comienzo
+
C.A.
a suave
ÿ
Comienzo
T
+
C.A.
ÿ
Figura 3-9: Tres métodos para agregar resistencia en serie al sistema durante la carga
inicial del condensador de reserva
si la energía se cicla varias veces en un período corto. El termistor debe enfriarse entre
ciclos de energía para brindar una protección completa.
Tiempo de espera
Como se describió anteriormente, las líneas eléctricas no siempre proporcionan una onda sinusoidal
limpia y constante. Con frecuencia, la línea eléctrica se desconectará durante uno o más medios ciclos.
Muchos sistemas, como los sistemas informáticos de misión crítica, no pueden tolerar un ciclo de energía
descontrolado. Una fuente de alimentación conmutada para un sistema de este tipo debe diseñarse con
un condensador de depósito lo suficientemente grande y un rango suficiente en el circuito PWM para
continuar suministrando energía completa durante la pérdida de múltiples ciclos. Tenemos dos opciones
para suministrar energía de carga durante una falla en la red eléctrica. El primero es aumentar el
almacenamiento de energía en cada salida mediante el uso de grandes condensadores de salida y el
segundo es aumentar el almacenamiento de energía en el suministro de entrada.
Hay varias razones por las que el aumento de los condensadores de salida rara vez es
el método seleccionado. El primer problema es que se debe aumentar cada capacitor de
salida en un suministro de salida múltiple. Este problema se ve agravado por la cantidad
ÿ2 ,
CV2 de capacitancia adicional requerida. La energía almacenada en un capacitor de
es 1
66
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La fuente de alimentación de entrada
por lo tanto, requiere una capacitancia considerablemente menor para almacenar energía en el
lado de entrada donde el voltaje es de 340 V en lugar de donde el voltaje es de 5 V o 12 V. Los
capacitores de salida más grandes también pueden causar una respuesta transitoria más prolongada.
Del análisis anterior se deduce que elegiríamos un suministro duplicador de voltaje en lugar de un
puente de onda completa universal en cualquier situación en la que el voltaje de alimentación sea de
117 V y necesitemos un tiempo de espera prolongado. Un suministro de duplicador de voltaje
aumentará el almacenamiento de energía cuatro veces para la misma cantidad de capacitancia.
La figura 3-10 ilustra uno de los problemas con un filtro de entrada de capacitor normal cuando la
línea de energía cae en ciclos. El condensador solo se carga durante aproximadamente el 20% del
semiciclo en el pico de la forma de onda de entrada. Si la línea eléctrica se interrumpiera inmediatamente
antes de que el capacitor comenzara a cargarse, como en la figura 3-10, tenemos que agregar
esencialmente un medio ciclo completo a la cantidad de tiempo que el capacitor comenzó a cargarse.
Corriente del condensador
Voltaje del condensador
Voltaje Rectificado
Voltaje de alimentación
Figura 3-10: Voltaje del capacitor, corriente del capacitor, voltaje de entrada y voltaje rectificado en el peor
de los casos durante los ciclos de entrada perdidos
67
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
la energía está apagada para nuestro análisis del peor de los casos. Para un sistema de 50 Hz,
esto agrega aproximadamente 8 ms al tiempo mínimo de espera para el suministro. Otro
problema para un filtro de entrada de capacitor es el voltaje de línea cuando se corta la energía.
Si la energía se interrumpe al mismo tiempo que se produce un apagón (una situación normal
durante una tormenta eléctrica), entonces la energía almacenada en el condensador está en su
punto más bajo. Nuestros cálculos de capacitancia mínima ahora también deben incluir el bajo voltaje.
Aquí hay un algoritmo para calcular la capacitancia mínima requerida para el depósito de entrada:
1. Calcular el tiempo que debe funcionar la fuente sin alimentación de entrada. Este es
el número de medios ciclos multiplicado por el período de la frecuencia de la red más el 80% de
un medio ciclo.
2. Calcule la energía que deberá suministrarse mientras la línea eléctrica esté muerta. Esto es
simplemente la salida de potencia máxima (en vatios) multiplicada por el tiempo (en segundos)
dividido por la eficiencia del suministro. Esto da la energía necesaria (en julios).
3. Calcule el voltaje máximo durante una condición de caída de tensión.
4. Determine el voltaje mínimo al que el convertidor CC-CC seguirá dando la máxima potencia
mientras mantiene el control.
5. Utilice la siguiente ecuación para calcular la capacitancia requerida (en faradios).
C * Voltaje pico2 = Energía de retención + C * Voltaje mínimo2 (3.1)
Por ejemplo, considere un suministro que funcione a 240 VCA 60 Hz. Entrega 150 W a todas las
cargas con una eficiencia del 78%. El convertidor DC-DC necesita un mínimo de 250 VDC para
funcionar correctamente. Deseamos que la fuente funcione faltando un ciclo completo, el tiempo
necesario es de 16,7 ms más el 80% de medio ciclo, para un total de 23,3 ms. La energía requerida
es de 4,48 J. El voltaje máximo de la línea durante una caída de tensión será de 240 * 1,414 * 0,85
= 288 V. Utilizando la ecuación. (3.1),
C * 2882 = 4,48 + C * 2502
(3.2)
82944 C ÿ 62500 C = 4.48
(3.3)
C = 4,48/20444 = 220 µF.
(3.4)
Reordenando la Ec. 3.2,
68
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La fuente de alimentación de entrada
La corrección activa del factor de potencia tiene el beneficio adicional de mejorar el tiempo de retención.
Un circuito PFC activo mantiene el voltaje de salida relativamente constante, por lo que el tiempo de
espera ya no depende de en qué parte del ciclo cae el voltaje de línea.
La energía se pierde solo durante el período de tiempo en que la energía está realmente muerta.
El voltaje de salida también se mantiene bastante constante con el cambio de voltaje de línea, por
lo que el tiempo de retención no depende del voltaje de línea.
Consideraciones del rectificador de entrada
Las fuentes de alimentación lineales utilizan un transformador con núcleo de hierro para aislar los
circuitos de la línea de alimentación y transformar el voltaje a un valor apropiado. Este transformador
bloquea muchos de los efectos negativos de los transitorios que están presentes en la línea eléctrica.
El mecanismo principal de transmisión de transitorios al circuito secundario es el acoplamiento
capacitivo entre los devanados. Este aislamiento reduce los esfuerzos presentados a los rectificadores.
Los rectificadores en los suministros de conmutación fuera de línea están sujetos directamente a
transitorios en la línea, por lo que pueden estar sujetos a pulsos de voltaje muy grandes y corrientes
transitorias muy grandes. Para proteger los rectificadores de entrada, es recomendable incluir un
dispositivo de protección contra transitorios en la línea de entrada. Solo hay dos tipos de dispositivos
que son prácticos para la protección contra transitorios: diodos zener y varistores de óxido metálico
(MOV). Los diodos zener se pueden usar uno al lado del otro, pero los diodos zener de alto voltaje
tienden a ser costosos. Vishay Semiconductors fabrica una línea de diodos zener llamada TransZorb
diseñada específicamente para la supresión de transitorios. Los MOV son dispositivos de avalancha
que tienen una resistencia muy alta hasta que alcanzan el voltaje de avalancha. Cuando se alcanza el
voltaje de avalancha, se cortocircuitan y absorben la energía del transitorio. Después de que el voltaje
cae por debajo del punto de avalancha, vuelven a tener una resistencia alta. La clasificación de voltaje
del MOV debe seleccionarse para que esté significativamente por encima del voltaje de línea esperado
más alto. Si el voltaje de alimentación de entrada excede el voltaje de avalancha, el MOV intentará
sujetar y fallará de inmediato. La falla de un MOV suele ser una fractura. Si la falla se debe a la tensión
de alimentación, es probable que el MOV explote. Es mejor incluir algún tipo de protección mecánica en
caso de que el MOV falle catastróficamente. Aunque los diodos MOV o zener limitarán el voltaje máximo
de los transitorios, es mejor elegir diodos PRV de 1000 V para permitir una protección adecuada contra
picos de voltaje.
69
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Los diodos de entrada solo conducen durante un período muy corto del voltaje de entrada total.
La corriente del rectificador puede ser tanto como 10 o 20 veces la corriente de línea RMS. Él
El tamaño del capacitor del depósito tiene un impacto directo en la relación entre la corriente máxima y la
corriente promedio. El uso de un condensador más grande durante un tiempo de espera más prolongado
aumentará la relación y esto requerirá rectificadores con valores nominales de corriente promedio más altos.
Una buena regla general es limitar la relación pico-promedio a 20, como máximo absoluto.
También es importante elegir rectificadores que tengan una disipación de potencia adecuada.
El puente rectificador MDA970A6 de Motorola tiene una clasificación de corriente promedio de 4,0 A a 20 ÿC,
pero cae a 2,0 A a 80 ÿC. También debe considerar la disipación de potencia y la resistencia térmica para
evaluar la temperatura de la unión. Aprendimos que una regla general para aplicaciones de baja corriente es
que la caída de voltaje del diodo es de 0,7 V.
El voltaje del diodo es una función exponencial de la corriente. A 10 A de corriente, la caída de tensión es
superior a 1,0 V para los diodos de silicio. Este valor generalmente se proporciona en la hoja de datos y se
puede usar con un flujo de corriente promedio para determinar la disipación de energía.
Características del condensador del depósito de entrada
Los capacitores electrolíticos de aluminio son la única variedad que brindará suficiente capacidad de voltaje
y alta capacitancia en un tamaño físico razonable. Un solo capacitor con una clasificación de 400 a 450 V es
adecuado para una operación de 240 V. Para un duplicador de voltaje en un sistema de 117 V, serán
adecuados dos capacitores con una clasificación de 200 a 250 V. Tal sistema requerirá resistencias de purga
de alto valor para igualar el voltaje en los capacitores. Sin resistencias de ecualización, uno de los capacitores
puede tener un voltaje significativamente más alto que el otro, lo que podría provocar un sobrevoltaje y la
destrucción de los capacitores. Para garantizar que haya suficiente margen, puede ser necesario elegir
condensadores con una clasificación de 300 V o más.
La corriente del condensador es una forma de onda de CA con un valor positivo grande y muy corto durante la
carga y una descarga más larga. Como primera aproximación, el valor RMS de la corriente CA es igual a la
corriente CC suministrada al convertidor CC-CC. Esta corriente alterna provoca calentamiento debido a la
disipación de energía en el equivalente
70
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La fuente de alimentación de entrada
resistencia serie prestada (ESR). No todos los electrolíticos están clasificados para un servicio de
corriente alterna tan alta. Es importante elegir un condensador que esté clasificado para un servicio de alta
corriente de ondulación. Consulte el Capítulo 6 para obtener descripciones detalladas de los parámetros de
los capacitores electrolíticos.
71
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CAPÍTULO 4
Circuitos no aislados
ÿ Método de diseño general ÿ
Diseños de convertidores reductores
ÿ Diseños de convertidores elevadores
ÿ Diseños inversores ÿ Diseños de
aumento/reducción (reductor/impulsor) ÿ Diseños de bombas
de carga ÿ Consideraciones de disposición
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CAPÍTULO 4
Circuitos no aislados
En este capítulo, veremos diseños detallados de convertidores no aislados.
Las aplicaciones incluyen regulación remota para sistemas operados en línea o
administración de energía en sistemas operados por batería. Encuentro al menos una nueva
aplicación o un nuevo dispositivo adecuado para un circuito no aislado cada semana en las
revistas especializadas. Las aplicaciones se han disparado durante los últimos cinco años y no
muestran signos de desaceleración. La tendencia es hacia controladores cada vez más
pequeños, más eficientes y más especializados. Los diseños que veremos aquí brindarán una
metodología de diseño general como parte de los diseños específicos.
Los ingenieros parecen estar enamorados de crear una nueva jerga y acrónimos o iniciales. El nuevo
término para regulación remota es punto de carga (POL). Los reguladores de punto de carga son casi
siempre circuitos no aislados.
Todos los diseños que se muestran aquí utilizan el control PWM en modo actual debido a sus ventajas
inherentes en la estabilidad del bucle y el control de corriente. Uno de los problemas con el control del
modo de corriente es la oscilación subarmónica en ciclos de trabajo superiores al 50%. Los circuitos
integrados más antiguos requerían medios externos para proporcionar compensación de pendiente
para eliminar las oscilaciones subarmónicas. Todos los circuitos integrados modernos descritos en este
capítulo contienen compensación de pendiente interna, por lo que hay una tarea de diseño menos que
completar.
Método general de diseño
Hay muchas variables de diseño para los diseños de fuentes de alimentación, por lo que cada diseño
será diferente del anterior. La siguiente secuencia ayudará a los principiantes con un marco inicial. Un
diseño completo generalmente requerirá iteraciones de varios pasos.
75
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
1. Elija un tipo de convertidor según el rango de voltaje de entrada y el voltaje de salida. La entrada siempre
por encima de la salida indica un convertidor reductor. El voltaje de salida siempre por encima de la
entrada indica un diseño de refuerzo.
2. Elija un IC en función de la potencia de salida, el tamaño físico, etc. Esta es probablemente la tarea más
abrumadora para un principiante porque hay muchas piezas de muchos proveedores. La complejidad del
circuito suele estar dictada por la potencia de salida. Cuanta más potencia, más grande y más complejo es
el circuito. Los requisitos forzarán normalmente la selección de la frecuencia de conmutación en este paso.
Por lo general, aquí nos decidimos por diodo o rectificación síncrona.
3. Elija la corriente de ondulación en el inductor según el requisito de voltaje de ondulación de salida. Esta
decisión afecta la elección del capacitor de entrada y salida debido a la interacción de la ESR del capacitor
y la corriente de ondulación.
4. Calcule el valor del inductor en función de la ondulación y la corriente promedio.
5. Calcule la resistencia de detección de corriente requerida según la hoja de datos del IC.
6. Seleccione el transistor de conmutación y el diodo en función de la corriente del inductor.
7. Calcule los valores de los capacitores de entrada y salida en función de los requisitos de voltaje y corriente
de ondulación.
8. Seleccione un primer intento en el circuito de compensación de bucle.
9. Seleccione los componentes de arranque suave, si es necesario.
Diseños de convertidores Buck
El LT1765 es un IC PWM de modo de corriente de función completa con un interruptor de transistor NPN
integral, resistencia de detección de corriente y compensación de pendiente. La frecuencia de conmutación se
fija en 1,25 MHz. La Figura 4-1 muestra un diseño de convertidor reductor representativo utilizando el LT1765.
Esta parte está disponible en un paquete SO8 o TSSOP de 16 pines. El paquete SO8 utiliza el marco de plomo
conectado al pin de tierra para la disipación de calor.
El paquete TSSOP tiene una almohadilla disipadora de calor integral debajo del paquete para conducir el calor al
plano de tierra. Esta pieza está diseñada para tamaño pequeño y baja lista de materiales.
Cualquier convertidor reductor que use un transistor NPN o un interruptor NMOS requerirá un voltaje superior al
voltaje de entrada para encender completamente el interruptor. un bipolar
76
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Circuitos no aislados
5,0 V +/- 5 %
3,3 V
CMDSH-3
Ondulación de 50 mV
U1
2,5A
0.18
Aumentar
L1
Vin
Ondulación de 25 mV
SUDOESTE
100 nH
3,6 horas
SHDN
pensión completa
17,5K
LT1765
C1
R1
RC
v.c.
100pF
1.0 Cerámica
33 uF
TIERRA
D1
CC
Orgánico
Aluminio
FC
R2
10K
SAI120
330pF
Figura 4-1: Convertidor reductor representativo usando el LT1765
El interruptor solo necesitará un voltaje de control que sea 0,7 V mayor que el voltaje de entrada.
El voltaje de control para un interruptor NMOS será más alto que para un interruptor bipolar. Si se
usa un interruptor NMOS, la mejor opción para un convertidor reductor es un interruptor de nivel
lógico que solo requerirá unos 2 V por encima del voltaje de entrada (consulte el Capítulo 7 para
obtener detalles sobre los parámetros del interruptor).
La Figura 4-1 muestra una implementación de bomba de carga que suministra el voltaje de
control de interruptor necesario. Este concepto funcionará tanto para diseños bipolares como
NMOS. Cuando el interruptor está cerrado, el voltaje del capacitor de refuerzo se sumará al voltaje
del interruptor para que el interruptor pueda saturarse. Cuando se abre el interruptor, el capacitor
de refuerzo se conectará a través de la salida y se cargará al voltaje de salida menos las dos
caídas de diodo de D1 y D2 (alrededor de 1 V menos que el voltaje de salida). Las caídas de
voltaje del diodo y la caída de voltaje del circuito de suministro interno limitan el voltaje de salida
para una eficiencia total a aproximadamente 3,3 V. Si se requiere un voltaje de salida más bajo,
el interruptor ya no se saturará y la disipación de energía aumentará drásticamente. La hoja de
datos del LT1765 recomienda un condensador elevador de 0,18 µF para la mayoría de las
aplicaciones. Este valor se calcula sobre la base de 700 ns de tiempo (ciclo de trabajo del 87 %),
corriente de refuerzo de 90 mA y 0,7 V de ondulación en el voltaje de refuerzo. Se requerirá un
capacitor cerámico con ESR por debajo de 1 ÿ para cargar completamente el capacitor durante el
tiempo de inactividad más breve.
Este circuito arrancará el voltaje de refuerzo durante el encendido. Cuando se inicia el circuito, el
voltaje de salida y el voltaje en el pin del interruptor serán cero. El circuito de control encenderá
el interruptor y el voltaje del pin del interruptor será de 0,6 V.
77
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
debajo del voltaje de entrada debido a VBE. El transistor no se saturará, pero comenzará a
suministrar corriente al inductor y comenzará a cargar el capacitor de salida. A medida que el
voltaje de salida sube por encima de 1,0 V, el diodo de refuerzo conducirá cuando el interruptor
esté apagado y comenzará a cargar el condensador de refuerzo. La disipación de energía en el
interruptor disminuirá rápidamente a medida que aumente el voltaje de refuerzo.
Los controladores PWM de modo actual proporcionan una limitación de corriente de salida
inherente en un convertidor reductor. La corriente de salida se limitará a la corriente máxima del inductor.
Para los circuitos integrados PWM que tienen un pin de apagado, puede usar un circuito externo para
detectar una falla y apagar la fuente de alimentación.
El tamaño del inductor determina la cantidad de corriente de ondulación. Usamos la ecuación
del inductor y la ecuación del ciclo de trabajo para determinar la relación entre el inductor y
la corriente de ondulación.
La ecuación (1-6) del Capítulo 1 da el ciclo de trabajo en términos de los voltajes:
VO = VIN
*
CC o CC = VO/VIN
La ecuación (1-1) del Capítulo 1 da el voltaje del inductor en términos de inductancia y
cambio en la corriente:
V = L * (ÿI/ÿt)
El tiempo que tarda la corriente en pasar del mínimo al máximo es:
ÿt = T*
CC, o ÿt = (1/f ) * CC o ÿt = (1/f ) * (VO/VIN)
donde T es el período de la frecuencia de conmutación f.
Podemos reorganizar la ecuación del inductor para producir:
L = V (ÿt/ÿI), o L = (VIN-VO) * (ÿt/ÿI), o
L = (VINÿ VO) * (VO /( ÿI * f * VIN)
(4-1)
Uno de los parámetros que afecta el diseño es el rango del voltaje de entrada.
La corriente de ondulación es mayor en el voltaje de entrada más alto. Una buena regla general
es establecer la corriente de ondulación igual al 10% de la corriente de salida máxima en el
voltaje de entrada más alto. No tenemos control sobre la corriente máxima del interruptor porque
está configurada en 3 A por el circuito del IC. La máxima corriente de salida disponible será 3A
ÿ ÿI/2 ÿ 70 mA (corriente de refuerzo).
78
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Circuitos no aislados
Usando nuestra regla general, estableceremos la corriente de ondulación en 250 mA. Podemos sustituir los
valores en la Ec. (4-1):
L = (5,0 ÿ 3,3) * (3,3/(0,25 * 1,25 * 106 * 5,0) = 3,6 µH
La respuesta transitoria y la corriente de ondulación están relacionadas. Una gran corriente de ondulación
permitirá una respuesta más rápida a los cambios de carga. Sin embargo, una gran corriente de ondulación
combinada con la ESR del capacitor de salida aumentará el voltaje de ondulación de salida.
La figura 4-2(a) muestra el circuito CA equivalente para la salida cuando el capacitor de salida es infinito. Si
(10 * ESR) es menor que el valor de RL, entonces podemos hacer la suposición simplificada de que toda la
corriente de ondulación fluye en la ESR del capacitor. Si consideramos que la pata del capacitor es ESR en serie
con la reactancia capacitiva, como en la Figura 4-2(b), entonces podemos usar esta impedancia para establecer
el voltaje de ondulación de salida.
El voltaje de ondulación generalmente se establece como un parámetro de diseño, por lo que podemos
usarlo para seleccionar el tamaño del capacitor y su ESR.
El voltaje de ondulación de pico a pico se encuentra por:
ÿV = ÿI * (VSG + XC)
Sustituyendo y reordenando, obtenemos:
ESR + XC = ÿV * (L * f * VIN)/(VO *(VIN ÿ VO))
Corriente de rizado
Corriente de rizado
VSG
VSG
RL
0.13
1.32
0.087
RL
1.32
Xc
0.043
(b)
(un)
Figura 4-2: (a) Circuito CA equivalente para la salida cuando el capacitor de salida es
infinito; (b) circuito CA equivalente con ESR en serie con la reactancia capacitiva
79
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Una buena regla general es asignar dos tercios de la impedancia total al capacitor ESR y el
tercio restante al capacitor. Podemos usar la fórmula de la reactancia capacitiva para decidir
el valor de la capacitancia:
C = 1/(2 *
Pi * f * XC)
Este valor dará un valor ligeramente mayor que el necesario porque la forma de onda es
triangular en lugar de una onda sinusoidal y los armónicos más altos se atenuarán en mayor
medida. La consecuencia de la decisión de asignar un tercio de la impedancia al capacitor es
que a medida que disminuye la ESR, podemos usar valores de capacitor más pequeños. Es
posible que un capacitor con la capacitancia requerida tenga una ESR mayor que la ESR objetivo,
especialmente para los capacitores electrolíticos de aluminio. Si este es el caso, entonces será
necesario aumentar la capacitancia o asignar más presupuesto de ondulación a la ESR del
capacitor. Obtener una respuesta transitoria, un voltaje de ondulación y una estabilidad de bucle
razonables puede requerir varias iteraciones para obtener un diseño que cumpla con todos los
criterios.
La especificación de la figura 4-1 requiere 25 mV de ondulación. Usando la ecuación anterior,
ESR + XC = 0,025 V * (3,6 µH * 1,25 MHz * 5,0 V)/(3,3 * (5,0 ÿ 3,3)) = 0,100 ÿ
Estamos buscando un capacitor con 0.07 ÿ ESR y 0.03 ÿ de reactancia. Esto se calcula en 4,3
µF. Un capacitor cerámico multicapa es una opción razonable para este capacitor. Dado que los
condensadores cerámicos casi no tienen ESR, es probable que un condensador entre 1,4 µF y
4,3 µF satisfaga nuestro requisito de ondulación de salida.
Los reguladores reductores presentan dos problemas para la fuente de alimentación de
entrada. La primera es que la corriente de entrada es una onda cuadrada con un valor máximo
igual a la corriente de salida del suministro. El consumo de corriente mientras el interruptor está
apagado es cero. Esta onda cuadrada muy grande se refleja de nuevo en el suministro de entrada.
L1, C1 y los 33 µF de la Figura 4-1 brindan filtrado para promediar la corriente suministrada desde
la entrada. Otro problema es que cualquier inductancia parásita combinada con los 33 µF actuará
como un circuito resonante de alta frecuencia excitado por los rápidos tiempos de subida y bajada
de la corriente. Esto puede causar problemas de EMI en los armónicos de la frecuencia de
conmutación. Consulte la sección sobre Consideraciones de diseño más adelante en este capítulo
para obtener más detalles.
80
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Circuitos no aislados
La corriente de ondulación RMS en el capacitor de entrada está determinada por:
IRMS = SALIDA (CC ÿ CC2 ) 1/2
(4-2)
Es importante elegir un condensador que esté clasificado para esta corriente de ondulación. La
corriente de rizado de entrada RMS es de 1,2 A. Tenemos un presupuesto de voltaje de rizado de
entrada de 50 mV, por lo que la impedancia del capacitor debe ser de 0,04 ÿ o menos. Un electrolítico
de aluminio orgánico Kemet de 33 µF tendrá una ESR de 0,028 ÿ y manejará una corriente de
ondulación de 2,1 A con 8 WV o 10 WV.
L1 y C1 son componentes de filtro de entrada opcionales que mejorarán el rendimiento de EMI
del suministro. Los componentes del filtro de entrada pueden tener un impacto adverso en la
estabilidad del bucle. Los reguladores reductores tienen una característica de resistencia negativa
para bajas frecuencias. A medida que cae el voltaje de entrada, la corriente de entrada aumenta
para mantener el voltaje de salida. Si el filtro de entrada tiene un Q alto, es posible que la resistencia
negativa del regulador reductor se combine con el filtro de entrada para producir un oscilador de
onda sinusoidal. Este es otro lugar donde debe equilibrar los objetivos en competencia. Las
características de atenuación del filtro deben equilibrarse con la estabilidad. Reducir la frecuencia de
resonancia aumentará la atenuación, pero puede provocar inestabilidad en el bucle. Este es un lugar
donde es probable que sea necesaria la iteración en el laboratorio para obtener una fuente de
alimentación estable.
La hoja de datos nos brinda orientación sobre cómo compensar el ciclo de retroalimentación.
Comenzaremos con 330 pF para CC y 0 para RC y CF. Si tuviéramos que construir este diseño,
ajustaríamos los valores de estos tres componentes en el laboratorio para tener en cuenta los
efectos de segundo orden de los componentes y los efectos del diseño del circuito, usando el
método de compensación descrito en el Capítulo 1.
La hoja de datos también nos brinda orientación para seleccionar R1 y R2. Linear
Technology sugiere 10 k para R2 para minimizar el voltaje de compensación debido a la corriente
de polarización del pin de retroalimentación. La fórmula para R1 se da como:
R2 × (VSAL - 1,2)
R1 = = 17,5 K 1,2 - (R2 × 0,25 µA)
La Figura 4-3 es un circuito de la hoja de datos que proporciona un circuito de arranque suave
que usa componentes externos conectados al pin de compensación. Este circuito se puede usar
para cualquier controlador PWM de modo actual que no proporcione un
81
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
U1
Aumentar
Vin
SUDOESTE
SHDN
pensión completa
LT1765
v.c.
CSS
TIERRA
2K
SALIDA
15nF
CC
330pF
47K
Figura 4-3: Circuito de arranque suave usando componentes externos conectados al pin de compensación
Circuito de arranque suave. El arranque suave funciona limitando el aumento de voltaje en
el pin de compensación. El circuito agrega efectivamente el capacitor de arranque suave
(CSS) al capacitor de compensación para crear una respuesta muy amortiguada. A medida
que la salida se acerca al valor final, la amortiguación adicional disminuye gradualmente de
modo que solo los 330 pF controlan la compensación.
El diodo D1 de la figura 4-1 tendrá una caída de tensión directa de 0,4 V a una corriente de
3 A. Las ecuaciones hasta este punto han hecho la suposición simplificada de que la caída
directa del diodo es tan pequeña que puede ignorarse. En el caso de la Figura 4-1, podría
decirse que esto no es válido. Siempre que el voltaje de entrada esté bien regulado, los errores
no afectan el resultado final; el circuito aún podrá mantener el control. Sin embargo, si el voltaje
de entrada tiene un rango mayor, el circuito puede tener más problemas para mantener el
control. Necesitamos agregar la caída del diodo al voltaje de salida en cada una de las
ecuaciones donde VO aparece como el voltaje a través del inductor para obtener resultados
precisos.
CC se convierte en:
CC = (VO + VD)/VIN,
entonces DC = (3.3 + 0.4)/5.0 = 0.74 en lugar de 0.66.
