HET GROTE
TRANSISTOR
SCHEMABOEK
600
1
1.8 K
TS1
TS2
5K
TS4
I
X
i
‘ "1 /
1K
I*
ó---- IF
^6oï(
47V
«i-UWEB-DEVENTER
~--- Q 5
330p
TS5
■■
I
J. H.Jansen
Het grote
transistorschemaboek
Kluwer - Deventer
I
I
ISBN 90 2010 636 8
© 1972. Kluwer - Deventer
Niets uit deze uitgave mag worden verveelvoudigd en/of openbaar gemaakt door middel
van druk, fotokopie, microfilm of op welke andere wijze ook, zonder voorafgaande schrif­
telijke toestemming van de uitgeefster.
No part of this book may be reproduced in any form, by print, photoprint, microfilm or
any other means without written permission from the publisher.
I
I
Voorbericht
BLTOTH22
iN.V.H.R,
Zoals ik reeds in mijn vorige schemaboeken memoreerde, is er door de toene­
mende belangstelling voor halfgeleiders behoefte ontstaan aan praktische
transistorschema's, zowel voor het gebruik in laboratoria als voor amateurdoeleinden. Vandaar dat de grote halfgeleiderfabrikanten op hun toepassingslaboratoria allerlei schakelingen ontwikkelen, die in de vorm van toepassingsberichten (application notes) aan de openbaarheid worden prijsgegeven. Het is inder­
daad zo, dat men op de meeste laboratoria, alvorens tot het toepassen van
nieuwe halfgeleiderelementen wordt overgegaan, allerlei schakelingen bouwt
om met het element vertrouwd te raken. Hierbij bedient men zich dan van
praktische schakelingen, die de fabrikanten van het nieuwe element verstrekken
in de zoéven genoemde toepassingsberichten.
In dit boek is een ,,bonte" verzameling van deze schakelingen bijeengebracht.
Deze schakelingen zijn zó gekozen, dat ook de amateur er veel plezier aan zal
beleven.
Achterin het boek zijn beschrijvingen van de toegepaste transistoren en de
aansluitgegevens opgenomen, zodat men snel kan bepalen met welk transistortype en welke eigenschappen men te maken heeft.
Inzake de fundamentele grondslagen van transistoren en andere halfgeleider­
elementen, verwijs ik naar mijn serie „Transistoren, theorie en praktijk"*).
Gaarne spreek ik mijn dank uit tot degenen, die aan de totstandkoming van dit
werkje hebben meegewerkt; in het bijzonder de medewerkers van de talrijke
toepassingslaboratoria, die technische informatie voor deze uitgave beschik­
baar stelden.
Hazerswoude, september 1972
De schrijver
*) „Transistoren, theorie en praktijk", 5 delen, door J. H. Jansen, verschenen bij Kluwer
Technische Boeken te Deventer.
Inhoudsopgave
Hoofdstuk 1. Audioversterkers en netvoedingen
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Schakeling voor het mengen van geluidssignalen
1 W-versterker met TAA 300
2 W-versterker met TAA 900
Complementaire 2 W-versterker met FET-ingang
4 W-versterker met geïntegreerde voor- en stuurversterker
Brugschakeling met twee vermogens-IC's type PA 237 van General Elec­
tric
Brugschakeling met twee s.e.p.p.-eindtrappen
Gelijkspanningsversterker met Ferranti-transistoren
8.
Bredebandversterker met FET's en op-amp 709
9.
10.
Spanningsreferentie met de basis-emitterovergang van een planar-transistor als zenerdiode
Stabilisator 12 V-5 A
11.
Ingangsversterker met hoge ingangsimpedantie
12.
Ruisarme voorversterker met BC 131
13.
Voorversterker met lage ruis en hoge ingangsimpedantie
14.
8 W-versterker met de transistoren AD161/AD162
15.
12 W-hifi-versterker met siliciumtransistoren
16.
20 W-hifi-versterker met BD130 in de eindtrap
17.
Vermogensversterkers als IC
18.
18.1. Inleiding
18.2. Monolithische vermogensversterkers SL402A en SL403A van Plessey
18.3. Onderdrukking van brom
18.4. Bescherming tegen te hoge voedingsspanning
18.5. Correctie instelling hoofdversterker
HF-compensatie
18.6
18.7. Blokschema van de versterker
18.8. Toepassing van de monolithische versterkers SL402A en SL403A . . .
18.9. Geluidsversterker met klankregeling
18.10. Geïntegreerde vermogensversterker in hybridetechniek
11
13
15
18
19
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
33
34
36
36
37
39
39
40
40
40
40
42
43
Hoofdstuk 2. Digitale circuits en impulsschakelingen
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Monostabiele multivibrator
Monostabiele multivibrator met NAND's
Kruiselings gekoppelde multivibratoren
Emittergekoppelde multivibratoren
Multivibrator met goede flanksteilheden
Impulsgenerator voor het opwekken van een sequentiële impulsrij
49
49
50
52
54
55
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
16.
18.
19.
20.
21.
22.
23.
24.
25.
26.
27.
Flipflop met NAND's
Flipflopschakeling voor frequentiedelers en -tellers
NAND met hoge storingsdrempel
NAND-circuit met discrete componenten
Schakeling tegen denderstoring
Vergrendelschakeling voor werkcontacten zonder geheugenwerking . .
Modulo-14-teller met reset-flipflop
Uitgangstrappen voor de DTL-FC-reeks
Tijdbasisschakeling voor het verkrijgen van een tijdvertraging
. . . .
Start-stopschakeling voor een afgerond impulspatroon
Multivibratoren met NAND's uit de FC-reeks
Monostabiele multivibrator met NAND's in TTL
Monostabiele multivibrator met NOR's
Monostabiele multivibrator zonder terugkoppellus
Monostabiele multivibrator met discrete transistor en terugkoppellus
Monostabiele multivibrator met discrete pnp-transistor
Monostabiele multivibrator voor lange vertragingstijden
Schakeling met NOR's voor de realisering van een inschakelvertraging
Schakeling met NAND's voor de realisering van een inschakelvertraging
Schakelingen voor signaalverlenging
A-stabiele multivibrator
58
58
59
60
60
61
62
63
63
64
64
66
68
69
71
72
74
75
75
75
76
I
Hoofdstuk 3. Controle* en regelschakelingen
1.
2.
3.
4.
5.
6.
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
Niveaudetector
Signaleringssysteem met unijunctiontransistor
Wisselstroomregeling met een foto-darlington
Helderheidsregelaar met thyristor (200 W)
Toerentalregeling van een ventilator met elektronische thermostaat . .
Lampdimmer met triac
Thermostaat voor diepvrieskasten
'.......................................
Temperatuurelektronica voor wasmachines met de temperatuurvoeler
K 273
Converter voor het omzetten van een spanningsverandering in een fre­
quentieverandering
Analoge schakelaar met twee veldeffecttransistoren
Knipperlichtautomaat met UJT en thyristoren
Statische wisselstroomschakelaar met thyristoren en triacs
Fotocelschakeling met TAA 293
Spanningsdiscriminator met TAA 293
80
80
81
82
82
85
87
87
89
90
91
92
94
95
Hoofdstuk 4. HF-schakelingen
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
Telegrafiezender voor de 80 m-band
Draagbare zender voor 160 MHz-1 W
Frequentieverdrievoudiger met vermogensvaractordiode
VHF-voorversterker met MOSFET's - 200 MHz
Mengtrap met MOSFET's - 200 MHz naar 45 MHz
Draagbare ontvanger met 6 transistoren
Unijunction-CW-monitor
FM-middenfrequentversterker en demodulator met TBA 120
MF-versterker, begrenzer, FM-detector en LF-stuurtrap in één enkele IC
2 m-zender-ontvanger
97
97
100
100
101
101
105
105
107
109
i
10.1
10.2.
10.3.
10.4.
10.5.
10.6.
10.7.
10.8.
10.9.
10.10.
10.11.
10.12.
10.13.
10.14.
10.15.
10.16.
10.17.
10.18.
10.19.
11.
Inleiding
Zender
Ontvanger
Output-indicator en S-meter
Toongenerator (pieper)
Behuizing van de zend-ontvanger
Stuuroscillator
Verdrievoudiger TS2
Antenne
Modulator
Eindtrappen met silicium-npn-transistoren
VHF-voorversterker
De mengtrap
HF-versterker, tweede mengtrap
Sterkteregeling
Staartversterker met S-meter
Toongenerator voor het opwekken van een dubbeltonig modulatiesignaal
Zend-ontvangschakelaar
Prestaties
VFO met veldeffect- en bipolaire transistoren
109
109
110
111
111
111
111
112
113
114
115
118
121
122
123
124
125
125
126
126
Hoofdstuk 5. Oscillatoren en omvormers
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
16.
Kristaloscillatoren voor diverse frequenties
. .
Kristaloscillator met op-amp 702
100 kHz-frequentiestandaard
Frequentiestandaard met UJT
Kristaloscillator 1 MHz
Kristaloscillator 10 MHz
Kristaloscillator 50 MHz
Wienbrug-oscillator met groot frequentiegebied
.
Wienbrug-oscillator met op-amp 709
Oscillatoren met faseverschuivend netwerk
. . .
Hoogspanningsgenerator met vermogenstransistor
Zaagtandoscillator met UJT
Metronoom met UJT
Morse-oscillator met CA 3028
Oscillator voor het hoorbaar maken van morsetekens
Gelijkspanningsomvormer 6 V-300 V
129
130
131
131
132
132
133
133
134
135
136
137
138
139
140
142
Hoofdstuk 6. Meetschakelingen
1.
2.
3.
4.
5.
6.
8.
8.1.
8.2.
Eenvoudige frequentiemeter
Dipmeter met MOSFET's
Bêtameter voor pnp- en npn-transistoren
Millivoltmeter voor wisselspanningen met op-amp 709
Millivoltmeter voor wisselspanningen
Elektronische gelijkspanningsvoltmeter
Dipmeter met veldeffecttransistoren
Transistortester
Beschrijving van de schakeling
Basisstroominstelling
143
144
146
147
148
149
150
152
153
153
8.3.
8.4.
8.5.
8.6.
8.7.
8.8.
8.9.
Meten van de stroomversterking . . .
Collectorspanningsmeting
Meten van de collectorstroom . . . .
Batterijspanningsmeting
Kortsluittest
Meten van de collector-emitterlekstroom
Meten van de collector-basislek
. . .
Enkele gegevens van de gebruikte halfgeleiders
154
154
155
155
155
156
156
1
Audioversterkers en netvoedingen
1. Schakeling voor het mengen van geluidssignalen
Zoals uit fig. 1-1 blijkt, heeft de versterker vier ingangen. Het gecombineerde
ingangssignaal wordt via de sterkteregelaar R5 aan de ingangsversterker met
MOSFET TS2 toegevoerd. Deze veldeffecttransistor staat in het lineaire werk­
gebied ingesteld. Voor de instelling zorgt R12.
Achter de ingangstrap volgt een combinatie van een g.e.s. en een emittervolger.
TS3 wordt ingesteld vanaf de emitter van TS4, een gebruikelijke conceptie bij
dit soort schakelingen. Door middel van gelijkrichting wordt een regelsignaal
van de uitgang afgeleid, die via D1 aandegatevanTSI wordt toegevoerd. Wordt
het uitgangssignaal groter, dan gaat TS1 meer geleiden en wordt het signaal
aan de gate van TS2 kleiner. We zien, dat inderdaad een toename van de
R10
15k
-INGANGEN
R1
100 k
lOOk
<
100k
RL
Cl
0,1 p
07
'6
\R11
10 k
C2
0,1 P
R6
180 k
4H
TS1
TS2
3N128
3N 128
C6
5p
RU
1,2 k
TS4
2 N3053
TS3
~a2N3053
C8
J *5
10 k
ÓS
lOOk
<>
12
—O
+20V
R9
1M
R7
lOOk U
~~C3
0,1p
"c
C4
Ö10
10p
1N270
Dl
UIT­
GANG
R15
lOOk
Z,5A-I
"|C5
|/5p
C7
0,1 P
D2
IN 270
>
U
470
11
I
°
^AARDE
1M
Fig. 1-1. Schakeling voor het mengen van geluidssignalen, compressie en lijnversterking.
11
O
S ï
o
p
a.
o»
§
£
9
H(k-
n
<N
1F
HF
■<
___ «8
*n
CD
'7 4C
O
.0: <n
I
o
o>
co
I
<2
JO
èt|
I
JO
I
<d
<o
l
ct
o:
D»
co
§
c
g
co
co
I
K.
H
ö:
i
i
QJ
E
m
co
0:
oI
£
o5
Q>
I
£
i
I
I
co
**
Q
«n
Q
N
I
J
<*>ts>
k—
gS-
Q
*■
<N
co
K.
3§
s&
U)
0
<*)
s2
IO
E
Q
«N Ac
Q
a: °>
>H*r
«o
—II---2
12
■
amplitude van het uitgangssignaal door de veldeffecttransistor TS1 wordt
tegengewerkt. Als de sterkte van het audiosignaal plotseling sterker wordt, zal
toch snel een correctie plaatsvinden, dankzij D1.
Neemt het signaal in sterkte af, dan vindt eerst langzaam correctie plaats. De
versterker is ontworpen om een signaal van maximaal 1 VeH af te geven aan
een lijn van 250 fl. De schakeling is zó in te stellen dat ieder spanningsniveau
tussen 50 mV en 1 V een uitgangsspanning kan geven van 1 V. Bij een voedings­
spanning van 20 V trekt de schakeling 23 mA.
2. 1 W-versterker met TAA 300
Deze monolithische IC, die door Philips op de markt wordt gebracht, is op­
genomen in een metalen capsule van het type JEDEC TO-74
In fig. 1-2 is het schema van de geïntegreerde schakeling weergegeven. Deeindtransistoren worden gevormd door TS9 en TS10, die gestuurd worden dooreen
complementaire stuurtrap met TS6/TS7 en TS8.
De complementaire stuurtrap wordt weer gestuurd door een darlingtonpaar
TS4/TS5, waarvan deingangviaTS3is verbonden met de differentiaal-ingangstrap. Met de ene ingang van de differentiaalversterker is de signaalbron be­
vestigd, met de andere een tegenkoppelcomponent, welke van de uitgang van
de versterker is afgeleid.
