ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE
Elektrotechnická fakulta
Katedra elektrickej trakcie a energetiky
DIPLOMOVÁ PRÁCA
2001
Andrej TEREŇ
Diplomová práca
Priezvisko a meno:
TEREŇ Andrej
Rok:
2001
Názov diplomovej práce: MENIČE DC/DC S MÄKKOU KOMUTÁCIOU
Fakulta: Elektrotechnická
Katedra: Elektrickej trakcie a energetiky
Počet strán: 49
Počet obrázkov: 30
Počet tabuliek: 3
Počet grafov: 6
Počet príloh: 0
Počet použ. lit.: 5
Anotácia:
Teória znižovania strát u statických výkonových meničov uplatnením
tzv. mäkkého spínania sa opiera o využitie vplyvu parazitných prvkov
obvodu meniča. Táto práca sa zaoberá návrhom a realizáciou funkčnej
vzorky DC/DC meniča, na ktorej je táto teória mäkkého spínania
overená. Zároveň sú stanovené hranice použiteľnosti tejto techniky
znižovania strát meničov.
Anotácia:
Vedúci diplomovej práce: Doc. Ing. Pavol Špánik, PhD
Recenzent: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Dátum: . . . . . . . . . . . . . . .
OBSAH
1. ZOZNAM SKRATIEK A POUŽITÝCH SYMBOLOV.......................................2
2. ÚVOD.........................................................................................................................3
3. VYHODNOTENIE SÚČASNÉHO STAVU V TECHNIKE SPÍNANÝCH
MENIČOV.................................................................................................................4
3.1
Využitie rezonančného spôsobu spínania..................................................4
3.2
Spínacie prvky spínaných výkonových polovodičových meničov...........6
3.3
Spínacie prvky pri spínaní pri nulovom napätí (ZVS)...............................7
3.4
MOSFET tranzistory v rezonančných DC/DC meničoch......................…9
4. VÝBER VHODNEJ SCHÉMY ZAPOJENIA MENIČA....................................12
4.1
Kritéria pre výber topológie.....................................................................12
4.2
Stručný
opis
výhod,
nevýhod
a
nutných
podmienok
spoľahlivej činnosti tejto topológie..........................................................12
4.3
Špecifikácia požiadaviek na riadiace obvody..........................................14
5. NÁVRH A OPTIMALIZÁCIA OBVODOV DC/DC MENIČA.........................16
5.1
Technika mäkkého spínania u plnomostového DC/DC meniča..............16
5.2
Návrh výkonovej časti obvodu................................................................21
5.3
Výber spínacích tranzistorov...................................................................24
5.4
Návrh riadiacich obvodov meniča……………………………………...27
5.5
Snímanie prúdov......................................................................................29
5.6
Návrh výkonových budičov.....................................................................31
6. OVERENIE TEÓRIE SPÍNANIA NA FUNKČNEJ VZORKE MENIČA.......34
6.1
Realizácia funkčnej vzorky meniča.........................................................34
6.2
Časové priebehy elektrických veličín......................................................35
7. MERANIE ÚČINNOSTNÝCH PARAMETROV...............................................42
8. ZÁVER....................................................................................................................48
9. ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY...............................................................49
1
1.
Zoznam použitých skratiek a symbolov
VPS – výkonový polovodičový systém
PWM – šírkovo-impulzná modulácia (z angl. pulse width modulation)
PSM - modulácia fázovým posunom (z angl. phase shift modulation)
Deadtime - časová preluka, interval
ZVS – mäkké spínanie pri nulovom napätí (z angl. zero voltage switching)
ZCS – mäkké spínanie pri nulovom prúde (z angl. zero current switching)
CDR – typ usmerňovača (z angl. current doubler rectifier)
2
2. Úvod
Za základný trend vo vývoji DC/DC meničov možno považovať neustále
zvyšovanie účinnosti a elektromagnetickej kompatibility. Existuje mnoho techník, ako
tieto dva základné parametre pozdvihnúť, no väčšinou sú to riešenia komplikované,
nákladné a málo účinné.
Novou technikou v oblasti znižovania strát DC/DC meničov je uplatnenie
bezstratovej komutácie, teda odstránenie často najvýraznejšej zložky strát meniča.
Princíp tejto jednoduchej a účinnej techniky spočíva vo využití parazitných
prvkov obvodu, teda prvkov, ktoré boli príčinou vzniku strát a rušenia. Daný princíp je
možné uplatniť takmer u každej topológie meniča, je však potrebné vhodne upraviť
dané zapojenie a navrhnúť riadiace obvody, ktoré meniču vnútia činnosť s bezstratovou
komutáciou spínačov.
Táto práca rozoberá princíp činnosti meniča s mäkkou komutáciou, zameraná je
na plnomostový DC/DC menič ako topológiu najvhodnejšiu pre maximálne výkony.
Zároveň je popísaný návrh funkčnej vzorky takéhoto meniča s aplikáciou mäkkého
spínania, jeho riadiacich a ochranných obvodov.
Prínos tejto techniky v znížení spínacích strát je overený experimentálnym
meraním na funkčnej vzorke meniča.
3
3. Vyhodnotenie súčasného stavu v technike spínaných
meničov.
3.1.
Využitie rezonančného spôsobu spínania.
Tvrdé a mäkké spínanie
Tvrdé spínanie je založené na konvenčných spínacích metódach, ktoré sú
používané v mnohých spínacích meničoch. Pri tvrdom spínaní je veľmi jednoduché
riadiť výstupné napätie pomocou šírkovo impulznej modulácie. Pri predstave spínania
induktívneho prúdu v plnomostovom zapojení podľa obr. 3.1-1 je možné sledovať na
obr. 3.1-2 a, b typické priebehy napätia, prúdu a výkonu. Stredná hodnota spínacích
strát je úmerná spínacej frekvencii a je obmedzená maximálnou spínacou frekvenciou z
hľadiska dobrej účinnosti systému (cca 500 kHz ). Pretože veľké spínacie napätie a
prúd sa vyskytujú súčastne, musí byť spínač schopný odolávať vysokým spínacím
namáhaniam v bezpečnej zóne činnosti. Toto má často za následok nežiadúce
kompromisy v návrhu výkonového polovodičového zariadenia.
Obr.3.1-1 Polovica mostíka striedača.
Okrem spínacích strát je ďalšou podstatnou nevýhodou vysoký nárast di/dt a
du/dt. Na obr. 3.1-2c. je možné sledovať priebeh spínacej slučky na rovnakom type
meniča, ale s použitím vhodných tlmiacich R-L-C-D obvodov. Tieto obvody však
nespôsobia zníženie spínacích strát, len ich čiastočne preberú na seba a tým sa vlastne
spínacie straty udržia na rovnakej úrovni. Podstatné zníženie spínacích strát však
4
umožňujú rezonančné meniče, pomocou ktorých je možné dosiahnuť spínaciu slučku
ako je uvedené na obr. 3.1-2d.
Obr.3.1-2 Výkonové pomery na polovodičovom spínacom prvku
a) priebehy napätia a prúdu na polovodičovom spínači pri spínaní induktívneho
prúdu.
b) priebeh spínacej slučky pri tvrdom spínaní.
c) priebeh spínacej slučky pri tvrdom spínaní pri použití tlmiaceho ochranného
člena.
d) priebeh spínacej slučky pri mäkkom spínaní .
5
3.2.
Spínacie prvky spínaných výkonových polovodičových meničov.
Výkonová polovodičová technika využíva ako spínacie elementy svojich
zariadení rôzne typy parametricky i štrukturálne odlišných polovodičových prvkov.
Výskum a vývoj v oblasti polovodičových prvkov a technológii ich tvorby zaznamenal
prudký rast v podstate veľmi krátkom období ( 1948 - objav tranzistora ) a priniesol rad
spínacích prvkov ako hrotový tranzistor (Transient Resistor), plošný tranzistor bipolárny tranzistor BJT (Bipolar Junction Transistor), riadené usmerňovačové
polovodičové prvky SCR (Silicon Controlled Rectifier) - tyristory, poľom riadené
tranzistory FET (Field Effect Transistor) a MOS FET (Metal Oxid Semiconductor FET
),prvky zlučujúce vlastnosti poľom a prúdom riadených tranzistorov - IGBT (Insulated
Gate Bipolar Transistor ),vypínateľné tyristory GTO (Gate Turn-Off thyristor), statické
indukčné tranzistory a tyristory riadené poľom SIT (Static Induction Transistor),
tyristory riadené poľom, SITH (FCT) (Static Induction Thyristor, resp. Field Controlled
Thyristor), MOSFET- om riadené tyristory MCT (MOSFET Controlled Thyristor).
Každý uvedených prvkov má pre uplatnenie sa v určitých typoch výkonových
polovodičových spínaných zdrojov určité výhody i nevýhody, ktoré určujú vhodnosť a
Vý kon
[W]
7
10
GTO
6
10
BJT
IGBT
5
10
SIT
4
10
MOS FET
3
10
3
10
4
10
5
10
6
10
7
10
8
10
frekvencia [Hz]
Obr.3.2-1 Výkonové a frekvenčné rozsahy aplikácií výkonových polovodičových
prvkov.
6
nevhodnosť použitia prvku v danej spínacej aplikácii. Parametre, ktorými sa
riadime pre použitie prvku v určitej spínacej aplikácii sú najmä frekvenčná schopnosť
spínania, maximálna veľkosť priepustného prúdu a napätia, veľkosť napätia v závernom
smere, rýchlosť zopnutia a vypnutia prvku. Pre porovnanie výkonových a frekvenčných
možností spínacích prvkov je uvedený obr.3.2-1.
3.3.
•
Spínacie prvky pri spínaní pri nulovom napätí (ZVS).
GTO tyristory pre ZVS
GTO vypínateľné tyristory sú prvky s nízkym úbytkom v priepustnom smere,
vysokým blokovacím napätím, výborným preťažením a teda prvky najviac sa hodiace
pre vysoko výkonové aplikácie. Ich podstatnou nevýhodou je, že vyžadujú sýty
výkonový impulz a okrem toho v režime tvrdého spínania je ich maximálna spínacia
frekvencia obmedzená tepelne a dynamicky. Tepelne tak, že zo vzrastom spínacej
frekvencie vzrastajú i spínacie straty, zvyšuje sa ohrev PN prechodu, a jeho maximálna
prístupná teplota limituje veľkosť spínacej frekvencie. Dynamicky tak, že zapínacie a
vypínacie časy vzrastom spínacej frekvencie začnú vypĺňať podstatnú časť spínacieho
cyklu. Okrem toho pri vypínaní veľkého induktívneho prúdu vzniká veľká napäťová
špička, ktorú je nutné odstraňovať tlmiacimi obvodmi, v ktorých pri zvýšení frekvencie
spínania dochádza k zvýšeným stratám.