82
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Circuitos no aislados
Este cambio en el ciclo de trabajo afectará el valor de la tensión de ondulación, la corriente de ondulación,
y el valor del inductor. La ecuación (4-3) da una ecuación más precisa para
el valor del inductor:
L = (VIN ÿ VO) * (VO + VD)/(ÿI * f * VIN)
(4-3)
Para la Figura 4-1, esto cambia el inductor de 3,6 µH a 4,0 µH.
La corriente de diodo de salida promedio se puede encontrar en:
IAVG = SALIDA
* (1 ÿ CD)
La disipación de potencia en el diodo a plena carga en la Figura 4-1 es (2,5 * (1 ÿ 0,74)
* 0,4) = 0,26 W. También debemos tener en cuenta las pérdidas en el interruptor del IC. Él
El voltaje de saturación en el peor de los casos es de 0,43 V. La corriente de conmutación promedio es:
* CC
IAVG = SALIDA
La potencia del interruptor en la Figura 4-1 es (2,5 * 0,74 * 0,43) = 0,80 W. La potencia real
la potencia disipada en el interruptor es ligeramente mayor debido a la pendiente de la forma de onda
de conmutación. La hoja de datos da este valor como:
17 ns *
*
YO FUERA
VIN
*f
Esto da una pérdida de conmutación total de 0,80 W + 0,27 W = 1,1 W. El circuito de refuerzo también
disipa el poder. La hoja de datos proporciona una fórmula para la disipación del circuito de refuerzo:
PBoost = (VO
2 * (SALIDA/50)/VIN) = 0,1 W.
El circuito de refuerzo consume 70 mA durante el tiempo de encendido, por lo que esta potencia es (0.07 *
0,74) * 0,3 V = 0,01 W. Esta potencia se puede ignorar.
La disipación de potencia total en el peor de los casos es de 1,46 W. Esto da una eficiencia del 86 % para
este circuito
Si volvemos a ejecutar el análisis para un voltaje de entrada de 12,0 V, veremos que el
la potencia del diodo de salida se convierte en una porción más significativa de la pérdida de potencia.
CC = (3,3 + 0,4)/12 = 0,31
INTERRUPTOR PS = (2,5 * 0,31 * 0,43) + (17 ns * 2,5 * 12 * 1,25 MHz) = 0,97 W
PBAUMENTO = (VO2
* (SALIDA/50)/VIN) = 0,05 W
PDIODO = (2.5 * (1 - 0.31) * 0.4) = 0.69W
83
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
La disipación de energía total en el peor de los casos es de 1,71 W. La eficiencia solo cae al 84
% porque la pérdida total en el interruptor es menor debido al ciclo de trabajo más corto.
Ambos números de eficiencia son los peores casos y serán mejores cuando el IC tenga
características enumeradas como típicas en la hoja de datos. Además, el voltaje de saturación de
un transistor bipolar disminuye a medida que aumenta la temperatura, como se esperaría a plena
potencia de salida.
La eficiencia en el rango del 85 % es adecuada para sistemas que se alimentan de fuentes
fuera de línea, como una PC de escritorio o un equipo de entretenimiento para el consumidor.
Pero para los equipos que funcionan con baterías, como los teléfonos móviles que funcionan
con un paquete de baterías compuesto por unas pocas celdas, cada punto porcentual adicional
de eficiencia aumenta la vida útil de la batería. La Figura 4-4 muestra un regulador reductor que
usa el controlador síncrono LT1773 para implementar un convertidor reductor de alta eficiencia.
El LT1773 es representativo de los controladores síncronos de simetría complementaria
disponibles de varios fabricantes de circuitos integrados.
La rectificación síncrona utilizando un transistor NMOS en lugar de un diodo reduce
significativamente las pérdidas. Del mismo modo, el uso de un transistor de lado alto PMOS elimina
la necesidad de un suministro de refuerzo. El controlador superior tira de la puerta PMOS a tierra
para encenderlo y al VIN para apagarlo. El controlador inferior tira de la puerta NMOS a VIN para
encenderlo y a tierra para apagarlo. La corriente puede fluir en cualquier dirección.
4,5 - 6,0 V
Batería
0.040
Vin
FCB
Sentido
68 uF
Ith
Ondulación de 50 mV
SUDOESTE
26,5 uH
LTC1773
30K
2,5 V 1,0 A
TG
Ejecutar/SS
BG
pensión completa
0,3 VSG
IRF5851
100nF
1,5 uF
TIERRA
10K
47pF
220pF
21,3K
Figura 4-4: Convertidor reductor de alta eficiencia con el controlador síncrono LT1773
84
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Circuitos no aislados
a través de un interruptor MOSFET cuando está encendido. La corriente en el NMOS
el interruptor fluye de la fuente al drenaje durante el funcionamiento normal. Con una corriente de salida
baja, es posible que la corriente del inductor llegue a cero. Cuando usas un
diodo, la corriente del inductor se detiene tan pronto como el diodo se polariza inversamente.
Con un interruptor NMOS, la corriente del inductor puede disminuir a cero y comenzar a
extraer corriente del condensador de salida. El LT1773 utiliza la conexión SW para
detectar cuando la corriente cambia de dirección. Cuando la corriente del inductor se vuelve negativa, el
IC apaga el interruptor inferior.
El suministro máximo de entrada obliga a nuestra elección de MOSFET. La puerta-fuente
el voltaje será igual al voltaje de entrada para ambos MOSFET. Hay básicamente tres clases de MOSFET:
entrada baja, entrada lógica y entrada normal. Él
Los MOSFET de bajo voltaje de entrada se encenderán alrededor de 1 V, pero el voltaje máximo de la
fuente de puerta es solo alrededor de 8 a 10 V. Los dispositivos de nivel lógico generalmente tienen una
fuente de puerta máxima de alrededor de 15 V y se encienden alrededor de 3 V. Dispositivos de nivel normal
tenga clasificaciones de fuente de puerta de alrededor de 20 V, pero encienda alrededor de 4–5 V.
Los controladores de rectificadores síncronos deben garantizar una cantidad mínima de tiempo
entre apagar el interruptor superior y encender el interruptor inferior. Si ambos
los transistores están encendidos al mismo tiempo, obtienes un cortocircuito destructivo de VIN
al suelo. La corriente del inductor debe continuar fluyendo durante este tiempo muerto.
El diodo de drenaje del cuerpo del interruptor NMOS proporciona el camino para la corriente
durante el tiempo muerto. Esta corriente almacenará carga en la unión del diodo hasta que
el interruptor se enciende y luego la carga se disipará en el interruptor.
Es posible un pequeño aumento en la eficiencia si el conmutador NMOS se conecta en paralelo con
un diodo Schottky. Los diodos Schottky no almacenan carga en la unión.
La figura 4-4 muestra un diseño que está optimizado para tamaño pequeño y lista de materiales baja
mediante el uso de un solo paquete que contiene un transistor PMOS y NMOS.
PMOS tiene aproximadamente el doble de resistencia que NMOS para la misma geometría.
El uso de MOSFET individuales para ambos interruptores permitirá seleccionar un PMOS
transistor cuya resistencia es aproximadamente igual a la del interruptor inferior. El PMOS en
el IRF5851 tiene 0,220 ÿ de resistencia y el NMOS tiene 0,120 ÿ de resistencia
ance En nuestro ejemplo, la disipación de potencia será:
(12 * 0,220 * (2,5/6)) + (12 * 0,120 * (1 ÿ (2,5/6)) = 0,092 W + 0,07 W = 0,16 W.
85
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Los MOSFET también extraen energía del suministro de entrada a medida que la puerta se
carga y descarga. Cada transistor consume una corriente igual a la carga total de la puerta
multiplicada por la frecuencia. La hoja de datos enumera la carga de puerta total de NMOS como
6,0 nC a 4,5 V y la carga de puerta de PMOS de 4,5 nC a 4,5 V. Necesitamos ajustar la carga de
puerta para tener en cuenta el VGS más grande de 6,0 V. Tenemos 6,0 * (6,0/4,5 ) = 8 nC y 5,4 *
(6,0/4,5) = 7,2 nC. La corriente MOSFET total es 550 kHz * 15,2 nC = 8,4 mA. Esto produce 8,4
mA * 6 V = 0,054 W que se utilizan para controlar los MOSFET. La potencia total perdida es de
0,21 W, lo que produce una eficiencia del 92 % a la salida máxima.
La eficiencia mejorará ligeramente a medida que la batería se descargue, ya que se consumirá
menos energía impulsando los MOSFET. Si usa valores típicos para la resistencia, obtiene 0,106
W + 0,054 W para una eficiencia del 94 %.
Los controladores de alta eficiencia implementan con frecuencia el modo de ráfaga para
situaciones de baja potencia de salida. A medida que disminuye la potencia de salida, el
controlador producirá una ráfaga de pulsos para cargar la salida y luego apagará el controlador
mientras la salida cae lentamente al voltaje de disparo bajo donde se emite una nueva ráfaga.
Esta operación es muy similar a cómo funcionan los controladores de modulación de frecuencia
de pulso. En lugar de un solo pulso largo que cambia la frecuencia del control, produce uno o
más pulsos a la frecuencia fija seguidos de períodos sin pulsos. Esto mejora el control de EMI
porque los filtros solo tienen que lidiar con la frecuencia del oscilador.
Diseños de convertidores elevadores
La Figura 4-5 muestra un convertidor elevador basado en el IC controlador PWM de modo de
corriente LT1680. Este controlador está diseñado para aplicaciones de alta potencia que utilizan
grandes interruptores NMOS externos. Incluye frecuencia ajustable, ciclo de trabajo máximo
seleccionable, corriente de accionamiento de interruptor alto, arranque suave y rango de modo
común de 60 V en el amplificador de detección de corriente. La hoja de datos de este IC lo guía a
través de la selección de todos los componentes necesarios para el diseño. La primera selección
es la frecuencia de operación y el límite del ciclo de trabajo. El nuestro es un diseño típico y utiliza
un ciclo de trabajo máximo de 100 kHz y 90 %.
Los convertidores elevadores no pueden implementar la protección contra cortocircuitos de
salida mediante el control IC y el circuito PWM. El diodo proporciona una ruta desde el
suministro de entrada hasta la salida independiente del interruptor, por lo que el controlador IC no puede girar
86
87
12,6
V
Figura
4-5:
Convertidor
elevador
basado
en
el
controlador
PWM
de
modo
actual
LT1680
680
uF
100nF
100K
1nF
15K
SL/
ADJ
Connecticut
5
Ref
yo
ave
Ejecutar/
SHDN
SS
220nF
LT1680
12
vinos
SGND
PGND
Sentido
Sentido+
220pF
PORTÓN
v.c.
pensión
completa
1nF
4,7
nF
4,7K
32
uH
IRFZ44V
0.005
MBR0520
MBR20100CT
2K
75K
Ondulación
de
100
mV
680
uF
5,2A
48
voltios
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Fuera del flujo de corriente. La única forma de implementar la limitación de corriente para un convertidor
elevador es proporcionar un límite de corriente lineal en la salida o en la entrada del convertidor.
suministro. Esta es una consideración seria si la limitación de corriente es un requisito de diseño. Un diseño
de transformador aislado suele ser una mejor opción si se produce un cortocircuito.
la limitación de corriente es una consideración.
El tamaño del inductor, el valor para el sentido actual, el MOSFET y el
condensador de salida se ven afectados por la decisión de utilizar el modo continuo o el funcionamiento en modo
discontinuo. La operación discontinua impedirá el uso de la función de límite de corriente promedio disponible en
este IC. Sin embargo, el modo discontinuo
permite utilizar un inductor más pequeño que el modo continuo.
La operación en modo discontinuo tiene ventajas en respuesta transitoria, compensación de pendiente y pérdidas
de conmutación. El modo discontinuo permite un transitorio más rápido
respuesta. Esto es especialmente cierto para una disminución rápida en la corriente de salida. Ya que
la corriente del inductor llega a cero para cada ciclo, una caída repentina en la demanda de corriente de salida
se puede ajustar en el siguiente ciclo acortando el deber
ciclo. Esto se llama volcado de carga. Lo único necesario para acomodar un
la disminución rápida de la corriente de carga es reducir la corriente del último pulso
almacenado en el condensador. No hay corriente de inductor para consumir. Asimismo, un
rápido aumento en la corriente de salida se puede acomodar rápidamente porque un gran
cantidad de la nueva corriente puede provenir de aumentar tanto el ciclo de trabajo como
Corriente pico. Otra ventaja del modo discontinuo es que el circuito
no se verá afectado por oscilaciones subarmónicas y no requerirá compensación de pendiente. Dado que la
corriente del inductor es cero y el voltaje del nodo del interruptor es cero
cuando el interruptor se enciende, no se consume energía de conmutación ya que el interruptor
encender. Encender el interruptor con flujo de corriente cero es el mejor caso para
pérdida de conmutación.
La desventaja del funcionamiento discontinuo es que la corriente máxima del inductor,
La corriente máxima del interruptor y la corriente de ondulación son muy grandes. La gran corriente de ondulación
requiere un condensador de salida de mayor valor con una pequeña ESR. Además, el interruptor
tener una relación muy grande de pico a corriente promedio, por lo que debe tener una muy grande
clasificación de corriente máxima. La potencia de salida total está limitada por la corriente máxima del inductor, y
la corriente máxima del inductor está limitada por la característica de saturación de
el inductor Una vez que el inductor se satura, ya no puede almacenar más
88
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Circuitos no aislados
energía. La corriente del inductor ya no está controlada por el voltaje aplicado cuando está
saturado, por lo que la corriente del interruptor puede aumentar muy rápidamente. Es probable que se
dañe el interruptor si el inductor se satura. El voltaje de ondulación es una función de la corriente de
carga para operación discontinua. Una corriente de salida más grande se traduce directamente en un
voltaje de ondulación más grande.
La operación en modo continuo tiene ventajas en la corriente de ondulación, la corriente máxima
del inductor, la corriente máxima del interruptor y la potencia de salida máxima. El volcado de
carga para una disminución rápida de la corriente de salida es problemático porque toda la energía
almacenada en el inductor debe volcarse en la carga. Aunque el interruptor se apague durante varios
ciclos, es posible que el voltaje de salida aumente rápidamente debido a la energía almacenada en el
inductor. La respuesta transitoria lenta en modo continuo hace que el arranque suave sea aún más
importante. La respuesta lenta hace que sea muy probable que se produzca un gran sobreimpulso de la
tensión de salida sin un arranque suave. En esencia, el arranque suave combina una respuesta transitoria
muy lenta durante el arranque con una respuesta transitoria más rápida para el funcionamiento normal.
La corriente de ondulación más baja en modo continuo permite usar capacitores de salida con
capacitancia más baja y ESR más alto para un voltaje de ondulación razonable. La tensión de ondulación
en modo continuo es constante.
El interruptor debe tener una clasificación de potencia mayor en el servicio de modo continuo porque el
interruptor se encenderá con el voltaje de salida completo aplicado mientras transporta la corriente del
inductor completo. Este es el peor caso para las pérdidas de conmutación en un interruptor.
El funcionamiento continuo requiere compensación de pendientes para ciclos de trabajo superiores al
50 %. La compensación de pendiente también requiere que el inductor tenga un valor mínimo para
garantizar que la compensación de pendiente permanezca bajo control. El inductor más grande permite
una mayor potencia de salida pero a expensas de la respuesta transitoria.
Nuestro ejemplo utilizará la operación en modo continuo ya que la aplicación es una aplicación de
telecomunicaciones de 48 V con potencia de salida relativamente constante. Nuevamente, elegiremos
una corriente de ondulación igual al 10% de la corriente total del inductor. Para el convertidor reductor,
la corriente máxima del inductor era igual a la corriente de salida más la mitad de la corriente de
ondulación. Este no es el caso en el convertidor elevador. Podemos partir del reconocimiento de que la
energía almacenada en el inductor mientras el interruptor está cerrado es igual a la energía entregada a
la carga:
VIN
*
IL-PROMEDIO
* CC = (VSAL - VIN) *
89
YO FUERA
(4-4)
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
DC = (VOUT ÿ VIN)/VOUT para un convertidor elevador.
La reorganización da una corriente de inductor promedio:
IL-PROMEDIO = (VSAL * ISAL)/VIN.
Sustituyendo la condición de carga máxima da:
IL-PROMEDIO = (5,2 * 48,0) / 12 = 20,8 A.
La corriente máxima del inductor será de 20,8 A + la mitad de la corriente de ondulación = 20,8 + 2,1 =
22,9 A.
Ahora estamos listos para determinar el tamaño del sentido actual. De la hoja de datos encontramos
que:
RSENSE = 120 mV/ILIMIT, solo RSENSE = 0,12/22,9 = 0,005 ÿ
Observe que RSENSE se coloca entre el inductor y el suministro de entrada. También podría colocarse
entre el inductor y el interruptor, pero esto causaría un problema para el amplificador de detección de
corriente. La colocación de la resistencia en la entrada de alimentación mantiene el voltaje de modo
común para el amplificador de detección de corriente estable y cerca del voltaje de suministro. Colocar
la resistencia de detección en el lado del interruptor del inductor hará que el voltaje de modo común
cambie de tierra a voltaje de salida total en cada ciclo. El voltaje de CA adicional causado por el rechazo
de modo común limitado interrumpiría el funcionamiento adecuado del amplificador de detección de
corriente.
Podemos usar la ecuación del inductor para derivar el equivalente del convertidor elevador de la
ecuación. (4-1):
L = VIN
* (VSAL - VIN)/(ÿI * f * VSAL)
(4-5)
Sustituyendo los valores de la Figura 4-5 da:
L = 12,0 * (48,0 ÿ 12,0)/(2,8 * 100 kHz * 48,0) = 32 µH.
El siguiente componente a elegir es el transistor interruptor. A 100 kHz, un MOSFET es la única opción
razonable. El voltaje de ruptura debe ser mayor que el voltaje de salida. El interruptor necesita una
pequeña cantidad de margen por seguridad. El IRFZ44V tiene una avería mínima de 60 V, lo que da
un margen del 25%. También debemos asegurarnos de que haya una capacidad de corriente y una
disipación de energía adecuadas.
90
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Circuitos no aislados
La corriente máxima para nuestro diseño es de 22,9 A, por lo que estamos muy por debajo de
la clasificación continua de 39 A (100 ÿC) de la pieza. La última consideración es la disipación de
energía adecuada. El ciclo de trabajo en el peor de los casos es del 90 % y la corriente máxima es de 22,9 A.
El peor caso de resistencia del dispositivo es 0,0165 ÿ, por lo que la potencia máxima es 22,9 * 22,9 *
0,0165, o 8,7 W. La hoja de datos del LT1680 muestra que los tiempos de subida y bajada
serán 50 ns con los 1800 pF del IRFZ44V. Es seguro asumir los mismos tiempos de subida y bajada
de los datos en la hoja de datos del IC. Las pérdidas de conmutación son:
50 ns
*
*
GPA
SALIDA
* f = 50 ns * 22,9 * 48 V * 100 kHz = 5,5 W.
La disipación total de 14,2 W está dentro de la capacidad del interruptor con un disipador de calor
adecuado. (Consulte el Capítulo 7 para la derivación de la fórmula de pérdida de conmutación).
La corriente máxima del diodo es igual a la corriente máxima del inductor, por lo que necesitamos
un diodo con una clasificación de corriente máxima de 23 A y un voltaje de ruptura al menos tan
grande como el voltaje de salida. El ciclo de trabajo de la corriente del diodo es mucho más pequeño
que el ciclo de trabajo del interruptor, por lo que la potencia promedio es mucho menor que la potencia
máxima. El diodo Schottky dual MBR20100CT proporcionará un margen más que suficiente con una
ruptura de 100 V, una corriente de 20 A por dispositivo y una caída directa de 0,9 V. En el peor de los
casos, la disipación de energía ocurre durante el corto tiempo de un volcado de carga donde la corriente
máxima máxima del inductor fluye continuamente. Esto dará 0,9 V * 22,9 A, o 20,6 W. El ciclo de trabajo
del diodo del 25 % dará una potencia promedio de 5,1 W. Esta potencia requerirá un disipador de calor
para el diodo.
Los problemas de ruido de entrada y salida son opuestos al caso del convertidor reductor. La corriente
de entrada para un convertidor elevador es constante (con operación continua) con una corriente de
ondulación igual a la corriente de ondulación del inductor. Esto hace que los requisitos del filtro sean
relativamente fáciles de implementar. El trabajo de filtro también es más fácil ya que la forma de onda
es una onda triangular en lugar de una onda cuadrada. Podemos aproximar la corriente de ondulación
RMS como 0,707 * (corriente de ondulación PP/2). Esto no es exacto, pero no necesitamos un valor
exacto. Necesitaremos margen de todos modos, por lo que un error menor solo se tendrá en cuenta en
el margen.
La corriente de salida aplicada al condensador de salida es esencialmente una onda de diente de
sierra con un valor máximo igual a la corriente máxima del inductor. El condensador de salida ESR es
muy importante debido al valor muy grande de la corriente de ondulación.
La corriente de ondulación RMS se puede determinar a partir de:
91
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
(4-6)
IRMS = IPK (CC ÿ CC2 )
Podemos usar el mismo proceso que en el diseño del convertidor reductor para asignar un
tercio del voltaje de ondulación a la impedancia del capacitor y dos tercios del voltaje de ondulación
a la ESR del capacitor de salida. Al igual que en el caso del convertidor reductor, podemos
terminar necesitando más capacitancia para cumplir con los requisitos de disipación del
condensador y la ondulación del voltaje debido a la gran ESR.
El diseño de refuerzo no se presta a la rectificación síncrona. Es posible implementar la rectificación
síncrona, pero debe usar componentes discretos.
Solo he encontrado un IC boost que implementa la rectificación síncrona.
Los convertidores elevadores utilizan un diodo como rectificador, lo que reduce la mejor eficiencia
posible. En aplicaciones donde el ciclo de trabajo es de alrededor del 50 %, la disipación del diodo
puede ser mucho mayor que la disipación del interruptor. La eficiencia de este diseño es de
aproximadamente 89%.
La Figura 4-6 muestra una aplicación de batería para un convertidor elevador donde la entrada es
suministrada por una celda de litio o múltiples celdas de NiMH. El MAX1896 es un IC de 6 pines
que está diseñado para una lista mínima de materiales y un tamaño extremadamente pequeño. Es
un controlador PWM de modo actual que implementa todas las funciones de modo actual, como
compensación de pendiente, compensación de retroalimentación, frecuencia de conmutación y
detección de corriente dentro del IC. El funcionamiento a 1,4 MHz contribuye a su pequeño tamaño
porque el inductor puede ser muy pequeño y los condensadores de filtro pueden ser de cerámica o
de tantalio. El circuito de control también implementa la omisión de pulsos para permitir el
funcionamiento con una corriente de salida baja.
12,0 V
400mA
2,6 - 5,5 V
MAX1896
15 uH
Vin
Ondulación de 100 mV
SUDOESTE
SAI120
SHDN
pensión completa
36K
10 uF
22 uF
Arranque suave
tantalio
TIERRA
12K
270 nF
Figura 4-6: Ejemplo de convertidor elevador operado por batería de litio o NiMH
92
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Circuitos no aislados
Este IC aprovecha el control de parámetros que es posible en circuitos monolíticos. Dado que la
resistencia del interruptor FET está bien controlada, se puede utilizar como sentido de corriente para
el circuito PWM. El voltaje en el pin LX es directamente proporcional a la corriente del inductor
cuando el interruptor está encendido. El sentido de corriente a través de la resistencia de 0,7 ÿ
establece un disparo de corriente entre 550 y 800 mA.
El límite de corriente es una función tanto de la resistencia como de la compensación de pendiente
(e, indirectamente, del ciclo de trabajo).
Este circuito es un poco diferente del ejemplo anterior donde teníamos un voltaje de entrada bastante
estable. El voltaje de la batería cambiará significativamente durante el uso.
El voltaje disminuirá con bastante rapidez cerca del final de la carga de las celdas de NiMH. Tenemos
que diseñar el circuito asumiendo el voltaje de entrada más bajo para asegurar un ciclo de trabajo
suficiente para almacenar la energía adecuada en el inductor. Nuevamente, debemos elegir la corriente
de ondulación. Podemos elegir una corriente de ondulación más grande de 100 mA, ya que la alta
frecuencia permite el uso de capacitores relativamente pequeños sin dejar de tener un voltaje de
ondulación pequeño. Usamos los valores de la figura 4-7 y la ecuación. (4-5):
L = 2,6 * (12,0 ÿ 2,6)/(0,10 * 1,4 MHz * 12,0) = 15 µH.
La frecuencia de conmutación de 1,4 MHz permite condensadores de filtro muy pequeños que
pueden ser de tantalio o de cerámica. El circuito de compensación interno se basa en un cero de baja
frecuencia proporcionado por un capacitor de tantalio y su ESR. Si se usa un capacitor cerámico, la
ESR muy baja colocará el cero en una frecuencia mucho más alta. El otro problema con los capacitores
cerámicos es que la inductancia equivalente es significativa. La inductancia y la pequeña ESR complican
la ecuación del bucle. La hoja de datos proporciona los datos necesarios para calcular un condensador
de alimentación directa que compensará externamente el bucle de realimentación cuando se utilice un
condensador cerámico.
Este circuito tiene un circuito de arranque suave interno que requiere solo un capacitor para establecer
el tiempo de arranque suave. El circuito limita la corriente del interruptor hasta que el pin de arranque
suave alcance los 1,5 V. Podemos usar el voltaje del comparador y la corriente de arranque suave de
4 µA para calcular el valor del condensador a partir del tiempo necesario. Nuestro ejemplo necesita
100 ms de tiempo de arranque suave, por lo que podemos usar las definiciones de capacitancia, carga
y corriente:
Carga total = corriente * tiempo = 4 µA * 100 ms = 400 nC
93
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
C = Q/V = 400 nC/1,5 V = 266 nF
Así que elegimos un valor estándar de 270 nF para el condensador de arranque suave.
Invertir diseños
La Figura 4-7 muestra un diseño inversor utilizando el controlador inversor MAX1846.
Este controlador IC está diseñado para un diseño de funciones completas donde el control máximo de
los parámetros se equilibra con un tamaño pequeño. Este diseño es otro en el que crearemos una salida
a partir de varias celdas de NiMH. El rango de entrada mínimo de 3,0 V del controlador IC impide su uso
en una aplicación de una sola celda de litio.
El primer parámetro a elegir es la frecuencia de conmutación. La frecuencia del controlador se puede
establecer entre 100 y 500 kHz. La eficiencia del diseño dependerá de la frecuencia de conmutación
debido al requisito de un FET de canal P.
Los FET de canal P tienen mayores pérdidas de conmutación que los dispositivos de canal N porque
son dispositivos portadores minoritarios. Necesitamos equilibrar las pérdidas dinámicas en el interruptor
con el rendimiento mejorado que viene con componentes más pequeños y una frecuencia más alta. El
otro parámetro que restringe la frecuencia de conmutación es el ciclo de trabajo máximo frente a la
frecuencia de conmutación. El controlador tiene un tiempo de inactividad mínimo de 400 ns que reduce el
ciclo de trabajo máximo a medida que aumenta la frecuencia. A medida que aumenta la relación entre el
voltaje de salida absoluto y el voltaje de entrada, aumenta el ciclo de trabajo máximo. Podemos reordenar
la Ec. (1-10) del Capítulo 1 para obtener el ciclo de trabajo en función del voltaje de entrada y salida:
Ciclo de trabajo = Vsal/(Vsal ÿ Vin).
Sustituyendo nuestros valores, vemos que el ciclo de trabajo máximo es:
Ciclo de trabajo = (ÿ12)/(ÿ12 ÿ 3,0) = 80 %.
La hoja de datos muestra que el valor típico para un ciclo de trabajo máximo del 80% ocurre para una
frecuencia de conmutación de 500 kHz. No habrá suficiente margen porque las peores condiciones para
el IC no darán un ciclo de trabajo del 80 %.
Podemos seleccionar una frecuencia de conmutación de 400 kHz para proporcionar el margen necesario.
Esta fuente de alimentación de ejemplo está diseñada para un sistema analógico que puede tener
transitorios de corriente significativos, por lo que debemos diseñar esta fuente para transitorios rápidos.