200
ui
(mV)
100
50
Fig. 1-3. Grootte van R als
functie van de ingangsspanning.
20
10
5
2
50
100
200
500
1000
R(Q )
TS11 is een constante spanningsbron, die voor een spanningsverschil tussen
de emitter van TS6 en de emitter van TS9 zorgt. De grootte van genoemd span­
ningsverschil bepaalt de ruststroom die in de eindtrap vloeit. Deze ruststroom
is uitwendig te corrigeren met de 22 kü-potmeter.
13
De grootte van de versterking is afhankelijk van de mate van tegenkoppeling
en deze tegenkoppeling wordt bepaald door de waarde van de weerstand R. Uit
de grafiek van fig. 1-3 kunnen we afleiden hoe groot de weerstand R moet zijn
bij een bepaalde C/, voor volle uitsturing. In fig. 1-4 is de frequentiekarakteristiek
o
dB
-8
20
50
100
200
500
1000
2000
5000
10000
50000
f (Hz)
Fig. 1-4. Frequentiekarakteristiek bij een uitgangsvermogen van 50 mW.
1.2
Pu
(W)
1.0
d = 10 7.
0,8
0,6*—
10
d = 3 •/.
1
20
50
100
200
500
1000
2000
5000
50000
10000
f (Hz)
Fig. 1-5. Uitgangsvermogen en vervorming als functie van de frequentie.
Fig. 1~6. Print-layout van de 1 W-versterker met TAA 300.
14
weergegeven bij een uitgangsvermogen van 50 mW, in fig. 1-5 het uitgangsvermogen en de vervorming als functie van de frequentie. In fig. 1-6 tenslotte
is de print-layout van de 1 W-versterker gegeven en in fig. 1-7 de componentenbezetting.
1,2k Q
TAA300
TAA 300
10nF
ingang
I
1 ,O
■Z
10
60 Q
0.22
LS
1
1
220
I
TlOOOpF
,K
22 k ft
Fig. 1-7. Componentenbezetting van de 1 W-versterker.
3. 2 W-versterker met TAA 900
Telefunken brengt een monolithische IC op de markt, die geschikt is als eindversterker in draagbare radio's, magnefoons en platenspelers. De IC is in staat
aan een 4 Q-belasting een vermogen van tenminste 2 W af te geven.
In fig. 1-8 is het schema van de schakeling weergegeven, die zich in de IC be­
vindt. We ontdekken in het schema „de single ended push pull"-eindtrap,
voorafgegaan door een complementaire stuurtrap. De ingangstrap is een differentiaal versterker.
In fig. 1-9 is een compleet schema van een 2 W-versterker met de TAA 900
weergegeven, die de volgende eigenschappen heeft:
. < 2W
Uitgangsvermogen (sinusvermogen) (voedingsspanning = 10,5 V)
Belastingsweerstand RL
4 0
Ingangsweerstand R,
30 kO
Ingangswisselspanning (U,) (voor een uitgangsvermogen van 50 mW) > 2,5 mV
Ingangswisselspanning (U) (voor een uitgangsvermogen van 2 W) >16 mV
. 0,6 mV
Ruisspanning (U) (RG = 10 kO, RF = 30 Hz...15 kHz)
.
70 Hz
Onderste grensfrequentie
15
Bovenste grensfrequentie
.
.
.
.
Thermische weerstand
30 kHz
.
. 4...12 mA
Totale stroomopname bij Ul■ = 0 V
40 °C/W
(j.q
Termische weerstand /?th [j.A]
.
Vervorming
zie fig. 1-10
SOp
HF
17
R1
100°C/W
—o
I
TAA 900
100k
R2
R6
ê
Is
o-
IR
O-
- *L
4Q
rsio
rs3
TS11
1000/j
rs e
TS2
TS!
rss,------------ r
rsi2
I
25J
R5
R3
----- K
47k
._od
i6-—-
7
^4 70p
Fig. 1-8. Circuitry binnen de TAA 900 (Telefunken).
1-Ub
—o
-t-1O,5V
470p
Hh
0/
<>7
Ó8 Ó2
,25p
50p
■>
Fig. 1-9. 2 W-versterker
met de TAA 900 (Telefunken).
3
o
100 k
Ir
TAA 900
10
7
1000R I
5
[>
r ±9
25p
XQ
16
r
d
10
Fig. 1-10. Vervormingskarakteristiek van de versterker uit
fig. 1-9.
U$= 10,5 V
Rl= < |~
Rg
5k
|T
T
AEG
B30C600KP
-O
Z5
o-
_4
5
UB
220 V
SOHz
w2
■O
I
C[_ = 2500p
Fig.
1-11. Ongestabiliseerde voeding.
o—
2,5
f-- 10kHz
f-. 120 Hz.
&J
0 L
0
2
p0
1
bH
w
Trafo: kern M55;
w1: 2200 wdg. 0,2 CuL;
w2: 90 wdg. 0,9 CuL.
Voor het voeden van de versterker uit het lichtnet kan men gebruik maken van
de schakelingen, die zijn weergegeven in de figuren 1-11 en 1-12.
T
AEG
B30C600KP
*2
-o
*1
220V
50Hz
R
“500^
-O
O
UB
c => C{_ =
Tsoop
BZY85/
en
O—
Fig. 1-12. Gestabiliseerde voeding.
Trafo: kern M42;
w1: 4300 wdg. 0,12 CuL;
w2: 300 wdg. 0,4 CuL;
TS: BD135;
R: 470 0.
óf
Kern: M55;
w1: 2200 wdg. 0,2 CuL;
w2: 100 wdg. 0,9 CuL;
TS: AC175;
R: 220 0.
17
In fig. 1-13 zijn de aansluitingen van de TAA 900 weergegeven.
Fig. 1-13. Aansluitingen van
de TAA 900.
4. Complementaire 2 W-versterker met FET-ingang
Een veldeffecttransistor heeft een ingangsweerstand, die veel hoger is dan de
toegepaste sterkte regelaar van 1 MH. De ingangsweerstand kunnen we dan ook
praktisch gelijk stellen aan de weerstand van de potmeter, hier 1 MO.
De veldeffecttransistor staat in de gegeven schakeling (fig. 1-14) in gemeenschappelijke-sourceschakeling. Het versterkte signaal wordt afgenomen van de
drainweerstand en toegevoerd aan de basis van de transistor 2N3704, die de
complementaire eindtrap stuurt. De noodzakelijke spanningsval tussen de
bases van de eindtransistoren wordt opgewekt met een 2N3708, die hier als
constante spanningsbron werkt. Enkele gegevens van de versterker: totale
harmonische vervorming bij 2 W = 3,7%, bij 1 W = 1,2%; 3 dB frequentiegebied
liggend tussen 63 Hz en 17 kHz. Ruststroom 15 mA, bij volle uitsturing 115 mA.
300
+ 33V
----- O
200
TIS 90M
TIS 92 M
2 N3708
0“
20p
20 V
\3>9k
360
r-
150p/30V
50p / 30V
—rfll
-- O
u' UITGANG
3,9 k
INGANG
JO,1fi
2/r
TIS 58
\24k
TIS 91M
TIS 93M
2N3704
5y/ 30V
10
ALLE WEERSTANDEN
W. 107.
Fig. 1-14. Complementaire versterker, 2 W, met FET-ingang (Texas Instruments).
18
5. 4 W-versterker met geïntegreerde voor- en stuurversterker
Philips brengt een geïntegreerde schakeling in de handel onder de typering TAA
435, die geschikt is voor het sturen van een eindversterker van 4 W.
In fig. 1-15 is de schakeling weergegeven. In de complementaire eindtrap zijn
22 0p
7
O
F 4F-
r~
l—o6
600
+ uv
100
21k
180k
5,1 k
r—O
I
:I
°’}P
220/j
, 4
rsi
rsi
—ui—
TS2
9
AD 161
INGANG
3
39k
0 T
U 220 P I
II®
2k
270
_.r
/0l
I*
1t>
n*
33
AD162\±X
2200p
------ 6 5
330p
68k
270
NTC: 2322610 11509 (50Q)
of 2322 642 21479 (4 7Q)
I I Zie tabel
Fig. 1-15. 4 W-versterker met TAA 435 en AD161IAD162 (Philips).
Tabel 1-1. Gevoeligheid van de 4 W-versterker uit fig. 1-15
Tegenkoppelweerstand R
Ingangsspanning V;
4W
50 mW
Uitgangsvermogen P2
220Q
1,7 mV
1 kQ
7,3 mV
220Q
15 mV
1 kQ
65 mV
transistoren van het type AD161/AD162 toegepast. Deze germaniumtransistoren worden gestuurd met de eindtransistor TS5 in de IC. Aan de ingang treffen
we een differentiaalversterker aan. Aan de ene ingang wordt de muziekwisselspanning aangesloten; aan de andere ingang een tegenkoppelcomponent,
die is ontleend aan de uitgang. De weerstand R maakt deel uit van hettegenkoppelnetwerk en bepaalt dan ook in belangrijke mate de optredende vervorming
(fig. 1-16 en fig. 1-17)
In fig. 1-18 is de print-layout van de 4 W-versterker weergegeven, in fig. 1-19
de componentenbezetting van de print. Deeindtransistoren dienen vooreen uitgangsvermogen van 4 W te worden gemonteerd op een koelelement met een
19
3
d
C/.)
id;
2
!
/
o'—
0.01
12.5 kHz
0.05
0.1
1»
2
zzt
Igï
__ «I
r~"
—f—
B
’T
3
d
(7.)
iOHl
3
1
3
■
------ 1----- *------1kHz
o >—
Q2
0.5
1
2
5
P2 (W)
10
Fig. 1-16. Vervormingskarakteristiek van
de 4 W-versterker bij R = 220 Q.
0.01
0,05
0,1
0.2
0.5
1
2
5
P2 (W)
10
Fig. 1-17. Vervormingskarakteristiek van
de 4 W-versterker bij R = 1 kQ.
Fig. 1-18. Print-layout van de 4 W-versterker.
Rxh K kleiner of gelijk aan 12,3 °C/W. Een verticaal gemonteerde aluminium
koelplaat van 2 mm dikte met de afmetingen 75 x 150 mm heeft voldoende
koelend vermogen voor deze toepassing.
Tabel 1-2 (blz. 22) vermeldt enige gegevens met betrekking tot de vervorming
bij verschillende vermogens en generatorweerstanden. De weerstand R is hier
220 ft.
20
aj
co
CD
o
a
o
CD
£
&
■o
CO
CM
lO
oL
0)
o
~Eo
CJ 3
O —<
CD
o
o
I
I
<si
Q.
_Q>
O)
•S
c
0)
N
-Q
§
C
ï
O
Q.
E
o
O
cS
co
<
i?
I -X?
I o 3L b Q.
8
04
cc
m' -k
o»
c
o
en
c
21
Tabel 1-2. Vervorming bij verschillende vermogens en generatorweerstanden van de
4W-versterker.
Hg=10 kQ
Rg = 5 kQ
din
R (W)
0,10
0,10
0,15
0,20
0,25
0,35
1,0
0,05
0,2
1,0
2,0
3,0
4,0
4,6
Rg= 100 kQ
Hg=20 kQ
din %
din %
din %
0,15
0,10
0,20
0,30
0,35
0,45
1,0
0,25
0,15
0,20
0,35
0,45
0,55
1,0
0,25
0,30
0,40
0,60
0,80
1,0
6. Brugschakeling met twee vermogens-IC's type PA 237 van General Electric
Voor hogere uitgangsvermogens kan men de PA 237 in een brugconfiguratie
opnemen, zoals geïllustreerd wordt in de figuren 1-20 en 1 -21. Door de brugcon­
figuratie kan de koppelcondensator van 1000 a 2000 /xF tussen de uitgang van
de eindversterker en de luidspreker achterwege blijven. De beide IC's moeten
uiteraard in tegenfase worden gestuurd, hetgeen in de twee gegeven schakelin­
gen inderdaad geschiedt. Punt 14 van de IC is de niet-inverterende ingang, punt
12 de inverterende ingang.
In de schakeling van fig. 1-20 is het bekende bootstrapprincipe toegepast. De
bootstrapcondensator is de elco van 10 /zF. In het schema van fig. 1-21 is het
+ 24V
l
Ik
Heao*
Ik
10p
10/j
0'"
1J ^j°'
'e"0
o&n
o-
Hl-
<>3
05
14
16Q
7
PA 237
_Hh
n ir n
M56* [|6,Ö* H 5,6k
J
56k
h
0,002
U TP
8
\330k
330*
012
0.4 7p
7
PA 237
8
O
<>3
59
14
O
680k
0,002/u tJ
'2p
12 Q
R2
6t8k
Hl
Fig. 1-20. Eindversterker met 2XPA 237-brugconfiguratie (General Electric).
22
+ 2CV
t
680k
18k
18k
U 0.002»
—II—
—II—
1<>5
93
680k
0,002 p
93
5<>
IC
IC
=p
H56fr
0,002 H
7
PA 237
P
/6Q
H
rl
330k
8
y 12
n«.
ó
7
Hr--o-
0.22
PA 237
fl.330k
’ P
8
12d
56 k
ó
Fig. 1-21. Eindversterker met 2 > PA 237 zonder bootstrapping (General Electric).
genoemde principe achterwege gelaten. R1 en R2 bepalen zowel de grootte van
de versterking van de beide vermogens-IC's, als de ingangsweerstand van de
schakeling. Met R1 en R2 kan men dus de brugschakeling aanpassen aan een
eventuele stuurtrap. Voor een meer gedetailleerde informatie over het circuit
PA 237, verwijzen we naar het „Schemaboek Lineaire Geïntegreerde Schakelin­
gen" door J. H. Jansen, verschenen bij Kluwer Technische Boeken te Deventer.
7. Brugschakeling met twee s.e.p.p.-eindtrappen
De twee eindtrappen blijken (fig. 1-22) van het conventionele type te zijn, twee
eindtransistoren van het npn-type gestuurd door een complementair paar.
Voordeel van het toepassen van een dergelijke conceptie is, dat de voeding
gelijkmatiger wordt belast, vergeleken met de enkelvoudige eindtrap. De afvlakcondensatoren van de voeding behoeven dus niet zo groot te zijn, terwijl de
condensator tussen eindtrap en luidspreker, zoals in fig. 1-22 is te zien, ont­
breekt.