Použitím režimu mäkkého spínania je možné niektoré jeho nevýhody eliminovať,
pretože v tomto režime môže GTO pracovať bez tlmiacich obvodov, čím odpadá
zvýšené prúdové namáhanie prvku pri vybíjaní tlmiaceho kondenzátora. Zapínacie
straty sú takmer nulové, čo vedie k lepšiemu výkonovému využitiu prvku. Zapojením
veľkého rezonančného kondenzátora priamo na spínač možno značne redukovať
vypínacie straty GTO. Ako i pri režime tvrdého spínania maximálna spínacia frekvencia
je obmedzovaná časom prúdového dokmitu prvku.
V súčasnosti je pri použití režimu mäkkého spínania pre GTO možné dosiahnuť
výkonovú hladinu do 100 kVA a frekvenciu do 18 kHz.
7
•
PBJT tranzistory pre ZVS
PBJT tranzistory majú obmedzenie zvyšovania spínacej frekvencie v režime
tvrdého spínania vo vysokých spínacích stratách ,ktoré tvoria 30 - 40% celkových strát
spínača a v obmedzení danom druhým prierazom, ktorý je vyvolaný vysokým
vypínacím prúdom báze potrebným pre zníženie doby prieťahu za účelom možnosti
zvýšenia spínacej frekvencie prvku. Výhody použitia režimu mäkkého spínania oproti
režimu tvrdého spínania zahrňujú v sebe elimináciu druhého prierazu, čo umožňuje
lepšie výkonové využite spínača; spínacia frekvencia nie je limitovaná maximálnou
teplotou PN priechodu, ale je ovplyvňovaná dobou prieťahu; spínacie straty sú značne
redukované. Použitím ZVS je možné dosiahnuť spínacie frekvencie okolo 32 kHz.
Zapínací čas je v režime mäkkého spínania väčší oproti režimu tvrdého spínania,
ale je ho možné eliminovať zvýšením bázového prúdu.
•
MOSFET tranzistory pre ZVS
V režime tvrdého spínania je maximálna spínacia frekvencia eliminovaná
vnútornými kapacitami prvku, čo sa prejaví v prípade, že zapínanie sa realizuje pri
nenulovom napätí, pričom sa energia nazhromaždená na vnútorných kapacitách rozptýli
v spínači a to prispieva k zvýšeniu zapínacích strát. Ďalším obmedzením použitia
MOSFETu v režime tvrdého spínania je prítomnosť antiparalelnej diódy prvku, ktorá je
pri vypínaní prvku vystavená vysokým napäťovým namáhaniam, ktoré môžu viesť k
prierazu prvku.
Výhody mäkkého spínania MOSFETu zahrňujú v sebe elimináciu
skôr
uvedených nevýhod a zníženie vypínacích strát na zanedbateľnú hodnotu vplyvom
nízkeho nárastu du/dt.
Pri použití MOSFETov sú dominantné straty v priepustnom smere, ktoré sú v
porovnaní s PBJT omnoho vyššie.
8
•
IGBT pre ZVS
Ako už bolo spomínané dynamické vlastnosti IGBT v režime tvrdého spínania sú
predovšetkým určované bipolárnou časťou, ktorá má pomerne pomalý rekombinačný
mechanizmus, a to reprezentuje hlavný faktor limitujúci horné ohraničenie spínacích
frekvencií. Tento fakt ovplyvnil možnosť použitia IGBT do maximálnych pracovných
frekvencií 15-25 kHz pri režime tvrdej komutácie.
V režime ZVS zapínaním prvku pri nulovom napätí sú zapínacie straty takmer
nulové. Naproti tomu dokmitový prúd má oproti tvrdému spínaniu väčšiu amplitúdu,
pretože v režime tvrdého spínania väčšina nazhromaždeného náboja opúšťa driftovú
zónu pokiaľ napätie na IGBT narastá a kolektorový prúd klesá. V ZVS väčšina
nazhromaždeného náboja opúšťa driftovú zónu po prúdovom poklese, spojeného
s vypínaním MOSFETovej sekcie, pretože v tomto režime sa nevyskytuje súčastne
pokles kolektorového prúdu a výrazný nárast du/dt na spínači, ktorý napomáha
odsávaniu voľných nosičov náboja z tejto zóny. Teda straty na prvku sú pri vypínaní
závislé na množstve náboja nazhromaždeného v driftovej zóne a nárastu du/dt na
spínači, ktorý je možné regulovať vhodnou veľkosťou rezonančného kondenzátora.
V ZVS režime môže IGBT pracovať až do spínacích frekvencií 65 kHz.
3.4.
MOSFET tranzistory v rezonančných DC/DC meničoch.
Pretože MOSFETy majú výhodné vlastnosti, je ich možné taktiež s výhodou
použiť v rezonančných meničoch. Samotná výstupná Coss kapacita prvku sa môže
zúčastňovať na hlavnom rezonančnom deji.. Taktiež ak využijeme k tejto kapacite
parazitické ako i aktívne indukčnosti obvodu, môžeme hovoriť o kvázirezonančných
meničoch. Výhoda použitia MOSFETu je aj vo vnútornej, štruktúrou danej k
MOSFETu paralelne pripojenej diódy.
Obr. 3.5-1 ukazuje základný, rezonančne pri nulovom napätí spínaný DC-DC menič.
Štruktúra obsahuje dva MOSFETy riadené striedavo s krátkym deadtime td, kedy sú oba
vypnuté. Krivka prúdu il je tvarom ako veľký trojuholník kmitajúci okolo hodnoty
prúdu záťažou I0. V oboch MOSFEToch počas zapínania a vypínania je spínanie pri
9
nulovom napätí realizované pomocou prúdu induktorom il, ktorý funguje ako
konštantný prúdový zdroj pre nabíjanie a vybíjanie ekvivalentnej kapacity naprieč
MOSFETom.
. Obr. 3.5-1 DC-DC menič spínaný pri nulovom napätí
Obr. 3.5-2 ukazuje rezonančný, pri nulovom napätí spínaný DC-DC menič s
pomocným komutačným induktorom a vysokou kapacitou v sériovom zapojení.
Spínanie pri nulovom napätí je realizované hlavne tým istým spôsobom ako v
predošlom prípade. Pokiaľ výstupný prúd il induktorom L je takmer konštantný,
spôsobený jej indukčnosťou, krivka komutačného prúdu ilr je ako veľký trojuholník
kmitajúci okolo nuly. Prúd potrebný pre spínanie pri nulovom napätí je vytváraný
komutačným induktorom Lr. Výstupné napätie je zvyčajne riadený PWM s konštantnou
spínacou frekvenciou.
Obr. 3.5-2 DC-DC menič spínaný pri nulovom napätí s komutačným induktorom.
Obr. 3.5-3 ukazuje polomostový typ meniča spínaného pri nulovom napätí.
Výstupný obvod je elektricky izolovaný od vstupného obvodu pomocou transformátora.
Spínanie pri nulovom napätí je realizované pomocou magnetizačného prúdu
transformátora a kapacity MOSFETu. Spínače sú riadené striedavo s krátkym deadtime, kedy sú oba MOSFETy vypnuté. Pretože napätie vstupných kapacitorov sa mení
10
od pomernej doby zopnutia riadenia, činnosť meniča sa stáva asymetrickou. Pre
symetrickú činnosť je potrebná pomerná doba spínania 0.5.
Obr. 3.5-3 Polomostový, rezonančný, pri nulovom napätí spínaný DC-DC menič
využívajúci transformátor ako komutačný induktor.
11
4. Výber vhodnej schémy zapojenia meniča.
4.1. Kritériá pre výber topológie.
Úlohou je zvoliť vhodnú schému meniča určeného pre nabíjanie akumulátorových
batérií (s výkonom rádovo kilowatty), teda meniča pracujúceho v režime konštantného
prúdu a konštantného napätia.
Za
vhodnú
možno
považovať
topológiu
plnomosta
so
znižovacím
transformátorom a usmerňovačom, resp. synchrónnym usmerňovačom, pomocou
ktorého možno dosiahnuť ďalšie zníženie strát (podstatné zníženie strát bude dosiahnuté
mäkkou komutáciou, u tejto topológie bez väčších problémov dosiahnuteľnou).
U tejto topológie sa uplatňuje mäkké spínanie, keď sa na komutáciu spínačov a
ich spínanie pri nulovom napätí (ZVS) využívajú parazitné prvky obvodových súčastí, a
to kapacita zavretých tranzistorov a indukčnosť záťaže, v tomto prípade rozptylová
indukčnosť transformátora.
Tento typ meniča možno nazvať pseudorezonančný či kvázirezonančný, keďže
rezonancia reaktívnych prvkov obvodu sa využíva iba na komutáciu spínačov a nie na
prenos energie ako pri klasických rezonančných meničoch.
4.2. Stručný opis výhod, nevýhod a nutných podmienok spoľahlivej
činnosti tejto topológie.
♣ Napätie naprázdno na výstupe meniča je prirodzene obmedzené veľkosťou vstupného
napätia (jednosmerného medziobvodu) a prevodom transformátora..
♣ Pre úzky rozsah zaťažovacích prúdov je mäkké spínanie možno dosiahnuť bez
prídavných reaktívnych prvkov s vlastnými parazitnými prvkami spínačov a
transformátora. Pre splnenie požiadavky mäkkého spínania pri nižších hodnotách
obvodových prúdov je potrebné pridať k transformátoru (do série) indukčnosť,
pomocou ktorej sa aj pri nízkych hodnotách prúdu naakumuluje dostatok energie
potrebnej na mäkkú komutáciu.
12
♣ Dvojčinnosť meniča a PUSH-PULL princíp prenosu energie transformátorom
umožňuje vysoko efektívne vyťažiť transformátor a spínacie tranzistory, a zároveň
postačujú menšie filtre na vstupe či výstupe meniča.