94
95
3,0
-5,2
V
100
uF
Figura
4-7:
Diseño
inversor
utilizando
el
controlador
inversor
MAX1846
470
nF
150K
220nF
10K
FBVc
VL
FRECUENCIA
TIERRA
MAX1846
Vin
U1
PGND
sentido
Vref
SUDOESTE
1,2
nF
100nF
22K
IRF7425
0.027
4,8
uH
SAI120
10K
95K
Ondulación
de
30
mV
400mA
-12,0
V
100
uF
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
respuesta. La misma relación expresada en la Ec. (4-4) se aplica a una inversión
diseño.
VIN
*
IL-PROMEDIO
* CC = VSALIDA
*
YO FUERA.
Sustituyendo el ciclo de trabajo y reorganizando se obtiene:
yo
L-PROMEDIO
= (VSAL ÿ VIN) * ISAL/VIN = (ÿ12 ÿ 3,0) * ÿ0,5/3,0 = 2,5 A. (4-7)
Tenga en cuenta que es importante utilizar los signos adecuados para la corriente de salida y la salida.
¡Voltaje! Podemos seleccionar una corriente de ondulación igual al 50% de la corriente media del inductor
a carga máxima. Esto da una corriente máxima en el inductor de 3,13 A. Ajuste
una corriente de ondulación tan alta a carga máxima y voltaje de entrada mínimo es
probable que provoque un funcionamiento discontinuo con cargas muy ligeras y al máximo
voltaje de entrada. El voltaje de ondulación será constante mientras el suministro opere en
modo continuo. El voltaje de ondulación será aún menor una vez que cambie el suministro
al funcionamiento discontinuo con baja corriente de salida. Es importante verificar el bucle.
estabilidad en el laboratorio tanto para operación continua como discontinua debido a que la
la ganancia del bucle será diferente según el modo.
Nuevamente usamos la ecuación del inductor y la reorganizamos para un convertidor inversor:
L = (VIN * VSAL )/((ÿI * f ) * (VSAL ÿ VIN)).
(4-8)
Sustituyendo los valores de la Figura 4-8 da:
L = (3,0 * (ÿ12, 0))/((1,25 * 400 kHz) * (ÿ12 ÿ 3,0)) = 4,8 µH.
La Figura 4-8 proporciona los parámetros operativos tanto para la entrada como para la salida. Nosotros
usó el voltaje de entrada mínimo y la corriente de salida máxima para determinar la
tamaño del inductor, asumiendo operación en modo continuo. Podemos usar el voltaje de entrada máximo
y la corriente de salida mínima para ver los efectos de la operación discontinua.
El ciclo de trabajo para celdas completamente cargadas será:
Ciclo de trabajo = (ÿ12)/(ÿ12 ÿ 4,2) = 0,74.
Podemos reordenar la Ec. (4-8) para resolver para ÿI:
ÿI = (VIN * VOUT)/((L * f ) * (VOUT ÿ VIN)) = (4,2 * (ÿ12))/ ((4,8 µH * 400 kHz) *
(ÿ12 ÿ 4,2)) = 1,62 UNA.
96
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Circuitos no aislados
IL-AVG es igual a ÿI/2 en el punto donde el modo cambia de continuo a discontinuo.
Podemos reordenar la Ec. (4-7) para resolver IOUT:
ISALIDA = (IL-PROMEDIO * VIN)/(VSAL ÿ VIN) = (0,81 * 4,2)/(ÿ12 ÿ 4,2) = 210 mA.
Este resultado indica que nuestro diseño estará en modo discontinuo cuando las celdas estén
completamente cargadas y la corriente de carga sea inferior a 210 mA.
Un suministro inversor implementado con un IC de modo de corriente proporcionará una limitación
de corriente de cortocircuito inherente porque el interruptor desconecta el inductor del suministro de
entrada. La corriente de cortocircuito de salida se limitará a la corriente máxima del inductor.
La resistencia de detección de corriente se determina a partir de la corriente máxima del inductor en
la salida máxima utilizando la fórmula de la hoja de datos:
SCR =0.085V/IL =0.085/3.13A=0.027ÿ.
El voltaje de la puerta del interruptor es igual al voltaje de entrada. Esto significa que debemos
comenzar nuestra búsqueda de un dispositivo que se encienda completamente a 3,0 V. El voltaje de
la fuente de drenaje será igual al voltaje de entrada más el voltaje de salida, por lo que el voltaje de
ruptura debe ser mayor a 16,2 V. El último parámetro para determinar es la corriente máxima de
drenaje. Nuestro suministro tiene una corriente máxima de inductor de 3,13 A. El IRF7425 es un
dispositivo razonable que cumple con estos requisitos.
Tanto la corriente del condensador de entrada como la corriente del condensador de salida son
discontinuas para un diseño inversor. La forma de onda en la entrada y la salida son ondas de
diente de sierra con una amplitud máxima igual a la corriente máxima del inductor. Tanto la ESR
como la clasificación de corriente de ondulación son consideraciones importantes para los
condensadores de entrada y salida. Las consideraciones del filtro de entrada de Q y la impedancia
de entrada negativa son las mismas que vimos con el convertidor reductor. La corriente del
condensador de entrada RMS se muestra a continuación:
IRMS = SALIDA (CC/(1 ÿ CC))1/2
Diseños Step Up/ Step Down (Buck/ Boost)
La Figura 4-8 muestra una implementación de un diseño de incremento/reducción basado en el
convertidor reductor/elevador MAX641.
97
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
8 - 16 V
20K
IRF5851
MAX641
Lx
Vout
12,0 V
1300K
LBI
1N5187
100mA
8,7 uH
LBO
Ondulación de 20 mV
Ext.
Vcomp
pensión completa
240K
TIERRA
1N5817
1000K
470 uF
2,2 µF
110K
Figura 4-8: Diseño ascendente/descendente basado en el convertidor reductor/elevador MAX641
El MAX641 está diseñado como un convertidor de regulación elevador para uso de salida fija. Se
presta al diseño buck/boost porque tiene pines de accionamiento complementarios. El pin LX se
controla desde un MOSFET interno y el pin Ext está diseñado para controlar un interruptor MOSFET
externo en diseños de mayor potencia. El pin VOUT en realidad se usa para suministrar energía a los
circuitos internos del IC. En el modo de refuerzo normal, el inductor suministrará corriente para arrancar
el sistema. En este diseño, necesitamos usar el pin VOUT conectado directamente a VIN para
suministrar corriente IC.
El método de diseño es idéntico al diseño inversor. La fórmula para el ciclo de trabajo para el modo
continuo es:
Ciclo de trabajo = VSALIDA/(VIN + VSALIDA).
La corriente máxima del inductor ocurrirá cuando el voltaje de entrada esté por debajo del voltaje de
salida y el sistema esté actuando como un convertidor elevador. La misma relación expresada en la
Ec. (4-4) se aplica a este diseño.
VIN
*
IL-PROMEDIO *DC= VSAL* ISAL.
Sustituyendo el ciclo de trabajo y reorganizando se obtiene:
98
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Circuitos no aislados
IL-PROMEDIO = (VOUT + VIN) * IOUT/VIN = (4,0 + 6,0) * 1,0/4,0 = 2,5 A.
Podemos seleccionar una corriente de ondulación igual al 20% de la corriente promedio del
inductor a carga máxima. Esto da una corriente máxima en el inductor de 2.75 A. Necesitaremos
usar el voltaje de entrada mínimo para seleccionar un inductor lo suficientemente pequeño para
permitir un flujo de corriente adecuado.
Nuevamente usamos la ecuación del inductor y la reorganizamos para este convertidor:
L = (VIN * VSAL)/((ÿI * f ) * (VSAL + VIN)).
Sustituyendo los valores de la Figura 4-9 da:
L = (4,0 * 6,0)/((0,5 * 550 kHz) * (4,0 + 6,0)) = 8,7 µH.
La selección de los MOSFET sigue los criterios que hemos utilizado anteriormente. Primero,
seleccionamos partes en función del voltaje de puerta y luego en función del voltaje de drenaje.
Finalmente, aseguramos que la calificación actual es adecuada.
Este diseño es bastante costoso debido al interruptor adicional y al diodo adicional requerido.
Estos componentes adicionales agregan costos a la lista de materiales y reducen la eficiencia. Otro
diseño que cambia el costo del interruptor y el diodo adicionales por el costo de un inductor y capacitor
adicionales es el diseño del convertidor de inductancia primaria de un solo extremo (SEPIC). En la
Figura 4-9 se muestra un diseño SEPIC representativo.
Hay muy poca información de diseño disponible sobre los convertidores SEPIC. En mi búsqueda
de sitios web de proveedores de circuitos integrados, encontré tres descripciones apenas adecuadas
del diseño de un convertidor SEPIC. Estos fueron DN48 de TI (Unitrode), AN1051 de Maxim y un
artículo de National Semiconductor en EDN Magazine, 17 de octubre de 2002.
La mejor manera de describir el funcionamiento del convertidor SEPIC (y los convertidores Cuk y
Zeta, que son variantes) es comenzar a pensar en el circuito como algo similar a una etapa
amplificadora acoplada a voltaje RC. En un amplificador RC, la resistencia de carga permite que el
dispositivo activo (un interruptor, en nuestro caso) produzca un voltaje variable al cambiar la cantidad
de corriente consumida a través de la resistencia. Este voltaje de CA está acoplado al circuito de
carga por medio del capacitor, que es un cortocircuito para la CA. El condensador bloquea la CC
aplicada al amplificador desde la carga.
En RF, la resistencia se puede reemplazar con un estrangulador para que el amplificador se disipe
99
100
8
-16
V
47
uF
4,7
Cerámica
Figura
4-9:
Diseño
representativo
de
convertidor
inductancia
primaria
de
un
solo
extremo
(SEPIC)
47pF
6,8
nF
33K
80,6K
FBFreq
Ith
Modo
INTVcc
LTC1871
Vin
TIERRA
U1
Sentido
Puerta
Correr
IRF7470
8,7
uH
1M
10
uF
Cerámico
CMDSH-3
8,7
uH
105K
12,1K
47
uF
Ondulación
de
20
mV
100mA
12,0
V
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Circuitos no aislados
menos poder. La forma de onda cuadrada se transfiere al circuito de carga donde el diodo, el
inductor y el capacitor de filtro convierten la CA en voltaje de salida de CC, al igual que en un
convertidor reductor.
Los dos inductores en un circuito SEPIC tienen el mismo voltaje y la misma corriente siempre que
los valores del inductor sean idénticos. Los circuitos SEPIC generalmente se diseñan con inductores
de igual valor para simplificar el diseño, pero no se requieren inductores de igual valor. Si los valores
del inductor son iguales, ambos inductores pueden enrollarse en el mismo núcleo. DN 48 da una
secuencia de diseño razonable. Las ecuaciones del inductor y del ciclo de trabajo para un circuito
SEPIC son las mismas que para el diseño reductor/elevador de la figura 4-8.
Primero, seleccionamos la frecuencia de conmutación. A continuación, calculamos la corriente de
inductor más alta. La corriente máxima del inductor ocurrirá cuando el voltaje de entrada esté por
debajo del voltaje de salida y el sistema esté actuando como un convertidor elevador.
IL-PROMEDIO = (VOUT + VIN) * IOUT/VIN = (4,0 + 6,0) * 1,0/4,0 = 2,5 A.
Podemos seleccionar una corriente de ondulación igual al 20% de la corriente promedio del
inductor a carga máxima. Esto da una corriente máxima en el inductor de 2.75 A. Necesitaremos
usar el voltaje de entrada mínimo para seleccionar un inductor lo suficientemente pequeño para
permitir un flujo de corriente adecuado.
Nuevamente usamos la ecuación del inductor y la reorganizamos para este convertidor:
L = (VIN * VSAL)/((ÿI * f ) * (VSAL + VIN)).
Sustituyendo los valores de la Figura 4-9 da:
L = (4,0 * 6,0)/((0,5 * 550 kHz) * (4,0 + 6,0)) = 8,7 µH.
Este es el valor para ambos inductores.
El siguiente paso es determinar la corriente de ondulación RMS en el condensador de acoplamiento.
DN48 da la siguiente ecuación:
(4/(4+6))=* (IOUT(max)2
2.52 * ( 1 ÿ (4/(4+6))))
* DC (max) * IIN(max)2 * (1 ÿ DC(max)))1/2 IC RMS = (1 *
1/2
= 1,22 A
101
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Debemos seleccionar un capacitor de acoplamiento que tenga la capacidad de manejar potencia para esta
corriente de ondulación.
Elegimos el capacitor de salida para dar la ondulación de salida deseada, nuevamente asignando dos tercios
del voltaje de ondulación a ESR y un tercio a XC. La corriente de ondulación de salida viene dada por:
IRMS = SALIDA (CC/(1 ÿ CC))1/2
Usamos las ecuaciones que se muestran en la sección del convertidor reductor para calcular el valor
del capacitor y determinar la ESR requerida.
El regulador de voltaje interno establece el voltaje de puerta del MOSFET en 5,2 V. Esto requerirá un
MOSFET de nivel lógico. El voltaje de drenaje es igual a VIN + VOUT. La corriente máxima del MOSFET es
IIN + IOUT. La corriente máxima del diodo y el voltaje inverso máximo son iguales al voltaje MOSFET y
MOSFET
Actual.
Diseños de bomba de carga
La siguiente secuencia de diseño debería servir como punto de partida para aquellos nuevos en el diseño
de bombas de carga:
1. Elija un IC según la potencia de salida, el tamaño físico, el voltaje de entrada, etc.
La relación entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida determinará si se selecciona un convertidor
elevador, reductor o inversor. También selecciona en función de si se requiere regulación de voltaje de
salida.
2. Elija la frecuencia de conmutación (si es ajustable) y el valor del capacitor flotante.
3. Elija el voltaje de ondulación de salida. Elija el capacitor de salida según el voltaje de ondulación de salida.
La Figura 4-10 muestra una bomba de carga elevadora con regulación de salida. El LTC3200-5
producirá 5,0 V regulados sobre el rango de entrada de una sola celda de litio. Este circuito es típico de
los circuitos integrados de bomba de carga donde la cantidad de componentes externos es muy pequeña.
Este IC requiere solo tres capacitores para convertir un voltaje bajo no regulado en 5,0 V regulados. El IC
proporciona un divisor de voltaje interno para que el circuito de retroalimentación establezca el voltaje de
salida en 5,0 V.
102
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Circuitos no aislados
1 µF
Gorra+
Gorra
2,7-4,5 V
5,0 V
Vin
Vout
1 hora
SHDN
1 µF
1 µF
TIERRA
1 µF
LTC3200-5
Figura 4-10: Bomba elevadora de carga con regulación de salida
Los capacitores cerámicos pequeños están indicados para los tres capacitores debido a la frecuencia
de conmutación de 2 MHz.
Como se mencionó en el Capítulo 1, la bomba de carga tiene una resistencia equivalente a:
REQ = 1/(f * CFVUELO)
siempre que la resistencia equivalente sea mucho mayor que la resistencia del interruptor
interno. Esta resistencia equivalente es una fuente de disipación de potencia. Es posible reducir la
disipación mediante el uso de un condensador flotante de mayor valor hasta que domine la ESR.
La hoja de datos advierte contra el uso de capacitores voladores electrolíticos de tantalio o aluminio
porque el capacitor volador puede tener voltaje negativo durante el arranque del suministro. Estos
capacitores no serían una buena opción para este suministro en cualquier caso, porque tendrán una
ESR significativa a la frecuencia de conmutación de 2 MHz.
La eficiencia del suministro depende de la relación entre el voltaje de salida y el de entrada.
La naturaleza de conmutación de la bomba de carga produciría una eficiencia de casi el 100 % para
una tensión de salida dos veces mayor que la tensión de entrada y una carga muy ligera. A medida
que aumenta la carga, aumentan las pérdidas en la ESR del condensador y las resistencias internas.
Las pérdidas debidas a la resistencia de conmutación equivalente también aumentan a medida que
103
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
aumenta la corriente de carga. Estas pérdidas limitan la corriente de salida a una entrada muy baja.
voltajes, como se muestra en la hoja de datos.
Para regular a un voltaje inferior al doble de la entrada, el IC debe disipar
potencia para voltajes de entrada de 2,7 a 5,0 V. El IC funciona de manera muy similar a un lineal
regulador en este caso. Con un voltaje de entrada de 5,0 V, la eficiencia cae al 50 %.
La hoja de datos sugiere que los capacitores de 1 µF son adecuados para los tres capacitores. La corriente de
salida máxima depende del tamaño del capacitor flotante
hasta que la resistencia del interruptor interno comience a dominar. La hoja de datos da
resistencia equivalente versus temperatura para dos voltajes de entrada y usando un
Condensador flotante de 1 µF. La resistencia equivalente de conmutación es 1/(f * C), que es
0,5 ÿ.
A continuación, elegimos el capacitor de salida en función de la ondulación de salida requerida. Nosotros
utilizará un condensador de cerámica que tiene esencialmente cero ESR, por lo que el capacitivo
la reactancia es la fuente dominante de ondulación.
EN
páginas
= IOUT/( 2 *
Pi * f * C) = 40 mA/(6,28 * 2 MHz * 1 µF) = 3 mV
Usamos el valor de IOUT porque el ciclo de trabajo es del 50% y la corriente suministrada a la salida es
esencialmente una onda cuadrada.
El valor del capacitor de entrada tiene menos efecto en la ondulación porque la entrada
la corriente es esencialmente igual mientras el capacitor flotante se está cargando y mientras la corriente se
transfiere a la salida. Hay un período de tiempo muy corto en el que el
los relojes no superpuestos que accionan los interruptores están todos apagados. Este tiempo es de
aproximadamente 25 ns para el LTC3200-5. El valor RMS de un pulso tan corto es muy
pequeña. Sin embargo, los tiempos de subida y bajada siguen siendo bastante rápidos, por lo que el capacitor debe
Esté muy cerca del IC para evitar que la inductancia de la traza de entrada cree un circuito resonante que
sonará. La figura 4-10 muestra un inductor y un capacitor adicional que forman un filtro pi para proporcionar
filtrado adicional de ruido.
reflejada en el suministro de entrada.
La Figura 4-11 muestra una bomba de carga inversora con regulación de salida. De nuevo, esto
IC proporciona un voltaje de salida regulado con un recuento de componentes pequeños (cuatro
condensadores y dos resistencias). Este IC funciona cargando los dos capacitores voladores en paralelo a través
del suministro de entrada durante la fase de carga. Durante el
104
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Circuitos no aislados
+5 V
Vin
Cap1+
-9,0 V
270 nF
15mA
Cap1-
Vout
1 µf
R2
MAX868
Cap2+
R1
500K
270 nF
Cap2-
900K
10 uF
pensión completa
SHDN
TIERRA
PGND
Figura 4-11: Bomba de carga inversora de voltaje con regulación de salida
fase de descarga, los interruptores se reconfiguran para apilar los dos capacitores
flotantes en serie para producir un voltaje negativo igual al doble de VIN.
Maxim describe el mecanismo de regulación como control PFM, pero el mecanismo de control
en realidad es una caída de pulso. El reloj funciona a una frecuencia constante de 450 kHz y el
circuito de control reduce los pulsos según sea necesario para mantener la salida bajo control.
Notará que una resistencia de retroalimentación está vinculada al voltaje de entrada. Esto es
necesario porque el pin de retroalimentación debe estar por encima del suelo. El diseño de la
figura 4-11 requiere que se regule el voltaje de entrada porque el circuito de retroalimentación usa
el voltaje de entrada como referencia. Una alternativa es proporcionar un segundo voltaje de
entrada que sea una referencia para el regulador. La hoja de datos sugiere establecer R2 en un
valor entre 100 y 500 K para limitar el consumo de corriente del divisor. Luego use la fórmula de
la hoja de datos para R1:
R1 = R2 * (OVSALÿ / VREF).
La hoja de datos proporciona ecuaciones que nos permiten calcular los valores
requeridos para C1, C2 y COUT.
Para un valor dado de C1 y C2, podemos verificar que la corriente de salida máxima
disponible cumple con el objetivo de diseño. Maxim elige dar esta ecuación en lugar de una
fórmula para calcular los capacitores:
105
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
(2 × VIN) - ÿVOUTÿ
SALIDA(MAX) =
4
10 voltios
+ RUTA ×
fmáx × (C1 + C2)
(4-9)
VIN + ÿVOUTÿ
La hoja de datos proporciona 450 kHz como frecuencia máxima y 70 ÿ como frecuencia máxima.
resistencia de salida equivalente. La ecuación (4-10) es el resultado de la ecuación. (4-9), basado en
ajustando C1 y C2 al infinito. Esto dará la corriente máxima absoluta
basado únicamente en los voltajes y las características del IC. Sustituimos la entrada de 5,0 V
y salida de ÿ9,0 V para determinar si podremos obtener una salida de corriente de 15 mA.
(2 × 5,0)ÿÿÿ9,0ÿ
SALIDA(MAX) =
10 voltios
70 ×
(4-10)
5,0 +ÿÿ9,0ÿ
Esto indica que deberíamos poder usar este dispositivo para esta cantidad de corriente.
El denominador de la Ec. (4-10) es 50, por lo que podemos trabajar hacia atrás para obtener valores
razonables para C1 y C2. Para 15 mA de corriente de salida, el denominador en
ecuación (4-9) es:
66,6 = 1/0,015 mA
El término de capacitancia en el denominador de la ecuación. (4-9) ahora se puede evaluar
utilizando:
4
+ 50
66,6 =
450 kHz × (C1 + C2)
Resolviendo rendimientos:
C1 = C2 = 0,27 µF.
La hoja de datos también proporciona una ecuación en términos de XC, ROUT y ESR:
1
VRIPPLE(PP) = ((2 × VIN) ÿ ÿ VOUT ÿ) ×
4 × SALIDA
1+
C1 + C2
106
VSG
+
DERROTA
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Circuitos no aislados
Dado que ROUT es de 70 ÿ, la ESR de un capacitor cerámico no contribuirá a ese término.
10 µF es un comienzo razonable para COUT. Esto produce un voltaje de ondulación de:
1
=13 mV.
VRIPLE(PP) = ((2 × 5,0) ÿ ÿ 9,0 ÿ) ×
1+
4 × 10 µF
0,27 µF + 0,27 µF
Los capacitores de tantalio tendrán una ESR del orden de 0,5 a 3 ÿ en este rango de capacitancia
y rango de voltaje (según el fabricante y la tecnología), por lo que el voltaje de ondulación será
significativamente mayor con los capacitores de tantalio.
El condensador de entrada ESR es mucho más importante para un suministro inversor
porque el IC consume corriente solo mientras carga los condensadores flotantes. La corriente
máxima de entrada es el doble de la corriente de salida. La ondulación de entrada es aún más
importante si se usa VIN como referencia. Una vez más, es apropiado un capacitor cerámico de
gran valor con ESR de bajo valor.
Consideraciones de diseño
El protoboard blanco básico que usó en sus clases de EE para principiantes funcionará para una
pequeña fuente de alimentación de hasta quizás una frecuencia de conmutación de 20 kHz. Ya no
hay muchas fuentes de alimentación útiles que funcionen a una frecuencia tan baja. Un regulador
de conmutación moderno funcionará desde 100 kHz hasta varios MHz. Los armónicos de la forma
de onda de conmutación se extienden hasta el rango de frecuencia VHF. Si no se utiliza una placa
de PC que use un buen diseño de alta frecuencia, se garantizarán resultados decepcionantes (y,
probablemente, mucho humo).
Hay dos cuestiones que tenemos que considerar. El primero es diseñar el diseño del circuito de
suministro de energía para que no interfiera con su propio funcionamiento. El segundo es
considerar cómo los voltajes y las densidades de corriente potencialmente enormes pueden
interferir con el resto del sistema si la fuente de alimentación se coloca demasiado cerca de
circuitos sensibles.
Las CPU Pentium pueden consumir 40 A. Incluso 10 mÿ producirán una caída de voltaje de
0,4 V. En una fuente de alimentación de este tipo, es muy importante mantener las señales
de bajo nivel aisladas de las rutas de alta corriente de los rectificadores y conmutadores. Es fácil
pasar por alto las consecuencias magnéticas de tales corrientes. Cada bucle donde este
107
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
los flujos de corriente son un inductor de una sola vuelta que tendemos a ignorar. Nuestro
ejemplo crearía hasta 10 vueltas A de campo magnético de CA que pueden acoplarse
fácilmente en pistas y bucles adyacentes en la fuente de alimentación y otros circuitos cerrados.
Las aplicaciones de Pentium son bastante extremas, pero ilustran lo fácil que es tener otras
opciones de diseño intrascendentes sabias que se vuelven importantes en el cambio de suministros.
La Figura 4-12 muestra un esquema y un diseño de PCB representativos de la hoja de datos
del LT1871. Esto da un buen ejemplo de las consideraciones en el diseño de un circuito. La
figura no muestra la parte inferior de la PCB. El diseño necesita un gran plano de tierra continuo
en la parte inferior de la placa que se extienda desde el lado derecho de la placa hasta el área
de la vía en el pin de tierra del IC. El plano de tierra debe estrecharse en este punto y luego
expandirse para conectarse a las vías de los circuitos de temporización y medición. Esto se
indica en el esquema por la conexión a tierra más estrecha entre el pin GND y los componentes
a la izquierda en el esquema.
La primera consideración del diseño es darse cuenta de que la corriente de tierra del
suministro de entrada fluye directamente al circuito de salida. Tenga en cuenta que el
esquema se ha dibujado para mostrar aproximadamente cómo se colocarán físicamente los
componentes en la placa de circuito impreso. Todos los componentes del interruptor, así
como CIN y COUT, se colocan uno cerca del otro y alejados de la conexión a tierra de la señal del LT1871.
La conexión a tierra del IC es parte del circuito de medición de la señal, por lo que cualquier
cambio de voltaje debido a las corrientes de conmutación que fluyen desde el capacitor de
entrada al capacitor de salida puede cambiar el voltaje aplicado a los circuitos de detección
dentro del IC. La corriente de tierra que sale del IC también puede ser bastante grande durante
los momentos en que el MOSFET está cambiando. La corriente máxima de la puerta puede ser
del orden de cientos de mA al encender y apagar el interruptor. Esto indica que un
se necesita una traza bastante grande entre el pin GND del IC y la conexión
común entre CIN y COUT. Observe que el área de tierra superior es grande y el pin
de tierra del IC está en una esquina del área de tierra para limitar el cambio de
voltaje debido a la corriente CA que fluye en el área de tierra desde CIN y COUT.
La mayor parte del flujo de corriente CC en este diseño fluye en el plano de tierra en
la parte inferior de la placa (no se muestra en la Figura 4-12). La figura muestra las
conexiones para VIN, VOUT y GND. Las conexiones a tierra de entrada y salida deben
108
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Circuitos no aislados
Las líneas en negrita indican una ruta de alta corriente
Vin
R5
u1
cin
L1
R4
Vin
INTVcc
Correr
c4
D1
Sentido
Modo
salida
Vout
Q1
RC
Puerta
Ith
LTC1871
CC
R1
pensión completa
frecuencia
TIERRA
R2
R3
TIERRA
L1
R4
CC
R5
R2
RC
D1
Vin
PIN 1
LTC1871
R1
R3
Q1
Vout
C4
cin
TIERRA
salida
VIA al plano de tierra
Figura 4-12: Diseño y esquema de PCB representativo usando el LT1871
hacerse entre CIN y COUT para que el flujo de corriente se concentre cerca de las vías para
los componentes de conmutación.
Las conexiones a las resistencias de retroalimentación y la entrada de detección de corriente
deben encaminarse lo más lejos posible de las líneas que activan la compuerta del interruptor y
las líneas que conectan los interruptores y el inductor. Una vez más, hay grandes corrientes de
CA que fluyen en estas pistas e incluso los pequeños circuitos cerrados cercanos serán uno de ellos.
109
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
a su vez inductores que pueden producir voltajes considerables y perturbar las partes lineales del
circuito. Hay dos bucles magnéticos principales. El primero está compuesto por L1, CIN y Q1. El
segundo es COUT, D1 y Q1. Minimizamos la captación magnética por parte de los circuitos de medición
manteniendo las trazas pequeñas y lo más juntas posible. Esto minimiza el área del bucle y el voltaje
inducido.
Estas mismas consideraciones se aplican a los circuitos de bombas de carga donde las corrientes de
conmutación pueden ser bastante grandes. Deberá mantener cerrada la conexión común para IC, CIN
y COUT y mantener los bucles alejados de la entrada de retroalimentación si el convertidor está
regulado.