De d rij vertrap is uitgevoerd als differentiaalversterker. Een de rge lijke schakeling
is nodig om de eindversterkers in tegengesteld^ fase te kunnen sturen.
Met de 1 kïl-potmeter in de collectorleidingen van de stuurtrap stellen we de
ruststroom van de eindtrap in op 20 mA. Met de symmetreerpotmeter van 100
O stellen we de uitgangsspanningen, zonder signaal, zodanig in, dat ze aan
elkaar gelijk zijn. Met de onderste 1 kü-weerstand tenslotte regelen we de DCuitgangsspanning af op de bekende halve voedingsspanning. Uit de hulpspanning van -48 V trekt de versterker slechts 20 mA, zodat deze voedingsbron een
23
lichte voeding kan zijn. De ingangsweerstand is ca. 4 kfl en volle uitsturing van
de versterker wordt bereikt bij een spanning van ca. 350 mV. Het uitgangsvermogen is dan 16 W bij een vervorming kleiner dan 1%.
+ 30 V
O-----1.5 k
|3,9*
BSY53
BSY53
iioop Ik
2*’
U
BD106B
2,2k
ZE 1,5
1
dQ
16W
BDKJ6B
bdiogb
SSX40
BD106B
|8S/78
iop
BS Y 781
Z*7x
o----INGANG
C.7k
i..7k
10p
o
O-
-48V
o—
1,5 k
Ik
100
Fig. 1-22- Eindversterker van het brugtype (Intermetall-ITT).
8. Gelijkspanningsversterker met Ferranti-transistoren
De versterker (fig. 1-23) bestaat uit drie trappen nl. twee differentiaalversterkers
gevolgd door een emittervolger. De eerste differentiaalversterker wordt aan de
emitterzijde gevoed uit een constante stroombron verkregen met een transistor,
geschakeld als zenerdiode, gevolgd door een emittervolger. Over de emitterweerstand staat een constante spanning, die de stroom in de transistor bepaalt.
Tussen de tweede differentiaalversterker en de emittervolger aan de uitgang
bevindt zich een niveauverschuivend element, hier is dit een als zenerdiode
geschakelde transistor. De uitgang is via een 1 MO-weerstand verbonden met
de rechter transistor van de eerste differentiaalversterker. Hierdoor wordt
tegenkoppeling verkregen, waardoor de schakeling een uitstekende stabiliteit
verkrijgt.
24
S:
+ 12 V
ZTX302
*
f~^ZTX300
ZTX302
INGANG fT/
* Z TX302
*
UITGANG
1M
°—i—~t—K
100
lOk
‘ Nulinstelhng
K)k
Z1X300
i,7k
ZTX3CO-
0'2t
X LONG TA ILED PAIR
GESELECTEERD OP
hft en VBE
u<7‘
-o
-12V
O
Fig. 1-23. Gelijkspanningsversterker met Ferranti-transistoren.
Eigenschappen:
Input offset drift
................................................................................................ 25 /llV/°C.
Frequentiekarakteristiek....................................................................... van 0 ... 1 MHz.
Versterking
................................................................................................................. 100 x.
De genoemde drift geldt alleen voor gepaarde transistoren (geselecteerd op hFE
en VBE).
9. Bredebandversterker met FET's en op-amp 709
De ingangstrap van de versterker wordt gevormd door een differentiaalversterker met twee veldeffecttransistoren (tig. 1-24). De FET's zijn in één fabricagepro­
ces gemaakt en bevinden zich op één chip. Ze hebben daarom identieke eigen­
schappen, terwijl ze bovendien (omdat ze op één chip zitten) thermisch hecht
met elkaar zijn gekoppeld.
Achter de ingangstrap volgt de op-amp 709. Tussen de uitgang en de gate van
de rechter veldeffecttransistor is een tegenkoppelnetwerk aangebracht, dat de
totale versterking van de versterker bepaalt (ca. 65 dB). De TIS98 in de gemeenschappelijke-sourceleiding van de FET's fungeert als constante stroombron,
waardoor de totale stroom in beide FET's steeds gelijk blijft.
In fig. 1-25 is defrequentiekarakteristiek van de versterker, die een hoge ingangsimpedantie heeft, weergegeven. De versterking is 3 dB gedaald bij een signaalfrequentie van ca. 400 kHz. Bij 1 MHz is de versterking toch altijd nog groter dan
60 dB.
25
15V
—o
8,2 k
FF
F
3.3p
*
SN 72
709N
120k
10p
2N5045
rS
IN
&
1M
TIS9Q
\470
5,1*
-
u
51
1M
©
Test punt
<3 -15V
Fig. 1-24. Bredebandversterker met FET's en op-amp (Texas Instruments).
ó7°r
| JJJ65 co
3dB
E
Fig. 1-25. Frequentiekarakteristiek
van de bredebandversterker.
m60 -
o
I55L
V)
10
100
1000
FREQUENTIE (kHz) -------—
10. Spanningsreferentie met de basis-emitterovergang van een planar-transistor als zenerdiode
Het is vele elektronici bekend, dat wanneer men de basis-emitterdiode van een
Si-planar-transistor in de sperrichting aansluit deze diode het zener-effect
vertoont bij een sperspanning, liggend tussen 6 en 10 V. Zowel de npn- als de
pnp-planar-transistoren vertonen het effect. In fig. 1-26 is een meetschakeling
weergegeven, waarmee men de uitstekende eigenschappen van de basis-emit­
terovergang als zenerdiode kan aantonen. Het is interessant op te merken, dat
defecte transistoren dikwijls nog zeer goed bruikbaar zijn als zenerdiode. Men
kan met de gegeven meetschakeling snel aantonen of de basis-emitterdiode
inderdaad het zenereffect nog vertoont. De toelaatbare zenerstroom volgt uit
de toelaatbare dissipatie van 300 mW door deze waarde te delen door de
gemeten zenerspanning.
26
300
5k
] 22.5 V
Fig. 1-26. Meetschakeling
voor het aantonen van het
zenereffect van de basis-emitterovergang van een planaire
transistor.
12V
15 rrA
11. Stabilisator 12 V-5 A
Deze schakeling van het conventionele type is uitgerust met een overstroombeveiliging (fig. 1-27). De meetweerstand voor de overstroom is R7. Zodra over
deze weerstand een te hoge spanning optreedt, tengevolge van een belastingsstroom hoger dan 5A, gaat de transistor TS3 geleiden en wordt de sturing van
de regeltransistoren verminderd. De stabilisator gaat dan van een constante
spanningsbron over in een constante stroombron.
-K—
BAX 12
rsi
BDY20
■o o
oTS3
lOk
BCY57
0,3 Q
iow
TS2
BD124
220
*fl +
1F
26,3 V
17,5
U /op •
Ü2‘
12 V
C.7k
rst
BCY70
*
ik/i w [I
BZY8B
C6V2
Z1
R2
500
R3
1.2 k
<2 +
O
Fig. 1-27. Voeding 12 V-5 A (VaIvo).
De overstroom wordt op de juiste waarde ingesteld met de trimpotmeter R8.
De basis-emitterdiode van TS3 en de BAX12 zorgen voor een spanningsdrempel, nodig om ervoor te zorgen, dat eerst na 5 Ade beveiliging in werking treedt
en dan effectief gaat werken.
27
Eigenschappen:
Uitgangsspanning.......................................................
Uitgangsstroom
.......................................................
Ingangsspanning
.......................................................
Inwendige weerstand
............................................
Warmteweerstand van het koelelement voor TS1
Warmteweerstand van het koelelement voor TS2
Koelelement voor TS1
. . type 26231 met een lengte
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
12 V.
5 A.
17,5...26,3 V.
. < 40 mfl.
< 0,7 °C/W.
< 20 °C/W.
.
.
15 cm (Valvo).
Gemeten waarden:
verandering van de voedingsspanning
Omstandigheden
24 mV.
Omgevingstemperatuur van 0...60 °C
170 mV.
Uitgangsstroom van 0...5 A (V- is constant)
. 10 mV.
Ingangsspanning van 17,5...26,3 V (/2=0)
12. Ingangsversterker met hoge ingangsimpedantie
De versterker, waarvan het schema is weergegeven in fig. 1-28, bestaat uit twee
emittervolgers. Dank zij het bootstrapprincipe heeft de versterker een (zeer
+28 V
------ O
R1
A30k
Vin
O—
2N1613
of
2N204 9
rsrZT/
R2\
*in
~ 20M
RA
100 k
1
2N1613
of
Tso
2 N 2019
p
TS2 fT/
1M
RS
in
R3
1M
OAFSCHERMING
62 k
~I
I
I
Fig.
1-28. Ingangsversterker
met hoge ingangsimpedantie
(General Electric).
)■
I
I
poe* I
I
n
-o
-O
hoge) ingangsimpedantie van ca. 20 MO. De bootstrapcondensator is aange­
bracht tussen de emitter van TS2 en het knooppunt R2, R3. Voorts zorgt de
condensator van 350 pF tussen de collector van TS1 en de emitter van TS2 er­
voor, dat de collectorspanning van TS1 in dezelfde fase verandert als de uitgangsspanning. Kortom het Miller-effect, tengevolge van Ccb wordt door deze
28
I
1
meekoppeling vrijwel geëlimineerd, waardoor de ingangsimpedantie ook voor
frequenties tot 20 kHz een hoge waarde vertegenwoordigt. In de schakeling kun­
nen vanzelfsprekend de bekende Europese transistoren als de BC108 worden
toegepast.
13. Ruisarme voorversterker met BC131
In de geluidsversterkertechniek is het dikwijls noodzakelijk een signaal van een
wisselspanningsgenerator extra te versterken, alvorens men dit signaal aan de
hoofdversterker kan toevoeren. We denken hierbij aan signalen afkomstig van
magneto-dynamische groeftasters en magnefoon(bandrecorder)-kopjes.
Voor het verkrijgen van een zo gunstig mogelijk ruisgetal is het van belang de
emitterstroom dusdanig te kiezen, dat inderdaad van een zo goed mogelijk ruis­
getal sprake is. Voor de BC131 is het verband dat er dient te bestaan tussen de
generatorweerstand en de emitterstroom gegeven in fig. 1-29. De collectorkohm
1000
• 12V
Rginopt
O
100
\270k
TS1
rs2
BC130
BC131
O-
10
2,2 V
3.9M
^4
'20 k
r
t
O-----
o.i
.
IpA
10pA
nopA
Fig. 1-29. Generatorweerstand
voor een minimaal ruisgetal
Rgen opt als functie van de
emitterstroom. VCE = 5 V (gel­
dig voor de transistor BC131).
T
■O
ImA
Fig. 1-30. Ruisarme voorver­
sterker met transistoren BC131
en BC130.
emitterspanning van de transistor heeft slechts een geringe invloed op de ruis,
zodat men enigszins vrij is in de keuze van deze spanning. Een ruisarme voor­
versterker, die voor het versterken van kleine signalen is ontworpen, vinden we
in fig. 1-30. Teneinde de vereiste stabilisatie tegen het verlopen van het instelpunt te verkrijgen, wordt de instelling van de eerste trap ontleend aan een tap
op de emitterweerstand van TS2. De ingangstransistor staat in gemeenschap­
pelijke emitterweerstand en de tweede werkt als emittervolger. Daar hierdoor
29
het uitgangssignaal In tegenfase is met het ingangssignaal kunnen we gemak­
kelijk beredeneren, dat door het aan brengen van een weerstand tussen de emitter van TS2 en de ingang van TS1 tegenkoppeling optreedt. Het uitgangssignaal
wordt afgenomen van de emitter van de tweede trap en is instelbaar met de
potmeter aan de uitgang.
14. Voorversterker met lage ruis en hoge ingangsimpedantie
Het komt dikwijls voor, dat men voor de versterking van zeer kleine signalen
een voorversterker nodig heeft die bijzonder ruisarm is, een hoge ingangsimpe­
dantie heeft en een bandbreedte bezit, die zich uitstrekt van een paar Hz tot 1
MHz.
Een versterker met FET-ingangstrap, die deze eigenschappen heeft, is weerge­
geven in fig. 1-31. De schakeling is afkomstig van het Fairchild-toepassingslabo-
o R5
*8
Tr= ioom
-42V
Is Rio
Si o
ts3
§ r6
T
17
ts5
8FX38
8FY77
$
*
1 SS
Dl
_BAY71 F
R13
Jts2
Rl6
Rl6
BFY77
-iso
R14
.U->.
BFY56
Cl
*
0,1 M
I
]
ai
r18
Ingang
, l______ |
500r
2W
TS6 L
TS]
BFX82
r2
C7
I—1|---- 0
r7
-L- c4
R17 «
T“ iop
Uitgang
r19
r9
|
_____
* Koalplaat vereist
■=■
Fig. 1-31. Breedbandversterker met hoge ingangsimpedantie en lage ruis (Fairchild).
ratorium. De ingangstrap staat in gemeenschappelijke sourceschakeling en
wordt gevolgd door een emittervolger (TS2), die een hoge stroomversterking
heeft.
De derde transistor staat in gemeenschappelijke emitterschakeling. Achter deze
schakeling bevindt zich weer een emittervolger (TS4) en deze emittervolger
tenslotte stuurt de eindtrap met de complementaire transistoren TS5 en TS6.
De ruststroom, waarop de eindtrap is ingesteld, bedraagt ca. 5 mA en is instel-
30
baar met R11, parallel aan de twee Si-dioden D1 en D2. R13 en R14 stabiliseren
de ruststroom in de eindtrap bij temperatuurschommelingen.
De uitgangsimpedantie van de versterker is door de sterke tegenkoppeling zeer
laag, maar wordt kunstmatig verhoogd door in serie met de belasting een
weerstand van 50 Q op te nemen <R16). De versterker blijft correct functioneren
tot een omgevingstemperatuur van 60 °C.
Het werkpunt van de versterker, waarin alle trappen met elkaar DC-gekoppeld
zijn, wordt gestabiliseerd door 100% tegenkoppeling vanaf de uitgang naar de
ingangstrap. Om deze reden heeft de versterker een DC-spanningsversterking
gelijk aan 1. De DC-uitgangsspanning is dan ook gelijk aan de ingangsspanning,
die wordt bepaald door de weerstanden R1 R2.