♣ Prenos výkonu meničom je možné jednoducho regulovať PWM (šírkou pulzov), resp.
PSM(fázovým posunom) moduláciou pri konštantnej perióde činnosti meniča a
vhodným regulátorom je možné meniču vnútiť ľubovoľnú výstupnú zaťažovaciu
charakteristiku.
Prirodzená charakteristika meniča bez regulátora pri pevnej striede spínania tranzistorov
je podobná napäťovému zdroju s vnútorným odporom, na ktorého veľkosti sa najviac
podieľa induktívna reaktancia v striedavom obvode pred usmerňovačom.
♣ Na získanie protiskratovej odolnosti a odstránenie jednosmernej zložky sýtenia
magnetického obvodu transformátora je potrebné použiť prúdový mód činnosti
riadiacich obvodov.
♣ Za usmerňovačom ako napäťovým zdrojom je nutné použiť filter s tlmivkou, ktorej
vhodná veľkosť môže zjednodušiť návrh obvodov pre prúdový mód činnosti.
♣ Vo výkonovom obvode sú zapojené vždy dva tranzistory v sérii, čo spôsobuje
relatívne veľké vodivostné straty.
♣ Na obmedzenie vypínacích strát je potrebné voliť čo najrýchlejšie tranzistory, a
keďže tranzistory vypínajú pri menovitých prúdoch, uprednostnené sú MOSFETy pred
IGBT tranzistormi, kvôli absencii prúdového chvosta typického pre IGBT,
spôsobujúceho nadmerné vypínacie straty, ktoré je možné sčasti obmedziť prídavnými
kapacitami (paralelne k tranzistorom), čo si však vyžaduje následné zvýšenie
obvodových indukčností, a tým zníženie pracovnej frekvencie a zväčšenie
transformátora a filtračných prvkov , potrebné pre zachovanie parametrov meniča.
♣ Riadiace obvody sú relatívne zložité, keďže je potrebné riadiť štyri tranzistory a je
nutné zabrániť súčasnej vodivosti susedných tranzistorov vyhradením intervalov
bezpečnostnej preluky (dead-time) v perióde činnosti meniča, ktoré sú u mäkko
spínaného meniča využívané práve na priebeh rezonančného deja.
13
4.3.
Špecifikácia požiadaviek na riadiace obvody.
V konvenčnom mostovom zapojení sú diagonálne položené spínače riadené
súčasne jedným zdrojom signálu, čím striedavo pripínajú záťaž, resp. primárne vinutie
transformátora na napätie jednosmerného medziobvodu, čím sa vytvárajú aktívne
intervaly v perióde činnosti meniča.
Ak namiesto súčasného riadenia diagonálnych spínačov vytvoríme medzi ich
riadením určité oneskorenie, ktoré bude nastaviteľné regulačnou slučkou spätnej väzby,
získame tým vlastne reguláciu prenosu výkonu fázovým posunom.
Pomer aktívnych a pasívnych intervalov periódy činnosti meniča je teda riadený
fázovým posunom medzi signálmi, z
ktorých každý riadi dvojicu susedných
tranzistorov (v jednej vetve mostu) .
Pomocou tejto techniky fázového posunu je možné dosiahnuť v perióde činnosti
meniča intervaly, počas ktorých sú zopnuté dva spínače (buď obidva horné, alebo
obidva spodné ) , a tým je transformátor skratovaný, teda s nulovým napätím na svojich
svorkách. Tým je vo vinutí transformátora udržovaný prúd nadobudnutý počas
aktívneho intervalu na takmer konštantnej hodnote, keďže veľkosť napätia na odporoch
v obvode tohto prúdu je zanedbateľne malý.
Tento interval je možné udržovať ľubovoľnú časť z periódy činnosti meniča, a
tým regulovať efektívny „duty cycle“.
Keď jeden zo spínačov bude vypnutý, vznikne priestor pre komutáciu a prúd udržaný
indukčnosťou záťaže prebije kapacity spínačov a umožní nasledujúce zopnutie spínača
pri nulovom napätí.
Riadiace obvody musia teda generovať určitú preluku, tzv. dead-time, počas
ktorej prebieha rezonancia obvodových prvkov a komutácia spínačov. Veľkosť preluky
je potrebné určiť pre minimálny záťažový prúd a pre komutáciu druhej dvojice spínačov
v poradí, keď je k dispozícii minimálne množstvo energie na rezonanciu, a tým je
potrebný maximálny čas na prebitie kapacít.
Najkritickejšou oblasťou u modulácie fázovým posunom je schopnosť dosiahnuť
reguláciu v plnom rozsahu od 0 po 180 stupňov. Obmedzenie tohto rozsahu na jeho
koncoch môže zbytočne zaťažovať obvody elektronických ochrán či tranzistory
striedača. Strata kontroly nad spínaním tranzistorov môže viesť k ich zničeniu.
14
Riadiaci obvod musí generovať dva signály konštantnej frekvencie, striedy 1:1 a dvoma
prelukami počas periódy (obr. 4.3-1).
Obr. 4.3-1.
Zároveň musí byť fázový posun týchto signálov skokovo zmeniteľný v každej perióde
činnosti pre spoľahlivú prevádzku prúdového módu (obr. 4.3-1).Riadiaci obvod by mal
byť taktiež schopný spoľahlivo prejsť do režimu „stand-by“ po zaúčinkovaní prúdovej
poistky pri preťažení či kolapse riadiacich obvodov (cross-conduction).
Pri spínaní tranzistorov by riadiace obvody nemali byť obmedzujúce prvky ohľadom
spínacích dôb, keďže pri pomalom zapínaní tranzistora môže dôjsť k predčasnému
poklesu prúdu diódou tranzistora na nulu (pri minimálnych záťažových prúdoch) a
vzrastu napätia na tranzistore pred jeho zopnutím.
Pri pomalom vypínaní tranzistora môže dôjsť k rozplynutiu značnej časti energie
určenej pre komutáciu v štruktúre tranzistora, a tým zvýšeniu vypínacích strát a zúženiu
rozsahu záťažových prúdov , pri ktorých sa dosahuje mäkké spínanie vplyvom zvýšenia
spodnej hranice rozsahu.
Výkonové časti riadiacich obvodov (drivery) je vhodné riešiť ako samostatné obvody
mimo logických riadiacich obvodov vzhľadom na ich citlivosť na rušivé vplyvy
generované práve výkonovými časťami riadiacich obvodov, čím možno predísť
problémom so stabilitou práve použitého prúdového módu.
15
5.
Návrh a optimalizácia obvodov DC/DC meniča.
5.1.
Technika mäkkého spínania u plnomostového DC/DC meniča.
Na
obr.
5.1-1
je
znázornené
zapojenie obvodových prvkov striedača
s transformátorom. Ide o plnomostové
zapojenie,
kde
jednotlivých
vhodným
tranzistorov
vinutie
výkonového
striedavo
pripájané
je
spínaním
primárne
transformátora
ku
kondenzátoru
jednosmerného
medziobvodu,
predstavuje
pre
ktorý
striedač zdroj
jednosmerného napätia.
V konvenčnom
zapojení
plnomostového striedača sú diagonálne
Obr. 5.1-1
spínače (VT1+VT4 a VT2+VT3) riadené
tým istým signálom. Intervaly nulového toku energie v perióde činnosti striedača sú
riešené vypnutím všetkých tranzistorov.
Ak jeden signál riadi tranzistory nad sebou (VT1+VT2 alebo VT3+VT4)a je
medzi jednotlivými riadiacimi signálmi týchto tranzistorov oneskorenie - fázový posun,
vzniknú v priebehu napätia (medzi primárnymi svorkami transformátora) intervaly,
kedy je toto napätie nulové. Transformátorom, resp. striedačom vtedy nie je prenášaná
energia, iba skratovaným primárnym vinutím transformátora preteká prúd udržiavaný
rozptylovou indukčnosťou transformátora. V ideálnom prípade sa tento prúd nemení
počas celého nulového intervalu, keďže indukované napätie v obvode (zanedbané činné
odpory) je rovné nule.
Zmenou fázového posunu medzi riadiacimi signálmi spínačov (tranzistorov) je
možné meniť efektívnu striedu priebehu napätia striedača, a tým regulovať tok energie
meničom. Efektívna strieda je pomer dĺžok intervalu, kedy je transformátorom
prenášaná energia, a celkovej periódy činnosti meniča. Energia nie je transformovaná
počas celej doby zapnutých tranzistorov. Tejto technike sa hovorí PSM (Pulse Shift
Modulation) – modulácia fázovým posunom, čo je vlastne jeden zo spôsobov riešenia
PWM modulácie.
16
Ak riadiaci signál dvojice tranzistorov (nad sebou) obsahuje časové intervaly, keď
sú obidva tranzistory vypnuté, tzv. deadtime, vzniká priestor na bezstratovú komutáciu
spínacích prvkov (tranzistorov), tzv. ZVS –Zero Voltage Switching (spínanie pri
nulovom napätí), resp. ZCS –Zero Current Switching (spínanie pri nulovom prúde.).
Keď sa po uplynutí nulového intervalu, veľkosti danej fázovým posunom, vypne
jeden z tranzistorov, prúd udržaný rozptylovou indukčnosťou transformátora začne
prebíjať parazitné kapacity vypnutých tranzistorov, čím vznikne rezonancia medzi
týmito parazitnými prvkami obvodu a napätie medzi svorkami vypnutého spínača (ktorý
má byť následne zapnutý) klesne k nule. Dióda premosťujúca spínač nedovolí tomuto
napätiu narastať v závernom smere. Tento interval trvá, kým sa indukčnosť nevybije.
Ak by tranzistor zapol príliš neskoro, napätie medzi jeho svorkami by mohlo vplyvom
pokračovania rezonančného deja narásť a zapnutie tranzistora by prebehlo v tvrdom
režime. Riadiace signály spínačov preto obsahujú vhodne nastavené intervaly, počas
ktorých prebieha bezstratová komutácia.
Na prebitie parazitných kapacít je potrebné určité množstvo energie úmerné
veľkosti kapacít a druhej mocnine ich napätia, ktorú musí byť schopná naakumulovať
rozptylová indukčnosť transformátora aj pri minimálnom zaťažovacom prúde meniča.