Es importante usar trazas anchas tanto como sea posible en las frecuencias de los suministros de
conmutación modernos. Incluso media pulgada de un trazo angosto puede tener una inductancia
de muchas decenas de nH. Todas las reglas de diseño de este capítulo presuponen circuitos razonables
con elementos parásitos mínimos. Si inadvertidamente diseña inductancias parásitas en la placa de PC,
es posible crear tensiones de voltaje adicionales no deseadas en los componentes cuando los elementos
se encienden o apagan.
Siempre que sea posible, tiene sentido utilizar componentes de montaje en superficie en lugar de
orificios pasantes para ayudar a minimizar las inductancias parásitas en los cables de los componentes.
110
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CAPÍTULO 5
Circuitos aislados de transformadores
ÿ Mecanismos de retroalimentación
ÿ Circuitos de retorno ÿ
Diseño práctico de circuito de retorno ÿ Ejemplo
de retorno fuera de línea ÿ Ejemplo de retorno
no aislado
ÿ Circuitos convertidores directos
ÿ Diseño práctico de convertidor directo ÿ Ejemplo
de convertidor directo fuera de línea ÿ Ejemplo de
convertidor directo no aislado
ÿ Circuitos de vaivén
ÿ Diseño práctico de circuitos en contrafase ÿ
Circuitos de medio puente ÿ Diseño práctico de
circuitos de medio puente ÿ Circuitos de puente
completo
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CAPÍTULO 5
Circuitos aislados de transformadores
En este capítulo, veremos diseños detallados de convertidores aislados de
transformadores. La aplicación principal son las fuentes de alimentación fuera de línea,
pero estos diseños también son útiles en aplicaciones donde se requiere aislamiento de
seguridad o donde el voltaje de entrada puede variar por encima y por debajo del voltaje de salida.
Todos los diseños que se muestran aquí usan control PWM en modo actual, al igual que
los diseños en el Capítulo 4, debido a sus ventajas inherentes en la estabilidad del bucle y el
control de corriente.
Mecanismos de retroalimentación
La siguiente sección se aplica a aplicaciones de circuitos de transformadores donde el
transformador se usa para aislamiento, como en suministros fuera de línea. La salida se puede
conectar directamente al IC de control en aplicaciones donde no se requiere aislamiento.
La mayoría de los circuitos de transformadores utilizan el circuito magnético del transformador
para proporcionar aislamiento eléctrico del circuito secundario del circuito primario. Poner el IC
de control en el lado de entrada del suministro requiere que la retroalimentación del voltaje de
salida al IC de control tenga que cruzar una barrera de aislamiento. Si el IC se alimenta de un
suministro aislado, entonces el control del interruptor debe cruzar la barrera de aislamiento.
El uso de un optoacoplador es la forma "más fácil" de transferir información de voltaje de
salida a través de la barrera de aislamiento a un IC de control en el lado primario.
Los optoacopladores, en general, proporcionan un aislamiento de 2500 V o más entre el
LED y el fototransistor. Hay varias características de los optoacopladores que los hacen menos
que ideales en esta aplicación. Sin embargo, siguen siendo una opción razonable para esta
aplicación porque son pequeños y económicos.
113
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
en comparación con los transformadores. El primer problema es la gran variación en la
función de transferencia de una unidad a otra. Este cambio en la relación de transferencia de
corriente provoca una gran variación en la ecuación del bucle de una unidad a otra. El lazo de
control debe diseñarse de manera conservadora para tener en cuenta el optoacoplador en el peor de los casos.
Esto da como resultado que un sistema nominal se amortigüe más de lo necesario.
Otro problema es la baja frecuencia de esquina de la función de transferencia.
Los fototransistores optoacopladores se construyen con una región base bastante grande
para mejorar la conversión de luz en corriente. La región de base grande crea una
capacitancia de entrada y una capacitancia de transferencia inversa mayores que en los transistores
normales. Aunque son solo unos pocos picofaradios, el efecto Miller amplificará la capacitancia a
un valor mucho mayor. El fototransistor se usa de manera idéntica a un amplificador acoplado RC.
La capacitancia de Miller crea un polo a una frecuencia bastante baja. Al igual que en un amplificador
RC, la respuesta de frecuencia se puede mejorar utilizando una resistencia de colector baja. Esto
reduce la ganancia de voltaje del optoacoplador. Agilent, Clairex y otros fabricantes producen
optoacopladores con mejor respuesta de frecuencia, pero son significativamente más caros que los
dispositivos ordinarios como el 4N27.
El método usual para compensar la baja ganancia del optoacoplador y la capacitancia del
optoacoplador es usar un amplificador y una referencia de voltaje en el lado aislado de la fuente.
La nota de aplicación nacional AN-1095 brinda un método de diseño detallado con un análisis
riguroso del lazo de control para un sistema aislado de optoacoplador. La Figura 5-1 muestra un
circuito de accionamiento común que utiliza el regulador de derivación TL431. Las resistencias R1 y
R2 dividen el voltaje de salida a 2,5 V para el pin de control del TL431. Hay dos circuitos de
compensación opcionales en la Figura 5-1. Estos se pueden usar para agregar un polo o un cero a
la respuesta del bucle.
El TL431 y sus variaciones proporcionan la referencia de voltaje, el comparador y el amplificador
de potencia en un paquete conveniente. Consulte el Capítulo 11 para ver un ejemplo de un
optoacoplador y un amplificador operacional utilizados para la retroalimentación aislada. El pin de
retroalimentación del IC de control está conectado al común de la entrada para forzar al IC al ciclo
de trabajo más grande posible. El pin VCOMP es una salida de estilo de colector abierto con una
fuente de corriente en la mayoría de los circuitos integrados modernos. La resistencia y el capacitor
a tierra agregan más compensación y el transistor optoacoplador reduce la salida del amplificador
de error para reducir el ciclo de trabajo.
114
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Circuitos aislados de transformadores
Tensión de salida
Compensación 1
CI de control
Td2
U1
Vcomp
TIERRA
pensión completa
4N27
Td1
Compensación 2
TL431
R1
R2
Retorno de salida
Figura 5-1: Retroalimentación representativa del optoacoplador con circuitos de compensación
Otro método de aislamiento de retroalimentación es usar un pequeño transformador de línea de
alimentación para generar un suministro auxiliar aislado para el IC. Luego, el IC impulsa un
transformador de pulsos para suministrar un impulso aislado para los interruptores. Incluso para
sistemas de salida relativamente altos, la potencia requerida para el accionamiento del interruptor
y el IC de control es de solo unos pocos vatios. El transformador auxiliar no necesita ser
especialmente grande, pero debe poder cambiar de 110 VAC a 240 VAC. El principal inconveniente de este
El método es que el transformador agrega tamaño al suministro. ¡Es muy posible que este
transformador auxiliar sea más grande que el transformador de conmutación en el nivel de 100 W!
Este método funciona para sistemas donde la operación de 110 V o 240 V se selecciona
manualmente. Es menos deseable para los suministros de entrada universales porque el
transformador tiene que ser capaz de manejar una entrada nominal de 240 VCA/50 Hz y aún así
generar suficiente energía a 90 VCA. La única forma práctica de alimentar el circuito integrado de
control en un suministro universal de este tipo es proporcionar algún tipo de regulación lineal como
un diodo zener o un regulador de tres terminales. La Figura 5-2 muestra un variador de
transformador representativo con un suministro auxiliar. T1 es una pequeña potencia de núcleo de hierro
115
116
Seleccionar
interruptor
Neutral
Línea
2
Línea
1
a
voltaje
Figura
5-2:
Aislamiento
y
retroalimentación
representativos
con
un
suministro
auxiliar
T1
T2
TIERRA
Vin
CI
de
control
SUDOESTE
pensión
completa
R1
R2
Vout
+
-
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Circuitos aislados de transformadores
transformador y T2 es un transformador de pulso para conducir el interruptor MOSFET.
Tanto T1 como T2 deben cumplir con las especificaciones de aislamiento de la agencia de seguridad.
TI produce circuitos integrados para usar en el lado secundario que usan la modulación de amplitud de una señal de CA
para transferir la señal de control a través de la barrera de aislamiento. El UC1901 varía la amplitud de una frecuencia
portadora de RF, que se alimenta a un transformador y luego se rectifica en el lado primario para suministrar el voltaje de
retroalimentación. La Figura 5-3 muestra una aplicación de este IC. El oscilador de RF puede funcionar hasta 5 MHz. La alta
frecuencia permite que la constante de tiempo del filtro rectificador (R4, C4) sea bastante corta para que haya un cambio de
fase mínimo a través de la parte de RF a CC del circuito. Este IC también incluye el amplificador de error y otros circuitos de
soporte. El amplificador de error tiene un pin de compensación que se puede usar para agregar polos o ceros a la respuesta
del bucle. TI describe este IC y sus aplicaciones en la nota de aplicación AN-94. El transformador de retroalimentación debe
cumplir con los requisitos de aislamiento de la agencia de seguridad similares a los impuestos al transformador de potencia
principal.
Consulte el Capítulo 9 para obtener más información sobre los requisitos de las agencias de seguridad.
Una alternativa al UC1901 es utilizar un circuito integrado de control PWM normal que funcione a alta frecuencia para
impulsar un transformador de pulsos y un circuito de promedio de pulsos. La figura 5-4 muestra un ejemplo. La alta
frecuencia permite que el filtro de paso bajo (R1, R4, C4) use un capacitor pequeño para que el promedio de pulso no
agregue un retraso de tiempo significativo al circuito de retroalimentación. Un retardo de tiempo corresponde a agregar un
polo a la respuesta del bucle. Usamos C2 en el primario del transformador de pulsos para evitar problemas con la corriente
en la inductancia magnetizante. Los condensadores C3 y D3 forman un circuito de restauración de CC. Sin el circuito de
restauración de CC, el nivel de CC de los pulsos variará con el ciclo de trabajo porque los voltios-microsegundos de cada
parte de la forma de onda del pulso serán iguales. Examinaremos en detalle los transformadores de característica de igual
voltaje-tiempo en el Capítulo 7 cuando analicemos los métodos para accionar el interruptor.
La Figura 5-5 muestra el funcionamiento de un circuito detector regular y el funcionamiento de un circuito de restauración
de CC para tres ciclos de trabajo diferentes. En el detector normal, la salida será la altura de la forma de onda por encima
de cero (la línea oscura). El área de las dos áreas sombreadas es igual y muestra voltios-segundos iguales para las partes
positiva y negativa de la forma de onda de CA. El circuito restaurado de CC a continuación
117
118
-Aporte
+
Entrada
Presiento
Producción
vcc
TIERRA
LT1241
Figura
5-3:
Retroalimentación
aislada
usando
el
UC1901
de
Texas
Instrument
Derecha/
Ct
Vref
COMP.
pensión
completa
C7
C6
R6
R4
C4
D1
D
T1
R7
C1
Estado
fuera
un
SALIDA
B
derecha
Connecticut
UC1901
Vin
TIERRA
U1
NO
INV
Reloj
ext.
COMP.
Vref
INV
R5
C2
R3
R2
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119
-Aporte
+
Entrada
Presiento
Producción
Figura
5-4:
Uso
de
un
IC
de
control
PWM
estándar
para
retroalimentación
aislada
vcc
TIERRA
LT1241
Derecha/
Ct
Vref
COMP.
pensión
completa
C7
C6
R6
R4
C4
R1
D3
C3
T1
C2
R3
R2
SUDOESTE
pensión
completa
LTC3405
Vin
TIERRA
Modo
Correr
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
D1
C1
R1
R2
R3
C2
C3
D2
Figura 5-5: Operación de un circuito detector normal y operación de un circuito de restauración de CC
para tres ciclos de trabajo diferentes
muestra que la salida es la amplitud máxima menos el voltaje directo del diodo para los
tres ciclos de trabajo.
Los convertidores flyback mantienen el voltaje en los circuitos de salida en proporción a
las relaciones de vueltas del inductor. El devanado del inductor carga cada capacitor de
salida al voltaje a través del devanado. Esta propiedad permite el uso de un circuito
secundario para proporcionar potencia IC y medición de voltaje de salida.
La figura 5-6 muestra un convertidor flyback representativo. D1 y C2 proporcionan una
+ en
R2
+12 V
C2
C1
D1
Salida de 12 V
U1
+
Vin
D2
SUDOESTE
MAX5052
sentido
Q1
UVLO
compensación
R3
vcc
pensión completa
TIERRA
R4
- En
Figura 5-6: Realimentación en un convertidor flyback utilizando la alimentación auxiliar
120
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Circuitos aislados de transformadores
Suministro auxiliar para el IC de control. Las resistencias de retroalimentación (R3, R4) se eligen
de modo que el IC de control mantenga el voltaje de salida en 12,0 V. El capacitor de filtro (C2)
en el suministro del IC agrega un polo a la función de transferencia del circuito de
retroalimentación, por lo que la compensación se vuelve más complejo. Este método de control
es adecuado para circuitos de baja potencia donde el requisito de regulación no es demasiado estricto.
El voltaje a través de D2 variará con la corriente de salida. A medida que D2 cae más voltaje,
el voltaje de salida bajará. El cambio en el voltaje de salida no se refleja en un cambio en el
voltaje de C2, por lo que la regulación no es mejor que la variación de la caída del diodo de
salida en el rango de la corriente de salida.
Se requiere un circuito de arranque (R2, C2) para proporcionar el voltaje inicial para el IC
cuando se usa un devanado auxiliar en el transformador principal, como se muestra en la
Figura 5-6. Los cinco circuitos del transformador pueden aprovechar un circuito de arranque
junto con la alimentación del IC desde el transformador principal. El circuito de la correa de
arranque funcionará con cualquier IC de control que tenga un circuito de bloqueo de bajo
voltaje con histéresis. La resistencia de arranque cargará lentamente el capacitor de suministro
del IC hasta que alcance el voltaje de activación de bajo voltaje. El condensador debe almacenar
suficiente energía para impulsar el IC y el interruptor durante algunos ciclos hasta que la fuente
de alimentación principal pueda suministrar toda la corriente requerida por el IC y el interruptor.
La resistencia de arranque suministra la corriente de carga siempre que se suministre alimentación
de CA. Esto provoca tanto calor como una reducción de la eficiencia. La ventaja es que la
resistencia es una pieza económica que también es muy pequeña en comparación con un
transformador con núcleo de hierro como el que se usa en la figura 5-2. El circuito de arranque
es una excelente implementación para fuentes de entrada universales. ST produce una línea de
circuitos integrados de control con el nombre comercial VIPer que integran el circuito de arranque,
así como un interruptor MOSFET de alto voltaje para una operación de conteo de piezas muy
bajo en aplicaciones de baja potencia. National, Linear Technology y otros fabricantes también
producen circuitos flyback totalmente integrados de baja potencia (menos de 20 W) que requieren
solo un transformador y algunos rectificadores y capacitores.
Circuitos Flyback
Un convertidor flyback funciona de manera similar a un convertidor elevador, donde la
energía se almacena en el inductor mientras el interruptor está encendido y la energía se
entrega a la carga cuando el interruptor se apaga.
121
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Los núcleos magnéticos no almacenan muy bien la energía magnética. Los núcleos eficientes se
saturan con una fuerza de magnetización baja. Un circuito flyback en realidad almacena la energía
del inductor en un espacio de aire. El núcleo proporciona un camino blindado de baja reluctancia
para acoplar la energía de los devanados al entrehierro. El almacenamiento de energía se
concentra en el espacio entre las caras del núcleo.
La figura 5-7 muestra un núcleo de ferrita estilizado con los tres devanados del circuito de la
figura 5-6. El núcleo magnético concentra casi todo el flujo del circuito magnético dentro del
material magnético. En un núcleo real, habrá una cantidad muy pequeña de flujo fuera del núcleo
en la vecindad de los devanados, pero los tres devanados tendrán un flujo esencialmente idéntico.
Recuerde las dos ecuaciones para el voltaje a través de un inductor:
V = L di/ dt y V = N dF/ dt
Cuando se cierra el interruptor de la Figura 5-6, la corriente y el flujo comenzarán a cambiar en
proporción al voltaje aplicado en el inductor primario. El cambio de flujo crea un voltaje en cada
devanado secundario en proporción a las vueltas de cada devanado. Dado que el voltaje inducido
es negativo (observe los puntos en los devanados), los diodos no permitirán que fluya la corriente.
Cuando el interruptor se abre, dF/ dt
Figura 5-7: Un núcleo de ferrita estilizado con los tres devanados para el circuito de la Figura 5-6
122
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Circuitos aislados de transformadores
cambiará de polaridad instantáneamente. Tan pronto como N dF/ dt sea lo suficientemente
grande como para producir un voltaje suficiente para polarizar directamente uno de los
diodos, la corriente comenzará a fluir en ese circuito secundario. La consecuencia de esto
es que el circuito secundario con la relación V/N más baja acaparará toda la corriente del campo
magnético colapsado. Una vez que la relación V/N sea igual para todos los circuitos secundarios,
cada uno recibirá corriente del campo colapsado. Este acaparamiento de corriente por parte del
circuito V/N más bajo es responsable de la estrecha regulación del voltaje de salida entre todos
los circuitos secundarios. Esta es también la razón por la que podemos usar el voltaje en un
devanado secundario como sustituto del voltaje en el suministro de salida principal, como se
describe anteriormente.
Un circuito flyback puede operar en modo continuo o discontinuo. En modo continuo, la
corriente siempre fluye en uno de los devanados del inductor. En modo discontinuo, la
corriente en todos los devanados llega a cero durante parte del ciclo y la energía almacenada
en el inductor llega a cero. Cada modo tiene sus ventajas y desventajas.
La principal ventaja de la operación en modo continuo es que el flujo de corriente relativamente
largo en el secundario requiere un condensador de filtro pequeño (con una ESR permitida más
grande). La inductancia primaria es relativamente grande con un requisito de corriente pico
pequeño, por lo que la inductancia es relativamente fácil de implementar. La corriente máxima
en modo continuo es aproximadamente la mitad de la del modo discontinuo al mismo nivel de
potencia. La principal desventaja es que el lazo de control tiene un cero en el semiplano derecho
que dificulta la compensación del lazo.
Sin embargo, la ganancia del bucle no depende de la corriente de carga. Es solo un factor del
ciclo de trabajo y el voltaje de entrada. Los controladores de modo de corriente también deben
lidiar con los problemas de compensación de pendiente para la operación en modo continuo y
el ciclo de trabajo superior al 50 %. La disipación de energía de encendido en el interruptor es
significativa en modo continuo porque el interruptor pasa una gran corriente tan pronto como se
enciende con un voltaje alto aplicado. Otro problema de encendido ocurre debido a la corriente
de recuperación inversa en los rectificadores de salida. La recuperación inversa provoca un pico
de corriente adicional durante el encendido. La Figura 5-8 muestra formas de onda
representativas para el circuito de la Figura 5-6 cuando se opera en modo continuo.
El circuito de modo discontinuo intercambia muchas simplificaciones por corrientes máximas
más grandes. La disipación de encendido en el interruptor es insignificante porque la corriente
123
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Control del interruptor
Vin+Vsecundario
Voltaje de drenaje
Vin
0
Corriente de drenaje
Corriente de diodo
Vout+Vdiodo
Voltaje de diodo
0
ÿVprimario
Figura 5-8: Formas de onda representativas del circuito de la figura 5-8 cuando se
opera en modo continuo
comienza desde cero y solo se aplica el voltaje de entrada al interruptor. La corriente de salida
llega a cero durante parte del ciclo, por lo que no hay corriente de recuperación inversa de
diodo que afecte al interruptor durante el encendido. El lazo de control es relativamente sencillo
en modo discontinuo. No hay que lidiar con el medio poste derecho y nunca se requiere
compensación de pendiente. Sin embargo, la resistencia de carga es uno de los factores en la
ecuación del bucle. Esto hace que el comportamiento de lazo abierto esté menos controlado
que el caso del modo continuo. Por lo general, esto no es un problema una vez que se logra la
compensación adecuada y se cierra el circuito. El tamaño del espacio en el núcleo del inductor
se convierte en un problema para el modo discontinuo porque es probable que la corriente
máxima más alta empuje el núcleo más cerca de la saturación. El flujo de CA en el núcleo es
bastante grande, por lo que la pérdida en el núcleo también es un problema para el modo
discontinuo. La ondulación de salida suele ser mayor en el modo discontinuo porque la corriente
CA en el condensador ESR es mayor y el condensador debe suministrar toda la corriente de
carga durante una parte más larga del ciclo de conmutación. La simplicidad en el diseño, la
repetibilidad y la compensación hacen que sea preferible el modo discontinuo.
124
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Circuitos aislados de transformadores
especialmente para circuitos de baja potencia. La Figura 5-9 muestra formas de onda representativas
para operación discontinua. El modo discontinuo también tiene una respuesta transitoria más rápida
y carece de problemas de volcado de carga en comparación con el funcionamiento en modo
continuo.
Los circuitos de conmutación tienen inductancias parásitas que no están asociadas con el inductor
de almacenamiento de energía. Estas inductancias se deben a las trazas del circuito y la inductancia
de fuga del inductor principal. Las inductancias parásitas crean un voltaje que se suma al voltaje
del devanado primario, por lo que la ruptura del interruptor debe ser mayor que el voltaje implícito
en el voltaje inverso más el voltaje de entrada. El tiempo de encendido de los diodos de salida crea
un breve período de alto voltaje secundario, por lo que hay un breve período de tiempo en el que
di/ dt se vuelve bastante grande. El di/ dt adicional del encendido del diodo crea un pico en el
primario.
Los transformadores y los diodos tienen capacidades parásitas que pueden tener consecuencias no
deseadas. Las capacitancias secundarias, junto con la inductancia de fuga secundaria, pueden
formar un circuito resonante de alta frecuencia que se excita cuando el
Control del interruptor
Vin+Vsecundario
Vin
Voltaje de drenaje
0
Corriente de drenaje
Corriente de diodo
Vout+Vdiodo
Voltaje de diodo
0
ÿVprimario
Figura 5-9: Formas de onda representativas del circuito de la Figura 5-6 cuando se
opera en modo discontinuo
125
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
diodo se apaga. Este efecto es más pronunciado con diodos de recuperación dura. Él
El circuito resonante sonará y transferirá la forma de onda de CA de vuelta al primario.
Los circuitos de abrazadera se utilizan para reducir la tensión en el interruptor de los elementos de
inductancia parásita. La figura 5-10 muestra circuitos de abrazadera que limitarán el voltaje en
el interruptor. El circuito A muestra un devanado de abrazadera que devuelve energía de la
inductancia de magnetización de un transformador al suministro de entrada. El devanado de la abrazadera
tiene el mismo número de vueltas que el primario. Esto establece el voltaje máximo
en el interruptor al doble del voltaje de entrada. Observe que D1 está conectado al
suministro de entrada en lugar de entre el devanado de la abrazadera y tierra. Esta topología
D1
(B)
(UN)
(C)
(D)
Figura 5-10: Circuitos de abrazadera que limitan el voltaje en el interruptor
126
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Circuitos aislados de transformadores
es importante debido a las capacidades entre los devanados. Colocar el diodo entre el devanado y
tierra hará que la capacitancia interfiera con el encendido del interruptor.
El circuito B usa el voltaje del capacitor para sujetar el voltaje en el interruptor.
La constante de tiempo del circuito RC se establece en varios ciclos de conmutación. El
condensador se carga hasta el voltaje inverso creado por los devanados secundarios más cualquier
voltaje de las inductancias de fuga. Este circuito es menos eficiente que el devanado de abrazadera
porque toda la energía almacenada en la inductancia de fuga y parte de la energía de la inductancia
primaria se disipa en la resistencia.
Los circuitos C y D son variaciones del circuito B. El capacitor a través del zener en el circuito D
puede ser necesario porque los zener no son dispositivos de encendido rápido. El voltaje del zener
debe establecerse en un valor mayor que el voltaje normal entre el flujo de corriente primario y
secundario.
Los circuitos amortiguadores son similares a los circuitos de sujeción. La figura 5-11 muestra
circuitos amortiguadores representativos. Los únicos circuitos amortiguadores interesantes son
aquellos que disipan energía en una resistencia. El circuito A muestra un amortiguador RC simple
que se usa en el diodo de salida para amortiguar el timbre cuando el diodo se apaga. El condensador
debe tener un valor pequeño para que el amortiguador proporcione una baja impedancia en la
frecuencia de llamada pero una alta impedancia en la frecuencia de conmutación. También se puede
usar un amortiguador RC para desacelerar tanto la subida como la bajada, como se muestra en el
Circuito B. Este circuito disipará energía en ambos bordes de la forma de onda de conmutación. El
circuito C muestra un amortiguador de tasa de aumento que limita la tasa de aumento de voltaje en
el interruptor durante el apagado. El circuito C se usa para mantener bajo el voltaje en el drenaje o
colector del interruptor para que la potencia durante la transición se mantenga baja. el condensador
R1
C2
R2
R3
C3
C4
(UN)
(B)
Figura 5-11: Circuitos amortiguadores representativos
127
(C)
D2
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
debe cargarse y descargarse en cada ciclo para que funcione correctamente. Esto requiere un
valor bastante bajo para la resistencia. Una buena regla general es establecer la constante de
tiempo RC en el 10 % del tiempo del ciclo.
Todos los circuitos de protección requieren diodos de encendido rápido que tengan una alta
capacidad de corriente pico. El capacitor debe tener una ESR baja y una inductancia baja para
manejar las altas corrientes máximas necesarias. Los condensadores cerámicos y de película
son los tipos preferidos. La resistencia debe tener una inductancia muy baja. Deben evitarse
las resistencias de alambre bobinado. El diseño del circuito de la abrazadera debe evitar
inductancias parásitas para que el circuito no cree una nueva fuente de zumbido y sobreimpulso.
Veremos estos circuitos de protección nuevamente en el Capítulo 7 cuando veamos los detalles
de la operación del interruptor.
La figura 5-12 muestra un circuito de dos interruptores para un circuito flyback que permite el
uso de interruptores de menor voltaje. Los dos diodos (D1, D2) sujetan el devanado primario a los
rieles de suministro de entrada. Esto nos permite utilizar interruptores con tensión de ruptura justo
por encima de la tensión de entrada. La acción de sujeción es eficiente ya que la energía se
devuelve al suministro de entrada. T1 es el precio que pagamos por usar interruptores de menor
voltaje. El transformador y las resistencias proporcionan el impulso flotante necesario para Q1. El
transformador acciona ambos transistores para garantizar que los tiempos de conmutación sean
lo más iguales posible.
Q1
R2
D1
T1
D2
SW Vin
R1
TIERRA
pensión completa
Q2
D1
CI de control
Figura 5-12: Un circuito de dos interruptores para un circuito flyback que permite el uso de interruptores
de menor voltaje
128
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Circuitos aislados de transformadores
Diseño Práctico de Circuito Flyback
El diseño Flyback suele ser iterativo. Hacemos conjeturas informadas al elegir los valores de los
componentes y los refinamos en iteraciones posteriores. Los pasos para diseñar un circuito flyback se
enumeran a continuación:
1. Elija un IC de controlador según el nivel de potencia y las limitaciones de la lista de materiales.
2. Elija la frecuencia de conmutación.
3. Elija modo continuo o modo discontinuo.
4. Use el rango de voltaje de entrada para seleccionar el objetivo de ciclo de trabajo máximo.
5. Determine la potencia máxima y elija un interruptor.
6. Diseñe la inductancia primaria.
7. Diseñe las relaciones de devanado del transformador.
8. Verifique que el interruptor sea adecuado, según el voltaje del peor de los casos.
9. Elija el capacitor de arranque en función de la carga de puerta requerida si se utiliza un suministro de
arranque.
10. Elija el capacitor de salida, según los requisitos de ondulación.
11. Diseñe los componentes IC auxiliares.
Ejemplo de Flyback fuera de línea
Nuestro primer ejemplo es un diseño flyback de entrada universal que tiene una salida de 12,0 V/1 A. La
salida debe tener una regulación de ± 200 mV con 100 mV o menos de ondulación.
Este es un circuito similar a la fuente de alimentación para varios dispositivos de consumo con una
especificación de entrada de 100 a 240 VCA y una salida de 12 V/400 mA.