15. 8 W-versterker met de transistoren AD161/AD162
De AD161/AD 162 zijn complementaire transistoren, die tegenwoordig tegen een
zeer aanvaardbare prijs verkrijgbaar zijn. Met een stel van deze transistoren is
het mogelijk, uitgaande van een voedingsspanning van 18 V, bij volle uitsturing
een eindvermogen te verkrijgen van 8 W. Dit is meer dan voldoende voor
geluidsversterking in een huiskamer.
= 50 p
♦ 18V
53 i
T Hoog
68n
|----
HF
25 k
•Q80
h~
180
|---------
F’
A0161
||100p
Q22p
I
Hl-
BA103
2500 p
{HÉ
5p
BC158
BC149
2Sp
HF
K25
E
s
rlF
AO162
1OOPF
BC140
8
'rust« 20mA
S
Sp
500 p
330 n
Fig. 1-32. 8 W-versterker met AD161IAD162 in de eindtrap (Siemens).
De versterker, waarvan in fig. 1-32 het schema is weergegeven bestaat uit een
hoogohmige en ruisarme voorversterker met BC149. Achter deze ingangstrap
volgt een versterkertrap met de pnp-transistor BC158, die DC-gekoppeld is met
de stuurtransistor BC140. Het netwerk tussen de uitgang en de emitter van
31
de tweede transistor zorgt ook hier voor tegenkoppeling. Door de tegenkoppeling frequentie-afhankelijk te maken, kan men klankregeling realiseren. De
beide regelorganen in het netwerk zorgen vooreen hoge- en lagetonenregeling.
De klankregelkromme van de versterker is weergegeven in tig. 1-33. De twee
eindtransistoren dienen op een heatsink te worden gemonteerd waarvan de
warmteweerstand kleiner is dan 5 °C/W.
De ruststroom van de eindtrap dient met de variabele weerstand van 50 Q op
ca. 20 mA te worden ingesteld.
30
25
dB 20
15
10
Fig. 1-33. Klankregelkromme
van de versterker uit fig. 1-32.
Vu
VulkHr 5
0
-5
-10
-15
-20 ,
10’
102
5
2
2
5
103
104
2
2
5
Hz
10
9
*
B
7
6
4
i
5
I
zzr
i
4
3
2
10 Hz |
Fig. 1-34. Distorsiekromme van
de versterker uit fig. 1-32.
I
i
°K>’
I
T
2
5
102
2
5
2
5
n4
Po—
Technische gegevens:
Voedingsspanning
. . .
Opgenomen stroom in rust
Voor max. uitgangsvermogen
32
2
5
D5
mW
18 V.
. 68 mA.
660 mA.
Ingangsspanning voor volle uitsturing
.................................................
Ingangsweerstand.............................................................................................
U itgangsvermogen
{d = 10%)
..................................................................................................
(d = 2%)
..................................................................................................
Belastingsweerstand.......................................................................................
De distorsie-kromme van de versterker is weergegeven in fig. 1-34.
66 mV.
120 kQ.
8 W.
5 W.
4 O
16. 12 W-hifi-versterker met siliciumtransistoren
De versterker, die in fig. 1 -35 is weergegeven is volledig met siliciumtransistoren
uitgerust. We zien, dat een ,,single-ended-push-pull"-eindtrap met complemen­
taire stuurtrap is toegepast. De stuurtrap wordt gevoed met een signaalspanning afkomstig van de npn-transistor BC147, die in gemeenschappelijke emitterschakeling staat.De ingangstrap is met een pnp-transistor uitgerust die tussen
de uitgang, waar een spanning van ca. 16,5 V heerst, en aarde is aangesloten.
Ook deze versterker is vanwege de koppeling tussen uitgang en emitter van de
ingangstransistor sterk tegengekoppeld voor gelijkspanning. Voor de signaalspanning wordt de tegen koppeling ten dele ongedaan gemaakt door de emitter
van de ingangstransistor te ontkoppelen met een elco van 250 fjF met in serie
een weerstand van 39 Q. De overdrachtskwaliteit van de versterker voldoet aan
HiFi-norm: DIN 45 500.
■o *33V
£
2.7 k
BCI07
lOp
HF
8D109
50p “
BA103
{HE
S250p
lOOOp
BC 177.----------------
BC157
25p
BC147 _
V;.87mV
Ring-100k
O-
i
T
C F) BD109
O
33"
Ua
Cm
jT
Fig. 1-35. 12 W-versterker met siliciumtransistoren (Siemens).
33
Voor de stabilisering van de ruststroom in de eindtrap zijn in het circuit vier in
serie geschakelde Si-dioden type BA103 opgenomen, die worden gemonteerd
op de koelplaten van de eindtransistoren.
In fig. 1-36 is de distorsiekarakteristiek van de versterker als functie van het af­
gegeven vermogen weergegeven. Tot ca. 10 W is de vervorming kleiner dan
0,5%.
Voor een goede wamte-afleiding dient elke transistor gemonteerd te worden
op een koelplaat met een warmteweerstand van ten minste 25 °C/W.
I
Fig. 1-36. Distorsie als functie
van het afgegeven vermogen.
Technische gegevens:
Voedingsspanning
Opgenomen stroom (rust).................................
bij een max. uitgangsvermogen
Ingangsspanning voor volle uitsturing (15 W)
Ingangsweerstand.................................................
Uitgangsvermogen
(d = 1%)...........................................................
(d = 10%)
......................................................
Belastingsweerstand............................................
Frequentiebereik (-3 dB)
Vermogensversterking
......................................
33 V.
. 25 mA.
600 mA.
. 87 mV.
. 100 kQ.
.
.
.
.
.
.
. 12,5 W.
. 15 W.
8 n.
27 Hz tot 47 kHz.
. ... 84 dB.
17. 20 W-hifi-versterker met BD130 in de eindtrap
Deze versterker (fig. 1-37) is eveneens van conventionele opbouw met pseudocomplementaire eindtrap, die is ingesteld in klasse B. In de stuurtrap zijn de
complementaire Si-transistoren BC140/BC160 toegepast. De overdrachtskwaliteit van deze versterker voldoet aan de normen zoals gesteld in DIN 45 500.
Vanaf de eindtrap is een netwerk verbonden met een aftakking op de spanningsdeler, die zich tussen de basis van de ingangstransistor en aarde bevindt. Dit
netwerk zorgt voor de vereiste AC- en DC-koppeling. We zien, dat de emitter van
34
8C140
TSS
80130
*ru»« s
WmA
“8
•30v
R2
25p
fTF
l0n
I^J
-TJzOOtr
8
-y BZK5S
k C4V7
Rl
TTsoop
TS2
ecieOf—
TS1
8C107 _
80130
Bp
HF
lOOpF
3
V, • IV
ï
1
T
o
Fig. 1-37. 20 W-hifi-versterker (Siemens).
TS2 niet direct maar over een weerstand van 0,5 iï (R1) verbonden is met de
uitgang B.
Door TS2 aldus te schakelen, stijgt de ingangsimpedantie van genoemde
transistor en wordt vrijwel gelijk aan de ingangsimpedantie van TS3. Het gelijk
maken van de ingangsimpedanties in de fase-omkeertrap is van bijzonder
gunstige invloed op de geluidskwaliteit van de versterker, hetgeen moge blijken
uit de vervormingskarakteristiek (fig. 1-38).
< ■
iffi
C1
2
- ■ ■ ■
>0*
1
2
~ Hl
e*
__ — ---Fig. 1-38. Distorsiekarakteristiek van de versterker uit fig.
1-37.
0 0.4
0.2
CJ
2
S
10*
2
e4
Ook bij dit ontwerp worden de transistoren op heatsinks gemonteerd, die per
transistor een warmteweerstand dienen te hebben, die kleiner is dan
5,5 °C/W.
Ter beveiliging van de versterker is door Siemens een circuit ontwikkeld, dat
kan worden aangesloten op de punten A, B, C en D van de versterker (fig. 1-39).
In dit circuit is een thyristor opgenomen, die gaat geleiden, wanneer in de eindtrap te hoge piekstromen gaan vloeien.
TS6 is via de spanningsdeler R3/R4 aangesloten over de weerstand R1 in de
versterker. Bij een stroompiek groter dan 3 A gaat TS6 geleiden, wat tot gevolg
heeft, dat de gate van de BRY20 voldoende sturing krijgt om een lawine-effect
35
in dit element te veroorzaken. De thyristor komt hierdoor volledig in geleiding
en sluit punt A in de versterker kort tegen aarde. De stuurtransistoren TS3 en
TS2 krijgen dan geen sturing meer, met het gevolg, dat de stroom in de eindtrap
naar nul terugvalt.
Deze toestand blijft bestaan, zolang de versterker onder spanning blijft. Eerst
na de versterker te hebben uitgeschakeld, gaat de thyristor sperren en is de
oorspronkelijke toestand, die voor de overbelasting optrad, teruggekeerd.
Zoals reeds opgemerkt treedt de beveiliging in werking bij een piekstroom die
groter isdan3Aenalsdemiddelpuntspanningaandeuitgangvande versterker
ca. 9,5 V bedraagt.
-o A
TS6
BC 177
Fig. 1-39. Beveil
voor de versterker uit fig. 1-37.
TS7
BRY20
Ga
I
R5
Gk
K
R6
<D
Technische gegevens:
Voedingsspanning
Opgenomen stroom bij vollast
............................................
Ingangsspanning voor een uitgangsvermogen van 15 W
Ingangsweerstand
Uitgangsvermogen
(d = 0,2%)
.............................................................................
(d=1%)..................................................................................
Belastingsweerstand..................................................................
Frequentiebereik
30 V.
. 1 A.
. 1 V.
1,2 kO.
.
.
.
.
.
.
.
.
15W.
20 W.
4 0.
16 Hz tot 25 kHz.
18. Vermogensversterkers als IC
18.1. Inleiding
Voor monolithische vermogensversterkers is vooral in de amusementssector
veel belangstelling. We denken hierbij aan toepassing in elektrogrammofoons,
draagbare radio's en draagbare bandapparaten. Om deze reden gaan steeds
meer fabrikanten zich op de produktie van deze monolithische versterkers
36
toeleggen. Uit de talrijke circuits kunnen we slechts een greep doen en de keus
is hierbij gevallen op een schakeling van Plessey.
Verder bespreken we een ontwikkeling uit Japan, een hybride versterker waarbij
zowel de monolithische schakeling als enige externe componenten in één be­
huizing zijn ondergebracht. Deze schakeling wordt door Sanken Electric Co Ltd
uitgebracht en is leverbaar in twee uitvoeringen: een 20 W- en een 50 W-versterker. De beide typen zijn bruikbaar voor het frequentiegebied van 20 Hz tot 30
kHz bij volle uitsturing. De harmonische vervorming is hierbij kleiner dan 0,5%.
18.2. Monolithische vermogensversterkers SL402A en SL403A van Plessey
Zoals bij vrijwel iedere monolithische IC is ook in deze schakeling weer kwistig
omgesprongen met transistoren. Alle transistoren worden in één proces ge­
maakt en zijn daardoor in het algemeen veel goedkoper dan weerstanden, dit
in tegenstelling tot circuits met discrete componenten, waarin de transistoren
en andere halfgeleiders altijd nog duurder zijn dan de niet-actieve componen­
ten.
De monolithische schakeling van Plessey kunnen we onderscheiden in een
voorversterker met TS1, TS2 en TS3 en een hoofdversterker die in fig. 1-40 door
TS4 t/m TS13 wordt gevormd.
In principe bestaat de voorversterker uit één transistor (TS3) in gemeenschap­
pelijke emitterschakeling, die wordt voorafgegaan door een cascadeschakeling
van emittervolgers, waardoor, dank zij de aanwezigheid van een emitterweerstand bij TS3, een hoge ingangsimpedantie wordt verkregen. De voorversterker
wordt gevoed uit een aftakking op de spanningsdeler tussen de voedingsspan­
ning Vcc en de collector van TS6. In het algemeen zal men dit punt ontkoppelen,
hetgeen mogelijk is via aansluiting 7 van de versterker.
De ingangstrap van de hoofdversterker bestaat eveneens uit een transistor in
gemeenschappelijke emitterschakeling, voorafgegaan door een cascadescha­
keling van emittervolgers (TS4 en TS5).
Tussen de ingangstrap en de eindversterker bevindt zich een tweede cascadeversterker met emittervolgers (TS7 en TS8). Deze cascadeversterker moet hier
worden gezien als een aanpassingstrap tussen de relatief hoge uitgangsimpedantie van de ingangsversterker en de lage ingangsimpedantie van de eind­
versterker.
De eindversterker, die er wat ingewikkeld uitziet, is terug te brengen tot de
fundamentele schakeling van fig. 1-41 en is in feite een single-ended-push-pull
eindtrap.
Deze wijkt af van de bekende s.e.p.p.-eindtrap, zoals in het algemeen bij transistorversterkers wordt gebruikt. In eindversterkers met buizen wordt dit type
eindtrap veel toegepast in combinatie met een hoogohmige luidspreker van 800
O. Vooral in TV-toestellen kan men dit type eindtrap nogal eens aantreffen.
De werking van de eindversterker is als volgt te verklaren. Gedurende de positie­
ve fase van de stuurwisselspanning gaat TS13 meer stroom trekken, waardoor
37
CU
co
CO
Q>
a:
£
qj
Q)
5
Q)
C
O)
o
E
Q>
I
I
§
i?
38
er over D3 een hogere spanningsval ontstaat. Deze spanningsval is er de oorzaak
van, dat TS12 minder stroom gaat trekken. De scheidingscondensator tussen
eindtrap en luidspreker (belastingsweerstand) wordt door de toegenomen collectorstroom van TS13 ontladen over de luidspreker.
Gedurende de negatieve fase van de ingangswisselspanning gaat TS13 minder
stroom trekken, waardoor de spanningsval over D3, die optreedt tussen de basis
en de emitter van TS12, weer wordt verkleind, met het gevolg dat TS12 meer
stroom gaat trekken. TS12 gaat meer geleiden en TS13 minder, hetgeen we in
deze situatie juist wensen. De condensator wordt nu via TS12 geladen uit Vcc,
hetgeen eveneens een stroom in de luidspreker teweegbrengt, echter in tegen­
gestelde richting. We hebben dus inderdaad een push-pull-werking verkregen.