Úplne mäkké spínanie je dosiahnuteľné v obmedzenom (zdola) rozsahu záťaže. Presne
nastaviť rozptylovú indukčnosť transformátora pre požadovaný rozsah mäkkého
spínania je komplikované, a preto sa do série s primárnym vinutím pridáva cievka
s jednoducho preladiteľnou indukčnosťou.
Čím menší je záťažový prúd, pri ktorom sa má zachovať mäkké spínanie, tým
väčšia indukčnosť musí byť zapojená v obvode, a tým sa mení aj frekvencia rezonancie
medzi parazitnými prvkami. Dôležité je vhodne zvoliť spínaciu frekvenciu vzhľadom na
rezonančnú
frekvenciu parazitných prvkov, pretože doznievajúci rezonančný dej
znižuje efektívnu dĺžku intervalov periódy činnosti meniča, keďže naakumulovaný prúd
tečúci induktorom (a diódou premosťujúcou spínač) doznieva ešte aj po zapnutí spínača,
kým nezmení svoju polaritu, nevzrastie a nezačne pretekať záťažou.
Pri uvažovaní celkovej rezonančnej kapacity je treba počítať s paralelným
radením parazitných kapacít tranzistorov, keďže prúd tečúci priečkou striedača sa
v uzle delí na prúdy týmito kapacitami pri vypnutých tranzistoroch. Je potrebné
zohľadniť aj napäťovú závislosť týchto kapacít a počítať s tzv. efektívnou kapacitou
odvodenou od množstva energie nahromadenej v jej elektrickom poli.
17
Rezonančná kapacita sa počíta podľa vzťahu:
4
C r = 2 C dss ,
3
[F, F]
(5.1)
Cdss – katalógový údaj tranzistora.
Minimálna energia Wc potrebná na úplné prebitie kapacity Cr je:
Wc =
1
2
C r U in ,
2
[J, F, V]
(5.2)
Ak I1min je hodnota prúdu tečúceho primárnym vinutím,
pri minimálnom
kde Uin je vstupné jednosmerné napätie striedača.
záťažovom prúde v režime mäkkého spínania, pre hodnotu celkovej rezonančnej
indukčnosti v priečke striedača Lr, pri ktorej je ešte zachované úplne mäkké spínanie,
platí:
Lr ≥
2Wc
I 1 min
2
,
[H, J, A]
(5.3)
Pokiaľ prúd primárnym vinutím je menší ako hodnota I1min, počas rezonančného
deja nedosiahne zmena napätia na prebíjajúcich sa parazitných kapacitách tranzistorov
hodnotu vstupného napätia striedača. Následkom toho napätie medzi svorkami
zapínajúceho sa tranzistora nie je blízke nule, čo je sprevádzané zapínacími stratami a
rušením. Tieto nežiadúce javy sú tým intenzívnejšie, čím vyššie je napätie na tranzistore
pred jeho zapnutím.
Pri nastavovaní veľkosti preluky v riadiacich signáloch spínačov je potrebné
uvažovať rezonančnú frekvenciu parazitných prvkov obvodu, resp. dobu štvrtiny
periódy rezonančného deja, ktorá je:
T π
=
4 2
Lσ .C r ,
[s, H, F]
(5.4)
Cr je rezonančná kapacita (5.1) a Lr je rezonančná indukčnosť (5.3). Preluka by sa
mala rovnať veľkosťou tejto štvrť-perióde, aby rezonančný dej mohol bezpečne
prebehnúť až do svojej saturácie. Pri prúde I1min , prúd rezonančnou indukčnosťou a
napätie na vypnutom tranzistore klesnú súčasne na nulu a v tomto okamihu musí
tranzistor zapnúť. Ak je doba preluky veľmi veľká, prúd rozptylovou indukčnosťou
narastajúci v opačnom smere začne spätne prebíjať rezonančnú kapacitu. Nárastom
napätia na tejto kapacite, a teda aj medzi svorkami tranzistora, zanikne možnosť zapínať
pri nulovom napätí (ZVS). Energia nahromadená nabitím kondenzátora sa rozplynie
18
v štruktúre zapínajúceho sa tranzistora a zároveň vznikne vysoký prúdový impulz
spôsobujúci rušenie. Je zrejmé, že nesprávne nastavenie preluky môže spôsobiť
zvýšenie strát a zníženie EMC meniča.
Nevýhodou veľkých rozsahov záťaže pri činnosti meniča v režime mäkkého
spínania je nutnosť použitia veľkej prídavnej sériovej indukčnosti, ktorá sa v obvode
striedača javí ako veľká reaktancia zapojená sériovo k záťaži. Táto reaktancia potrebuje
veľké množstvo jalovej energie a len časť tejto energie je využívané na bezstratovú
komutáciu. Jalové prečerpávanie veľkého množstva energie spôsobuje nadmerné straty.
Návrh meniča je teda kompromis medzi maximálnou dosiahnuteľnou účinnosťou a
šírkou rozsahu záťaže pri mäkkom spínaní.
Z predchádzajúceho opisu techniky mäkkého spínania vyplýva, že využitím
vlastných parazitných prvkov obvodu je možné odstrániť zapínacie straty tranzistorov.
Avšak u MOSFET či IGBT tranzistorov pomer medzi parazitnou kapacitou (Cdss)
zavretého tranzistora, jeho dobou vypnutia (Toff) a menovitým prevádzkovým prúdom
(Id) je taký, že tranzistor pri vypínaní veľkých prúdov nie je schopný vypnúť ešte počas
existencie relatívne malého napätia medzi jeho svorkami. Následkom toho sa
v tranzistorovej štruktúre počas vypínania rozptýli značné množstvo energie
predstavujúce vypínacie straty. Obmedziť vznik týchto strát je možné pridaním
kondenzátorov paralelne k spínacím tranzistorom, čím sa zvýši celková hodnota
kapacity ich zavretých kanálov a tým sa spomalí vzrast napätia medzi svorkami
spínačov, ktoré stihnú úplne vypnúť ešte pri malom napätí na sebe.
Týmto spôsobom je možné výrazne zredukovať vypínacie straty, avšak je
potrebné korigovať aj veľkosť rozptylovej indukčnosti transformátora pre zachovanie
prúdovej hranice mäkkého spínania. Koľkokrát sa zvýši kapacita spínačov, toľkokrát sa
musí zvýšiť indukčnosť transformátora, čo v rovnakom pomere zníži rezonančnú
frekvenciu týchto LC prvkov obvodu. Tomuto je treba prispôsobiť dĺžku deadtime –
intervalu v riadiacom signáli, a aj spínaciu frekvenciu meniča (striedača) – znížením
spínacej frekvencie zachovať prijateľnú hodnotu striedy priebehu napätia meniča pri
maximálnej záťaži.
Výhody tohoto typu meniča možno formulovať nasledovne:
•
Pre určitý rozsah prúdu záťaže je možné dosiahnuť bezpečnú úroveň mäkkej
komutácie aj bez prídavných akumulačných elementov, využitím vyššie
uvedených parazitných prvkov obvodu. Vďaka tomu je možné vhodným návrhom
19
transformátora, resp. voľbou jeho rozptylovej indukčnosti, naladiť obvod tak, aby
bol zachovaný jeho kvázirezonančný charakter v okolí bodu menovitého režimu
činnosti. Zhora tento prúdový rozsah obmedzený nie je a mäkká komutácia je
zachovaná aj pri preťažení. Horná hranica je daná výkonovým obmedzením
obvodu a nie zmenou charakteru komutácie, ktorá zostáva mäkkou aj pri
najvyšších preťaženiach. Ak je potrebné zväčšiť uvedený rozsah, je nutné zvýšiť
rozptylovú indukčnosť transformátora, čo však má vplyv na tvrdosť prirodzenej
výstupnej charakteristiky meniča.
•
Výstupné napätie meniča naprázdno je funkciou veľkosti vstupného napätia a
prevodu transformátora. Menič je teda možné prevádzkovať bez záťaže a bez
potreby dodatočného obmedzenia výstupného napätia.
•
Prúd polovodičovými spínačmi a vinutiami transformátora možno navrhnúť
s dobrým činiteľom tvaru, predovšetkým pri úzkom rozsahu záťaže.
•
Prídavnými rezonančnými prvkami možno regulovať strmosti nárastu napätí a
prúdov - dU/dt, dI/dt, bez strát.
•
Výkon meniča je možné jednoducho regulovať PWM resp. PSM moduláciou.
Vhodným regulátorom je možné meniču vnútiť prakticky ľubovolnú výstupnú
charakteristiku.
•
Prirodzená charakteristika meniča bez regulátora pracujúceho v režime pevnej
striedy, má priebeh identický s charakteristikou napäťového zdroja s lineárnym
vnútorným odporom. Jeho veľkosť je určená rozptylovou indukčnosťou
transformátora, resp. prídavnou indukčnosťou a straty spôsobujúcimi prvkami
obvodu.
Zapojenie má aj určité nevýhody ku ktorým patrí:
•
Nutnosť použitia filtračnej tlmivky na výstupe usmerňovača, slúžiacej
k exaktnému definovaniu strmosti nabíjacieho prúdu výstupného kondenzátora.
•
V obvode primárneho vinutia transformátora sú vždy zapojené dva tranzistory
v sérii, následkom čoho je treba počítať s dvojnásobnou veľkosťou vodivostných
strát.
Uvedené nevýhody však nepredstavujú zásadné negatíva znižujúce aplikabilitu
meniča.
20
5.2.
Návrh výkonovej časti obvodu.
Na obr. 5.2-1 je uvedená schéma zapojenia silovej časti meniča. Ide o klasické
mostové zapojenie, obsahujúce štyri tranzistory VT1 –VT4 , použité bez prídavných
kondenzátorov.
Na rezonanciu sa využíva ich
vnútorná kapacita. V priečke mostíka je
zapojený transformátor TR s vyvedeným
stredom sekundárneho vinutia. Do série
s jeho primárnym vinutím je zapojený
merací
transformátor
prúdu
MTP1,
reprezentujúci snímač prúdu pre regulátor
slučky
prúdového
obmedzenia.