En lugar de una "verruga de pared" con un transformador de núcleo de hierro, estos productos integran toda la
fuente de alimentación conmutada y el enchufe de alimentación en una carcasa de plástico aproximadamente
cuatro veces más grande que un enchufe de alimentación estándar de EE. UU. de dos clavijas. La figura 5-13
muestra el circuito que estamos diseñando.
Mi primer paso para el ejemplo fue consultar los sitios web de Maxim, TI y
Linear Technology para ver qué circuitos integrados de controlador surgieron en una búsqueda del
129
Figura
5-13:
Fuente
de
alimentación
flyback
aislada
de
12
V
con
el
MAX5052
51K
R6
3,6
millones
130
Entrada
de
línea
de
CA
R5
22
µF
220nF
C4
C6
576K
FBVcc
R4
UVLO
MAX5052
Vin
TIERRA
U1
sentido
compensación
SUDOESTE
D4
220nF
R2
1.00K
9.31K
C1
R1
12K
1nF
C3
22nF
1k
R8
R7
D
4,3K
Q1
R3
0.58
T1
25CTQ40S
C210
X
4.7
uF
Cerámica
Retorno
de
12
V
+12
V
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Circuitos aislados de transformadores
palabra clave “flyback”. La nota de aplicación Maxim_NPP_PWM_Products.pdf apareció
como una coincidencia. Encontré el MAX5052 que está diseñado precisamente para el tipo
de circuito que diseñaremos. Este IC está diseñado para un funcionamiento de potencia baja
a moderada en una aplicación de entrada universal. Su principal ventaja es una histéresis
muy grande en el circuito de bloqueo por bajo voltaje. La histéresis en el peor de los casos es
de 9,25 V y la típica es de 11,86 V. La gran diferencia entre el nivel de activación y el nivel de
apagado significa que podemos usar un condensador de reserva más pequeño y una resistencia
de vataje más baja para la fuente de alimentación de arranque del IC. Este IC tiene una
frecuencia de conmutación fija de 262 kHz, que debería ser apropiada para nuestro diseño. El
tiempo de ciclo es de 3,82 µs.
La operación discontinua parece ser una opción razonable, ya que nuestro objetivo es un
diseño simple. Tenemos dos opciones posibles para el ciclo de trabajo máximo.
El MAX5052A tiene un ciclo de trabajo máximo del 50 % y el MAX5052B tiene un ciclo de
trabajo máximo del 75 %. Nuestra elección inicial es limitar el ciclo de trabajo al 50%.
Es probable que el voltaje aplicado al rectificador de salida principal y al rectificador de
suministro de polarización sea casi el doble del voltaje de salida más el voltaje directo del diodo.
El voltaje de salida principal es de solo 12,0 V, por lo que la clasificación PRV del rectificador
principal puede ser del orden de 40 V. Esto nos permite usar un diodo Schottky para una
disipación de energía mínima. La relación pico-promedio de corriente para el modo discontinuo
puede ser grande, por lo que es probable que la corriente pico del rectificador sea del orden
de 10 A. Un diodo Schottky IRF 30BQ040 tiene una clasificación PRV de 40 V y una corriente
directa promedio de 3,0 A. . Al observar el voltaje directo versus la corriente directa instantánea,
se muestra que la caída de voltaje cambia de 0,8 V a 10 A a solo 0,25 V a 100 mA, por lo que
tendremos problemas para cumplir con la especificación reglamentaria.
Tenemos un par de opciones que podemos considerar en este punto para mejorar la
regulación de voltaje sobre el voltaje de entrada y la corriente de salida. La primera opción es
buscar un diodo con mejor caída de voltaje a alta corriente; la segunda opción es cambiar de
rumbo e ir a un convertidor de modo continuo para reducir la corriente de salida máxima. Al
buscar en el sitio web de IRF, encontramos que un diodo dual 6CWQ03FN tiene menos
cambios en el voltaje directo en comparación con la corriente. Además, cada diodo solo
llevará la mitad de la corriente total, por lo que nos mantenemos en la parte más vertical de la
curva. Este diodo parece tener calificaciones más que adecuadas con
131
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
3,5 A por diodo y PRV de 30 V. También es un componente de montaje superficial relativamente
pequeño. El voltaje directo en el peor de los casos es de 0,5 V a 5 A y 25 °C. Esto apenas debería
cumplir con el requisito de regulación.
Es razonable utilizar también 12,0 V para la alimentación auxiliar. Esto permite que los devanados
secundarios sean idénticos. El IC consume un máximo de 2,5 mA, por lo que consumirá 12,5 V * 2,5 mA
= 30 mW. Una estimación de la potencia para accionar el interruptor MOSFET es de 70 mW (una
estimación fundamentada del doble de la potencia del IC y un poco más). La potencia de la salida
principal será de aproximadamente 12,5 V * 1,0 A = 12,5 W. Esto significa que la potencia total será de
12,6 W.
La corriente de conmutación más alta ocurrirá con el voltaje de entrada más bajo (85 VCA o 115 VCC
con 10 V de ondulación). La corriente promedio es de 12,6 W/115 V = 110 mA. Si calculamos una
relación pico a promedio de 10:1, la corriente de entrada máxima será de 1,1 A. Una búsqueda en el sitio
web de IRF indica que el IRBF20S MOS
FET tiene una ruptura de 900 V y una corriente promedio de 1,7 A. Esta debería ser una buena opción
para el interruptor. Ahora podemos calcular la potencia de accionamiento del interruptor. El interruptor es
impulsado por un suministro regulado de 10,5 V desde el IC de control. La corriente de accionamiento del
interruptor es la carga total de la puerta multiplicada por la frecuencia o 38 nC * 262 kHz = 10 mA. La
potencia de accionamiento es de 10 mA * 10,5 V = 105 mW. Nuestra suposición fue lo suficientemente
cercana como para aproximarse a la potencia real.
Existe una compensación entre el ciclo de trabajo, la relación de vueltas, la inductancia primaria y el
voltaje del interruptor. Un ciclo de trabajo más largo requerirá una inductancia primaria más grande, pero
permitirá una relación de vueltas más pequeña y un voltaje de interruptor más bajo. Podemos elegir la
inductancia primaria para que el circuito esté en el cruce entre operación continua y discontinua al 50%
del ciclo de trabajo y el voltaje de entrada más bajo.
Sabemos que necesitamos 12,6 W de potencia entregados a la carga durante la mitad de un ciclo. La
corriente promedio durante el tiempo que el interruptor está encendido es la mitad de la corriente máxima
debido a la forma triangular de la forma de onda actual (consulte las formas de onda para operación
discontinua en la Figura 5-9).
La corriente promedio para todo el ciclo es IPeak , calculamos * 0,5 * Ciclo de trabajo. De esto,
que IPeak es 110/(0.5 * 0.5) = 440 mA.
Podemos usar la ecuación del inductor para calcular la inductancia primaria:
132
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Circuitos aislados de transformadores
V * ÿt
L=
=
110 * (3,82 µs * 0,5) =
478 µH
440mA
ÿI
La energía almacenada en el núcleo se transfiere a la salida cuando el interruptor
se abre Los diseños Flyback tienen un elemento adicional de libertad en comparación con
diseños de refuerzo, ya que la inductancia del voltaje secundario y de salida se establecerá
tanto la corriente de pico como di/ dt. En operación discontinua, sabemos que todos los
la energía se transferirá al circuito de salida antes de que el interruptor se cierre de nuevo.
Esto pone un límite superior en dt. La mayor inductancia secundaria posible
sea un valor que haga que dt sea igual a (1 ÿ Ciclo de trabajo). Podemos hacer el secundario.
inductancia menor, si se desea. La relación de inductancia primaria a secundaria.
establece la relación de vueltas del inductor. Una inductancia secundaria más pequeña da una mayor
relación de vueltas que también creará un mayor requisito de voltaje para el interruptor.
Elegiremos ÿt igual a la mitad del tiempo del ciclo. Ahora podemos elegir el
inductancia secundaria. Usamos la salida de corriente más alta para seleccionar la secundaria
inductancia. Sabemos que la salida principal necesitará 12,5 V a 1,0 A. La forma de onda de
salida es un triángulo, como se muestra en la Figura 5-9, por lo que la corriente de salida
promedio es IPico
es * 0,5 * (1 ÿ Ciclo de trabajo). A partir de esto, podemos calcular que IPeak
1.0/(0.5 * 0.5) = 4.0 A. Una vez más, usamos la ecuación del inductor para calcular
la inductancia secundaria:
V * ÿt
L=
=
12,5 * (3,82 µs * 0,5) =
5,96 µH
4.0A
ÿI
Podemos calcular la relación de vueltas a partir de las dos inductancias. La ecuación para
la inductancia es
L = N2 *
ALABAMA,
entonces podemos usar esta ecuación para desarrollar la relación de vueltas en términos de inductancia
proporciones:
L
L
2
PAG
S
=
norte
PAG
2
norte
S
norte
r
y pendiente
da .1, N
PAG
S
133
== = L
L
PAG
S
456
5 .96
8 .75 :
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Volviendo a una de nuestras ecuaciones del inductor, V = N dF/ dt, y reconociendo
que dF/ dt es idéntico para todos los devanados, obtenemos la relación de los voltajes
durante el tiempo de encendido y el tiempo de apagado.
d EN
EN = ==
norte
dt ,
EN
ENS
norte
norte
PAG
asi que
PAG
S
Po
EN
norte
ENS
norte
PAG
.
S
Esto parece ser lo mismo que la ecuación del transformador. Es similar, ya que el
los devanados están acoplados, pero es importante recordar que son las inductancias
de los devanados que fijan los voltajes. Las ecuaciones del transformador solo se aplican
cuando la corriente fluye en el primario y secundario al mismo tiempo.
Durante el tiempo de encendido, el voltaje secundario inverso es controlado por la entrada
tensión, por lo que la PRV en el peor de los casos en el diodo secundario será:
*
*
1 390
Nevada
45 EN.
ENS = == S
norte
8 .75
PAG
PAG
El voltaje del interruptor en el peor de los casos mientras el interruptor está apagado será igual al más alto
voltaje de entrada más el voltaje inverso en el primario:
390 + (12,5 * 8,75) = 390 + 110 = 500 V.
Vemos que nuestra elección para el secundario sobrecargará los diodos de salida y
coloque una tensión mínima en el interruptor. Podemos acortar el tiempo de corriente de salida por
reducir la inductancia secundaria y aumentar la relación de vueltas. podemos aumentar
la relación de vueltas en un 33% y ver si las características del diodo y del interruptor son más
razonable. Establecemos la relación de vueltas en 12.0. Esto produce una inductancia secundaria de
3,17 µH. La PRV para el diodo se convierte en 390/12 = 32,5 V. La salida máxima
la corriente será de 7,5 A. El voltaje del interruptor en el peor de los casos será de 540 V. Necesitamos
otra iteración de elegir el diodo de salida. Una búsqueda en el sitio web de la IRF
produce el 25CTQ40S, que está en el mismo paquete que el 6CWQ03FN. Él
El diodo dual 25CTQ40S tiene incluso mejores características de voltaje directo y tiene
margen suficiente con PRV de 40 V.
Los valores típicos para el voltaje de activación (21.6) y el voltaje de apagado (9.74) dan
un cambio de 11.86 V. Sin embargo, la peor operación del IC bootstrap
ocurre cuando el IC se activa con el voltaje más bajo y se apaga con el voltaje más alto. La
activación más baja es de 19,68 V; el voltaje de apagado más alto es
10,43 V. El consumo de corriente es relativamente constante. El IC consume 2,5 mA y el
la carga de la compuerta consume 10 mA adicionales. Permitimos 10 ms para que el suministro
134
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Circuitos aislados de transformadores
cargue el suministro de polarización auxiliar por encima de 10,43 V. 12,5 mA durante 10 ms significa que
utilizará 125 µC de carga. Podemos usar la ecuación de capacitancia Q = C * V y
el cambio en la carga para obtener una ecuación para la capacitancia:
Q2 ÿ Q1 = 125 µC ÿ C*V1
-
qq2
C4 =
vv2 -
1
1
=
125 µ C
- 43 .
19 .68 10
= 13 .5
µF .
Redondeo al valor más cercano = 22 µ F .
Esta capacitancia será necesaria porque el suministro de polarización no recibirá corriente.
desde el interruptor hasta que el voltaje de salida principal sea igual al voltaje de arranque
(cuando ambos devanados tienen igual V/N). El valor de la resistencia de arranque (R4) es un
compromiso entre arranque rápido y disipación de energía. Podemos limitar el poder
disipación a 0,25 W para mantener el calor bajo y mantener una alta eficiencia. El peor caso
de voltaje es 390 V ÿ 12,0 V = 378 V. La resistencia requerida es 3782/0,25
W = 571 k. La corriente de carga de arranque es de 378 V/571 k = 660 µA. La carga
nominal para alcanzar el punto de activación es de 22tomará
µF * 20 V = 440 µC, por lo que
0,67 segundos para cargar el condensador de arranque a entrada alta (240 VCA) y 2,6
segundos a entrada baja (100 VAC).
El siguiente paso es elegir el capacitor de salida. Es probable que nos encontremos con
El mismo problema que vimos con los circuitos no aislados en el Capítulo 4, donde el valor de la
capacitancia es secundario a la ESR al configurar la ondulación de salida. Nuestro objetivo es asignar
67% del voltaje de ondulación a ESR y 33% a la impedancia de CA, por lo que asignamos 67 mV
de ondulación a ESR.
= 67= 8 9 X
mV .ESR
metro
. 7UN
5
La capacitancia objetivo es:
= 33
V .X
C = 4 4 X
7 .5 UN
C=
2 **r
1
kHz
262 *. 4 4m
metro
= 140
nX
F
Una mirada rápida al catálogo de Digi-Key muestra el polímero de la serie CD de Panasonic
electrolítico requeriría siete capacitores de 8.2 µF/16 WV para tener suficiente
ESR y suficiente capacidad de ondulación. Una búsqueda en el sitio web de Panasonic muestra una
La cerámica MLC de 4,7 µF/16 WV puede manejar 4 A de corriente y cada capacitor tiene
135
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
9 mÿ para VSG. En el caso de los capacitores cerámicos, necesitaremos múltiples
capacitores para tener suficiente capacitancia, y la ESR se vuelve bastante pequeña. Diez
de estos condensadores probablemente hará una mejor selección que el electrolítico
condensador. Esto daría solo 0,9 mÿ ESR. Esto reduce la capacitancia requerida a 45 µF. Un
capacitor electrolítico de aluminio será suficiente para el
suministro de polarización, ya que la corriente total es de solo 13 mA.
Observe que el suministro de polarización tiene dos etapas de filtrado aisladas por el diodo D4.
Esto permite que el voltaje en el pin de retroalimentación siga el voltaje de salida durante
arranque para que el circuito interno de arranque suave no se vea afectado por el voltaje de
el circuito de arranque. La constante de tiempo de la resistencia en paralelo con el capacitor de
retroalimentación en la porción de retroalimentación es bastante corta (del orden de tres
tiempos de ciclo). Esto permite que la retroalimentación siga más de cerca una caída en el
voltaje de salida principal.
El divisor de voltaje de retroalimentación se calcula a partir de la ecuación dada en los datos
sábana:
R1
.V 1 23 V1
R
bl + = # 2
AFUERA
La resistencia de detección de corriente se calcula en función de la corriente máxima en el peor de los casos
requerido. Calculamos que la corriente pico en operación normal a 85 VAC
la entrada es de 440 mA. Podemos establecer el límite actual a un valor ligeramente por encima de este
valor para permitir corriente adicional durante el arranque. Elegimos 500 mA, entonces
0 29 V
. .R
== 0 58 X
CS
0 .5 UN
.
Agregamos una pequeña cantidad de filtrado RC (R7, C3) entre el sentido actual
resistencia y pasador de detección de corriente para permitir algunos transitorios cuando el interruptor
encender. Esto reduce la limitación de corriente falsa debido a transitorios. el valor de la
La capacitancia se puede ajustar en el laboratorio. Es posible que este capacitor no
ser necesario.
El controlador IC puede absorber y generar más de 650 mA, por lo que no es necesario un
límite de corriente entre la puerta del interruptor y el IC.
Los componentes de compensación se toman de la hoja de datos. solo sirven
como punto de partida. Será necesario ajustar la compensación real en el laboratorio para
garantizar un ciclo estable.
136
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Circuitos aislados de transformadores
Las resistencias R5 y R6 establecen el valor de bloqueo por bajo voltaje. El voltaje en este pin debe ser
de 1,28 V antes de que funcione el IC. Un voltaje de entrada razonable es de 95 V para que este pin
esté activo. El valor de R5 es muy grande, por lo que la corriente de polarización del pin UVLO afectará
el valor necesario para R6. Podemos considerar que VIN y R5 son una fuente de corriente constante,
por lo que debemos restar la corriente de polarización de la corriente suministrada por R5 al calcular
R6. La hoja de datos también proporciona ecuaciones para calcular estas resistencias.
Ejemplo de Flyback no aislado
Nuestro siguiente ejemplo muestra la ventaja de un diseño flyback no aislado para uso automotriz.
Un sistema automotriz puede variar desde 11,5 V con batería baja con la llave apagada hasta 15,0
V cuando se carga una batería descargada. Algunos sistemas están diseñados para funcionar a 13,6
V ± 0,5 V nominales. Esto representa el voltaje total para una batería cargada. Nuestro ejemplo
implementa un sistema que produce 13,6 V a 10 A. El objetivo de ondulación de salida es 300 mV. El
objetivo de regulación es de 400 mV.
La figura 5-14 muestra nuestro circuito.
Una opción razonable para el IC de control es el LT1680. Este IC está diseñado para convertidores
CC-CC elevadores de alta potencia que utilizan un interruptor MOSFET externo. Proporciona todas
las funciones PWM de modo de corriente necesarias y operará directamente desde el suministro de
entrada.
Una frecuencia de conmutación razonable es 167 kHz. La frecuencia máxima del IC es de 200 kHz,
pero queremos mantenernos alejados de los efectos en los que no tenemos control. El tiempo de
ciclo es de 6,0 µs. Esta frecuencia es lo suficientemente baja como para que los efectos parásitos en
el nivel de alta potencia sean manejables. Esta frecuencia también está dentro del rango de potencia
de los núcleos de inductores a precios razonables.
El funcionamiento en modo continuo es una selección razonable para este diseño. La corriente de salida se aproximará
a la corriente de entrada, ya que el rango de voltaje de entrada es +10/ÿ20% del rango de voltaje de salida. La elección
del modo continuo permitirá que la corriente máxima sea solo un poco mayor que el doble de la corriente de salida. Si
establecemos el voltaje del ciclo de trabajo del 50 % en una entrada de 10,5 V, tendremos suficiente margen cuando el
voltaje caiga a 11,0 V para mantener el control y evitar la necesidad de compensación de pendiente. Esto establece el
ciclo de trabajo objetivo para el voltaje de entrada más bajo alrededor del 40 %, como una primera suposición. Usamos
el gráfico en la hoja de datos para elegir el 137
138
Condensadores
en
paralelo
10
mlc
TIERRA
Vin
50
µF
18
voltios
Figura
5-14:
Suministro
flyback
no
aislado
de
13,6
V
para
sistemas
automotrices
que
utilizan
el
LT1680
220pF
1µF
2,2
nF
3.0K
100K
SL/
ADJ
Connecticut
yo
ave
5
voltios
Ejecutar/
SHDN
árbitro
SS
670
nF
LT1680
12
voltios
SGND
en
U1
10
Sentido+
Sentido
PGND
PORTÓN
v.c.
pensión
completa
220nF
1k
10
R4
1020
R2
0.0037
T1
IRFZ44V
1:1.93
30CPQ060
10.0K
R3
7
X
4.7
uF
Cerámica
Salida
de
13,6
V
TIERRA
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Circuitos aislados de transformadores
Resistencia de temporización de 3 K basada en nuestro ciclo de trabajo máximo. Otro gráfico en el
la hoja de datos nos da 2.2 nF basados en la frecuencia de 167 kHz y el tiempo de 3 K
resistor.
Un diodo Schottky de 60 V es un primer intento razonable en el rectificador de salida. los giros
Es probable que la relación del inductor sea muy cercana a 1:1. es una conjetura razonable
que la relación de vueltas no será mayor que 1:2. El IRF 30CPQ060 tiene 60 V
PRV y corriente promedio de 30 A y es un paquete de diodo dual. El pico adelante
Es probable que la corriente sea de aproximadamente 20 A, por lo que este diodo debe cumplir
con nuestros requisitos. Cada diodo pasará la mitad de la corriente total, por lo que el voltaje directo
caída será de 0,55 V. La potencia máxima de salida será de 13,6 V * 10,0 A + 0,55
V * 10,0 A = 141,5 W.
La corriente del interruptor del peor de los casos se producirá en una entrada de 11,0 V y el peor de los casos
el voltaje del interruptor ocurrirá a una entrada de 15.0 V. Una buena regla general para el interruptor.
voltaje es asumir que será el doble del voltaje de entrada más alto. Otra regla de
pulgar es elegir la corriente del interruptor igual al doble de la corriente promedio más la
factor de ondulación Tomaremos la corriente de ondulación igual al 30% de la corriente promedio para
permitir una cantidad razonable de respuesta dinámica. Este bajo factor de ondulación también
permite una mayor cantidad de ESR en el condensador de salida. La corriente de entrada
promedio será:
1
Potencia de carga
= ( 11
#
. WV
/ . )*(
0 / 1 0 4 141
5 A.
Voltaje de entrada de CC
=
) 32 2 .
La corriente primaria máxima será 32,2 * 1,15 = 37,0 A (la corriente de entrada multiplicada por
el factor de ondulación). La corriente de ondulación será de 32,2 * 0,3 = 9,66 A. El IRFZ44V que
que usamos en el Capítulo 4 también es una buena opción para esta aplicación. Dispone de 60V VDSS
y 55 A DNI.
Ahora podemos comenzar a diseñar la inductancia primaria. Hemos restringido la
inductancia primaria por la corriente de ondulación esperada, el ciclo de trabajo y la entrada
Voltaje. Usamos la ecuación del inductor reorganizada nuevamente:
04. 6n#
s
dt
VI ==
dI =
11 0 *.
27H
=
norte
. UN
9 .66
Del Capítulo 1, recordamos la fórmula para la operación flyback en continuo
modo:
V VN*=*
AFUERA
corriente continua
EN
1139
corriente continua
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Podemos determinar la relación de vueltas (vueltas secundarias/vueltas primarias) a partir de nuestra
supuestos iniciales:
==EN
AFUERA
norte
#
(1
corriente continua
#
enENCC
) = ( 0) (4.13
.) +6 0. 55 #1
11. 0 #0 4.
-
1. 93:1
El voltaje del interruptor en el peor de los casos es una entrada alta más el voltaje secundario
reflejado: 15,0 + (14,15 * (1/1,93)) = 22,3 V. El interruptor tiene una carga más que suficiente
espacio, por lo que probablemente no sea necesario un circuito de abrazadera para proteger el interruptor.
La disipación de energía en el peor de los casos para el interruptor es la corriente máxima al cuadrado por
ciclo de trabajo de tiempos de resistencia: (37 A * 37 A) * 0,016 ÿ * 0,4 = 8,8 W. Real
la disipación de energía será ligeramente mayor una vez que tomemos las pérdidas de conmutación en
cuenta. El peor de los casos para el rectificador es un alto voltaje de entrada multiplicado por la relación de vueltas:
15,0 V * 1,93 = 29,0 V. La corriente de diodo promedio cuando el interruptor está apagado es
la corriente de salida dividida por (1 ÿ CC): 10 A * 0,6 = 16,7 A. La corriente de salida máxima
es la corriente máxima de entrada multiplicada por la relación de vueltas: 37,0 A * (1/1,93) = 19,2 A. Estos
los cálculos muestran que nuestra elección de semiconductores es adecuada.
Nuevamente asignamos el 67% del voltaje de ondulación a la ESR del capacitor de salida, por lo que:
= 200=10 4 X
mV .ESR
metro
. 19UN
2
=.X100
mV
=5 2 X
C
metro
. 19UN
2
C=
2**r
kHz
1 167
*. 5m2
=180
nX
F
Este valor es similar a nuestro ejemplo anterior y requerirá múltiples cerámica o
condensadores de aluminio para satisfacer tanto el requisito de ESR como la corriente de ondulación
requisito. Los condensadores del ejemplo anterior serán adecuados para este
diseño cuando se utilizan suficientes en paralelo. El requisito más importante para la
condensadores es la capacidad de corriente de ondulación. Siete de los condensadores MLC de 4,7 µF/16 WV
tendrá solo 1.3 ÿ ESR, por lo que la capacitancia combinada de 33 µF será más que
suficiente para cumplir con nuestro requisito de voltaje de ondulación. El uso de tantos capacitores
en paralelo generará problemas con EMI y problemas secundarios que aumentarán la ondulación.
a menos que prestemos estricta atención al diseño adecuado. Las conexiones a los capacitores
debe hacerse con conductores muy anchos pero poco espaciados. Esto reducirá
la inductancia de las huellas y minimizar el área de bucle de las huellas.
140
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Circuitos aislados de transformadores
La resistencia de detección de corriente se establece según la corriente promedio en lugar de la corriente máxima para
este control IC. La ecuación se encuentra en la hoja de datos:
R
120 /I mV
. /. . 0 12 32 2 3 7 V A m == = X
CS
PROMEDIO
El límite de corriente promedio se establece mediante la combinación de la resistencia de detección de corriente
y el condensador de integración de límite de corriente. La hoja de datos recomienda configurar
este condensador a 220 pF.
El voltaje de salida se establece mediante la ecuación:
AFUERA
R1
bl +R= #
.V 1 25V 1
2
Ejecutar los cálculos requiere una relación de resistencia de 9,88:1.
Podemos establecer el tiempo de inicio suave en 100 ms, usando la ecuación de la hoja de datos:
C
SS
= 1 ./150
0s 000 670
, nF =
Nuevamente, comenzamos con los valores de compensación de la hoja de datos y seguiremos
cámbielos en función de los resultados en el laboratorio. No es necesario compensar la pendiente,
ya que el ciclo de trabajo está limitado al 50%.
Los grandes pulsos de corriente en la entrada requerirán una ESR muy baja para mantener la
voltaje en el IC de control. Seleccionar capacitores de entrada iguales a los capacitores de salida
proporcionará la ondulación baja necesaria. Los pulsos de corriente de entrada muy grandes
puede hacer que un convertidor directo sea una mejor opción para esta aplicación.
Circuitos convertidores directos
Un convertidor directo es un convertidor de un solo interruptor que utiliza un transformador para
transferir energía del circuito primario a los circuitos secundarios. Flujos de energía
del primario al secundario mientras el interruptor conduce corriente.
La figura 5-15 muestra un circuito representativo de un convertidor directo. un voltaje
La abrazadera es necesaria para un convertidor directo porque toda la corriente del transformador
se detiene cuando el interruptor se apaga. La pinza proporciona un camino para la corriente en
la inductancia magnetizante del transformador y la inductancia de fuga. En
el circuito flyback, el flujo de corriente en el secundario proporciona un camino para el
flujo del núcleo cuando se abre el interruptor; la abrazadera solo es necesaria para reducir
estrés en el interruptor de las inductancias de fuga.
141
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
L1
Diodo de abrazadera
C1
V1
EN
Vin
TIERRA
SUDOESTE
pensión completa
CI de control
Figura 5-15: Circuito representativo para un convertidor directo
Cualquiera de los circuitos de abrazadera en la figura 5-10 se puede aplicar al convertidor
directo. Los circuitos de abrazadera tendrán un voltaje controlado por el voltaje secundario
cuando se usan en un circuito de retorno debido al requisito de que V/N sea igual para todos los
devanados. Esto no es cierto para el convertidor directo. El devanado de abrazadera en la figura
5-10(a) garantiza que el voltaje del interruptor sea el doble del voltaje de entrada mientras la
corriente de magnetización disminuye. Los circuitos B y C tendrán voltajes variables según la
cantidad de energía que se disipa en la resistencia. Debe tener cuidado al diseñar el ciclo de
trabajo máximo, la inductancia magnetizante del transformador y la constante de tiempo RC
cuando use los circuitos B y C para asegurarse de no exceder la clasificación de voltaje del
interruptor. Observe que el circuito C es idéntico a un regulador elevador. La nota de aplicación de
rectificador internacional AN-939A brinda una muy buena descripción del uso de circuitos de
abrazadera disipativos en convertidores directos.