Vanaf de uitgang van de versterker wordt een tegenkoppelcomponent afgeleid
die naar de ingangstrap van de eindversterker wordt gevoerd. Deze tegenkoppeling lineariseert de werking van de versterker, m.a.w. er treedt minder ver­
vorming van het te versterken signaal op.
vcc
'sl
TS12
Dt
D2
1F
Fig. 1-41
D3
TS1.
SruUPSIGN
H
TEGENKOPPEUNG
18.3. Onderdrukking van brom
De versterker heeft men zó ontworpen, dat voeding uit een eenvoudige netgelijkrichter met een vrij hoog rimpelpercentage mogelijk is. Bromonderdrukking is verkregen door de voedingsspanning van de voorversterker goed af te
vlakken, hetgeen mogelijk is via het aansluitpunt 7 van het circuit.
In de eindtrap wordt bromonderdrukking gerealiseerd door toepassing van het
bootstrapprincipe, hier door een condensator tussen de uitgang en punt 8 aan
te brengen. Door aanwezigheid van deze condensator fluctueert het knooppunt,
verbonden met aansluiting 8, evenveel als de uitgang, waardoor een eventuele
bromspanning geen invloed heeft op de collectorstroom van de bovenste eindtransistor en zich dus ook niet aan de uitgang zal doen gevoelen.
18.4. Bescherming tegen te hoge voedingsspanning
De tweede emittervolger in de ingangstrap van de hoofd versterker is verbonden
39
met een relatief hoge spanning op de spanningsdeler. Zodra de spanning aan
de collector te hoog wordt, vindt er een kipeffect plaats, hetgeen betekent dat
door dit lawine-effect TS6 veel stroom gaat trekken. De collectorstroom van TS5
wordt tijdens het lawine-effect begrensd door de bovenste weerstand in de
spanningsdeler.
Het in verzadiging sturen van TS6 betekent, dat aan de eindtrap geen sturing
meer zal worden toegevoerd, waardoor de hoofdversterker buiten werking
wordt gesteld.
18.5. Correctie instelling hoofdversterker
Deze monolithische versterker is zodanig ontworpen, dat de uitgangsspanning
in rusttoestand gelijk is aan de helft van de voedingsspanning, teneinde een
maximaal onvervormd uitgangsvermogen te verkrijgen. Door verschillen tij­
dens de produktie kunnen afwijkingen optreden, waardoor het nodig is de
instelling iets te corrigeren. Dit afregelen op een juiste DC-uitgangsspanning
geschiedt door aan de hoofdversterker nog additionele componenten toe te
voegen.
18.6. HF-compensatie
Daar de versterker een openlusfrequentiekarakteristiek heeft tot 70 MHz is het
noodzakelijk een extern netwerk aan te brengen om ongewenste oscillaties
(parasitair genereren) te voorkomen.
Voor de meeste toepassingen kan men volstaan door een condensator van 10
nF aan te brengen tussen het aansluitpunt 2 en aarde. Stelt men evenwel, ook
voor hogere frequenties, prijs op een onvervormde versterking, dan verdient
het aanbeveling i.p.v. een compensatiecondensator van 10 nF een combinatie
te kiezen van een C en een R in serie (praktische waarden zijn 1,5 nF en 20 O).
Verder kan het noodzakelijk zijn, tussen uitgang en aarde een serienetwerk van
een condensator en weerstand (50 nF en 10 ü) aan te brengen. Dit netwerk moet
dienen om de uitgang van de versterker voor hoge frequenties te dempen,
waardoor eveneens eventueel parasitair genereren wordt vermeden. De combi­
natie is niet altijd nodig en is min of meer afhankelijk van de lay-out van de
toegepaste bedradingsprint. Daarom is het verstandig in alle gevallen het
netwerk maar toe te passen om moeilijkheden te voorkomen.
18.7. Blokschema van de versterker
Uit de hier gegeven schemabeschrijving is gebleken, dat we het circuit in feite
kunnen onderscheiden in een voorversterker en een hoofdversterker, zoals is
voorgesteld in fig. 1-42. De voorversterker geeft een signaalversterking van 24
dB en de hoofdversterker van 26 dB.
18.8. Toepassing van de monolithische versterkers SL402A en SL403A
In fig. 1-43 is een eenvoudige geluidsversterker weergegeven, waarin de circuits
40
SL402A en SL043A kunnen worden toegepast. Afhankelijk van de aangelegde
voedingsspanning (14 of 18 V) kan de versterker bij een vervorming van 2%,
continu 2 of 3 W uitgangsvermogen leveren. De voorversterker wordt, in de
gegeven eenvoudige geluidsversterker, slechts gebruikt om de hoofdversterker
de noodzakelijke instelling en temperatuurstabiliteit te geven, want, zoals uit het
schema blijkt, de uitgang en de ingang van de voorversterker zijn met elkaar
doorverbonden. Met deze doorverbinding is, via R2, de ingang van de hoofd­
versterker verbonden. Op de ingang van de hoofdversterker wordt tevens via
scheidingscondensator C1 en sterkteregelaar P1 de signaalwisselspanning
aangesloten.
KCC
_
[ONTKOPPELING
-1-T-----------
“T UI TG VOORINGANG
VERST
HOOFDVERST
- ----- - —
laoorsr/?4P
i
INGANG
LT 1F
ó
26dB
24dB
kOOPKEPSfj
I
Fig. 1-42
UITGANG
COMPENSA TIE
INGANG
AARDE
UITGANG
AARDE
Instelling van de hoofd versterker wordt verkregen met de 100 kQ-potentio meter
P2, waarmee het mogelijk is de grootte van de stroom in de voorversterker te
regelen. R1 is een begrenzingsweerstand, die moet voorkomen dat de instelling
van de hoofdversterker een gevaarlijke waarde kan aannemen.
In de versterker treffen we voorts de reeds besproken compensatienetwerken
aan om parasitair oscilleren te voorkomen. We zien, dat over de luidspreker een
P2
100k
C2
25 p
INGANG [|
ZLE*Ö=
-ys
R1
10k
Cl
10 n
<
7
a
9
io |
; SL4O2A I SL403A
—o5
4
3
X-------------- ----R2
1M
2
I
1 I
C6
50n
SL402A-U V
— SL403A-15V
----------- ° VCC
C7
1000/J
C5
lOOOfJ
----- o-J
R3
10
C4
10 n
O—3-------
J]
7,5 ohm
t
Fig. 1-43. Eenvoudige geluidsversterker.
41
|
dempingsnetwerk, bestaande uit C6 en R3 is aangebracht. C2 is de ontkoppel­
en afvlakcondensator voor de voorversterker, terwijl C3 de bootstrapcondensator is in de eindtrap. C5 is dichtbij de schakeling op de print gemonteerd,
waardoor voor hogere frequenties een goede ontkoppeling wordt verkregen.
18.9. Geluidsversterker met klankregeling
Bij deze versterker (fig. 1-44) is tussen de voorversterker en de hoofdversterker
een klankregelnetwerk opgenomen. Dit netwerk, dat bekend staat als het klas­
sieke verzwakkingsfilter, wordt veel toegepast in transistorversterkers voor
geluidsweergave. De verzwakking van het filter bij ca. 1000 Hz is ongeveer 20
dB, hetgeen wordt gecompenseerd door de voorversterker, die zoals bekend
een versterking geeft van ca. 24 dB.
INGANG
Hf,
&LH
/op |
**cc
Is
C11
C13
Cd
25p
1
«0*£
Bi?-?
„-----
2 • n 7-
iooop
------
-----
----- OJ
|c/o
R2 ISOk
lOn
“ C2
CU
P5
lOOk
lin
HF«p
STEREO
R5
33 k
______ C3
TWEEDE
STEREO KANAAL
~50n
SL402A / SL4O3A |
!
C12 SL402A-UV
=
SL403A-16V
lOOOp
T
R7
10
7,5 ohm
r
C5
In
R6
lOk
r
3P3
\250k
[LAAG
1 250*
HOOG | l°9
C5
R<
3,3 k
£ R3
66k
7on
<■
Fig. 1-44.
Geluidsversterker
met klankregeling.
i C7
T2"
De voor volle uitsturing vereiste ingangsspanning voor de hoofdversterker is
0,25 mVeff. Dit betekent, dat aan de uitgang van de voorversterker een minimale
stuurspanning van 2,5 V moet optreden.
Onder normale omstandigheden wordt voor het verkrijgen van spanningstegenkoppeling ter realisering van temperatuurstabiliteit, tussen de in- en uitgang
van de voorversterker een weerstand aangebracht.
Desgewenst kan men vooreen grotere wisselstroomversterking het midden van
de tegenkoppelweerstand, via een condensator, ontkoppelen naar aarde. In de­
ze situatie echter is de maximaal beschikbare uitgangsspanning van de voor42
versterker ca. 1 Veff. Bij hogere waarden van de uitgangsspanning loopt de
versterker vast. Daar een groter uitsturingsgebied beschikbaar moet zijn, is de
instelling van de voorversterker gewijzigd door tussen de uitgang en aarde de
spanningsdeIer R2,R3 op te nemen en het middelpunt van deze serieschakeling
via R1 te verbinden met de ingang van de voorversterker. Het knooppunt R2,R3
wordt d.m.v. C7 voor de wisselspanning ontkoppeld. Ook de instelling van de
hoofdversterker wordt via het klankregelnetwerk ontleend aan deze spanningsdeler. Correctie van de instelling is mogelijk met de potentiometer P2.
De opbouw van de schakeling is verder gelijk aan het in fig. 1-43 besproken
circuit. De gevoeligheid van de versterker is 0,25 Veff voor volle uitsturing. De
frequentiekarakteristiek van de versterker met klankregeling is weergegeven in
fig. 1-45. In fig. 1-46 tenslotte is de behuizing van de geïntegreerde schakelingen
met aansluitingen geschetst.
dB
16-____
"''X.
12
/
8
X
Fig. 1.45
o
100Hz 200
'sOOIkHz'''^
5
10kHz
FREQ
-16
7
6
5
PJ0
”
7
8
9
10
Fig. 1-46. Aansluiting van de
SL402A en SL403A.
OMHULLING
7
7
7
AANZICHT ONDERKANT
18.10. Geïntegreerde vermogensversterker in hybridetechniek
Sanken Electric heeft onlangs de ontwikkeling afgesloten van een IC, die een
uitgangsvermogen kan leveren van 50 W bij een vervorming van 0,5%. Een
tweede type, dat 40 W continu vermogen kan leveren, is in ontwikkeling. In de
behuizing van deze IC zijn ook de componenten ondergebracht, zoals de ontkop­
pel- en afvlakcondensatoren, bootstrapcondensator e.d., die gewoon lijk uitwen­
dig worden gemonteerd. Het feit, dat externe componenten afwezig zijn (behal­
ve dan de scheidingscondensator tussen versterkeruitgang en luidspreker),
houdt in dat geen afregeling behoeft plaats te vinden. De instelling is over een
groot temperatuurgebied stabiel, dank zij een ingebouwd temperatuurafhanke-
lijk regelement.
De uitgang is bestand tegen kortsluiting gedurende 5 s. Als koelelement voor
de eindversterker kan het chassis waarop de versterker wordt gemonteerd,
dienen.
43
In tig. 1-47 is het schema van deze versterker weergegeven. De eindtrap is van
het single-ended-push-pull-type met quasi-complementaire stuurtrap. Tenein­
de de versterker een rustinstelling van 30 mA te geven, is tussen de bases van
de complementaire transistoren in de stuurtrap een diode met in serie een
weerstand opgenomen. Door deze voorinstelling wordt, zoals bekend, overnemingsvervorming voorkomen. Aan de stuurtrap TS2, die de complementaire
stuurtrap stuurt, gaat nog een ingangstrap vooraf, waarvan de transistor in
gemeenschappelijke emitterschakeling staat. De overall - AC - tegenkoppeling
wordt verkregen door vanaf de uitgang een component af te leiden en deze aan
een aftakking op de emitterweerstand van TS1 toe te voeren. Men kan gemak­
kelijk beredeneren, dat beide spanningspunten met elkaar in tegenfase zijn.
ALLEEN B'J
I
X
1020
7
-o
1
-o
I
r
TS1
I
6
o
-o
UITGANG
INGANG
.!
o
T
I
T
Fig. 1-47. Geïntegreerde vermogensversterker in hybridetechniek (Sanken).
Voor DC-stabilisatie van de eindtrap is de instelling van de drijvertrap TS2 af­
geleid van de uitgang van de versterker. Ook is in dit ontwerp het bekende
bootstrappen toegepast, waardoor de eindtransistoren uit wisselstroomoogpunt in gemeenschappelijke emitterschakeling komen te staan. In de figuren
1-48 en 1-49 zijn twee schakelvoorbeelden weergegeven van versterkers, waarin
de Si-1020A en Si-1050A zijn toegepast. (Deze IC's worden geïmporteerd door:
Metronix, Postbus 74, Harderwijk.) De Si-1020 is, zoals uit de specificaties blijkt,
een 20 W-versterker en Si-1050 een 50 W-geluidsversterker.
44
SI -1020 A
BOVENAANZICHT
1
2
3
4
5
6
----- o
INGANG
----- O
2000/77"
46V
Fig. 1-48. 20 W-geluidsversterker met SÏ-1020A (Sanken).
-
n
8 ohm
Uit de schakelvoorbeelden blijkt duidelijk, dat slechts een elco, die de luidspre­
ker DC scheidt van de uitgang, extern aan de schakeling moet worden toege­
voegd.
S/- 1050 A
BOVENAANZICHT
1
2
3
4
5
6
< i
/J]
7
8
9
TT
Fig. 1-49. 50 W-geluidsversterker met Si-1050A (Sanken).
------- O
INGANG
2000/j
------- O
i*
62 V
1
8 ohm
Tenslotte zijn in de figuren 1-50, 1-51 en 1-52 de harmonische vervorming
als functie van het uitgangsvermogen, de versterking als functie van de freX
o
5
I ■
Fig. 1-50
£
§ 0.'
5 0,02
0.05 QJ
0.5 1
5 10
50 100
UITGANGSVERMOGEN (W)
45
quentie en harmonische vervorming als functie van de frequentie in beeld
gebracht. Uit deze karakteristieken blijkt, dat de geïntegreerde versterkers bij­
zonder aantrekkelijke eigenschappen hebben voor geluidsweergave.
ttj
ii
UITG VERM 1W CONST.