Pre
dosiahnutie činnosti meniča v režime
mäkkej
komutácie
výstupných
v širšom
prúdov,
je
rozsahu
do
série
s primárnym vinutím tiež zapojená aj
presytka
LP.
magnetického
z dôvodu
Systém
obvodu
zníženia
presýtenia
je
obr.5.2-1 Schéma zapojenia
silovej časti meniča
použitý
naakumulovanej
energie
pri
vyšších
prúdoch.
Osobitne
skonštruovaná cievka s jednoduchou reguláciou indukčnosti výrazne uľahčuje
nastavenie požadovaného rozsahu činnosti meniča v režime mäkkého spínania. Merací
transformátor prúdu MTP2 sníma pulzujúci jednosmerný prúd odoberaný striedačom
z jednosmerného medziobvodu, ktorý má vysokú jednosmernú zložku, pretože má
vysokú striedu priebehu (až 0,95),.a preto je potrebné vyriešiť spoľahlivú
demagnetizáciu jadra tohoto transformátora, ktorú opíšem neskôr.
Ako usmerňovač výstupu transformátora možno použiť klasické dvojimpulzové
zapojenie s dvomi diódami, filtračnou tlmivkou a filtračným kondenzátorom. Tento typ
usmerňovača si vyžaduje vyvedenie stredu sekundárneho vinutia transformátora, resp.
jeho zdvojenie, čím sa počet usmerňovacích diód zníži na dva oproti štyrom u
mostového usmerňovača. Použitím usmerňovača s dvoma filtračnými tlmivkami možno
odstrániť potrebu vyvedeného stredu zdvojeného sekundárneho vinutia transformátora.
Pri návrhu výkonovej časti meniča vychádzam z požadovaných parametrov:
• Vstupné napätie meniča je Uin=400V
21
• Menovité výstupné napätie Uout=60V
• Menovitý výstupný prúd Iout=40A
• Spínacia frekvencia vzhľadom na menovitý výkon (2,4kW) fs ∼ 50 ÷ 100 kHz
Ako prvý som stanovil prevod transformátora zohľadňujúc odhadovanú účinnosť
η a maximálnu striedu napätia λ :
p=
U inηλ
U out
[V, V]
(5.5)
Podľa (5.5) po dosadení za η=0,9 a λ=0,95 vychádza p=5,7. Volím prevod p=5.
Zo vzťahu:
N1 =
U in
,
4 f s Bmax S j
[-, V, Hz, T, m2]
(5.6)
kde N1 je počet závitov primárneho vinutia, Sj je prierez jadra transformátora, fs je
spínacia frekvencia meniča, Bmax je amplitúda magnetickej indukcie pri zvolenom
feritovom jadre E70 materiálu F4C s efektívnym prierezom stĺpika Sj = 6 cm2, vychádza
minimálny počet závitov N1= 13,3. Volím N1 =15 a N2 =N1 / p = 3. Sekundárne vinutie
má teda 2 x 3 závity.
Pri prúde záťažou Iout = 40A, bude amplitúda prúdu tečúceho primárnym vinutím
transformátora a tranzistormi (pri 100%-nej striede) I1 = Iout /p = 8A, čo však platí iba
pri veľmi veľkej hodnote filtračnej indukčnosti za usmerňovačom. Ak zámerne zväčším
zvlnenie prúdov pre zvýšenie stability prúdového módu činnosti meniča, pri 50%
zvlnení prúdu bude maximálna amplitúda I1max = 12A.
Prierez vinutí transformátora stanovujem podľa (5.7) s uvažovaním maximálnej
prúdovej hustoty i=3A/mm2.
S Cu =
I
i
,
[mm2, A, A/mm2]
(5.7)
Pre primárne vinutie volím lanko s prierezom 3,0 mm2 , vinutie sekundárne je
zhotovené z dvoch laniek s prierezom 2 x 7,5 mm2 .
Vinutia sú navinuté tesne na seba, teda s maximálnou väzbou. Požadovaná
hodnota rozptylovej indukčnosti je vytvorená tlmivkou v sérii s primárnym vinutím
transformátora. Táto tlmivka je zhotovená z feritového jadra E32/7,8. Vinutie je
navinuté z vf-lanka, indukčnosť je jednoducho regulovateľná veľkosťou vzduchovej
medzery (~5÷200µH).
22
Transformátor som skonštruoval podľa tohoto návrhu a vykonal som meranie jeho
rozptylovej indukčnosti z primárnej strany v zapojení so skratovaným sekundárnym
vinutím (meranie nakrátko – obr.5.2-2).
Obr.5.2-2 Meranie celkovej rozptylovej indukčnosti
Frekvenciu
napätia
som
napájacieho
pritom
menil
v širokom rozsahu (20 – 500
kHz), aby bola zabezpečená
korektnosť stanovenia hodnoty
rozptylovej
indukčnosti.
Grafické znázornenie nameranej
závislosti je uvedené na obr.5.23. Frekvenčná závislosť hodnoty
meranej indukčnosti je pomerne
Obr.5.2-3 : Závislosť celkovej rozptylovej
indukčnosti na frekvencii
malá a je možné jej vplyv
zanedbať. Pokles hodnoty indukčnosti pri vysokých frekvenciách je spôsobený
skinefektom vo vodičoch a frekvenčnou závislosťou permeability. Hodnotu 7,5µH
možno považovať za veľkosť tejto indukčnosti (pri 100÷500 kHz).
23
5.3.
Výber spínacích tranzistorov.
Pri výbere tranzistorov ako spínačov striedača je treba zvoliť typ s parametrami
lepšími ako maximálne prevádzkové parametre s určitou rezervou pre vyššiu
spoľahlivosť.
Prúdové
a
napäťové
namáhanie
by
nemalo
presiahnuť
80%
z katalógových hodnôt, na ktoré je tranzistor dimenzovaný.
Vzhľadom na veľkosť napätia jednosmerného medziobvodu (400V) volím na
miesto spínacích tranzistorov MOSFETy typu IRFP450, ktoré sú schopné zniesť 500V
napätia a 14A trvalého prúdu. Zároveň sú dostatočne rýchle a majú malý odpor RDS(on) .
Odpor kanálu v zapnutom stave RDS(on) pri teplote 25°C dosahuje 0,40 Ω, doby zapnutia
ton a vypnutia toff nepresahujú 50 ns, kapacita zavretého kanálu Cdss je 750pF. MOSFET
tranzistory majú integrovanú diódu s dostatočnou rýchlosťou záverného zotavenia, a
teda nie je potrebné ich dopĺňať.
Výsledná kapacita dvojice týchto tranzistorov Cr (rovnica 5.1) potrebuje pri
napájacom napätí Uin=400V energiu Wc=160µJ (rovnica 5.2) na úplné prebitie pre
dosiahnutie mäkkého spínania. Pre amplitúdu menovitého prúdu primárnym vinutím
transformátora platí:
I 1N =
I 2 N + ∆I 2
+ Im ,
p
[A, A, A, A]
(5.8)
V tomto prípade je to 10,9A a ak minimálny prevádzkový prúd, pri ktorom sa má
zachovať mäkké spínanie, má byť asi 1/4 z menovitého, teda I1min=2,5A, celková
rezonančná indukčnosť musí mať (podľa rovnice 5.7) hodnotu Lr=51,2µH. Im je
magnetizačný prúd transformátora (maximálny možný - pri 100% striede), ktorý podľa
vzorca:
Im =
U in
4 Lm f S
,
[A, V, H, Hz]
(5.9)
môže dosiahnuť práve hodnotu 0,9A. Magnetizačná indukčnosť Lm je odvodená
od indukčnej konštanty jadra transformátora:
2
Lm = AL N 1 ,
[H, H]
(5.10)
Lm=2,25mH
Keďže transformátor má vlastnú rozptylovú indukčnosť Lσ=7,5µH, je potrebné
do série s jeho primárnym vinutím zaradiť tlmivku s L = Lr - Lσ = 43,7µH. Magnetický
24
obvod tlmivky je vhodné navrhnúť pre prúd I1min tak, aby sa pri vyšších prúdoch
presycoval a tým menej akumuloval zbytočnú jalovú energiu.
Z vypočítaných hodnôt Lr a Cr možno určiť rezonančnú frekvenciu týchto prvkov
(5.11), resp. maximálnu dobu komutácie (štvrtina periódy rezonančného deja) (5.12),
teda údaj potrebný pre nastavenie veľkosti preluky v riadiacom algoritme meniča:
ωr =
1
Lr C r
,
Tr π
= × Lr C r ,
4 2
[s-1, H, F]
(5.11)
[s, H, F]
(5.12)
Podľa (5.12) je veľkosť preluky 500 ns.
Pri návrhu usmerňovača na sekundárnej strane transformátora (obr.5.3-1) je
potrebné zvážiť jeho prúdové zaťaženie, amplitúdu napätia na jeho vstupe a pracovnú
frekvenciu meniča, keďže komutácia usmerňovačových diód sa podieľa na tvorbe
spínacích strát.
Zvolil
som
typ
BYV54V-200, čo je dvojica
diód so spoločnou katódou
v jednom puzdre. Diódy sú
schopné usmerňovať prúd
50A
pri
tc=90°C,
teplote
puzdra
odolajú
200V
obr.5.3-1 Klasické zapojenie usmerňovača
veľkému závernému napätiu
a zotaviť sa v závernom smere dokážu za 60 ns. Úbytok napätia v priepustnom smere
dosahuje iba 0,85V pri If =50A. Tieto dva parametre (trr, UF) výrazne napomáhajú
znižovaniu strát v usmerňovači. Pre vyššiu odolnosť usmerňovača voči prepätiam sú
jeho vstupné svorky premostené RC-členom (1nF+100Ω) tlmiacim prepätia vznikajúce
na výstupe transformátora.
Výstup usmerňovača je filtrovaný LC-filtrom. Tlmivka svojou indukčnosťou
vyhladzuje prúd tečúci z usmerňovača, a tým znižuje veľkosť efektívnej hodnoty prúdu
kondenzátorom filtrujúcim výstupné napätie meniča. Zároveň tlmivka definuje strmosť
nárastu prúdu a dostatočne strmý priebeh prúdu primárnym vinutím transformátora
odstraňuje potrebu korigovať slučku regulátora pracujúceho v prúdovom móde kvôli
jeho stabilite.