El diseño del circuito de abrazadera afecta el voltaje de conmutación máximo requerido para
un convertidor directo. La energía almacenada en la inductancia magnetizante es proporcional
a los voltios-segundos mientras el interruptor está encendido. El mismo número de voltios-seg.
onds es necesario para disipar la energía almacenada en la inductancia magnetizante del
transformador durante el tiempo de apagado. La tensión de tensión en el interruptor se puede
reducir limitando el ciclo de trabajo. Sin embargo, la reducción del ciclo de trabajo aumentará la
corriente pico primaria y la corriente y voltaje pico de salida.
El devanado de la abrazadera generalmente tiene el mismo número de vueltas que el
primario, lo que establece el voltaje del interruptor al doble de la entrada. Sin embargo, el deber máximo
142
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Circuitos aislados de transformadores
Los giros del devanado del ciclo y de la abrazadera se pueden ajustar para establecer el voltaje del
interruptor en cualquier valor deseado. Nuestro segundo ejemplo mostrará cómo usar un voltaje de
interruptor grande para restablecer el flujo en el núcleo cuando el ciclo de trabajo es superior al 50 %. El
circuito de abrazadera solo disipa la energía en inductancias dentro del bucle creado por el circuito de
abrazadera. Cualquier inductancia parásita fuera del circuito de la abrazadera, como las inductancias de los
cables del interruptor, creará voltajes cuando el interruptor se apague y aumentará la tensión de tensión en
el interruptor.
El mismo circuito de dos interruptores que vimos en la figura 5-12 se puede usar para un circuito
convertidor directo sustituyendo el inductor de retorno por un transformador. El voltaje máximo en cada
interruptor será ligeramente superior al voltaje de entrada.
Los diodos nuevamente fijan el voltaje inverso de la inductancia del transformador al voltaje de entrada.
Dado que el voltaje de bloqueo no puede ser mayor que el voltaje de entrada, el ciclo de trabajo debe
restringirse a un valor inferior al 50% para garantizar que el flujo no se acumule en el núcleo y provoque la
saturación.
Práctico diseño de convertidor directo
Los pasos típicos para diseñar un convertidor directo se enumeran a continuación:
1. Elija un controlador IC basado en el nivel de potencia y la lista de materiales
cepas
2. Elija la frecuencia de conmutación.
3. Use el rango de voltaje de entrada y el objetivo de corriente de ondulación de salida para seleccionar el
objetivo de ciclo de trabajo máximo.
4. Elija los diodos de salida.
5. Diseñe las relaciones de devanado del transformador.
6. Determine la potencia máxima y elija un interruptor.
7. Elija el capacitor de arranque en función de la carga de puerta requerida si se utiliza un suministro de
arranque.
8. Calcule el valor del inductor de salida.
9. Elija el capacitor de salida según los requisitos de ondulación.
143
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
10. Diseñe el suministro auxiliar, si es necesario.
11. Diseñe los componentes IC auxiliares, incluido el circuito de retroalimentación.
Ejemplo de convertidor directo fuera de línea
Nuestro primer ejemplo es un suministro fuera de línea de entrada universal para proporcionar 5,0 V a 20 A.
(Consulte la Figura 5-16). Se requiere que el voltaje de ondulación esté por debajo de 100 mV y que la
regulación sea de 200 mV. Aunque la lista de características del MAX5052 dice que es bueno para 50 W
de potencia de salida, no hay razón para que no se pueda usar por encima de ese nivel de potencia
siempre que pueda controlar el interruptor. Elegiremos el MAX5052A para un ciclo de trabajo máximo del
50 %. Un ciclo de trabajo del 45 % es razonable para el voltaje de entrada más bajo. Esto permite un
margen suficiente para que el suministro comience con el voltaje de entrada más bajo para un sistema de
alimentación de 100 VCA.
Querremos mantener la corriente de ondulación de salida al mínimo para mantener bajo el voltaje de
ondulación. Podemos elegir un objetivo de ondulación de salida del 10% o 2 A. El diseño de abrazadera más
fácil es usar un devanado en el transformador de potencia y un diodo (D3).
D3 debe ser un diodo de encendido rápido. La corriente a través del diodo irá a cero, por lo que no nos
preocupan las características de apagado.
Habrá una caída constante del diodo en el circuito de salida porque la corriente del inductor fluirá durante
todo el ciclo del interruptor. Los diodos Schottky son los componentes preferidos en suministros de bajo
voltaje con una potencia de salida modesta. Podemos elegir un diodo dual que pueda manejar la corriente
máxima. Nuestra corriente máxima es de 20 A + 1 A de ondulación. El IRF 30CPQ060 es un diodo dual en
un paquete TO-247AC con una clasificación de corriente promedio de 30 A y una clasificación PRV de 60 V.
Este diodo tiene una tensión directa de 0,7 V a una corriente directa de 20 A.
Usamos una versión reorganizada de la ecuación del convertidor reductor del Capítulo 1 para determinar el
voltaje de entrada requerido.
VIN = (VSAL + VDiodo)/CC = 5,7 V/0,45 = 12,7 V
Este voltaje debe estar presente en el devanado secundario con el voltaje de entrada más bajo. Esto da la
relación de vueltas del transformador:
N=100 V/12,7 V=7,9
144
51K
R6
145
Entrada
de
CA
18
voltios
D4
D3
3,6
millones
R5
Figura
5-16:
Suministro
de
convertidor
directo
fuera
de
línea
de
entrada
universal
representativo
C3
39
µF
220nF
C4
C6
R4
56K
5W
FBVcc
UVLO
MAX5052
Vin
TIERRA
U1
sentido
compensación
SUDOESTE
16
mH
500pF
C5
1k
R8
D3
IRFPF40
1nF
D2
C7
1k
0.10
D1
R9
T1
Q1
R1
30CPQ060
1200
µF
12
µH
C1
L1
4N27
U2
TL431
U3
470
100nF
10K
R7
R2
C2
2K
R3
5
Regreso
+5
V
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Podemos verificar el ciclo de trabajo requerido a alto voltaje de entrada. El voltaje de entrada
estarán:
390 V/7,9 = 49,5 V
Esto significa que el ciclo de trabajo con una entrada alta será de 5,7/49,5 = 11,5 %. La altura
voltaje de entrada confirma que el diodo que elegimos es adecuado.
La potencia entregada debe ser de 5,0 V * 20 A + 0,7 V * 20 A = 114 W. La máxima
corriente en el interruptor se dará a baja tensión. La corriente de conmutación promedio
se calcula a partir de la potencia promedio y la corriente máxima se calcula a partir de
corriente promedio, ciclo de trabajo y factor de ondulación:
DI = 114 W/100 V = 1,14 A
ID-pico = 1,14 A/0,45 * 1,05 = 2,7 A
El interruptor necesitará más capacidad de corriente que esta, una vez que se tengan en cuenta
todas las fuentes de consumo de energía (suministro auxiliar, pérdidas del interruptor, transformador).
pérdidas, pérdidas del inductor, pérdidas del condensador, etc.). Necesitaremos un switch con un 900
Clasificación V/5 A. El MOSFET IRF IRFPF40 tiene una clasificación de ID de 900 V VDS y 4.7A
con 2,5 ÿ RDSON. La carga total de la compuerta es de 120 nC, por lo que la corriente de activación de la compuerta es
120 nC * 262 kHz = 32 mA.
Estamos menos preocupados por la potencia de arranque en este diseño, por lo que podemos permitir más
disipación en la resistencia de arranque para mantener corto el tiempo de arranque. UN
una buena regla general es hacer que el sistema se inicie dentro de los 500 ms en la entrada más baja
Voltaje.
El consumo de corriente es relativamente constante. El IC consume 2,5 mA y la carga de la compuerta
consume 32 mA adicionales. Permitimos 10 ms para que el circuito cargue la polarización.
suministre por encima de 10,43 V. Usaremos 345 µC para suministrar 34,5 mA para una carga de 10 ms.
Nuevamente usamos la ecuación de capacitancia para calcular la capacitancia requerida:
qq2 - 1 = 34 5
==
FC
19
68 10 43
4
vv2 - 1
. -
C
norte
.
37
norte
.
Redondeando al valor más cercano da 39 µF.
La carga nominal para alcanzar el punto de activación es de 39 µF * 20 V = 780 µC. Este
significa que necesitaremos 1,6 mA para cargar el capacitor en 500 ms. restando el
voltaje del capacitor del voltaje de entrada y dividiéndolo por la corriente requerida
146
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Circuitos aislados de transformadores
da 90 V/1,6 mA = 56 K. La potencia máxima se producirá a alto voltaje, por lo que
(390 ÿ 20) 2/56 K = 2,5 W. Esta resistencia deberá ser de 5 W.
El valor del inductor está determinado por la corriente de ondulación, el voltaje aplicado y
ciclo de trabajo. El voltaje aplicado es el voltaje del transformador menos la caída del diodo
menos el voltaje de salida. Aplicamos la ecuación del inductor:
0 .45 3n82. #
s
dt
= 12 .0
VI ==
dI ( . )*. 12 0 5 0 =
1.0 UN
h
norte
El valor del capacitor de salida está determinado por el requisito de voltaje de ondulación. Nosotros
tener 100 mV de ondulación y 1,0 A. Podemos elegir ESR y el valor del condensador
usando nuestra regla de un tercio y dos tercios:
67 mV
m67 = X
VSG =
1.0 UN
La capacitancia objetivo es
X
C=
2 ** r
C
= 33 mV 33
=X
metro
. 1UN0
*
1 262 33kHz·m
= 18
nX
F
Una buena opción para el capacitor de salida es un FM tipo A de la serie Panasonic.
no hay capacitores cercanos en valor a 18 µF en el rango de 6.3 WV. El más cercano
valor que tiene un ESR lo suficientemente bajo y suficiente capacidad de ondulación es el
EEUFM0J122L Condensador de 1200 µF que puede manejar 1,56 A de ondulación y tiene
VSG de 30 mÿ.
El suministro auxiliar debe proporcionar aproximadamente 12 V para el funcionamiento normal
pero no debe superar los 30 V. Los diodos D1 y D2 pueden ser pequeños Schottky
diodos con 60 PRV. La alimentación auxiliar no está regulada y no hay acoplamiento
entre la salida principal y la alimentación auxiliar. Es muy probable que el
suministro auxiliar se elevará a un gran voltaje durante el arranque y durante grandes
transitorios en la salida principal. La derivación de diodo zener (D4) se proporciona para garantizar
esa corriente adicional mantendrá el suministro dentro de los límites del IC de control. Él
El voltaje del zener se establece lo suficientemente alto como para que normalmente no consuma corriente. Podemos
elija un valor muy bajo para la ondulación del inductor porque la corriente es
esencialmente constante. No hay necesidad de una respuesta transitoria rápida, y la baja ondulación
reducirá las fluctuaciones en el voltaje de salida durante los transitorios de salida principal.
Elegimos una corriente de ondulación del 5% para este suministro, o 34,5 mA * 0,05 = 1,7 mA.
147
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Calculamos el inductor en el voltaje de entrada más bajo. También usamos la entrada más baja
voltaje para calcular la relación de vueltas para este suministro.
12 .7 0V/.45 28 2=V = .+ =
Oficina
ENTRADA
Turismo DC )/
( deDiodo
de SALIDA
N=100 V/28,2 V=3,6
VI ==
dI -
dt
0 .45 3 82 .# n
1.7 mamá
( .)* .27 5 12 0
s
= 16 mH
El último paso es diseñar el circuito de realimentación. Usaremos un 4N27 estándar
optoaislador y un regulador de derivación TL431 para proporcionar retroalimentación al IC de control.
Elegimos una pequeña cantidad de compensación anticipada para el TL431 y una
pequeño polo en el pin de retroalimentación del IC de control. Los valores reales de
compensación deberán determinarse llevando el suministro del prototipo al laboratorio y
realizando mediciones y ajustes.
La selección de los componentes de detección de corriente y los componentes de bajo voltaje son
lo mismo que el ejemplo MAX5052 en la sección del convertidor flyback.
Ejemplo de convertidor directo no aislado
Los niveles de corriente en el ejemplo del flyback para uso en automóviles eran bastante altos.
La corriente de entrada consta de pulsos muy grandes y cortos. La salida también consiste
de pulsos muy grandes y cortos. Un convertidor directo puede reducir tanto la ondulación de
salida como la ondulación de entrada al permitir que el ciclo de trabajo sea mayor al 50%. Nuestro
El siguiente ejemplo, la Figura 5-17, muestra cómo implementar dicho suministro.
El ciclo de trabajo en un convertidor directo fuera de línea está limitado al 50% por el voltaje
requerido para restablecer el flujo en el transformador y el voltaje de ruptura del interruptor.
Con un ciclo de trabajo del 50%, el voltaje inverso puede ser igual al voltaje de entrada. En nuestro
aplicación automotriz, podemos usar un interruptor de alto voltaje con ventaja. Él
alto voltaje inverso permitirá que el flujo en el transformador se reinicie en un muy
corto periodo de tiempo.
Partimos del mismo conjunto de requisitos que el ejemplo flyback y usamos el
mismo control IC. Elegimos la misma frecuencia de operación de 167 kHz para un ciclo
tiempo de 6 µs.
148
149
TIERRA2
Vin1
150
µF
150
µF
18
voltios
220pF
1µF
Figura
5-17:
Convertidor
directo
no
aislado
con
salida
de
13,6
V
1,5
nF
C3
5.0K
R7
100K
SL/
ADJ
Connecticut
5
voltios
yo
ave
Ejecutar/
SHDN
árbitro
SS
C2
670
nF
LT1680
12
vinos
SGND
U1
PGND
Sentido
10
Sentido+
PORTÓN
v.c.
pensión
completa
C6
220nF
1k
R4
10
R8
D4
D1
R3
1020
R1
0.0094
M1
IRF3415
1:4:6.96
T1
30CPQ150
10,8
horas
L1
10.0K
R2
82
µF/
16
WV
C1
+13.6
TIERRA1
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Podemos configurar el ciclo de trabajo máximo al 75 % con una entrada de 11,0 V. La hoja de
datos muestra que el ciclo de trabajo máximo variará de IC a IC, desde alrededor del 70 % hasta
alrededor del 78 %, cuando establecemos el valor nominal en el 75 %. Nuestros cálculos deberán
permitir un ciclo de trabajo del 80 % como el peor de los casos. Los voltios-segundos durante el
tiempo de encendido deberán ser iguales a los voltios-segundos cuando el interruptor esté
apagado. La relación entre el tiempo de encendido y el tiempo de apagado es 80/20, por lo que el
voltaje inverso en el primario del transformador durante el tiempo de apagado será cuatro veces el
voltaje de entrada. Esto establece la relación de vueltas para el devanado de la abrazadera en 4:1.
El voltaje soportado del interruptor será cinco veces el voltaje de entrada (4x para la abrazadera
más 1x para el suministro de entrada) en el voltaje de entrada más alto. Esto da un valor mínimo de
15,0 V * 5 = 75 V. Una consulta del sitio web de International Rectifier muestra 100 V o 150 V
MOSFET. Probablemente tenga más sentido elegir un dispositivo de 150 V para garantizar el
margen en presencia de transitorios. El IRF3415 es un paquete TO-220 que tiene 150 V VDSS, 42
mÿ en resistencia y 43 A IDSS. El IRF3315 es una pieza similar y menos costosa, pero solo tiene
15 A IDSS a 100ÿC.
Un diodo Schottky de 150 V es un primer intento razonable en el rectificador de salida. Es
probable que la relación de vueltas del transformador sea muy cercana a 1,5:1 de primario a
secundario, ya que nuestro objetivo es reducir la ondulación de entrada y de salida.
Sin embargo, estamos permitiendo que el voltaje inverso durante el restablecimiento del
transformador sea cuatro veces el voltaje de entrada. Esto significa que el voltaje inverso en los
diodos será cuatro veces la entrada por la relación de vueltas. Esto requerirá un diodo con PRV de
al menos 90 V. La clasificación PRV de 150 V permitirá un margen para una relación de
transformación de hasta 2,25:1.
Podemos utilizar el diodo IRF 30CPQ160 150 V PRV/30 A. Esta es la misma familia de diodos que
usamos en el ejemplo del flyback. Podemos elegir la corriente de salida máxima como 11 A con 2
A de corriente de ondulación. Cada diodo pasará parte de la corriente total, por lo que la caída de
tensión directa será de 0,75 V para todo el ciclo. La potencia máxima de salida será de 13,6 V * 10,0
A + 0,75 V * 10,0 A = 143,5 W.
Usamos una versión reorganizada de la ecuación del convertidor reductor del Capítulo 1 para
determinar el voltaje de entrada requerido.
VIN = (VSAL + VDiodo)/CC = 14,35 V/0,75 = 19,1 V
Este es el voltaje que debe estar presente en el devanado secundario en el voltaje de entrada más
bajo. Esto da la relación de vueltas del transformador:
150
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Circuitos aislados de transformadores
N=19,1 V/11,0 V=1,74
Podemos verificar el ciclo de trabajo requerido a alto voltaje de entrada. El voltaje de entrada
estarán:
15V*1,74=26,1V
Esto significa que el ciclo de trabajo con una entrada alta será de 14,4/26,1 = 55 %. El suministro
requerirá una compensación de pendiente en todo el rango operativo. La alta entrada
El voltaje de 15,0 V multiplicado por la relación de vueltas (4:1 * 1,74:1) produce un voltaje
inverso de 104 V. Esto confirma que el diodo que elegimos es adecuado.
El valor del inductor está determinado por la corriente de ondulación, el voltaje aplicado y
ciclo de trabajo. El voltaje aplicado es el voltaje del transformador menos la caída del diodo.
Aplicamos la ecuación del inductor:
dt
BT= =( . )*. 18 4 13 6
desde
0 .75 6n #2 0 s
= 10 .8
. UN
h
norte
El valor del capacitor de salida está determinado por el requisito de voltaje de ondulación. Nosotros
tienen 300 mV de ondulación y 2,0 A de corriente de ondulación. Podemos elegir ESR y el
valor del capacitor usando nuestra regla de un tercio y dos tercios:
200mV =
100X
VSG =
metro
. 2UN
0
La capacitancia objetivo es:
X
C19==** r
2
C=
100 mV
= 50 X
metro
. 2UN
0
*
1 167kHz
50 m
nX
F
Los requisitos de corriente ondulada y ESR se cumplen fácilmente con un solo 82 µF/16
Condensador electrolítico de polímero de la serie WV Panasonic WA. Este condensador tiene
ESR de 39 mÿ y corriente nominal de ondulación de 2,5 A en un paquete de montaje en superficie. Él
La corriente de ondulación RMS es aproximadamente igual a la mitad de la ondulación P-P para una onda
triangular, por lo que nuestra corriente de ondulación de salida es de aproximadamente 1 A.
La corriente de entrada promedio es 141 W/11,0 V = 12,8 A. La corriente de entrada es
esencialmente un pulso rectangular de 12,8 A/0,75 = 17 A. La corriente RMS es
IRMS = IIN (CC - CC2 ) 1/2 = 12,8 (0,75 - 0,56) 1/2 = 5,6 A
151
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Dos de los condensadores electrolíticos de polímero de la serie WA de Panasonic de 150 µF/20 WV
hará bien para el filtro de entrada. Este condensador tiene una ESR de 26 mÿ y una corriente nominal de
ondulación de 3,7 A en un paquete de montaje en superficie. Esto es un gran contraste con el
requisitos de ondulación del diseño flyback, donde la entrada de ondulación RMS fue
9 A RMS y la ondulación de salida fue de 4,8 A RMS. Requerimos menos capacitores de filtro y menos
costosos al cambiar de un circuito flyback a un convertidor directo.
La resistencia de detección de corriente se establece según la corriente promedio en lugar de la corriente máxima para
este control IC. La ecuación se encuentra en la hoja de datos:
RCS = 120 mV/IAVG = 0,12 V/12,8 A = 9,4 mÿ
El límite de corriente promedio se establece mediante la combinación de la resistencia de detección de corriente
y el condensador de integración de límite de corriente. La hoja de datos recomienda configurar
este condensador a 220 pF.
Los cálculos de voltaje de salida y arranque suave son los mismos que para el flyback
ejemplo.
Queremos restringir el ciclo de trabajo máximo al 75 %, por lo que elegimos la resistencia de temporización
de 5 K del gráfico de la hoja de datos. Otro gráfico sobre los datos.
hoja indica que 1,5 nF producirá una operación de 167 kHz para esta resistencia de temporización.
Un ciclo de trabajo superior al 50% requiere una compensación de pendiente para todos los controladores de
modo actuales. El LT1680 proporciona una compensación de pendiente interna que debería ser adecuada
para nuestro suministro de ejemplo.
Circuitos de vaivén
Los circuitos push-pull no se adaptan bien a los controladores IC en modo voltaje porque
cualquier desequilibrio de flujo en una rama del primario del transformador eventualmente saturará el núcleo
del transformador. Un controlador de modo actual controlará el desequilibrio
y limitar la corriente a través de ambas piernas. Un interruptor y un devanado del
transformador aún puede llevar más carga que el otro, pero el flujo total en el
El núcleo se controla limitando la corriente máxima en cada devanado.
La figura 5-18 muestra un convertidor push-pull representativo. Observe que el lado secundario utiliza una
configuración de rectificador de onda completa con derivación central. Un circuito push-pull requiere una
rectificación de onda completa. La mayoría de los circuitos prácticos utilizan una derivación central
152
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Circuitos aislados de transformadores
D1
L1
C1
D2
CI de control
Vin
SO A
SO BFB
TIERRA
Figura 5-18: Convertidor push-pull representativo
transformador y un diodo dual, ya que solo hay una caída de diodo durante cada medio ciclo y
dos diodos. Es posible usar un puente de onda completa para simplificar el transformador, pero
luego la caída de voltaje para cada medio ciclo es de dos caídas de diodo y usa cuatro diodos.
Básicamente, el cobre es mucho más barato que el silicio.
Los circuitos push-pull cayeron en desgracia cuando los únicos controladores IC estaban en modo
de voltaje debido a los problemas con el equilibrio del transformador. Son más populares para
circuitos de potencia moderada ahora que los controladores de modo de corriente están fácilmente
disponibles. Los circuitos push-pull son populares en todos los niveles de potencia para aplicaciones
de punto de carga donde la tensión de tensión en el interruptor no es un problema.
El primario requiere el doble de vueltas que un circuito de puente, por lo que el transformador
es más complicado que un transformador de medio puente. Los interruptores deben soportar el
doble del voltaje de entrada donde el voltaje del interruptor para un medio puente es igual al voltaje
de entrada. La mayor ventaja de push-pull sobre medio puente es que ninguno de los interruptores
requiere una unidad aislada. No es necesario un circuito de abrazadera en un circuito push-pull porque
uno de los diodos de salida continuará conduciendo cuando ambos interruptores estén apagados.
Esto permite que la corriente del inductor de magnetización fluya mientras la corriente en el
estrangulador de salida disminuye. La corriente de inductancia de magnetización será forzada a cero
cuando se cierre el interruptor alternativo.
La frecuencia de conmutación efectiva es el doble de la frecuencia del oscilador. Cada
interruptor proporciona el equivalente de un convertidor directo de un solo interruptor. el bipolar
153
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El variador duplica el ciclo de trabajo efectivo y la frecuencia de operación del filtro de salida es el doble de la
frecuencia de conmutación.
El IC de control debe proporcionar pulsos de salida de dos fases para accionar alternativamente los
interruptores. Además, el circuito se comportará mal si ambos interruptores conducen al mismo tiempo. El
transformador permitirá que fluyan corrientes de interruptor muy grandes si ambos interruptores conducen al
mismo tiempo. Un IC de control push-pull debe proporcionar la capacidad de establecer una cantidad adecuada
de tiempo muerto entre las fases alternas. Esto asegurará que un interruptor esté apagado antes de que el
otro interruptor comience a conducir.
Práctico diseño de circuito push-pull
Los pasos típicos para diseñar un convertidor push-pull se enumeran a continuación:
1. Elija un IC de controlador según el nivel de potencia y las limitaciones de la lista de materiales.
2. Elija la frecuencia de conmutación.
3. Use el objetivo de rango de voltaje de entrada para seleccionar el objetivo de ciclo de trabajo máximo.
4. Elija los diodos de salida.
5. Calcule el valor del inductor de salida.
6. Diseñe las relaciones de devanado del transformador.
7. Determine la potencia máxima y elija los interruptores.
8. Elija el capacitor de salida según los requisitos de ondulación.
9. Diseñe el suministro auxiliar, si es necesario.
10. Diseñe los componentes IC auxiliares, incluido el circuito de retroalimentación.
Nuestro ejemplo push-pull es un suministro de telecomunicaciones que convierte 48 V en un suministro
aislado de 5 V/20 A con 100 mV de ondulación. La figura 5-19 muestra el circuito que estamos diseñando.
Una búsqueda de circuitos integrados de control diseñados específicamente para operación push-pull o
puente produce muy pocas partes. La mayoría de los controladores de modo de corriente de primera y
segunda generación (como el 1846) brindan las funciones necesarias, pero necesitan una gran cantidad de
componentes externos para un suministro de trabajo. No hay muchos
154
155
-48
V
Común
de
48
V
470
µF/
63
WV
330
nF
C2
26K
1k
C3
R5
R6
C5
150nF
compensación
SS
derecha
vcc
LM5030
Vin
TIERRA
U1
sentido
Figura
5-19:
Un
diseño
pushpull
aislado
SO
B
SO
A
pensión
completa
10
10
R8
R7
C6
100pF
300
R9
IRF7451
R1
0.130
IRF7451
6,5:1
T1
32TCQ030
4N27
U3
C4
10
µF
7,6
µH
D
D3
R4
470
TL431
2,1:1
C1
U2
56
µF/
6,3
WV
100nF
1k
R3
2K
R2
Retorno
de
5
V
+5
V
20
A/
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Circuitos integrados de control modernos diseñados para operación push-pull y puente. Algunos
fabricantes tienen solo una o dos partes para esta aplicación y muchos no tienen ningún producto
moderno para este mercado. Esto es comprensible, ya que solo una porción muy pequeña del mercado de
fuentes de alimentación incluye diseños por encima de los 200 W.
Elegiremos el National LM5030 para nuestro ejemplo. Esta pieza es una pieza de montaje en superficie
de 10 pines diseñada para aplicaciones fuera de línea o de alto voltaje. Como la mayoría de los circuitos
integrados modernos, integra la mayor parte de la funcionalidad necesaria para un diseño de bajo número
de piezas. 200 kHz es una frecuencia razonable para un sistema de alta potencia.
Las frecuencias más altas requieren más atención a los tiempos de conmutación y los efectos de segundo
y tercer orden. Es posible producir diseños de transformadores de alta potencia a frecuencias más altas,
pero debe esforzarse más en el diseño para controlar elementos como la distribución, el diseño del
transformador y la selección de semiconductores. La hoja de datos del LM5030 ofrece un gráfico de la
resistencia de temporización frente a la frecuencia. El gráfico muestra que 26 K darán 200 kHz para la
frecuencia del oscilador. Los interruptores cambiarán a 100 kHz y el filtro de salida funcionará a 200 kHz.
Vimos en el diseño del convertidor directo no aislado que elegir un ciclo de trabajo superior al 50% reduce
significativamente la ondulación en el suministro de entrada sin ningún efecto en la ondulación de salida. El
ciclo de trabajo efectivo será el doble del ciclo de trabajo de un solo interruptor. Podemos elegir 40% para
el ciclo de trabajo de un solo interruptor. Esto produce un ciclo de trabajo del 80 % tanto para la entrada
como para la salida a 200 kHz. Este gran ciclo de trabajo es adecuado porque el suministro de entrada de
48 V tiene una regulación razonable. Elegiremos 1,0 A de corriente de ondulación en el inductor de salida
para minimizar los requisitos de ESR del condensador de salida. La otra ventaja de usar un ciclo de trabajo
grande es que reduce la clasificación PRV requerida para los diodos de salida. Podemos esperar que el
voltaje inverso sea menos del doble del voltaje de salida, por lo que los diodos PRV de 20 V deberían ser
adecuados. Los diodos Schottky de International Rectifier están disponibles en clasificaciones de 15 V o 30
V, por lo que elegiremos el diodo dual 32TCQ030.