1
UI TG VERM. 1WATT
1
O
§ 0/
m
1
s
|o,O5
1050A
002
dl
1050 A
L—
2 0,020,02
100
10
kHz
1
FREQUENTIE
V
1
FREQUENTIE
10
kHz
Fig. 1-52
Fig. 1-51
PLASTIC
PLASTIC
T
30
35
ALUMINIUM
ALUMINIUM
------ 100
Fig. 1-53
f-------------------- 80
o
r~z
45
JL
o
si->o>oa
\
9
O
SI-1050A
50
'vJ£5 £
o
u UU u u u u
KUL) UUU U
\nnkpn
SI-1050S2
H YBRID
46
POWER
IC
Fig. 1-54
100
Tabel 1-3. Eigenschappen van de IC's SL402A en SL403A
Maximale en minimale waarden (25 °C):
SL402A
Voedingsspanning
SL403A
SL402A
Maximale werkspanning
SL403A
20
24
16
21
V
V
V
V
7,5 Q
-20 tot +80 °C
0 tot +70 °C
Minimale belastingsweerstand voor beide typen
Bewaar- of opslagtemp. voor beide typen
Werktemperatuur voor beide typen
Elektrische eigenschappen (25 °C omgeving):
min.
Uitgangsvermogen SL402A
Uitgangsvermogen SL403A
Spanningsversterking (voorversterker)
Spanningsversterking (hoofdversterker)
Z
(AC)
(AC)
(DC)
(DC)
voorversterker
hoofdversterker
voorversterker
hoofdversterker
1,5
2,5
23
gem.
2,0
3,0
24
26
20
100
50
50
eenheid
W
W
dB
dB
MQ
MO
nA
nA
voorwaarden
beide typen
beide
beide
beide
beide
beide
typen
typen
typen
typen
typen
n
%
%
beide typen
Ruststroom SL402A
120 mA
bij 16 V
Ruststroom SL403A
120 mA
bij 12 V
hoofdversterker
Vervorming voorversterker
Vervorming hoofdversterker
0,2
0,1
0,3
Frequentiegebied
(-3 dB bij 100 mW
uitgangsvermogen)
20 tot 80
Ruisniveau (beide typen)
-75
Bromonderdrukking
30
beide typen
beide typen
beide typen
kHz
1MD
dB
bronimpedantie
dB
| beide typen
Opmerkingen:
1.
Kortsluiting van pen 4 of pen 10 met aarde kan resulteren in een blijvende beschadi­
ging van het circuit.
2. Een aluminium koelelement met een oppervlak van minimaal 12,5 cm2 en 1 mm dik
is noodzakelijk.
3. De voorversterker dient de instelling van de hoofdversterker te verzorgen (zie tekst).
47
Tabel 1-4. Eigenschappen van de IC's Si-1020A en Si-1050A
Maximaal toelaatbare waarden (omgeving 25 °C):
Voedingsspanning Vcc max 50 resp. 80 V
Werktemperatuur: -20 tot +80 °C
Bewaar- of opslagtemperatuur: -30 tot +100 °C
Toelaatbare kortsluittijd uitgang: 5 s
Karakteristieken:
(25 °C)
Voedingsspanning
Max. uitgangsverm.
(vervorming 0,5%)
Spanningsversterking
Frequentiebereik
(uitgangsvorm. 1 W)
Uitgangsimpedantie
Ingangsimpedantie
Signaal/ruisverhouding
Ruststroom (eindtrap)
Luidsprekerimpedantie
48
symbool
K:c
mtx
A,
Si-020A
48
25
Si-050A
62
50
eenheid
V
W
30 (gemiddeld)
20 Hz...100 kHz
30 (gemiddeld)
20 Hz...100 kHz
dB
0,2
70
90
30
8
0,2
70
90
30
8
n
kQ
dB
mA
n
2
Digitale circuits en impulsschakelingen
1. Monostabiele multivibrator
In de rusttoestand staat TS1 in verzadiging (fig. 2-1). Door de gelijkstroomkoppeling tussen de uitgang van TS1 en de ingang van TS2, zal TS2 afgeknepen
staan. Wanneer we aan de ingang kortstondig een negatiefgaande triggerimpuls laten optreden, wordt TS1 even dichtgezet en wordt TS2 in verzadiging
gestuurd. Aan de uitgang van TS2 treedt nu een negatiefgaande spannings­
verandering op, die via CT naar de basis van TS1 wordt doorgegeven. Wezien,
dat door de rondkoppeling het effect van het triggersignaal wordt ondersteund.
+4
SV
Ct
41o------UITGANG
A
C2
lOOp
HF
UITGANG B
-------O
Fig. 2-1. Monostabiele mU^1'
vibrator (Ferranti). RT= 8,2^'
R2
8.2 k
TRIGGER
'
ci
«HF
100p
O
O 0
yjrdt
CT gaat zich nu ontladen over RT, totdat de basis van TS1 weer positief
de
t.o.v. aarde. Er treedt dan in omgekeerde richting een lawine-effect op (Van
schakeling komt weer in de toestand, waarvan we uitgingen. De tijdsd^^F .De
i nng
de impuls aan de uitgang wordt bepaald door de waarden van CT en ƒ
relatie tussen de impulsduur en de waarden van CT en RT is bij ben^
gegeven door T = 0,7 RC. De toegepaste transistoren zijn van Ferranti*
2. Monostabiele multivibrator met NAND's
De schakeling is in fig. 2-2 weergegeven. Normaal is Q1 = 0 en Q2 = 1*
/Jra
49
we de schakelaar, die verbonden is met de ingang van de linker NAND openen,
wordt Q, = 0 en treedt er op het uitbreidingspunt van NAND 2 een negatiefgaande spanningssprong op, die deze NAND doet afknijpen. Q2 wordt hierdoor
1 en we zien dat het effect van het openen van de schakelaar door de rondkop­
peling in de schakeling wordt ondersteund. Deze toestand blijft bestaan, totdat
C zover ontladen is, dat NAND 2 weer opengaat.
+ UP
Rc
i
Ik
o
o2
'1
EXP
I I
M
c
dl-
Fig. 2-2. Monostabiele multivibrator met NAND's.
Q2 wordt weer een 0 en
weer een 1, als tenminste de schakelaar intussen
weer gesloten is. Door de rondkoppeling treedt wederom een lawine-effect op,
waardoor de schakeling snel in de oorspronkelijke toestand wordt terugge­
bracht. Het effect van de schakelaar kan ook met een impuls worden verkregen.
De monostabiele multivibrator zal in de quasi-stab ie Ie toestand komen wanneer
het ingangssignaal aan één van de ingangen van de NAND van 0 naar 1 gaat,
zoals ook geïllustreerd is. De impulsduur is bij de gegeven schakeling te bereke­
nen met de formule tp = 3300 Clt? in ps, Cin pF). De monostabiele multivibrator
kan gerealiseerd worden met 1 x FCH161.
3. Kruiselings gekoppelde multivibratoren
De werking van deze oscillator is bekend uit de literatuur.* In het gegeven
ontwerp zijn transistoren van SGS toegepast (tig. 2-3). De in de basisleiding aan­
wezige dioden zorgen ervoor, dat geen basis-emitterbreakdown bij de transisto­
ren kan optreden tijdens de negatieve spanningssprongen aan de knooppunten
CR. Als Gen R aan elkaar gelijk zijn, is de duty cycle 50%. De periodetijd is dan
te berekenen met de formule T = 1,38 CR. Volgens de gegeven formule is in
fig. 2-4 het verband gegeven tussen de periodetijd en de toegepaste condensa­
toren bij R = 15 kfh
Bij de gegeven multivibratorschakeling moet na de omslag één van de conden­
satoren via de collectorweerstand worden herladen. De opgaande flank van het
• „Transistoren, theorie en praktijk" deel 2 door J. H. Jansen.
50
impulssignaal is dan ook duidelijk minder goed dan de neergaande flank (fig
2-5).
o + 9V
io7
R
15 k
R
15k
Ik
-O
U
hHIP3C6A
i
106
J
a iHS3
-=-+w
=-ffi
105 4-
P346A
:
tttt
C io4
rrn7 • n • nr
EA 403
rï
ii
103
r
n
r
HUI I HUI HUIB
10 2
Fig. 2-3. Kruiselings gekop­
pelde multivibrator (SGS-Fairchild).
rl lm
10
102
1
1O3
10^
105
10*
10 5
PERIODE (fis)
K)S
Fig. 2-4. Verband tussen pe­
riode en C voor de schakeling
uit fig. 2-3.
15k
2k
9VEA403
c
UITGANG
c
EA403
ir
UITGANG
P346A
P346A
EA 403
17,2 V-f
2k
2k
15k
EA403
t
tp
Fig. 2-5. Impulssignaal aan de
uitgang van de schakeling uit
fig. 2-3.
Fig. 2-6. Astab iele multivibrator, gewijzigd ontwerp (SGSFairchild).
Verbetering hierin kan worden verkregen door de condensator te herladen via
een aparte weerstand, die met een diode is verbonden aan de desbetreffende
collector (fig. 2-6). Tijdens het omhoog gaan van decollectorgaatdediodesper­
ren en is het herladen van de condensator aan de uitgang niet meer merkbaar.
In fig. 2-7 is het uitgangssignaal van de gewijzigde multivibrator weergegeven.
51
UITGANGSSPANNING
9V
BV
Fig. 2-7. Impulsspanning aan
de uitgang van de schakeling
uit fig. 2-6.
0,2 V
t
r
4. Emittergekoppelde multivibratoren
Bij de kruiselings gekoppelde multivibratoren bepalen twee condensatoren en
twee weerstanden de impulsfrequentie. Voor impulsgeneratoren, waarbij de
impulsfrequentie met een regelorgaan moet kunnen worden gewijzigd, is dit
wel bezwaarlijk. In dit opzicht kunnen we dan ook beter de emittergekoppelde
multivibrator, waarvan het schema is weergegeven in fig. 2-8, toepassen. De
transistoren in fig. 2-8 geleiden om de beurt. Als TS2 in geleiding komt, ontstaat
een positiefgaande verandering aan de emitter van deze transistor. Deze veran­
dering wordt via C doorgegeven naar de emitter van TS1, die hierdoor meer
wordt afgeknepen. TS2 krijgt meer sturing en de emitter van deze transistor gaat
verder omhoog. Kortom er treedt een lawine-effect op, dat TS1 geheel af­
geknepen instelt en TS2 doet geleiden. De condensator C ontlaadt zich nu tot
TS1 weer gaat geleiden en daarna zet zich een lawine-effect in omgekeerde
richting in. Het steeds meer positief worden van de emitter van TS1 doet TS2
O + 9V
820
TS2
P346A
UITGANG
-------- O
Ik
Fig. 2-8. Emittergekoppelde
m ultivibrator (SGS-Fairchild).
TSl
P346A
c
---- IF
\3,9k
5,1 k
Ó -9v/SmA
52
minder stroom trekken, totdat TS2 geheel staat afgeknepen. C gaat zich weder­
om ontladen, waarbij de stroom in omgekeerde richting gaat vloeien. Voordeel
van de schakeling is, dat hij bruikbaar is tot hogere impulsfrequenties, omdat
de transistoren niet worden verzadigd. Een nadeel is dat men een positieve en
een negatieve voedingsspanning nodig heeft.
In fig. 2-9 is de uitgangsspanning van de multivibrator weergegeven, zoals we
die waarnemen aan de uitgang van TS2. In fig. 2-10 is het verband weergegeven
tussen periodetijd en C.
107
10 6
UITGANGSSPANNING
10 5
9V
£
T2
rl
103
.mi i mi mu 11 in i jnizi
llllllllllll
llllllllllll-i
g
illf I llll I bfH
HIH IlIlJoiI F |j||
••
ML
^4-411II
4 I | rif
wri
in I
lil II:
102
5,2 V
4,8 V
10
10'1
TP
10
KJ2
PERIODE
Fig. 2-9. Uitgangsspanning
van de emittergekoppelde
multivibrator.
103
n5
!fi$ )
Fig. 2-10. Verband tussen pe­
riodetijd en C in de schakeling
van fig. 2-6.
Een tweede ontwerp van een emittergekoppelde multivibrator vinden we in fig.
2-11. De schakeling wordt gevoed uit slechts één voedingsspanning.
+ 9V
TS2
P346A
UITGANG
—O
10k
2,2 k
== c
^tyC444
470
Fig. 2-11. Emittergekoppelde
multivibrator.
470
53
Als TS2 gaat geleiden, zal de emitter van TS2 en TS1 meer positief worden. TS1
komt hierdoor afgeknepen te staan en C zal zich via de 10 kQ-weerstand gaan
laden. Zodra echter de spanning over C de basisspanning van TS1 overschrijdt,
gaat TS1 geleiden en wordt TS2 afgeknepen. C gaat zich vervolgens ontladen
over het basiscircuit van TS1, totdat de sturing onvoldoende wordt. TS2 gaat
dan weer spontaan door het lawine-effect open en TS1 komt afgeknepen te
staan. Aldus wordt een impulssignaal opgewekt met een duty cycle van 50%,
een stijgtijd van minder dan 200 ns en een daaltijd van 150 ns. De uitga ngsspanning ziet er uit zoals in fig. 2-12 is weergegeven. Het verband tussen de periodetijd en C voor de gegeven schakeling vinden we in fig. 2-13.
UITGANGSSP ANNtNG
7V
Q
i/v-- 0,8/f ~
t
I
r2
T1
Tp
Fig. 2-12. Impulsspanning aan
de uitgang van de schakeling
van fig. 2-11.
C IpF)
Fig. 2-13. Verband tussen periodetijd en capaciteit voor de
schakeling van fig. 2-11.
5. Multivibrator met goede flanksteilhéden
In fig. 2-14 zal men ongetwijfeld het fundamentele schema van de a-stabiele
multivibrator ontdekken. Bij een normale multivibrator is de opgaande flank
slecht, omdat de condensator, die met de desbetreffende uitgang is verbonden
opnieuw moet worden geladen. Bij dit schema is hieraan iets gedaan door de
condensator met een extra weerstand (R5) te herladen. De uitgang kan nu snel
positief worden, zodra de transistor TS3 niet meer geleidt. Want de diode D3
gaat sperren, waardoor de uitgang van het laadcircuit wordt losgekoppeld.