25
Pre veľkosť filtračnej indukčnosti Lf platí :
Lf =
U iT
,
2∆I Lf
[H, V, s, A ]
(5.13)
Ak uvažujeme najnepriaznivejší prípad ohľadom zvlnenia výstupného prúdu
usmerňovača: Ui = Uout0/2=40V , strieda λ=0,5 , maximálne zvolené zvlnenie prúdu
2.∆ILf = 20A , frekvencia priebehov za usmerňovačom f=2.fs, T=λ/f, hodnota filtračnej
indukčnosti podľa (5.13) musí mať veľkosť minimálne 5µH.
Pri návrhu filtračného kondenzátora je treba uvažovať množstvo náboja dodaného
zvlnením prúdu do kondenzátora. Platí:
∆Q =
∆I Lf TS
CF =
2
= C F ∆U out , [C, A, s, F, V ]
∆I Lf T
2∆U out
,
[F, A, s, V ]
(5.14)
(5.15)
Pre zvolené zvlnenie výstupného napätia (0,1%) je minimálna veľkosť
CF =208,33µF. Pri napäťovom dimenzovaní kondenzátora treba uvažovať rezervu aspoň
20%, aby sa udržala jeho dostatočná spoľahlivosť. Volím veľkosť 470µF/100V a typ
s minimálnym ESR kvôli otepleniu, ktoré výrazne obmedzuje životnosť kondenzátora,
keďže efektívna hodnota prúdu ním dosahuje 3,3A .
Tento typ usmerňovača je možné nahradiť zapojením označovaným ako „Current
Doubler Rectifier“, ktorý nevyžaduje vyvedenie stredu sekundárneho vinutia
transformátora, ale tento nulový bod je vytvorený použitím dvoch rovnakých
samostatných tlmiviek bez vzájomnej magnetickej väzby. Pri experimentálnom
overovaní činnosti meniča vyskúšam aj tento druh usmernenia so súčiastkami
pôvodného usmerňovača.
26
5.4.
Návrh riadiacich obvodov meniča.
Primárnym elementom riadiacich obvodov meniča je kontrolér, zabezpečujúci
generovanie nevýkonových signálov. Schéma jeho zapojenia je uvedená na obr.5.4-1.
Obr. 5.4-1 Schéma zapojenia kontroléra
Ako kontrolér je použitý integrovaný obvod ML 4818 (Micro Linear), ktorý
pracuje s konštantnou spínacou frekvenciou až do 500kHz, umožňuje prevádzkovať
menič v prúdovom móde, v každom pracovnom cykle meniča obmedzovať nadprúdy,
generovať cyklus reštartovania po zablokovaní činnosti ochrannými obvodmi a priamo
riadiť spínacie tranzistory integrovanými budičmi schopnými dodávať impulzne až
1,5A prúdy. Zároveň je možné externými súčiastkami nastavovať veľkosť preluky
v generovanom riadiacom signáli. Integrovaný obvod obsahuje oscilátor, modulátor
27
fázového posunu, zosilňovač chyby,
komparátor, zdroj referenčného napätia,
podpäťovú ochranu a výkonové výstupné zosilňovače.
Pri návrhu schémy som vychádzal z odporúčaného zapojenia v katalógovom liste
obvodu. Integrované výkonové budiče nevyužívam v plnom rozsahu prúdov z dôvodu
potlačenia možnosti vzniku rušivých vplyvov na korektnú činnosť signálovej časti
obvodu. Výkonové budiče sú riešené samostatne, a sú galvanicky oddelené od
kontroléra. Pri štandardnom zapojení je totiž možné výstup impulzne zaťažiť prúdom až
1.5 A po dobu cca 10 µs. V mojom prípade by amplitúda prúdu nemala presiahnuť
100 mA.
Obvod má dve dvojice výstupov A1, A2, B1, B2, ktoré sú proti prepätiam
chránené dvojicami schottkyho diód. Signály z výstupov sú prenášané oddeľovacími
transformátormi do budičov. Tento signál z kontroléra slúži aj k pokrytiu energetickej
potreby galvanicky oddelených budičov.
Pracovná frekvencia oscilátora sa nastavuje prvkami RT,CT podľa vzťahu:
f OSC =
1
0,52C T RT + 500CT
,
[Hz, F, Ω]
(5.16)
kde 500CT=Td – je deadtime v perióde činnosti oscilátora, počas ktorého sa vybíja
príslušný kondenzátor a generuje sa impulz spúšťajúci ďalší cyklus činnosti kontroléra.
Spínacia frekvencia meniča je polovicou z frekvencie oscilátora vplyvom delenia
v logických obvodoch kontroléra.
Pre zvolenú frekvenciu fosc= 200kHz a dobu deadtime Td=1µs vychádza:
CT=2nF, RT=3,85kΩ . Volím: CT – 2n2, RT – 3k9 (fosc=180kHz, spínacia
frekvencia meniča bude 90kHz).
Náhradou odporu Rdelay u kontroléra trimrom získam možnosť regulácie doby
preluky Tdelay , ktorá podľa (5.12) má mať hodnotu 500 ns . Podľa vzorca:
Tdelay =30. Rdelay +45 ns ,
[ns, kΩ]
(5.17)
vychádza hodnota odporu Rdelay=15 kΩ. Nahradením tohoto odporu trimrom
s hodnotou 33 kΩ získam reguláciu doby Tdelay v rozsahu 45÷1000 ns.
28
5.5.
Snímanie prúdov.
Ideálne riadiace obvody generujú symetrické signály tak, že na primári
výkonového transformátora sa objavuje napätie s obdĺžnikovým priebehom a 50%
striedou. V reálnych podmienkach môže nastať prípad, že toto napätie má jednosmernú
zložku. Tým vznikne jednosmerné sýtenie magnetického obvodu výkonového
transformátora.
K zachovaniu korektnej činnosti meniča je nutné aplikovať slučku prúdového
obmedzenia činnosti spínacích tranzistorov, aby sa eliminovala možnosť vzniku
jednosmerného sýtenia magnetického obvodu výkonového transformátora a zároveň bol
vytvorený systém protiskratovej ochrany. Je zrejmé, že pasívnym snímacím
transformátorom prúdu nemožno získať signál s informáciou o jednosmernej zložke
prúdu tečúceho vetvou, v ktorej je snímací transformátor zapojený.
Jedným z riešení je zaradiť do spomínanej vetvy (priečka striedača s výkonovým
transformátorom) kondenzátor filtrujúci jednosmernú zložku napätia, musí však byť
dimenzovaný na efektívnu hodnotu striedavého prúdu, ktorý ním preteká.
Požadovaná kondenzátorová batéria však vychádza objemná a drahá.
Ďalšie riešenie je použiť kompenzovaný (Hallov) transformátor prúdu s výrazne
nižšími nárokmi na priestor. Tento typ snímača potrebuje zdroj energie so symetrickým
napätím.
Volím toto druhé riešenie. Je však potrebné získať zo striedavého signálu
meracieho transformátora jednosmerný signál pre riadiace obvody a zároveň napájať
merací transformátor. Tento problém riešim použitím usmerňovača na princípe
prúdového zrkadla (obr.5.5-1), keďže výstup meracieho transformátora je prúdový.
Napäťový signál pre riadiace obvody sa získava ako úbytok napätia na bočníku.
Výhodou tohoto zapojenia je, že
„zem“ meracieho transformátora potom nekmitá
v rytme snímaného prúdu ako pri použití mostíkového usmerňovača na výstupe
meracieho transformátora usmerňujúceho prúd bočníkom, z ktorého kontrolér sníma
napätie pre informáciu o prúde.
Zo zapojenia na obr.5.5-1 je zrejmé, že prúd vytekajúci z výstupu meracieho
transformátora tečie priamo cez VD1 a Rb v kladnom smere. Pri opačnom smere toku
prúdu (do meracieho transformátora) tečie prúd cez VD2 z emitora VT1 . Odpor Rb1
zachováva rovnaké zaťaženie prúdového výstupu meracieho transformátora aj pri tomto
smere toku prúdu. Prúd tečúci do kolektora VT1 je podobný prúdu vytekajúceho z jeho
29
Obr. 5.5-1 Usmerňovač prúdového výstupu
meracieho transformátora
emitora, zmenšený iba o bázový prúd tohoto tranzistora. Tento kolektorový prúd
spôsobuje prietokom cez RE1 a VT2 na nich úbytky. Je zrejmé, že rovnaké úbytky napätí
musia byť aj na RE2 a VT2. Ak platí, že: RE1= RE2, VT2 a VT3 sú podobné a ich h21e je
veľké (∼100), potom kolektorový prúd tranzistora VT3 tečúci cez Rb v kladnom smere
sa dostatočne podobá svojou amplitúdou prúdu tečúcemu do vstupu meracieho
transformátora.
To
je
v podstate
usmernenie
prúdového
výstupu
meracieho
transformátora.
Pri snímaní jednosmerného pulzujúceho prúdu odoberaného striedačom
z jednosmerného medziobvodu naopak môžeme použiť pasívny transformátor (obr.5.52) na snímanie prúdu s vysokou jednosmernou zložkou za predpokladu, že strieda
snímaného prúdu nebude prekračovať určitú hranicu λmax .
V takomto prípade je možné magnetický obvod meracieho transformátora
bezpečne demagnetizovať pri λmax /(1-λmax ) - krát vyššom zápornom indukovanom
napätí ako pri kladnom úbytku na bočníku snímaného kontrolérom. To znamená, že
zápornému prúdu z meracieho transformátora treba v tomto príklade do cesty postaviť
λmax /(1-λmax ) – krát väčší odpor ako kladnému prúdu (obr.5.5-2). Pasívny merací
transformátor je potrebné zaťažovať čo najmenším odporom bočníka, aby rýchly nárast
30
magnetizačného prúdu vyvolaný vysokým indukovaným napätím, neskresľoval signál o
meranom prúde. Snímačom v tejto vetve medzi kondenzátorom jednosmerného
Obr. 5.5-2 Snímanie jednosmerného
pulzujúceho prúdu pasívnym transformátorom
medziobvodu a vstupom striedača je prakticky snímaný prúd tranzistormi, a tak prúdová
poistka odvodená od signálu tohoto snímača bezpečne zabráni poškodeniu tranzistorov
nadmernými prúdmi pri zlyhaní ich riadenia.
5.6.
Návrh výkonových budičov.