Este dispositivo tiene una clasificación de 30 A y PRV de 30 V. Este diodo tiene una caída directa de 0,5
V a una corriente directa de 20 A.
Usamos una versión reorganizada de la ecuación del convertidor reductor del Capítulo 1 para determinar
el voltaje de entrada requerido.
VIN = (VOUT + VDiodo)/CC = 5,5 V/0,80 = 6,9 V
156
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Circuitos aislados de transformadores
Este es el voltaje que debe estar presente en el devanado secundario en el nivel más bajo
voltaje de entrada. Esto da la relación de vueltas del transformador:
N=48 V/6,9 V=6,96
Simplificará significativamente el diseño si lo ajustamos a 6.5 y usamos un
ciclo de trabajo ligeramente menor. Este valor hará que el diseño del transformador
sea razonable. Probablemente diseñaremos el transformador con dos o tres vueltas para
cada tramo del secundario, que requerirá 13 o 20 vueltas por primario
devanado.
El valor del inductor está determinado por la corriente de ondulación, el voltaje aplicado y
ciclo de trabajo. Aplicamos la ecuación del inductor:
BT= =-
dt
di
08. 5n#
s
( . . )* 69 50 7 6 H1n. 0 . UN =
El valor del capacitor de salida está determinado por el requisito de voltaje de ondulación. Nosotros
tienen 100 mV de ondulación y 1,0 A de corriente de ondulación. Podemos elegir ESR y el
valor del capacitor usando nuestra regla de un tercio y dos tercios:
VSG =
67 mV
= 67 X
metro
. 1UN
0
.
La capacitancia objetivo es:
X
C ==
2 ** r
C=
33 mV
.
metro 1UN
0
= 33 X
1
* m
200 33kHz
.
nX
24
F
Un condensador electrolítico de polímero de montaje en superficie Panasonic serie S de 56 µF/
6,3 WV tiene solo 9 mÿ ESR, por lo que la ondulación será significativamente inferior a 100 mV
objetivo. Este condensador tiene una corriente nominal de ondulación de 3 A.
La potencia de suministro de entrada es de aproximadamente 117 W (85% de eficiencia). La media
la corriente de entrada es de 2,4 A y la corriente de entrada máxima es de 3,1 A con un servicio del 80 %
ciclo. La corriente RMS es de 1,24 A. Una serie Panasonic FC de 470 µF/63 WV
El condensador proporcionará una ESR baja (menos de 1 ÿ) con una clasificación de corriente de ondulación adecuada.
Los interruptores deberán manejar al menos el doble del voltaje de entrada. El más cercano
La clasificación VDSS con margen es de 150 V. El IRF3415S es un dispositivo D2PAK que tiene
clasificación de corriente más que suficiente y clasificación de voltaje adecuada. El IRF7451 es un
dispositivo en un paquete SO-8. Tiene una clasificación de corriente de drenaje continua de 3,6 A.
157
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Dado que la corriente promedio para cada interruptor es la mitad del total, este dispositivo podría ser adecuado
si el tamaño pequeño es un objetivo de diseño.
El circuito de retroalimentación utiliza un TL431 para impulsar un optoaislador 4N27. Hay compensación de
bucle tanto en el TL431 como en el pin de compensación del IC de control. El IC de control implementa una
compensación de pendiente interna, por lo que no debería ser necesaria una compensación de pendiente
externa.
El suministro de VCC es diferente de cualquiera que hayamos usado hasta ahora. Colocamos un devanado
auxiliar en el inductor del filtro principal para usarlo de la misma manera que usamos el inductor en los
suministros de retorno. Tenga en cuenta que el devanado de suministro auxiliar está polarizado para que el
suministro se cargue mientras la corriente se descarga en el estrangulador del filtro. El voltaje a través del
inductor variará según el voltaje de entrada de 48 V mientras el estrangulador del filtro se carga con corriente.
Sin embargo, cuando el estrangulador del filtro se está descargando, los diodos fijan el voltaje a través del
estrangulador a aproximadamente el voltaje de salida. Dado que el voltaje de salida está altamente regulado,
obtenemos un suministro auxiliar bien regulado para el control IC. Esta parecería ser la mejor fuente posible
de energía IC. El problema, especialmente para suministros fuera de línea, es que el aislamiento de seguridad
entre los devanados del inductor del filtro debe ser el mismo que el aislamiento de seguridad del transformador
principal. La tensión de alimentación de nuestro ejemplo será (2,1 * 5 V – 0,7 V) o 9,8 V. La tensión de
alimentación del IC cambiará solo ligeramente con los cambios en el nivel de corriente de salida.
La resistencia de detección de corriente se calcula utilizando la información de la hoja de datos:
R = 0,5 / IPK = 0,5 / 3,8 = 0,130 ÿ.
Implementamos un pequeño filtro RC en el pin de detección de corriente para eliminar la configuración
falsa de la detección de corriente debido a los transitorios.
El pin de arranque suave proporciona una fuente de corriente de 10 µA. Esta fuente de corriente
carga el condensador de arranque suave a 0,5 V. Si usamos 30 ms para el arranque suave, necesitamos un
condensador de arranque suave de 0,15 µF.
Circuitos de medio puente
Los circuitos de medio puente son la topología de elección para convertidores fuera de línea entre 200 W y
1000 W. La Figura 5-20 muestra un convertidor de medio puente representativo.
158
159
Figura
5-20:
(a)
Circuito
de
medio
puente
representativo
para
operación
de
doblador
onda
completa.
(b)
Circuito
ecualizador
para
uso
con
entrada
de
puente
onda
completa
V1
TIERRA
TIERRA
SO
BFB
SO
BFB
Vin
Vin
CI
de
control
CI
de
control
SO
A
SO
A
D8
D7
C
C4
C2
C3
C7
C6
D5
D6
T2
T3
D1
D2
D3
D4
L1
L2
C1
C5
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El divisor de voltaje capacitivo (C2, C3) es una parte integral del circuito. Proporciona un voltaje
igual a la mitad del voltaje de entrada. Los interruptores impulsan la corriente alternativamente en
direcciones opuestas a través del primario del transformador, como en el circuito push-pull. La
ventaja del medio puente es que los interruptores solo deben soportar un voltaje igual al voltaje
de entrada más un poco más para los transitorios. El primario del transformador también es más
simple que el transformador push-pull, ya que solo se necesita un devanado primario único.
Observe que hay un pequeño capacitor de acoplamiento (C4) entre los interruptores y el primario
del transformador. Este capacitor asegura que el flujo no se acumule en el devanado primario y
sature el transformador. Cuando los dos capacitores del depósito son impulsados por un duplicador
de voltaje de onda completa para una operación de 115 V, los diodos de suministro de entrada
cargan alternativamente los capacitores hasta el voltaje pico total de la potencia de entrada. El
voltaje en cada capacitor tiene un suministro duro que asegura un voltaje de derivación central
duro independientemente de la simetría del capacitor. Es menos probable que sea necesario el
condensador de acoplamiento entre los interruptores y el transformador.
Sin embargo, si los capacitores son accionados por un puente de onda completa para una entrada
universal o un sistema de 240 V, el voltaje en la conexión de los capacitores del depósito será un
factor de los valores relativos de los capacitores. El voltaje central ahora es un valor "suave" que
dependerá de los valores del capacitor y la operación del circuito.
La operación “suave” requiere que se use el capacitor de acoplamiento para asegurar que el
transformador no se sature. El capacitor de acoplamiento tiene aplicada la mitad del voltaje de
entrada y toda la corriente primaria. Esto requerirá un capacitor de CA que esté clasificado para la
corriente de CA completa de la fuente de alimentación.
La figura 5-20 muestra otro método para garantizar que el voltaje central de los capacitores
permanezca simétrico. Un segundo devanado primario (devanado de equilibrio) con el mismo
número de vueltas está conectado a través de los diodos D5 y D6 al suministro de entrada. La
operación del circuito coloca los dos devanados en serie a través de los dos capacitores. Si el
voltaje a través de los devanados no es idéntico, la corriente fluye desde el devanado de equilibrio
para igualar los voltajes en los capacitores. La corriente en el devanado de equilibrio suele ser del
orden de 100 mA, por lo que el devanado puede ser un cable de calibre pequeño.
El circuito de medio puente es más complicado que el de contrafase porque el interruptor
superior requiere un accionamiento aislado. El control del modo actual requiere que una corriente
160
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Circuitos aislados de transformadores
transformador se coloque en serie con el devanado primario. La detección de corriente también requiere
una rectificación de onda completa para detectar la corriente de cada interruptor. Observe que hay diodos
de abrazadera en cada uno de los interruptores. Es posible usar el diodo de drenaje del cuerpo de los
MOSFET, pero estos diodos tienen malas características de encendido y apagado. Es una buena práctica
usar diodos de alta velocidad para evitar que los diodos MOSFET conduzcan.
Diseño práctico de circuito de medio puente
El diseño de circuitos de medio puente y puente completo contiene los mismos pasos.
Los pasos típicos para diseñar un convertidor de puente se enumeran a continuación:
1. Elija un IC de controlador según el nivel de potencia y las limitaciones de la lista de materiales.
2. Elija la frecuencia de conmutación.
3. Use el objetivo de rango de voltaje de entrada para seleccionar el objetivo de ciclo de trabajo máximo.
4. Elija los diodos de salida.
5. Calcule el valor del inductor de salida.
6. Diseñe las relaciones de devanado del transformador.
7. Determine la potencia máxima y elija los interruptores.
8. Elija el capacitor de salida según los requisitos de ondulación.
9. Diseñe el suministro auxiliar, si es necesario.
10. Diseñe los componentes IC auxiliares, incluido el circuito de retroalimentación.
Nuestro ejemplo de medio puente es una fuente de alimentación universal fuera de línea de 12,0 V/40 A. El
objetivo de ondulación es de 100 mV. La figura 5-21 muestra nuestra fuente de alimentación de ejemplo. El
National LM5030 es un buen candidato para nuestro suministro. Una vez más, elegimos la operación de
100 kHz para simplificar el diseño pero aún así dar una buena eficiencia.
Debemos comenzar nuestro diseño con una entrada de 100 V CC para diseñar el inductor para un ciclo
de trabajo máximo. Elegiremos un ciclo de trabajo máximo del 40%. También establecemos nuestro
objetivo de corriente de ondulación en 4,0 A. Es probable que el voltaje inverso del diodo de salida a la
entrada de 100 V sea de 18 V. El voltaje inverso a la entrada de 390 V será entonces de aproximadamente
70 V. El rectificador internacional 80CNQ080A tiene una corriente de 80 A
161
330
nF
C2
26K
150nF
162
Entrada
de
CA
1k R5
R6
C5
compensación
SS
derecha
vcc
50K
R1
D
Figura
5-21:
Diseño
de
medio
puente
Fuente
de
alimentación
universal
fuera
de
línea
de
12,0
V/
40
A
D3
LM5030
Vin
TIERRA
U1
sentido
SO
B
SO
A
50K
pensión
completa
C3
C4
R8
C7
100pF
T3
T2
D10
14
voltios
IRFP344
Q2
IRFP344
Q1
C8
50
µF
D5
D4
2,6
mH
L2
1µf
C6
D6
D7
T4
D12
10 R9
D9
D8
D11
T1
4N27
U3
80CNQ080A
80CNQ080A
3,2
horas
L1
470
TL431
R4
C1
100
µF
U2
100nF
R3
2K
5.1K
R2
12
Volver
+12
V
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Circuitos aislados de transformadores
nominal y PRV de 80 V. El voltaje directo a 40 A es de 0,8 V, por lo que este diodo
disipar 32 W a plena potencia.
Usamos una versión reorganizada de la ecuación del convertidor reductor del Capítulo 1 para
determine el voltaje de entrada requerido:
VIN = (VSAL + VDiodo)/CC = 12,8 V/0,80 = 16,0 V.
El voltaje máximo en los rectificadores será de 62,4 V, por lo que nuestra selección de diodos es
adecuado. El ciclo de trabajo a alto voltaje de entrada será del 20% en el circuito de salida
a alto voltaje de entrada.
El inductor de salida será:
BT= =-
dt
desde
15 2. 12 0 4 0
08. 5n#( . )*s
= 3 .2
. UN
h
norte
.
Recuerde que el voltaje a través del transformador es solo la mitad de la entrada
Voltaje. Esto da la relación de vueltas del transformador:
N=50 V/16,0 V=3,2.
Las pérdidas en el circuito son bastante grandes. Las pérdidas del diodo son la principal
contribución a la pérdida de potencia en el circuito de conmutación. Deberíamos añadir al menos 20 W más a
tener en cuenta otras pérdidas en el circuito. Esto da una entrada de potencia de conmutación total
de 532 W. La corriente de entrada a baja tensión de entrada será de 5,32 A de media o 6,65 A
cima. Los interruptores necesitarán 450 V VDSS y al menos 7 A IDSS. El IRFP344
tiene 450 V VDSS y 9 A IDSS con 0,63 ÿ en resistencia. La carga total de la puerta es
60 nC para este interruptor, por lo que la corriente de puerta será de 12 mA.
El valor del capacitor de salida está determinado por el requisito de voltaje de ondulación. Nosotros
tienen 100 mV de ondulación y 1,0 A de corriente de ondulación. Podemos elegir ESR y el
valor del capacitor usando nuestra regla de un tercio y dos tercios:
67 mV
= 17 X metro .
VSG =
4 .0 UN
La capacitancia objetivo es:
= 33
mVC .X
=83X
4 .0 UN
C=
2 **r
1
kHz
200 *.
8 3m
163
metro
.
= 96
nX
F
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Una vez más, vemos que el capacitor del filtro es bastante pequeño, incluso para un tamaño muy grande.
corriente de salida.
Necesitaremos un suministro auxiliar para este diseño. La salida del suministro IC
no tendrá ninguna relación con el voltaje de salida. Lo mejor que podemos hacer es diseñar
un circuito que esté cerca del voltaje requerido y regularlo al voltaje requerido. La combinación de la
corriente IC y la corriente del interruptor es de solo 15 mA.
Podemos diseñar el suministro para entregar 12 V y usar un diodo zener para asegurar que
el voltaje no sube por encima del máximo de 16 V del IC. La voluntad de liquidación
tener el mismo número de vueltas que la salida principal, pero podemos usar un cable más pequeño
que produce un devanado conveniente. Establecemos la corriente de ondulación en 5 mA.
08 5 # n s
dt
=
BT= =( mH
. )* ..515 2 12 0 2 6
. mamá
desde
Cualquier capacitor electrolítico de modo de conmutación conveniente con 50 µF tendrá una ESR
suficientemente baja y producirá un suministro de ondulación bajo para el IC. Podemos elegir un
resistencia para cargar el suministro de IC a los 7,7 V necesarios para iniciar la operación. el CI
deja de funcionar si la tensión de alimentación del IC cae por debajo de 6,1 V, por lo que necesitaremos un
capacitor grande para suministrar corriente hasta que el arranque cargue el capacitor. Él
la corriente será bastante grande al inicio, por lo que solo debería tomar dos o tres ciclos
para comenzar a suministrar la corriente necesaria. Una resistencia para suministrar 1 mA de corriente.
debe proporcionar un tiempo de arranque adecuado a un voltaje de entrada bajo.
El sentido actual de este circuito es significativamente diferente de lo que tenemos
visto hasta ahora. Todos nuestros ejemplos han utilizado una resistencia de detección a la que se hace referencia
tierra. Los circuitos de puente necesitan un transformador de detección de corriente (T4) conectado en
serie con el primario del transformador. También es posible medir la salida
corriente del inductor directamente usando un transformador de corriente, pero el sentido actual
transformador requeriría entonces una certificación de aislamiento de seguridad completa. La corriente
El transformador de sentido utiliza la rectificación de onda completa para permitir la medición de la corriente.
alquiler de ambos interruptores.
El circuito de retroalimentación de voltaje es el mismo que usamos para el ejemplo push-pull.
Circuitos de puente completo
Los circuitos de puente completo son útiles para fuentes de alimentación que funcionan por encima de 500 W.
Son los más complicados de todos los suministros fuera de línea y, por tanto, los más
164
330
nF
C2
26K
150nF
165
Entrada
de
CA
1k R5
R6
C5
compensación
SS
derecha
vcc
50K
R1
D
D3
LM5030
Vin
TIERRA
U1
sentido
SO
B
SO
A
C3
100K
R8
pensión
completa
100pF
C7
Figura
5-22:
Diseño
de
puente
completo
(transformación
de
la
Figura
5-21)
T3
T2
14
voltios
D10
R7
R
Q1
Q2
IRF1734
IRF1734
50
µF
D5
D4
C8
2,6
mH
L2
1µf
C6
Q3
Q4
IRF1734
IRF1734
D1
D2
T4
D12
10 R9
D9
D8
D11
T1
4N27
80CNQ080A
U3
80CNQ080A
3,2
horas
L1
TL431
R4
470
C1
U2
100nF
100µF
2K R3
R2
5.1K
12
Volver
+12
V
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
caro. La operación de puente completo solo se elige cuando la corriente primaria es demasiado grande para
que la manejen dos interruptores. Un circuito de puente completo reemplaza los dos capacitores con dos
interruptores y diodos de sujeción. Ambos interruptores superiores requerirán accionamiento aislado. Si el
transformador gira los cálculos, se usará el voltaje de entrada completo, en lugar de la mitad, como en el
medio puente. El diseño de puente completo utiliza un condensador de línea de alimentación en lugar de
dos. La capacitancia del capacitor individual (C3) es menor que en el medio puente. El costo reducido de un
capacitor más pequeño en comparación con dos grandes compensa el costo adicional de los semiconductores
para la operación completa del puente. Además, los interruptores pueden ser menos costosos porque el
nivel actual es la mitad del necesario para un medio puente. La figura 5-22 muestra nuestro convertidor de
puente completo de ejemplo.
Podemos rediseñar el ejemplo de medio puente anterior para que sea un circuito de puente completo. Las
principales decisiones de diseño y los cálculos siguen siendo los mismos para este nuevo ejemplo.
El primer cambio será la relación de transformación del transformador.
N=100 V/16,0 V=6,3
El próximo cambio será la selección de interruptores. La corriente de entrada será de 2,66 A o 3,33 A de
pico. Esta corriente más baja nos permite elegir un interruptor más económico. El IRFP344 cuesta $2,33
cada uno (100) frente al IRF1734, que cuesta $0,94 cada uno (100) en dólares de 2004. El IRF1734 es un
interruptor de 450 V/3,4 A que tendrá suficiente margen en esta aplicación. Si los transformadores de las
Figuras 5-21 y 5-22 usan devanados idénticos para los dos devanados primarios, se puede usar el mismo
transformador en ambos circuitos.
Los esquemas de ambos circuitos puente son extremadamente complicados en comparación con los
circuitos de un solo interruptor y el circuito push-pull. Los transformadores de pulsos deben manejar dos
transistores cada uno, mientras que el transformador de medio puente solo maneja un transistor.
166
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CAPÍTULO 6
Selección de componentes pasivos
ÿ Características de los capacitores ÿ
Capacitores electrolíticos de aluminio ÿ Capacitores de
tantalio sólido y niobio ÿ Capacitores electrolíticos de polímero
sólido ÿ Capacitores de cerámica multicapa ÿ Capacitores de
película
ÿ Características de la resistencia
ÿ Resistencias de composición de carbono
ÿ Resistencias de película
ÿ Resistencias de alambre
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CAPÍTULO 6
Selección de componentes pasivos
Un condensador es un condensador es un condensador si está construyendo un
circuito analógico de baja frecuencia o baja potencia. Esto no es cierto para el cambio de suministros.
Las altas corrientes y las altas frecuencias tienen consecuencias significativas para los
capacitores que elegimos. Ya analizamos los capacitores en el Capítulo 3, cuando analizamos
los electrolíticos de aluminio para suministros de entrada y capacitores para el filtrado de EMI.
Aquí veremos los detalles de varios tipos de condensadores que son adecuados para fuentes
de alimentación conmutadas.
Características del condensador
La característica principal de un condensador es que almacena carga cuando se le presenta un
voltaje. Sin embargo, podemos modelar un capacitor real como una combinación de resistencia,
capacitancia e inductancia. La figura 6-1 muestra circuitos equivalentes para un capacitor real
polar y no polar.
Tenga en cuenta que los capacitores polares también incluyen un diodo parásito que permite que la
corriente fluya si el capacitor tiene polarización inversa. Este diodo es un diodo físico real formado
por el metal y los óxidos utilizados para las placas y el dieléctrico. Los condensadores polares están
formados por metales que se denominan "metales de válvula" debido a las características del metal
y el óxido dieléctrico. Los metales de válvula utilizados para condensadores son aluminio, tantalio y
niobio.
Los efectos principales que debemos considerar para el rendimiento del circuito son la
capacitancia, la inductancia equivalente (ESL) y la resistencia equivalente (ESR). También debemos
considerar los modos de falla de cada capacitor para garantizar que el sistema tenga la confiabilidad
adecuada. Cada tipo de capacitor tiene un conjunto diferente de modos de falla.
El factor de disipación, la tangente ÿ y la impedancia son los tres parámetros que encontrará en los
catálogos y hojas de datos para describir las características de pérdida de los capacitores.
169
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
VSG
ESL
ESL
C
Resistencia de aislamiento
C
Resistencia de aislamiento
VSG
Condensador no polar
condensador polar
Figura 6-1: Circuitos equivalentes para un capacitor real polar y no polar
La Figura 6-2 muestra las relaciones de los valores que determinan los parámetros de pérdida.
Tenga en cuenta que los tres parámetros dependen de XC y XL. Dado que XC y XL son
dependiente de la frecuencia, los parámetros de pérdida también dependen de la frecuencia. También, tenga en cuenta
que cualquier factor externo, como el voltaje o la temperatura aplicados, que afecte la
capacitancia afectará los parámetros de pérdida. El factor de disipación se expresa en porcentaje:
VSG
#
DF =
100
XC
Nuestra regla general para el voltaje de ondulación requiere un DF del 67 % o más.
Tan ÿ y factor de potencia son espejos uno del otro. El factor de potencia es el coseno de
el ángulo formado por la magnitud de la impedancia y la ESR. Tan ÿ es la tangente del ángulo
adyacente.
VSG
ÿ
XC
d
Impedancia
Figura 6-2: Relaciones de los valores que determinan los parámetros de pérdida de los capacitores
170
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Selección de componentes pasivos
broncearse re = segundo
VSG
X C
yo
La impedancia es la longitud del vector formado por ESR y XC en combinación con XL. Todos
nuestros ejemplos en los Capítulos 4 y 5 usaron ESR y XC para determinar el voltaje de ondulación
de la mina. Podríamos haber hecho fácilmente un solo cálculo usando la magnitud de la impedancia
para aproximar el voltaje de ondulación.
La capacidad de corriente de ondulación está relacionada con la ESR. La potencia real se disipa
en ESR debido a la corriente alterna que fluye a través del condensador. La disipación de potencia
provoca un aumento de la temperatura en el condensador. Cada tecnología de capacitor tiene
diferentes capacidades para la disipación de energía y el aumento de temperatura.
Condensadores electrolíticos de aluminio
Los capacitores electrolíticos de aluminio son la tecnología de capacitores a granel más antigua.
Son la composición elegida para la fuente de alimentación de entrada en una fuente de alimentación
fuera de línea. Los condensadores electrolíticos se pueden fabricar con gran capacitancia, gran
voltaje nominal y tamaño pequeño para la operación de frecuencia de audio y línea eléctrica. Estas
tres características son las principales ventajas de los electrolíticos de aluminio.
Todos los capacitores electrolíticos de aluminio están hechos de un sándwich de una lámina de ánodo
de aluminio, un separador de papel, una lámina de cátodo de aluminio y otra capa de papel. Este
sándwich se enrolla en una bobina y se mantiene en un recipiente sellado. Los cables se sueldan a las
láminas de ánodo y cátodo para hacer una conexión con el circuito externo. Las láminas de cátodo y
ánodo se graban químicamente para aumentar el área superficial de la lámina con el fin de aumentar
la capacitancia. El aumento de capacitancia es de aproximadamente 20 veces para capacitores de alto
voltaje y hasta 100 veces para capacitores de bajo voltaje. El dieléctrico de un electrolítico de aluminio
se compone de óxido de aluminio formado en la superficie de la lámina del ánodo. La profundidad de
la oxidación controla la clasificación de voltaje y la capacitancia del ensamblaje final. La capa de óxido
se forma tirando de la lámina a través de un baño de electrolito con voltaje aplicado entre el baño y la
lámina. La lámina del cátodo está grabada para exponer más aluminio y permitir un mejor contacto
eléctrico con el electrolito líquido. El electrolito líquido es en realidad el terminal negativo del condensador.
171
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El sándwich se enrolla en una bobina, que luego se sumerge en una solución electrolítica
de solvente y sales. El disolvente suele ser etilenglicol, dimetilformaldehído o
gammabutirolacetona, y la sal suele ser borato de amonio u otras sales de amonio. El
disolvente utilizado determina la
clasificación de temperatura del capacitor. Después de que la bobina absorbe el electrolito,
se coloca dentro de una lata de aluminio. Los condensadores pequeños se fabrican con un
tapón de goma en la parte inferior de la lata para sellar el electrolito y proporcionar una
ventilación de seguridad. Los condensadores más grandes tienen una cubierta fenólica o de
nailon con una junta tórica para sellar la lata. El respiradero de seguridad suele ser parte del
sello de plástico. La ventilación de seguridad también se puede crear marcando el aluminio
de la lata para que la lata se rompa a lo largo de las líneas marcadas para crear una
ventilación. Las conexiones eléctricas se realizan a través de la junta inferior del condensador.
Una pequeña cantidad de agua en el electrolito permite que el capacitor se repare por sí
mismo. Si ocurre una falla, la corriente romperá el agua en hidrógeno y oxígeno. El oxígeno
reacciona con el aluminio para formar nuevo óxido de aluminio y repara el condensador. El
hidrógeno sale a la atmósfera.
El calor es la principal fuente de fallas en los capacitores electrolíticos de aluminio. Una vez
que el núcleo del capacitor alcanza el punto de ebullición del electrolito, la presión interna
aumentará y la ventilación permitirá que escape parte del electrolito. La pérdida de electrolito
hace que aumente la ESR, lo que provoca que el capacitor disipe más calor. Esta
retroalimentación positiva puede causar una falla rápida de un capacitor a altas temperaturas.
Los condensadores electrolíticos se abren debido a la pérdida de electrolito.
El diodo en el circuito equivalente es un diodo zener. A medida que el voltaje aumenta
más allá del voltaje nominal, el capacitor eventualmente comenzará a conducir corriente y el
voltaje permanecerá relativamente constante. La combinación de corriente y voltaje dará
como resultado un aumento de temperatura que provocará una falla. El voltaje inverso del
diodo equivalente es de aproximadamente 1,5 V y también dará como resultado una falla
debido al aumento de temperatura si el condensador tiene polarización inversa.
La constante dieléctrica disminuye con la frecuencia, por lo que la capacitancia también
disminuye al aumentar la frecuencia. El electrolito también es un contribuyente principal a
la ESR del capacitor. La ESR disminuye con el aumento tanto de la frecuencia como de la
temperatura.
172
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Selección de componentes pasivos
Es muy importante tener en cuenta el coeficiente de temperatura de ESR y la capacitancia para
bajas temperaturas. La ESR normalmente aumenta 100 veces a ÿ40 Cÿ.
El valor de la capacitancia puede disminuir hasta en un 40 % a ÿ40 Cÿ, dependiendo de la
clasificación de temperatura del capacitor. El aumento de ESR también disminuirá la clasificación
de corriente de ondulación del capacitor a bajas temperaturas.
La principal preocupación de confiabilidad tanto para los condensadores de filtro de modo de
conmutación como para los condensadores de filtro de entrada fuera de línea es la clasificación de
corriente de ondulación. La corriente de ondulación a través del ESR crea calor que aumenta la
temperatura central del capacitor. Un condensador que funciona cerca de su límite de temperatura
puede durar solo una semana o dos antes de fallar. Al seleccionar un electrolítico de aluminio, es
importante utilizar las cifras de reducción de potencia y vida útil de la hoja de datos del fabricante para
garantizar que el suministro cumpla con los requisitos de confiabilidad. Es común que un capacitor con
capacidad nominal de 85 Cÿ solo tenga una capacidad nominal de 2000 horas de vida útil a 85 Cÿ.