Teneinde lage frequenties met de multivibrator te kunnen opwekken is een
Darlington-paar (TS1, TS2) toegepast. Hierdoor is het mogelijk een hoge waarde
voor de basisweerstand te kiezen, hier R3 + R4, zijnde totaal 1,1 Md.
In de emitterleidingen zijn dioden opgenomen om tijdens basis-emitterbreakdown, tengevolge van de negatieve spanningssprong aan de basis, de transistor
te beschermen. De toegepaste dioden zijn snelle dioden. Door middel van een
bereikschakelaar met twee moedercontacten kan men de multivibrator voor di­
verse frequentiegebieden geschikt maken, zoals uit de tabel 2-1 blijkt:
54
Tabel 2-1. Daaltijd ca. 100 ns; stijgtijd ca. 60 ns.
Schakelaarpositie
Bereik
Cy en C2
180
1000
5000
0,025
0,12
0,6
3
75
1
2
3
4
5
6
7
8
pF
pF
pF
mF
26,5... 160 ms
148.. . 890 ms
0,74... 4,4 ms
3.7.. . 22 ms
17,8. . 106 ms
89.. . 530 ms
0,44...2,65 s
11.. . 66 s
mF
mF
mF
t12V
■O
R2
100 k
r
%
I) 100k
4o
o2
ZTX3OöL~>.
UITGANG
3o
03
D3
°4
zsuo
TS3
ZTX300
ZTX300
V
150k
|ZS/40
o
■O
Fig. 2-14. Blokspanningsoscillator met goede flanksteilheden (Ferranti).
6. Impulsgenerator voor het opwekken van een sequentiële impulsrij
In fig. 2-15 is een schakeling weergegeven, die bijzonder eenvoudig van opbouw
is. Als schakelaar S wordt geopend, laadt condensator C zich op tot de voedings­
spanning, verminderd met de stapspanning, die optreedt tussen de basis en de
emitter van de transistor.
9V
•UB
•UB
UBE
__
f0
t
Fig. 2-15
Fig. 2-16
■uB
55
De transistor geleidt en de uitgang van de schakeling is vrijwel 0 V. Sluiten we
S, dan treedt er aan de basis van de transistor een negatiefgaande spanningssprong op, die de transistor dichtzet. De uitgangsspanning wordt dan gelijk aan
de voedingsspanning, in dit voorbeeld 9 V. Deze toestand blijft bestaan, totdat
C zich in omgekeerde richting zover heeft opgeladen, dat de basis weer positief
wordt t.o.v. de emitter (fig. 2-16). De transistor gaat weer geleiden en de uitgang
wordt weer vrijwel 0 V.
Deze zeer eenvoudige schakeling is als impulstrap te gebruiken in een impuls­
generator, die impulsen moet opwekken, die in de tijd gezien t.o.v. elkaar zijn
verschoven. In fig. 2-17 is zo'n impulsgenerator weergegeven.
•ub
TS4
S,
P3
p2
Pi
Pi
Fig. 2-17
Sluiten we de schakelaar S (de schakelaar kan ook een transistor zijn, die in ver­
zadiging wordt gestuurd) dan wordt TS1 afgeknepen en kan C2 zich laden via
de collectorweerstand van TS1. C1 gaat, zoals reeds gezegd, zich aanvankelijk
ontladen en daarna in omgekeerde richting opladen, totdat TS1 weer stroom
gaat trekken. Als TS1 weer gaat geleiden, treedt aan de basis van TS2 een
negatiefgaande spanningssprong op en wordt TS2 afgeknepen. C3 kan zich nu
laden. Na een bepaalde tijd is ook C2 ontladen en kan TS2 weer gaan geleiden,
waardoor TS3 wordt afgeknepen en C4 zich gaat laden. In feite ko^it het er op
neer, dat door het aanvankelijk sluiten van S een impuls ontstaat, die zich door
de schakeling voortplant. De aan de uitgangen van de verschillende trappen
optredende impulsen zijn in de tijd t.o.v. elkaar verschoven, zoals fig. 2-18
duidelijk illustreert.
i
i
i
+
2_JI
I
f*2 I
I
P3 I
I
p< i
i
56
i
i
+
i
i
J_
I
I
I
ƒ
I
I
I
I
I
I
I
I
I
+
1
I
I
ƒ
I
I
£
I
j
i
I
I
I
I
+
I
I
T
I
I
L
i
I
Fig. 2-18
ï
ï
I
I
c/)
i
§
£
D
Q.
o5
Hi’
O
O
o
s
c
Q>
Ch
1
3
CL
E
ci
CM
i?
57
De breedte van de impulsen is afhankelijk van Cen Z?in de verschillende trappen
en is ongeveer 0,7- RC. Verbinden we de uitgang met de ingang (zoals gestippeld
is weergegeven) dan zal na eenmaal te zijn gestart, de schakeling impulsen blij­
ven opwekken, omdat de laatste trap de ingang stuurt. (S moet dan wel weer
open zijn).
Een praktische schakeling van een impulsgenerator met npn-planartransistoren
is weergegeven in fig. 2-19. In serie met de basis is een diode opgenomen, van­
wege het breakdown-effect, dat tussen de basis en de emitter kan optreden bij
het overschrijden van de toelaatbare basis-emittersperspanning.
De diode aan de uitgang van elke trap is opgenomen om een beter opgaande
flank van de impuls aan de desbetreffende uitgang te verkrijgen. Als de transis­
tor gaat sperren, kan de uitgang snel de waarde van de voedingsspanning aan­
nemen, omdat de diode gaat sperren. Op deze wijze wordt het effect, dat het
laden van C heeft opdeopgaandeflankvande opgewekte impuls geel imi nee rd.
Als toepassing van de schakeling kan worden genoemd het sequentieel aftasten
van meetpunten in de meet- en regeltechniek.
7. Flipflop met NAND's
In fig. 2-20 is een flipflop met NAND's weergegeven. De NAND's zijn kruiselings
met elkaar gekoppeld, zoals uit het schema blijkt. Aldus ontstaat een flipflop.
Het setten van de flipflop geschiedt door aan de setingang een positiefgaande
triggerimpuls te laten optreden. Het resetten door aan de resetingang een
positiefgaande triggerimpuls te laten optreden.
5V
hZ
ir
4,7k
ZS140
O
Q
ZS 140
—<-
ZTX300
2»ZS 120
ZTX300
220p
220p
HF
47 k
1 I
SET
2» ZS 120
X-H
RESET
47k
O
Fig. 2-20. Flipflop met NAND’s (Ferranti).
8. Flipflopschakeling voor frequentiedelers en -tellers
In fig. 2-21 is een flipflop weergegeven, waarin twee transistoren van het type
2N708 zijn toegepast. Hier zijn ook Europese transistoren, zoals de BC108 e.d.
te gebruiken.
Normaal is één van de transistoren geleidend en de andere gesperd. Zodra we
de triggertransistor in verzadiging sturen, zal de diode gaan geleiden, ver-
58
bonden met de collector, die de hoogste positieve spanning voert. Dit is de col­
lector van de transistor, die gesperd staat. De andere diode blijft in eerste
instantie in de spertoestand. We zien, dat tijdens een positiefgaande verande­
ring van de triggerimpuls de flipflop van toestand verandert. Was de toestand
nul dan wordt deze 1, was hij 1 dan verandert de flipflop in de 0-stand. Dit
veranderen treedt eenmaal per periode op en we zien dat de schakeling inder­
daad het ingangssignaal qua frequentie deelt. De in fig. 2-22 weergegeven
schakeling is ongeveer van dezelfde opbouw, alleen is het katodeknooppunt van
de dioden d.m.v. een derde diode verbonden met + 6 V. Bovendien is de extra
triggertransistor verdwenen. Tijdens de positiefgaande verandering van de trig­
gerimpuls gaat het gemeenschappelijk knooppunt van de dioden kortstondig
een spanning voeren die hoger is dan de voedingsspanning. Deze piekspanning
wordt echter door D3 tegen de voedingsspanning afgeklemd. Hierdoor kunnen
we de tweedeler tot hogere impulsfrequenties gebruiken.
Dl
IN 4152
of
1N3605
fh
D2
+6 F
----- O
ö,k
+ 6V
----- O
1N41S2
of
1N3605
01X *|
cT “L_n_r
ISp
ISp
15p
15p
HF
HF
HF
HF
9,1 k
9.1 k
9,1 k
rsi
2N708
TS1
2N70Q
&
rs3
2N708
Ik
02
90p
TS1
TS1
2N708
2N708
36p
-II—°
'•ër
Puls
rngtng
430
\2k
2k
2n
4,7 k
nr
Fig. 2-21. Tweedeler (General
Electric).
430
\2k
d=2n
2k
I
Fig. 2-22. Tweedeler (General
Electric).
9. NAND met hoge storingsdrempel
In fig. 2-23 is een NAND met hoge storingsdrempel weergegeven. Dit is het ge­
volg van de zenerdiode in het niveauverschuivend netwerk. Eerst wanneer de
ingangsspanning 4 a 4,5 V overschrijdt gaat de schakeltransistor geleiden. De
fan-out is 10. De schakeling is bruikbaar in het temperatuurgebied van -10 °C
... +55 °C.
59
zsuo
ö-
QTS
ZTX300
UITGANG
---------- O
Fig. 2-23. NAND met hoge
storingsdrempel (Ferranti).
KS37B
4Mo
o
■O
10. NAND-circuit met discrete componenten (positieve logica)
De uitgang van de NAND is 0, als alle drie ingangen een 1 zijn. Een 1 komt hier
overeen met een positieve spanning, liggend tussen 4 en 5 V. De uitgang is 1,
als één van de ingangen of meerdere tegelijk een 0 (aarde) zijn. De fan-out van
dit DTL-circuit is 10. De transistor aan de uitgang kan 10 mA leveren zonder het
nulniveau te verstoren.
* Vfcc(4-5 V)
ZSUO
[V~
LJ 4,7k
NEN
UITGANG
10 mA Max
—.....O
zs uo
Fig. 2-24. NAND-circuit met
discrete componenten (Fer­
ranti).
ZTX300
zs uo
ZS120 ZS120
4 7k
O-
0
o
11. Schakeling tegen denderstoring
Bij toepassing van mechanische schakelaars in digitale elektronische schakelin­
gen kan door het denderen van een contact foutieve informatie worden doorge­
geven, omdat hierdoor bijvoorbeeld een 1-signaal vele malen achtereen komt.
Dit euvel kan worden opgelost met de schakeling uit fig. 2-25. We ontdekken
in de figuur drie NAND's, waarvan er twee als flipflop zijn geschakeld. Hier kun­
nen we NAND's uit de FC-reeks toepassen.
Staat de schakelaar omhoog, dan is de ingang van de bovenste NAND een 0
en dientengevolge de uitgang Q1 een 1. Dit betekent, dat nu automatisch de uit­
gang Q2 een 0 is. Schakelen we om, dan zal deflipflop in de andere stand komen
60
als de schakelaar de ingang van de onderste NAND met aarde verbindt. Met de
twee uitgangen Q1 en Q2 is de derde NAND verbonden.
LEIDING
rh
i i
____ —l
IC,
U
I
Fig. 2-25. Schakeling tegen
denderstoring (Philips).
i
L
+ vB----- 1
I
i
A
I I
U
IC2 Q2
%XFCH 191
Bij het omschakelen worden als gevolg van de vertraging in de NAND's waaruit
de flipflop bestaat de ingangen van de derde NAND kortstondig 1. Bij toepassing
van de FC-reeks is de duur van dit 1-signaal gelijk aan 2 maal de tijd van 1 om­
kering = 2-35 ns = 70 ns. Van denderen hebben we hier geen last wanneer ten­
minste de schakelaar niet in de vorige stand terugkomt. Maken de verbindingen
tussen schakelaar en flipflop sluiting met aarde, dan zullen in één van de twee
toestanden (afhankelijk van welke draad sluiting maakt) beide uitgangen van
de flipflop een 1 zijn en zal dientengevolge de uitgang permanent 0 blijven.
12. Vergrendelschakeling voor werkcontacten zonder geheugenwerking
In fig. 2-26 is de vergrendelschakeling weergegeven. Drukken we de schakelaar
a in, dan wordt de setingang van de flipflop nul gemaakt en wordt uitgang A
tevens een nul. Uitgang A komt binnen op de resetingang van de twee andere
flipflops, hetgeen betekent dat we deze flipflops niet kunnen setten (inlezen).
Het circuit is hierdoor vergrendeld. Eerst wanneer we flipflop A hebben gereset
door het desbetreffende knopje in te drukken, heeft bediening van schakelaar
terug­
stellen
Fig. 2-26. Vergrendelschakeling voor werkcontacten zonder geheugenwerking
(drukknoppen).
61
b of c weer actie tot gevolg. De schakeling zoals in fig. 2-26 weergegeven is te
realiseren met 3/4 x FCH191 of 11/2 x FCH131.
13. Modulo-14-teller met reset-flipflop
In fig. 2-27 is de teller met reset-flipflop weergegeven. In het circuit, dat zich na
stand 14 in de nulstand terugstelt, is de SN7493 toegepast. In deze IC bevinden
zich vier JK-flipflops, waarvan de onaccentuitgangen zijn doorverbonden met
de klokingangen van de volgende JK-flipflops zoals duidelijk uit de tekening
blijkt. De teller telt daardoor vooruit.
Q INGANG
UITGANG
U
13
12
11
”
10
— VCC _
r
9
8
I
D
K A
*-C cp
J A
J
T
i
2
C
K
c
CP
J
D_
K
B
CP
J
B
K
X
T
3
CP
J
4
_r
□
5 1
aarde
D
6
7
T
FLIP FLOP ------- ►
MET 2 NANDS
Fig. 2-27. Modulo-14-teller met reset-flipflop (Texas Instruments).
Zodra stand 14 van de teller is bereikt, wordt de uitgang van de bovenste NAND
een 0, want bij stand 14 zijn de ingangen van deze poort alle drie een 1. De nul
aan de uitgang van de bovenste NAND brengt de flipflop in de 1-stand en dit
betekent, dat door middel van de NAND, die is geïntegreerd met de JK-flipflop
in de IC, de teller in de 0-stand wordt gebracht. Zodra de klokimpuls weer een
62
I
1 wordt, wordt de flipflop gecleard. Als daarna de klokimpuls verdwijnt, komt
de teller weer in de 1-stand en gaat weer tellen tot 14. Indien we de inverter ver­
vangen door een NAND met twee ingangen kunnen we op een extern com­
mando de teller al dan niet laten tellen.