Výkonové časti riadiacich obvodov (budiče - drivery) sú riešené ako samostatné
časti mimo logických riadiacich obvodov, vzhľadom k ich citlivosti na rušivé vplyvy
generované práve týmito budičmi. Tým som predišiel problémom so stabilitou
použitého prúdového módu. Zároveň som zvýšil dynamiku riadenia tranzistorov, ktorú
redukuje nutné galvanické oddelenie transformátormi.
Budiče sú riešené na báze integrovaného obvodu
IR 2121 (obr.5.6-1),
reprezentujúceho jednoduchý driver, ktorého riadiaci vstup je prispôsobený úrovniam
TTL. Výstup budiča je možné impulzne zaťažovať prúdom až 2A, prípustné napájacie
napätie má rozsah 10-25V, a tak nie je potrebné ho zvlášť stabilizovať. Obvod pri
logickej úrovni 1 na vstupe, má na výstupe napätie veľkosti napájacieho napätia.
Väzba budiča s kontrolérom je zabezpečená prostredníctvom transformátora,
ktorého primár je pripojený k výstupom (A1-A2, B1-B2) kontroléru. Transformátor má
dvojakú funkciu – slúži na prenos riadiaceho signálu generovaného kontrolérom a
zároveň prenáša energiu potrebnú pre napájanie budičov. Jeho primárne napätie má
obdĺžnikový priebeh, ktorého amplitúdou 16 V prenášam energiu pre obvody a
nábežnými a zostupnými hranami strmými 15 V/ 50 ns je budič riadený. Časový
31
Obr.5.6-1 Schéma zapojenia budičov
priebeh signálu v jednom transformátore má vždy 50% striedu, je nemenný. Riadenie
meniča technikou PSM sa realizuje zmenou fázového posunu medzi signálmi
prenášanými jednotlivými transformátormi. Transformátory nemusia mať zvlášť vysoký
činiteľ väzby (k∼0,9), pretože dynamika riadenia je tvorená driverom. Transformátory
sú vyhotovené s feritovým jadrom E20 z materiálu H22, každé vinutie (sú tri) má 50
závitov a navzájom sú oddelené hrubým prekladom zabezpečujúcim dostatočnú
elektrickú pevnosť (min.2,5kV). Tieto transformátory predstavujú jedinú väzbu medzi
budičom a kontrolérom. Výhodou takéhoto usporiadania je jeho jednoduchosť,
spoľahlivé galvanické oddelenie a cenová výhodnosť.
Medzi transformátorom a integrovaným obvodom sa nachádza tvarovač hrán
pozostávajúci z tranzistorov BSN 20 a BC 237 (obr.5.6-1). Úlohou bipolárneho
tranzistora je rýchle vybitie parazitnej kapacity vstupu integrovaného obvodu, pretože
rozhodovacia úroveň vstupu je veľmi nízko oproti hodnote, ktorú napätie na tomto
vstupe dosahuje. FET tranzistor blokuje vybíjaciu činnosť bipolárneho tranzistora,
32
pokiaľ je napätie na sekundárnom vinutí oddeľovacieho transformátora vyššie ako
prahové napätie FET. Týmto zapojením sa zvýšila dynamika riadiaceho obvodu a jeho
schopnosť pracovať pri vyššej
spínacej frekvencii a znížil sa rozdiel medzi
oneskoreniami jednotlivých budičov, čím sa obmedzí vznik možných časových
diferencií medzi spínaním jednotlivých tranzistorov. Výstup integrovaného obvodu je
štandardne cez odpor a diódu napojený na hradlo výkonového MOSFET tranzistora,
ktoré má charakter kapacity.
Výstup budiča by mal byť čo najkratšou cestou prepojený s vývodmi riadeného
tranzistora, aby sa minimalizovala parazitná indukčnosť v tomto obvode spôsobujúca
zákmity a nízku strmosť zmeny napätia na hradle riadeného tranzistora.
33
6.
Overenie teórie spínania na funkčnej vzorke meniča.
6.1.
Realizácia funkčnej vzorky meniča
Za účelom experimentálneho overenia vlastností som postavil funkčnú vzorku
meniča.
Jej
usporiadanie
zobrazuje obr.6.1-1
Všetky
polovodičové
súčiastky sú umiestnené na
masívnom chladiči, ktorý je
vzhľadom
k výkonu
meniča
mierne predimenzovaný. Nad
chladičom
základná
sa
nachádza
doska
meniča,
zabezpečujúca
Obr. 6.1-1 Laboratórna vzorka počas
polovodičových
prepojenie
súčiastok
a
experimentálnych prác
zber, resp. distribúciu signálov potrebných
k činnosti výkonového obvodu. Na tejto
doske
sú
umiestnené
snímače
prúdu,
kondenzátory jednosmerného medziobvodu
a
konektor pre zapojenie kontroléra
umiestneného na samostatnej doske malého
formátu, orientovanej kolmo na základovú
dosku.
Doska
budičov
(obr.6.1-2)
je
umiestnená v spodnej časti, rovnobežne so
základovou
doskou.
Transformátor
je
umiestnený na samostatnej konzole v ľavej
časti
zariadenia,
pripevnenej
na
bok
chladiča. Obr. 6.1-1 reprezentuje zapojenie
s dvomi výstupnými tlmivkami, ktoré sú
umiestnené v pravej časti zariadenia na
podobnej konzole ako transformátor.
Obr.6.1-2 Doska budičov výkonových
tranzistorov
34
Menič nie je rozmerovo a priestorovo optimalizovaný, vzhľadom na to, že ide o
laboratórnu vzorku, ktorá musí umožniť dobrý prístup k jednotlivým meracím bodom a
aplikáciu príslušných sond.
Počas experimentálnych prác bol menič napájaný z regulovateľného zdroja
konštantného napätia, realizovaného pomocou trojfázového autotransformátora,
diódového usmerňovača a filtračnej tlmivky. Pomocou tejto filtračnej tlmivky je
upravený tvar prúdu odoberaného usmerňovačom zo siete na hodnotu neutrálneho
účinníka (0,95). Toto zapojenie vstupného (AC/DC) obvodu je použité z dôvodu
možnosti regulácie vstupného napätia DC/DC meniča, ktorú si vyžadovali
experimentálne merania. V prípade praktického použitia meniča môže byť vstupná
AC/DC časť riešená ako predregulátor PFC (Power Factor Correction), ktorý zo siete
odoberá prúd s minimálnym harmonickým skreslením a na výstupe dodáva stabilné
jednosmerné napätie.
6.2.
Časové priebehy elektrických veličín
Laboratórnu vzorku meniča som podrobil rozsiahlemu súboru experimentálnych
meraní, ktorých výsledky sú uvedené na nasledujúcich záznamoch. Hlavným účelom
meraní je porovnanie reálnych prejavov meniča s očakávanými. Ide hlavne o výskyt
prepätí, parazitných rezonancií a iných javov, ktoré nedokázala interpretovať spínačová
reprezentácia polovodičových súčiastok, použitá pri prvotnej analýze zapojenia.
Druhou úlohou meraní je zistenie vplyvu mäkkej komutácie na charakter
časových priebehov elektrických veličín. V zásade sa jedná o potvrdenie očakávaných
prínosov v oblasti nižšieho napäťového namáhania polovodičových súčiastok pri ich
komutácii.
Veľmi dôležitou časťou experimentov je zmapovanie hraníc oblasti mäkkej
komutácie, z hľadiska vzájomného vzťahu výstupných elektrických veličín a spôsobu
riadenia.
Konkrétne ide o stanovenie vhodnej veľkosti preluky pri komutácii
tranzistorov situovaných v jednej vetve. Táto preluka (označovaná tDELAY), je veľmi
dôležitá pri synchronizácii okamihu zapnutia s priebehom rezonančného deja.
Výsledky tejto časti meraní sú uvedené vo forme jednotlivých oscilogramov,
z ktorých každý zobrazuje priebehy elektrických veličín pri špecifických režimoch
činnosti meniča.
35
Obr. 6.2-1 Časové priebehy napätia UDS a primárneho prúdu
transformátora pri korektnom režime činnosti v oblasti mäkkej komutácie
Obr. 6.2-2 Detail nábežných hrán predchádzajúcich časových priebehov
36
Obr. 6.2-3 Detail dobežných hrán priebehov z obr. 6.2-1
Obr. 6.2-4 Nábežné hrany UDS a primárneho prúdu trafa pri
veľkej preluke (tDELAY = 400 ns), spôsobujúcej tvrdú komutáciu
37
Obr. 6.2-5 Sekundárne napätie a prúd transformátora pri maximálnom
výstupnom prúde meniča (kanál 2 – 5A/ div)
Obr. 6.2-6 Sekundárne napätie a prúd transformátora pri minimálnom
výstupnom prúde meniča (kanál 2- 5A/div)
38
Obr. 6.2-7 Sekundárne napätie transformátora a prúd usmerňovača
tečúci do filtračného kondenzátora,
pri minimálnom výstupnom prúde
Obr. 6.2-8 Sekundárne napätie transformátora a prúd usmerňovača
tečúci do filtračného kondenzátora,
pri maximálnom výstupnom prúde
39
Obr. 6.2-9 Primárne napätie transformátora v režime tvrdej komutácie,
dosiahnutého pri malom prúde a veľkej hodnote preluky (tDELAY)
Obr. 6.2-10 Detail nábežnej hrany primárneho napätia transformátora pri
dostatočne veľkom prúde, no veľkej hodnote preluky. Režim mäkkého
spínania sa dosiahne skrátením preluky
40
Obr. 6.2-11 Primárne napätie transformátora po dosiahnutí režimu mäkkého
spínania, správnym nastavením preluky vo vzťahu k výstupnému prúdu.
41
7.
Meranie účinnostných parametrov.
Keďže účinnosť je primárnym sledovaným parametrom, sústredil som sa na jej
zistenie pri rôznych režimoch činnosti meniča. Premennou veličinou je predovšetkým
výstupný prúd a výstupný výkon, pričom parametrom merania je strieda. Podobné
meranie som uskutočnil aj pri variabilnom vstupnom napätí. Menič pracoval bez
nadradenej regulačnej slučky, to znamená, že vykazoval prirodzenú regulačnú
charakteristiku. Na obr. 7-1 je uvedená schéma zapojenia použitá pri meraní účinnosti.