Dicho condensador necesitaría una reducción significativa de la temperatura para tener una vida útil
de varios años en servicio continuo. La mayoría de los fabricantes producen líneas de condensadores
adecuados para servicio a temperatura elevada. Es típico usar un capacitor que está clasificado para
una vida útil de 2000 horas a 105 Cÿ en una aplicación con una temperatura máxima de 80 Cÿ.
Hacer funcionar el condensador 25 Cÿ por debajo de la clasificación produciría una vida útil del orden
de 1000 veces la vida útil a la temperatura nominal.
Los capacitores electrolíticos de aluminio generalmente no son componentes de montaje en superficie.
Las temperaturas de reflujo harán hervir el electrolito y los productos químicos para la fase de vapor
grabarán la lata exterior. Algunos fabricantes fabrican condensadores electrolíticos de montaje en
superficie, pero los controles de proceso para la soldadura automática son muy rígidos.
La inductancia de un electrolítico de aluminio se debe principalmente a la inductancia de los cables
conductores. Los dispositivos SMT tienen el ESL más bajo (del orden de 20 nH) y los tipos de cables
axiales tendrán los valores más altos (del orden de 200 nH).
ESL normalmente no es un problema porque la ESR domina la magnitud de la impedancia en las
frecuencias de conmutación.
Condensadores de tantalio sólido y niobio
Los capacitores de tantalio sólido se utilizan en aplicaciones donde su eficiencia volumétrica es
una ventaja. Los condensadores de tantalio tienen un máximo significativamente más bajo
173
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
voltaje que los electrolíticos de aluminio. El voltaje máximo de trabajo varía de 30 a 50 V,
según el proceso de fabricación. Los capacitores de niobio se fabrican de manera similar a
los capacitores de tantalio sólido y tienen características similares. Una de las principales
ventajas de los condensadores de tantalio y niobio de montaje superficial es que sobrevivirán a
las temperaturas de reflujo.
Los capacitores de tantalio sólido usan óxido metálico como dieléctrico, de manera similar a
los electrolíticos de aluminio. El ánodo de un condensador de tantalio se forma inicialmente
a partir de una mezcla de un aglutinante y pequeñas partículas de tantalio metálico. La
mezcla se presiona en una babosa con un alambre de tantalio incrustado en ella. Luego se
calienta el bloque para expulsar el aglomerante, dejando una estructura metálica porosa con
un área superficial muy grande. El trozo se sinteriza a alta temperatura para fusionar las
partículas de tantalio en una estructura sólida porosa. La dieléctrica del pentóxido de tantalio se
forma sumergiendo el bloque en un baño de ácido y haciendo pasar corriente a través del bloque
y del baño a alta temperatura.
La corriente y el tiempo controlan el espesor de la capa de óxido y controlan la capacitancia
creada. Las impurezas en el óxido de la superficie causan fugas de corriente cuando el
capacitor está en uso. El paso de formación de óxido también crea una capa de óxido de tantalio
entre el metal de tantalio y la capa de pentóxido. Esta estructura crea una estructura de diodo
metal-aislante-semiconductor que es simi
lar a la estructura de un diodo Schottky. Es esta estructura la que hace que el condensador
sea un diodo físico real cuando se polariza inversamente. El lingote se sumerge en un baño de
nitrato de manganeso y luego se hornea a aproximadamente 250ÿC. Esto crea una capa de
dióxido de manganeso que es el conductor catódico del capacitor. La superficie de contacto para
el dióxido de manganeso se crea recubriendo la capa de manganeso con grafito. Finalmente, el
grafito se recubre con una capa de plata y la conexión del cátodo del paquete de montaje
superficial se realiza con epoxi cargado con plata. En el caso de los condensadores de tantalio
de orificio pasante, el cable del cátodo se suelda directamente a la capa de plata.
Los condensadores de tantalio suelen fallar en cortocircuito, por lo que el fuego es una
consecuencia normal de la falla de un condensador de tantalio. La combustión se ve favorecida
por la liberación de oxígeno del dióxido de manganeso cuando falla el condensador. Un pico de
voltaje (incluso dentro del rango de voltaje de trabajo) puede precipitar una brecha en el
dieléctrico. El condensador comienza a consumir corriente y genera calor, lo que provoca una fuga térmica.
174
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Selección de componentes pasivos
Los capacitores de tantalio tienen una baja tasa de fallas que disminuye con el tiempo. Siempre que
los condensadores no estén estresados, tendrán una larga vida útil sin mecanismos de desgaste como
en los electrolíticos de aluminio. ESR en condensadores de tantalio disminuye con el aumento de la
frecuencia. El ESR está compuesto por la resistencia del material de contacto (principalmente el grafito)
y el dióxido de manganeso a bajas frecuencias. ESL no es un factor porque la inductancia es un valor
muy pequeño en comparación con la ESR. La capacitancia y la ESR tienen cierta dependencia de la
temperatura, pero es significativamente menor que en los capacitores de aluminio.
Los condensadores de tantalio generalmente se reducen hasta en un 50% de la clasificación de
voltaje para reducir la probabilidad de fallas por sobretensión. Los condensadores de aluminio pueden
soportar picos de corriente y voltaje por encima del voltaje de trabajo nominal. No es inusual usar un
capacitor de tantalio de 35 WV en un circuito de 12 V para minimizar las fallas por sobretensión. AVX
tiene una buena nota de aplicación (surgtant.pdf) que describe la reducción de la potencia de los
condensadores de tantalio para reducir las fallas de sobretensión.
AVX está fabricando una línea de condensadores a base de óxido de niobio en lugar de niobio
metálico. El óxido de niobio es conductor, pero el pentóxido de niobio es un aislante. El óxido de
niobio ha mejorado la confiabilidad y la resistencia a la ignición en comparación con los capacitores
hechos de tantalio o metal de niobio. El metal de niobio tiene características equivalentes al metal de
tantalio y no se considera una alternativa viable al tantalio. Estos condensadores pueden comenzar a
tener más uso porque el niobio es menos costoso y está más disponible que el tantalio.
Condensadores electrolíticos de polímero sólido
Los capacitores de polímero sólido de aluminio son las superestrellas de la baja ESR. Estos
capacitores son similares en construcción a los electrolíticos de aluminio. Solo tienen una tensión
máxima de trabajo del orden de 25 V, por lo que tienen un rango de aplicaciones limitado en
comparación con los condensadores de aluminio de electrolito líquido.
Estos condensadores también se denominan condensadores electrolíticos orgánicos. También están
disponibles condensadores de tantalio de polímero sólido que reemplazan el dióxido de manganeso
con un electrodo de polímero. Una gran ventaja es que los condensadores electrolíticos de polímero
sólido son más adecuados para las temperaturas de reflujo que los condensadores de electrolito líquido.
175
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
El ánodo de los capacitores de polímero de aluminio se forma a partir de papel de aluminio
grabado con una capa de óxido, de la misma manera que los capacitores de aluminio con
electrolito líquido. Un polímero conductor llena la superficie del papel de aluminio y se
solidifica. Luego se cubre el polímero con grafito y luego con una capa de plata, de la misma
manera se produce el cátodo del tantalio sólido. La ESR es extremadamente baja porque el
polímero tiene una conductancia 10 000 veces mayor que la del electrolito líquido y 1000 veces
mayor que la del dióxido de manganeso. El polímero puede soportar altas temperaturas de 125
Cÿ en condensadores modernos. Los capacitores fallan a alta temperatura porque la humedad
atrapada en el capacitor reacciona con el aluminio para formar hidróxido de aluminio y crea una
alta resistencia en serie con el polímero. Los fabricantes han desarrollado formas de minimizar
la humedad y aumentar la confiabilidad de estos capacitores. Existen numerosas formas en que
los fabricantes configuran la lámina en un condensador de aluminio. Sin embargo, ninguno de
los fabricantes proporciona detalles de construcción en sus notas de aplicación.
La tasa de fallas de estos capacitores aumenta con la temperatura y la alta humedad. Este
tipo de condensador falla al abrirse, al igual que un electrolítico de aluminio. Una ventaja sobre
los capacitores de tantalio sólido es que los materiales no son fácilmente inflamables.
El slug de un capacitor de tantalio de polímero sólido se forma de la misma manera que
si el cátodo fuera dióxido de manganeso. En lugar de manganeso, el polímero líquido se
introduce a la fuerza en la estructura porosa de tantalio y se solidifica para formar el cátodo.
La conexión del cátodo se realiza con una capa de carbono y luego de plata.
Los condensadores de tantalio de polímero sólido fallan en cortocircuito, al igual que los condensadores de manganeso.
Sin embargo, las fallas son menos dramáticas porque el polímero no soporta la combustión.
Condensadores cerámicos multicapa
Los capacitores cerámicos multicapa se han mejorado hasta el punto de que pueden tener
una capacitancia de decenas de microfaradios a voltajes de hasta 16 V. Están disponibles
capacitancias de alrededor de 1 µF y 50 WV. Estos condensadores tienen una ESR muy baja.
Parecerían ideales, pero hay una serie de efectos parásitos que limitan sus aplicaciones.
176
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Selección de componentes pasivos
Los condensadores cerámicos multicapa son condensadores clásicos de placas paralelas con múltiples
placas unidas a cada terminal. El dieléctrico es una cerámica compuesta principalmente
de titanato de bario. La figura 6-3 muestra cómo se conectan las placas a los terminales. La baja ESR
es consecuencia de las numerosas placas conectadas en paralelo más la baja resistencia del material
de la placa. ESL es un factor significativo en
condensadores cerámicos porque la ESR no domina la magnitud de la impedancia a altas
frecuencias. En otros tipos de capacitores, la ESR y la capacitancia
inundar los efectos de ESL. La inductancia del capacitor se debe al ancho y
longitud de las placas. Las placas más largas producen una mayor inductancia. Por esta razón,
algunos condensadores están diseñados con las conexiones en el lado largo del paquete de montaje
en superficie en lugar del lado corto habitual. Esto cambia un 1206paquete de montaje en superficie de tamaño en un paquete 0612. El ESL está en el orden de
500 pH a 1 nH para la mayoría de los paquetes de montaje en superficie. Esto parece muy pequeño
pero 500 pH y 10 µF resonarán a 5 MHz.
La figura 6-4 muestra la impedancia de un capacitor multicapa en comparación con un capacitor de
tantalio típico. Ambos condensadores son de 10 µF y tienen aproximadamente 1,4 nH ESL.
El circuito resonante formado por la capacitancia y la ESL del capacitor cerámico tiene una Q alta, lo
que se muestra como una caída estrecha en la impedancia en resonancia.
Por encima de la frecuencia resonante, la impedancia se vuelve inductiva. el tantalio
El gráfico muestra que la ESR domina la impedancia por encima de 30 kHz. La ESL tiene
ningún efecto perceptible a altas frecuencias.
Hay cinco tipos de capacitores cerámicos de uso común: C0G (anteriormente
NPO), X7R, X5R, Z5U y Y5V. La tabla 6-1 muestra las características de temperatura dieléctrica de
clase I y las designaciones EIA asociadas.
Hojalata
Condensador
Platos
placa de níquel
Metalización de plata
Figura 6-3: Placa de conexiones a terminales en un capacitor cerámico multicapa
177
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
100
10
Impedancia de tantalio
1
0.1
Impedancia MLC
0.01
1000
10000
100000
1e + 06
1e + 07
Frecuencia (Hz)
Figura 6-4: Impedancia de un condensador multicapa en comparación con un condensador de tantalio típico
La Tabla 6-2 muestra las características de temperatura de los dieléctricos de clase II y clase III
y las designaciones EIA asociadas. Tenga en cuenta que tanto la clase I como la clase II, III
los dieléctricos usan dos letras y un número, pero los significados de los caracteres son
diferente.
Los capacitores C0G tienen la menor cantidad de dependencias ambientales. Él
el coeficiente de temperatura es cero, la capacitancia no se ve afectada por el voltaje y
Tabla 6-1 Códigos de temperatura dieléctrica Clase I
Coeficiente de temperatura Coeficiente de temperatura multiplicador
PPM por Cÿ Letra
Multiplicador
Número
Tolerancia del coeficiente de temperatura
0.0
C
ÿ1
0
± 30
0.3
B
ÿ10
1
± 60
0.9
UN
ÿ100
2
± 120
1.0
1.5
METRO
PAG
Carta
PPM por Cÿ
GRAMO
H
j
ÿ1000
3
± 250
k
ÿ10,000
4
± 500
L
178
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Selección de componentes pasivos
Tabla 6-2 Códigos de temperatura dieléctrica Clase II, III
Clasificación de baja temperatura
Clasificación de alta temperatura
Letra de temperatura
Temperatura
Carta
Coeficiente de temperatura de capacitancia
Por ciento
Carta
ÿ55ÿC
X
+ 45 Cÿ
2
± 10,0
ÿ30ÿC
Y
+ 65 Cÿ
4
± 15,0
R
+ 85 Cÿ
5
+ 22/ÿ33 +
EN
+ 125 Cÿ
7
22/ÿ82
EN
+10ÿC
DESDE
PAG
el dieléctrico no es piezoeléctrico. La constante dieléctrica de la cerámica Clase I
condensadores es relativamente bajo. Los condensadores C0G suelen tener valores inferiores a 1 nF.
Los dieléctricos de clase II y clase III tienen constantes dieléctricas significativamente mayores
que C0G, por lo que la capacitancia es significativamente mayor. Los condensadores Y5V pueden tener
valores en decenas de microfaradios en clasificaciones de bajo voltaje. La Clase II y la Clase III
los dieléctricos tienen múltiples defectos. El coeficiente de temperatura es bastante
largo. La figura 6-5 muestra el cambio de capacitancia con la temperatura que es típico de
Condensadores Z5U y X7R. La capacitancia disminuye en ambos extremos del rango de temperatura. Los
capacitores cerámicos pueden tener una disminución significativa en la capacitancia con el voltaje de CC
aplicado. Los condensadores Z5U pueden disminuir su valor en
tanto como el 80%. Los condensadores X7R tienen menos disminución con el voltaje de CC. La capacitancia
aumenta con el voltaje de CA aplicado. Es importante usar la hoja de datos del fabricante para verificar cómo la
temperatura y el voltaje aplicado afectarán su
diseños Las hojas de datos no siempre especifican todos los parámetros que afectarán el valor,
por lo que es posible que deba caracterizar los condensadores para garantizar un diseño adecuado. Cerámico
los condensadores también envejecen a medida que se enfrían durante períodos de tiempo significativos. Estos
condensadores disminuyen lentamente de valor a medida que se enfrían. Calentándolos, como en la soldadura por
reflujo o IR, aumentará la capacitancia nuevamente. Los condensadores X7R se comportan mejor que
Condensadores Z5U con respecto al envejecimiento.
Los dieléctricos de clase II y clase III son piezoeléctricos, por lo que el choque mecánico puede producir voltaje. Esto
se conoce como microfónico. En la mayoría de las aplicaciones en
fuentes de alimentación, este efecto no será un problema. El otro lado del efecto piezoeléctrico es que aplicar un
voltaje de CA hará que el capacitor vibre. En
una fuente de alimentación, esto no será un problema excepto donde las frecuencias de audio son
utilizado para la frecuencia de conmutación. La cerámica de clase III tiene un piezoeléctrico mucho más grande.
efecto que la cerámica de clase II.
179
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
10
0
ÿ10
ÿ20
ÿ30
ÿ40
ÿ50
ÿ60
ÿ40
ÿ20
0
20
40
60
80
Temperatura C
Figura 6-5: Cambio de capacitancia con temperatura típico de los capacitores Z5U y X7R
Los condensadores cerámicos tienen una excelente capacidad de corriente de ondulación para un volumen dado.
Disipan proporcionalmente menos potencia que los capacitores polares porque la ESR es
tan bajo.
Condensadores de película
Los capacitores de película se destacan en aplicaciones de CA de alta corriente, como capacitores de
acoplamiento en diseños de puentes. También pueden reemplazar los electrolíticos de aluminio en algunos
aplicaciones CDE fabrica una línea de capacitores de película que pueden reemplazar los capacitores
electrolíticos de aluminio en suministros de filtros de entrada con índices de ondulación más altos.
mayores índices de vida a alta temperatura y menor ESR. Lo logran todo
esos parámetros en un volumen aproximadamente igual al de los capacitores de aluminio.
Los capacitores de película vienen en una variedad de configuraciones. La película puede ser de poliéster.
(Mylar®), polipropileno, policarbonato, naftalato de polietileno (PEN) o
sulfuro de polifenileno (PPS). Las placas pueden ser de lámina o metalización.
180
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Selección de componentes pasivos
depositado en la película. La construcción de láminas está limitada a valores de capacitancia más pequeños
porque el espesor de la lámina es igual al espesor de la película.
Los capacitores metalizados permiten capacitancias mucho mayores en el mismo volumen porque la
metalización agrega muy poco espesor a la película. Los capacitores metalizados pueden autorrepararse
como se describe en el Capítulo 3, pero los capacitores de lámina no lo hacen.
Las piezas de orificio pasante se fabrican enrollando la película y las placas en un cilindro. Los cables
están conectados a lados opuestos del conjunto enrollado. Los dispositivos de alta corriente suelen tener los
cables soldados a las placas. Los dispositivos de montaje en superficie se crean como pilas de placas y
dieléctricos de la misma manera que los condensadores cerámicos multicapa. El mayor inconveniente de los
capacitores de película de montaje en superficie es que tienen valores de capacitancia limitados debido a su
pequeño tamaño.
Los capacitores de película tienen una ESR muy baja, pero son mucho más grandes que los capacitores
polarizados para la misma capacitancia.
La película de poliéster tiene una clasificación de ÿ55 Cÿ a 85 Cÿ, o a 125 Cÿ con reducción de potencia. El
polipropileno tiene una clasificación de ÿ55 Cÿ a 85 Cÿ, o a 105 Cÿ con reducción de potencia. El poliéster y
el polipropileno son dieléctricos estándar para piezas de orificio pasante. Las películas PEN y PPS se utilizan
para dispositivos de montaje en superficie para soportar las temperaturas de la soldadura por reflujo. Las
piezas de poliéster y polipropileno se derretirían a las temperaturas de reflujo.
Los condensadores de película tienen coeficientes de temperatura muy bajos. También tienen tolerancias
muy estrictas en el valor de la capacitancia en comparación con los condensadores polarizados.
Los capacitores de película están disponibles en rangos de voltaje de 50 V a miles de voltios.
El espesor mínimo de la película limita el voltaje de trabajo más bajo a 50 V. Sería difícil fabricar capacitores
con películas más delgadas.
Los capacitores de película encuentran uso en circuitos de temporización donde la estabilidad del valor de la
capacitancia es importante. También se utilizan ampliamente en suministros de modo de conmutación, en
circuitos de amortiguación y abrazadera. Una vez más, la estabilidad del valor de la capacitancia es una
consideración primordial.
Características de la resistencia
Las resistencias vienen en una amplia variedad de configuraciones. Al igual que con los capacitores, ciertas
configuraciones funcionan mejor que otras, según la aplicación. Veremos las variaciones de las piezas de
montaje en superficie y de orificio pasante.
181
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
Es importante determinar con precisión la corriente o el voltaje máximos de una resistencia
para que pueda elegir la clasificación de vataje adecuada. Dado que la potencia es proporcional
a la corriente al cuadrado o al voltaje al cuadrado, incluso los pequeños errores que subestiman
el valor real pueden causar un problema con el tamaño. Un error de + 50 % en el voltaje o la
corriente hará que la potencia real aumente en un 125 %. Las resistencias de metal tienen un
coeficiente de temperatura positivo. El carbono es un semiconductor, por lo que tiene un coeficiente
de temperatura negativo, al igual que el silicio y el germanio. La potencia nominal de una
resistencia suele ser la potencia que se puede disipar cuando la resistencia está por debajo de los
70 ÿC. La potencia aplicada debe reducirse a temperaturas más altas.
Una característica de las resistencias que no se cubre bien en las escuelas de ingeniería es la
clasificación de voltaje. Cada caja de resistencia tiene su propia clasificación de voltaje máximo.
Las resistencias de composición de película y carbono suelen tener un voltaje de trabajo en el
rango de 200 a 350 V. Esto es muy importante en las aplicaciones en el lado de entrada de las
fuentes de alimentación fuera de línea. Los resistores de montaje en superficie generalmente tienen
clasificaciones de voltaje de trabajo de 50 a 150 V. En aplicaciones de voltaje más alto, querrá
dividir la resistencia en dos resistores en serie para obtener la clasificación de voltaje necesaria.
Solo analizamos los controladores de modo de corriente en los Capítulos 4 y 5. Se requiere
una resistencia de detección de corriente de muy baja resistencia para todos los circuitos de
control de modo de corriente. La resistencia de detección de corriente en aplicaciones de "punto
de carga" de alta corriente, como las CPU de clase Pentium, puede necesitar un valor
extremadamente pequeño porque las corrientes pueden acercarse a 50 A. El primer requisito es
que la resistencia tenga la menor inductancia posible. Una resistencia con una inductancia de 10
nH generará 1,0 V con un cambio de 50 A en 500 ns.
Los niveles de corriente en decenas de amperios generarán voltaje incluso en trazas de
circuito muy amplias. Esto hace que sea importante prestar atención al diseño de las pistas de
detección de voltaje. Las resistencias de detección de corriente se pueden obtener en una
configuración de detección de voltaje Kelvin de cuatro terminales para que la medición del voltaje
sea lo más precisa posible. Una conexión Kelvin es un segundo conjunto de terminales en la
resistencia que están destinados a la conexión a una medición de voltaje; no están destinados a
llevar corriente. Esto permite que el sensor de voltaje mida la corriente directamente a través de la
resistencia calibrada. Dos resistencias terminales son sensibles al diseño del circuito. La soldadura
para sujetar la resistencia a la placa de circuito y
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Selección de componentes pasivos
el tamaño de la almohadilla puede cambiar materialmente el voltaje detectado cuando se trata de
resistencias por debajo de 0,005 ÿ.
Todas las resistencias tienen ESL. Se fabrica una resistencia clasificada como no inductiva.
turado de una manera que limita la inductancia al valor práctico más pequeño.
Resistencias de composición de carbono
Las resistencias de composición de carbono son probablemente la variedad más antigua y datan de los
primeros días de la electrónica. Estas resistencias solo están disponibles como piezas de orificio pasante.
Se fabrican en tamaños de 1/8 a 2 vatios con tolerancias generalmente de ± 5 %, ± 10 % o ± 20 %.
El núcleo está moldeado a partir de carbono y un aglutinante para crear la resistencia deseada. El núcleo
tiene un contacto de alambre con una conexión en forma de copa para sostener la barra de resistencia en
cada extremo. Todo el núcleo está moldeado dentro de un cuerpo aislante, que suele ser similar a la
baquelita. El cuerpo es poroso, por lo que las resistencias de composición de carbono son sensibles a la
humedad relativa del ambiente. Absorberán la humedad, lo que puede cambiar el valor de la resistencia
con el tiempo. La principal ventaja de la composición de carbono es que no es inductiva.
Estas resistencias también son algo tolerantes a los pulsos de corta duración que superan la potencia
nominal. La exposición a largo plazo al calor y la disipación excesiva provocarán un cambio químico en
la babosa que aumentará permanentemente la resistencia.
Las resistencias de composición de carbono causan un ruido eléctrico significativo que empeora a
medida que aumenta la temperatura. El ruido también es un problema mayor en los valores de
resistencia más altos. Este es un ruido similar al ruido de disparo en los semiconductores. Carbón
Las resistencias de composición solo están disponibles en unos pocos fabricantes debido a los problemas
asociados con la absorción de humedad, el ruido y las grandes tolerancias.
Son principalmente útiles en suministros de modo de conmutación para amortiguadores RC y para
aplicaciones de filtro EMI en el suministro de entrada.
Resistencias de película
Las resistencias de película se fabrican depositando una película delgada o una película gruesa de material
de resistencia sobre un sustrato. Es común tener cada resistencia recortada
por la maquinaria de fabricación utilizando un láser para ajustar la resistencia al valor deseado. Las
resistencias de orificio pasante se recortan creando un corte en espiral en el
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Desmitificando las fuentes de alimentación conmutadas
película sobre el sustrato de cerámica o vidrio. Esto crea un inductor que puede tener una ESL
significativa. Hay resistencias de película que se especifican como no inductivas y que se recortan
de manera que se minimiza la inductancia. Otro consejo
La consecuencia del recorte en espiral es que aumenta la capacitancia parásita de la resistencia.
Las resistencias de montaje en superficie se fabrican con una tira continua de material de resistencia
entre las terminaciones. Un método para recortar estas resistencias es hacer que el láser corte
parcialmente la tira para reducir el ancho efectivo y aumentar la longitud efectiva. Esto crea el
equivalente de un inductor impreso. La inductancia es mucho menor que la creada por el método
en espiral de piezas de orificio pasante.
Es importante leer la hoja de datos del fabricante de la tecnología que seleccione para
asegurarse de que el rendimiento de ruido sea adecuado para su aplicación.
Las diferentes tecnologías de película tienen diferentes características de ruido versus temperatura.
Es muy probable que esto sea un problema para el circuito divisor de voltaje del IC de control.
También es importante determinar las características de pulso y sobrecarga de la hoja de datos si
elige una resistencia que operará cerca de su límite de potencia nominal. La capacidad de absorber
transitorios de energía varía según las tecnologías. Los resistores de película están disponibles en
distintas tolerancias de valor, con 1% o más disponibles a precios muy razonables. Una gran ventaja
de las resistencias de película con una tolerancia del 1 % o del 0,1 % es la granularidad fina de los
valores de resistencia. Es razonable esperar que pueda diseñar un circuito como el divisor de voltaje
de salida utilizando valores de resistencia estándar en lugar de usar un potenciómetro y mano de obra
para establecer el voltaje de salida.
Las resistencias de película están disponibles en numerosas configuraciones de alta potencia. Los
métodos de montaje son similares a los de los semiconductores. Los ejemplos incluyen la pestaña de
potencia TO-220, DPak y montaje en brida similar a los transistores de potencia de RF. Las resistencias
con este tipo de montaje pueden disipar decenas de vatios y conducir decenas de amperios.
Los resistores de película están disponibles en resistencias muy bajas para aplicaciones de
detección de corriente. Por lo general, tienen clasificaciones de 1 o 2 vatios y están disponibles en
configuraciones de montaje en superficie y de orificio pasante.
Resistencias de alambre
Las resistencias de alambre vienen en una variedad de configuraciones. Las resistencias de vataje
muy alto suelen estar bobinadas, lo que crea una gran cantidad de inductancia. Tal
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Selección de componentes pasivos
T
D
Figura 6-6: Configuración utilizada por algunos fabricantes para resistencias de detección de
corriente en el rango de 0,010–0,0005 ÿ
Los resistores se enrollan con alambre de alta resistencia en un tubo de cerámica y se
encapsulan en un aislamiento de cerámica o porcelana. Estas resistencias solo se utilizan en el
lado primario de los suministros fuera de línea debido a su gran ESL.
Las resistencias de detección de corriente también se pueden fabricar como pequeñas tiras de
metal que se pueden montar en la superficie. La figura 6-6 muestra una configuración que
utilizan algunos fabricantes para resistencias de detección de corriente en el rango de 0,010 a
0,0005 ÿ. Esta configuración tiene ESL muy bajo y excelentes características de alta temperatura.
El área designada por T en la vista lateral representa el área que debe estar en contacto con
las almohadillas en la PCB para que el valor de resistencia sea el adecuado.
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CAPÍTULO 7
Selección de semiconductores
ÿ Características del diodo
ÿ Diodos de unión
ÿ Diodos Schottky
ÿ pasivación
ÿ Transistores bipolares
ÿ MOSFET de potencia
ÿ Accionamiento de puerta
ÿ Área de operación segura y clasificación de avalancha
ÿ Rectificación síncrona
ÿ Sin HECHO
ÿ Opciones de paquete
ÿ Dispositivos IGBT
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