L f =30mH
AUTOTRANSFORMÁTOR
A1
+
3-fáz.
usmerňovač
Cf =1320µF
A2
DC
V1
V2
RZ
DC
MENIČ
Obr. 7-1 Schéma zapojenia meniča pri meraní účinnosti
Menič bol napájaný z jednosmerného zdroja opísaného v predchádzajúcej
kapitole. Nepriaznivý dopad aplikácie obmedzovacej tlmivky na tvrdosť výstupnej
charakteristiky
jednosmerného
medziobvodu
bol
kompenzovaný
reguláciou
výstupného napätia autotransformátora.
Na výstupe meraného meniča bol zapojený vinutý laboratórny reostat. Prvú
skupinu meraní som vykonal pri konštantnom vstupnom napätí a variabilnej hodnote
odporu záťaže. Výsledky s vypočítanými hodnotami účinnosti sú uvedené v tab. 7-1 :
I1 [A]
2,69
4,78
5,19
8,7
8,86
10
U2 [V]
22,14
20,68
20,57
17,76
17,65
16,05
I2 [A]
14,22
26,46
28,8
52
53,1
64
P1 [W]
P2 [W]
330,87 314,83
587,94 547,19
638,37 544,28
1070,1 923,52
1089,8 937,215
1230
1027
∆P [W]
16
41,18
46
146,6
152,6
203
η [-]
DUTY
C.
0,952
100%
0,93
100%
0,928
100%
0,863
100%
0,86
100%
0,835
100%
Tab. 7-1 Výsledky merania účinnosti pri konštantnom napájacom napätí
42
Meranie sa uskutočnilo pri zníženom napätí U1 = 123 V. Indexy jednotlivých
veličín zodpovedajú označeniu meracích prístrojov na obr. 7-1. Príkon meniča je
označený P1, výstupný výkon P2 a stratový výkon meniča má označenie ∆P.
V poslednom stĺpci je vypočítaná účinnosť, označená η. Menič pracoval s prirodzenou
charakteristikou pri striede 100%.
Pre lepšiu orientáciu je na obr. 7-2 a 7-3 vynesená závislosť účinnosti na
výstupnom prúde I2 a výstupnom výkone meniča P2.
Závislosť účinnosti od výstupného
prúdu při 100% striede
účinnosť [-]
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
20
40
60
80
I2 [A]
Obr. 7-2 Závislosť účinnosti na výstupnom prúde pri striede 100%
Účinnosť má pomerne monotónny priebeh, pričom v pracovnom rozsahu prúdu sa
jej hodnota pohybuje v rozmedzí 0,95 – 0,90. Hodnotu účinnosti pod 90% dosahoval
menič pri prúdoch nad 40 A, teda pri preťažení. Zároveň bolo meranie uskutočnené pri
zníženom napätí, čo sa zákonite nepriaznivo odrazilo na hodnote účinnosti.
Na obr. 7-3 je uvedená závislosť účinnosti na výstupnom výkone meniča.
43
Závislosť účinnosti od výkonu pri 100% striede
1
účinnosť [-]
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
200
400
600
800
1000
1200
P2 [W]
Obr. 7-3 Závislosť účinnosti na výstupnom výkone meniča pri striede 100%
Druhú skupinu meraní som vykonal pri podobných podmienkach, avšak strieda
bola nastavená na hodnotu 50%. Výsledky sú uvedené v tab. 7-2, pričom zodpovedajúce
grafické znázornenie závislosti účinnosti na výstupnom prúde a výkone je na obr. 7-4
a 7-5.
I1 [A]
U2 [V] I2 [A]
P1 [W] P2 [W]
∆P [W]
η [-]
0,62
12,2
6
76,26
73,13
3,127
0,71
11,3
7,35
87,33
83,05
4,28
1,11
9,88
12,66 136,53
125,08
11,45
1,61
9,52
18,6 198,93
177,05
21,87
2,05
8,86
24,6 252,15
217,96
34,2
0,959
0,951
0,916
0,89
0,864
DUTY C.
50%
50%
50%
50%
50%
Tab. 7-2 Výsledky merania pri konštantnom napájacom napätí a striede 50%
44
Závislosť účinnosti od výstupného prúdu pri
50% striede
účinnosť [-]
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
5
10
15
20
25
30
I2 [A]
Obr. 7-4 Závislosť účinnosti na výstupnom prúde pri striede 50%
Závislosť účinnosti na prúde je podobná predchádzajúcemu prípadu, až na to, že
veľkosť prúdu sa pohybovala v rozsahu 6 – 24,6 A, pričom meranie bolo vykonané
prakticky pri rovnakej záťaži. Mierne vyššia veľkosť účinnosti je zapríčinená nižšími
vodivostnými
stratami
v unipolárnych
tranzistoroch
a ostatných
elementoch
rezistančného charakteru.
Závislosť účinnosti od výkonu pri 50% striede
účinnosť [-]
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
50
100
150
200
250
P2 [W]
Obr. 7-5 Závislosť účinnosti na výstupnom výkone meniča pri striede 50 %
45
V porovnaní z predchádzajúcim prípadom je vidieť, maximálny výkon meniča
dosahuje iba 217 W, čo prezentuje regulačnú schopnosť použitého spôsobu riadenia.
Pre objektívnejšie posúdenie účinnostných parametrov meniča som vykonal
meranie pri variabilnom vstupnom napätí, konštantnej hodnote odporu záťaže a striede
100 %. Jeho výsledky, spolu s vypočítanými hodnotami výkonov a účinností sú
uvedené v tabuľke 7-3
U2 [ V ]
I2 [ A ] P2 [ W ] U1 [ V ] I1 [ A ] P1 [W]
∆P [W] η [%]
46,8
30,2
1413,4
261
5,8
1513,8
100,4
93,4
47
30,4
1428,8
262,1
5,8
1520,2
91,4
94
58
37,6
2180,8
320,5
7,2
2307,6
126,8
94,5
65,3
42,5
2779,5
362
8,1
2932,2
152,7
94,8
73
50,2
3665
402
9,6
3859
194
95
Tab. 7-3 Výsledky merania pri variabilnom vstupnom napätí
Veľkosť účinnosti je v tomto prípade vyššia a pohybuje sa v rozsahu 0,934 –
0,95. Príčinou tohto, bezpochyby priaznivého výsledku, je vyššia hodnota vstupného
napätia, ktoré som menil v intervale 261 – 402 V. Podotýkam, že menovitá hodnota
napájacieho napätia je blízka maximu uvedeného intervalu. To znamená, že v praxi
môžeme očakávať účinnosť v rozmedzí 0,94 – 0,95, pri výstupnom výkone meniča
väčšom, ako 50% jeho maximálnej hodnoty.
Grafickú interpretáciu nameraných hodnôt predstavujú grafy uvedené na obr. 76 a 7-7.
Závislosť účinnosti na výkone pri variabilnom
U1
účinnosť [%]
100
98
96
94
92
90
0
1000
2000
3000
4000
P2 [W]
Obr. 7-6 Závislosť účinnosti na výstupnom výkone pri variabilnom vstupnom napätí
46
Na obr. 7-6 je uvedená závislosť účinnosti na výstupnom výkone. Meranie sa
uskutočnilo pri 100% - nej striede, pričom podobne, ako v predchádzajúcom prípade,
nebola aktivovaná regulačná slučka výstupného napätia. Veľkosť účinnosti sa pohybuje
v rozsahu 0,934 –0,95, pričom má s rastúcim výstupným výkonom tendenciu mierneho
rastu.
Závislosť na obr. 7-7 reprezentuje závislosť účinnosti na veľkosti vstupného
napätia. Ide o závislosť, ktorá sa v praktických podmienkach nerealizuje, nakoľko
napájacie napätie sa bude meniť v pomerne malom rozsahu. Na druhej strane však
poskytuje informácie o miere vplyvu prúdovo závislých strát.
Podobne, ako v predchádzajúcom prípade je jej tvar pomerne monotónny,
pričom s rastúcim napätím jej hodnota stúpa.
Závislosť účinnosti od vstupného napätia
účinnosť [%]
100
98
96
94
92
90
200
250
300
350
400
U1 [V]
Obr. 7-7 Závislosť účinnosti od vstupného napätia
47
8.
Záver.
Úlohou tejto práce je overenie teórie mäkkého spínania v praktickej aplikácii,
zistenie výhod a nevýhod tejto techniky. Zároveň sú stanovené hranice použiteľnosti
daného riešenia.
Menič navrhnutý a skonštruovaný podľa tejto práce bol podrobený rôznym
skúškam a režimom činnosti.
Na základe výsledkov experimentálnych skúšok možno konštatovať nasledovné
pozitívne skutočnosti:
-
Menič spolu so svojimi riadiacimi obvodmi vykazoval veľmi dobrú stabilitu pri
širokom regulačnom rozsahu.
-
Veľkosť dosiahnutej účinnosti je, vzhľadom k hodnote typového výkonu, veľmi
dobrá. Pri každom meraní bola korektná činnosť meniča overovaná sledovaním
časových priebehov vybraných napätí a prúdov. Za veľmi pozitívnu považujem
tú skutočnosť, že maximá nameraných priebehov účinnosti sa nachádzajú
v oblasti menovitého výkonu, resp. prúdu.
-
uplatnenie mäkkého spínania neobmedzilo iné vlastnosti meniča.
Techniku znižovania strát meniča použitím bezstratovej komutácie možno
odporučiť hlavne pre svoju jednoduchosť, spoľahlivosť a priaznivý vplyv na
polovodičové súčiastky používané v meničoch.
48
9.
ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY.
[1]
MOHAN, UNDELAND, ROBINS : Power Electronics : converters application
and design. John Wiley & Sons Inc., Singapore, 1989 (kniha)
[2]
DOBRUCKÝ B., RÁČEK V., ŠPÁNIK P., GUBRIC R.: Výkonové
polovodičové štruktúry. VŠDS Žilina, Edičné stredisko, 1995 (skriptá)
[3]
FEŇO I.: Návrh a optimalizácia riadiacich obvodov rezonančného meniča.
Diplomová práca, 1999
[4]
ANDREYCAK B.: Phase shifted, zero voltage transition design considerations.
Unitrode, Application note (U-136A),1997
[5]
HEXFET Designer’s Manual, International Rectifier, El Segundo, CA, 1993
49