14. Uitgangstrappen voor de DTL-FC-reeks
Het komt vaak voor datmen door een logisch signaal, afkomstig van een NAND,
een lampje wil laten branden voor signalering of een relais moet bekrachtigen.
In de figuren 2-28 en 2-29 zijn twee schakelingen weergegeven, waarmee dit
kan geschieden. De schakelingen zijn zó gedimensioneerd, dat men de uitgang
van de NAND niet meer voor andere logische operaties kan toepassen.
Up-6U
i'p-sv'
560
rs2
BFY50
30
560
zrS2
BFY51 rs2
1 BFY50r hS2
BAX 13
7C;
vrs2
VTS2
6,8 k
6,8 k
4 70
JL
Fig. 2-28. Uitgangstrap voor
DTL-FC-reeks (100 mA) (Phi­
lips).
^TS2
4s2
Fig. 2-29
Fig. 2-28
Belastbaarheid
IC-ingang
Fig. 2-29. Uitgangstrap voor
DTL-FC-reeks (1 A) (Philips).
0-signaal
max. 35 V
5
azA
1-signaal
0,2 V
max. 100 mA
0-signaal
1-signaal
max. 35 V
5 /xA
1,0 V
max. 1 A
Bij relaisbekrachtiging dienen we de uitgangsspanning boven 35 V af te klemmen.
15. Tijdbasisschakeling voor het verkrijgen van een tijdvertraging
Sluiten we schakelaar S1 kortstondig dan wordt condensator C aan de ingang
van de Schmitt-trigger geladen tot -12 V (fig. 2-30). De veldeffecttransistor
wordt hierdoor afgeknepen, waardoor de 2N3709 in geleiding komt. Deze
toestand blijft voorlopig bestaan.
De condensator gaat zich nu ontladen. Dit gaat zeer langzaam, vanwege de hoge
lekweerstand van 3,6 MO. De invloed van de ingangsweerstand van de FET op
63
de vertragingstijd kan worden verwaarloosd, omdat deze weerstand vele malen
groter is dan de lekweerstand R6.
O -12 V
TS1
0’“12k
TIXS34
ft
TS2
2N3709
lOk
UITGANG
Fig. 2-30. Tijdbasisschakeling
met Schmitt-trigger (Texas In­
struments).
te
Vp van TS1 is 5,8 V
D500
Zodra de spanning aan de gate van de FET een waarde bereikt, waarbij dit
element weer in zijn lineaire werkgebied komt, neemt de drainstroom toe en
krijgt TS2 minder sturing. Door de source-emitterkoppeling in de schakeling
ontstaat er nu een lawine-effect, waarbij TS2 weer afgeknepen komt te staan
en TS1 zal geleiden. Deze toestand treedt na ca. 13 minuten in. Met R6 kan men
desgewenst de vertragingstijd wijzigen.
16. Start-stopschakeling voor een afgerond impulspatroon
Als men een impulssignaal wil onderbreken, moet dit dikwijls op een goed
gedefinieerd tijdstip geschieden, bijvoorbeeld tijdens de voor- of de achterflank
van het signaal. Een schakeling, waarmee dit is te realiseren, is weergegeven
in fig. 2-31.
De schakeling bestaat uit twee flipflops FFA en FFB. Als we de schakelaar S in
de stand „start” plaatsen, wordt FFA in de 1-stand gebracht. Deze 1 wordt pas
door FFB overgenomen als poort 3 door de uitgang van de inverter 1 is vrijgege­
ven en dat is als het impulssignaal aan de ingang 0 is geworden. Q aan de uit­
gang van 4 wordt 1 en de uitgang van deze poort kan pas weer nul worden als
even later het ingangssignaal weer 1 is. Dit blijkt ook uit het tijdsdiagram, dat
bij fig. 2-31 is gegeven. Voor het stoppen kan dezelfde redenering worden ge­
volgd, waarbij zal blijken dat FFB een 0 overneemt, als de impulsingang van de
schakeling 0 is of 0 wordt. Hoewel de schakeling in DTL is uitgevoerd, is hij ook
toe te passen voor TTL.
17. Multivibratoren met NAND's uit de FC-reeks (DTL)
De ingang van een NAND in DTL bestaat uit een aantal ingangsdioden, waarvan
de anoden zijn verbonden met een knooppunt, dat veelal naar buiten is uitge64
i
voerd (het zgn. uitbreidingspunt). Het feit, dat we achter de dioden de ingang
van de transistor kunnen bereiken, maakt het mogelijk een dergelijk DTL-circuit
als multivibrator te gebruiken.
In fig. 2-32 is een multivibratorschakeling weergegeven, waarin van bovenge-
Ji—ii—r~i
i i—ii—iL o1
INGANG
Q
1
o ó
TT
.
5
INGANG
I
---------
START
I
I
I
I
\y///////////X
1
O
Q
ö
n
ö
O
L_
I
STOP
I
l
A
O
r^A
O
I
i
i
i
i
STOP
I
Q
UITGANG
s
/
UITGANG
o
2!3FCH 211 EN /’/< xFCH 191
Fig. 2-31. Start-stopschakeling
voor afgerond impulspatroon.
A
START
820
*C
820
*C'
BAX 13
Fig. 2-32. Multivibrator, sa­
mengesteld uit NAND's; f =
1451C.
Q
Cf
TTTT
C2
4F
TTTT
FCH 131
65
noemd idee gebruik is gemaakt. De interne weerstand tussen uitbreidingspunt
en voedingsspanning fungeert hierbij als basisweerstand. Teneinde aan de uit­
gang steile opgaande flanken te verkrijgen, geschiedt het opladen van C1 via
een externe weerstand Rc-. Een dergelijke conceptie in combinatie met een
diode wordt algemeen gehanteerd. Een bezwaar van de schakeling is (en dat
geldt eigenlijk voor iedere multivibrator volgens deze opbouw) dat bij langzaam
aangroeien van de voedingsspanning de schakeling niet spontaan tot oscilleren
komt. Beide schakeltransistoren in de multivibrator komen dan gelijktijdig in
verzadiging. Hieraan is gemakkelijk iets te doen door toepassing van een drietal
extra NAND's, zoals in fig. 2-33 is weergegeven.
+ up
—o
820
820
BAX 13
01—
o
TTTI
ftd
ik
c
X
IxFCH 131
cd“X 100 p
,
BAX13\T
BAX 13
5
0 2-------
III
1xFCH 161
Fig. 2-33. Zelfstartende multivibrator met NAND's; f
1451C.
Op het moment, dat de voedingsspanning wordt ingeschakeld, wordt d.m.v. Cd
het expanderpunt van NAND 5 positief gemaakt; de uitgang 05 wordt hierdoor
0. De uitgangen Q1 en 02 blijven daardoor positief.
Tijdens het opkomen van de voedingsspanning kan de multivibrator blijkbaar
niet starten. Zodra de voedingsspanning er is, worden de betrokken ingangen
van NAND 1 en NAND 2 vrijgegeven en kan oscilleren plaatsvinden. Als de
multivibrator niet gaat oscilleren (01 = 02 = 0) is 05 ook nul en moeten 01 en
02 wel 1 worden. Daarna ontstaat aan punt 05 wederom een 1, die de ingangen
van NAND 1 en NAND 2 hoog maakt, waardoor opnieuw de inschakelvoorwaarde ontstaat.
18. Monostabiele multivibrator met NAND's in TTL
In fig. 2-34 is een monostabiele multivibrator met NAND's in zijn meest elemen­
taire vorm weergegeven. Normaal is de onderste ingang van NAND 2 laag ( =
0), omdat de weerstand Rj verbonden is met aarde. De uitgang van NAND 2
(= 1), en dus ook de bovenste ingang van NAND 1, is hierdoor hoog. Als ook
de onderste ingang van NAND 1 hoog is, zal de uitgang van NAND 1 laag zijn.
66
=
■
i
In deze situatie bevindt zich de monostabiele multivibrator in de rusttoestand.
Wanneer we aan de ingang van de schakeling kortstondig een negatiefgaande
triggerimpuls laten optreden (waardoor de ingang even 0 wordt), dan wordt de
uitgang van NAND 1 even hoog. De ingang van NAND 2 wordt dan eveneens
hoog en Cy gaat zich via R7 laden. Tijdens het laden van Cy wordt de uitgang
van NAND 2 en tevens de bovenste ingang van NAND 1 laag.
De monostabiele multivibrator is in de quasi-stabiele toestand gekomen. Deze
toestand blijft gehandhaafd tot Cy zich via
heeft geladen.
Rj moet een waarde tussen 750 en 100 Q hebben. Bij een waarde die hoger is
dan 750 fl blijft de ingang van de NAND in de rusttoestand niet voldoende laag.
Bij een waarde kleiner dan 100 Cl wordt de NAND te sterk belast. De vertragingstijd t^ wordt bepaald door Rj en Cy, volgens de formule t^ = 0,75-Hy-Cy.
Het ontladen van Cy duurt even lang als het laden van de condensator tijdens
de quasi-stabiele toestand. De hoogste herhalingsfrequentie, waarmee de
monostabiele multivibrator dan ook getriggerd mag worden, is gelijk aan
1/(2^).
/2 X TL 74OON
I
U
-O
Cr
Ingang
O----------
1
Vü
*T
u
Ingang
O-------------------------------
■o
^CT
+ VB • sv
TL 7400 N
Tl [J] rr h n Ti
_____
. uT
i........
Ld Ld Ld Ld Ld Ld LjJ
Fig. 2-34. Monostabiele multivibrator met NAND's in TTL (Telefunken).
67
In fig. 2-35 is een grafiek gegeven, die het verband aangeeft tussen
Ry = 750 n.
en Cy bij
F*
tv
103
Fig. 2-35. tv als functie van Cr
voor de schakeling uit fig. 2-34.
10*
i
i
10nF
0.1
i
lOpF
er
De bovenste ingang van de NAND mag niet worden verbonden met de + van
de voedingsspanning. Dit i.v.m. breakdown die kan optreden als de andere
ingang een spanningszwaai maakt beneden aarde.
De breedte van de opgewekte impuls, die aan de uitgang van NAND 2 ontstaat,
is sterk afhankelijk van de voedingsspanning (30%/V).
19. Monostabiele multivibrator met NOR's
In fig. 2-36 is een monostabiele multivibrator weergegeven, waarin twee NOR's
uit de 7402 zijn toegepast. In de rusttoestand is de bovenste ingang van NOR
2 een 1, omdat R een relatief grote waarde vertegenwoordigt (4,3 kü).
De uitgang van deze NOR is hierdoor laag en daardoor ook de bovenste ingang
van NOR 1. Als bovendien de ingang van de monostabiele multivibrator laag
is, zal de uitgang van NOR 1 hoog blijven. Deze toestand is stabiel.
Wanneer we de monostabiele multivibrator triggeren met een positiefgaande
impuls aan de ingang, zal de uitgang van NOR 1 laag worden. Het gevolg hiervan
is dat de bovenste ingang van NOR 2 eveneens laag wordt en de uitgang hoog.
Door de rondkoppeling in de schakeling heeft de bovenste ingang van NOR 1
de functie van de onderste ingang overgenomen.
De uitgang van NOR 1 blijft laag en Cy, die aanvankelijk geladen was, gaat zich
nu over R ontladen, totdat de spanning aan het knooppunt CpRde drempel68
spanning van de NOR (0,8 V) weer overschrijdt. De schakeling kipt dan in de
oorspronkelijke toestand terug.
Ook hier wordt de tijdsduur van de quasi-stabiele toestand bepaald door de
grootte van
en Z?T en wel volgens de relatie
= 0,85-Cy-4300.
De herhalingsfrequentie van de triggerimpulsen moet hier ook kleiner zijn dan
1/(2^). /?T kan men desgewenst groter kiezen, alleen wordt de impulsvorm aan
1/2*TL 7C02N
Ingang
O----------
\
Cr
1
—1/
I
U
-O
Vu
i
i
h
u
Ingang
O----------
■o
*oya*5y
=
~ï“i h r^i
____
TL 7CO 2N
w m rjï
[>
.................................
Ld lil Ld Ld Ld Ld LjJ~
Fig. 2-36. Monostabiele multivibrator met NOR's (Telefunken).
de uitgang van de schakeling dan minder fraai. In fig. 2-37 is tenslotte het ver­
band tussen
en O,- nog eens in grafiekvorm gegeven bij R = 4,3 kü.
20. Monostabiele multivibrator zonder terugkoppellus
In fig. 2-38 is een monostabiele multivibrator weergegeven, waarin de terugkop­
pellus ontbreekt. Bij een dergelijke schakeling moet de sturende triggerimpuls
dan ook breder zijn dan de opgewekte impuls.
Bij de schakeling in fig. 2-38 is de ingang normaal laag en de uitgang van de
NAND dientengevolge hoog. Wanneer men vervolgens een positiefgaande trig­
gerimpuls aan de ingang laat optreden, zal de uitgang van de NAND een nega-
69
ps
H
tia
tv
-f
103 —-
±f
xlTI 11!
'RT • 4.3kQ
=m=t
10?
---- TT
----- r
10
S-
Fig. 2-37. tv als functie van CT
voor de schakeling uit fig. 2-36.
i
I llll
i
10 nF
t
i/4X TL 7400N
Ingang
10fiF
0.1
Ir
2k
Uitgang
O
\BSX 38
Ingang
O-------+ VB
Uitgang
---------- 1H
BSX38
cr
TL 74OON
pr] pj] p7] H pö] [V| [T]
UJ lil LlITlI LlI LiJ Ld
Fig. 2-38. Monostabiele multivibrator zonder terugkoppeling (Telefunken).
70
tiefgaande verandering ondergaan, die via Q naar de basis van de discrete
transistor wordt doorgegeven. De negatiefgaande impuls zet de transistor dicht
en de uitgang wordt hoog (= 1).
Cj gaat zich ontladen, totdat de basis weer 0,7 V t.o.v. aarde wordt. De transistor
gaat dan weer geleiden en de uitgang van de schakeling wordt weer laag. De
maximale waarde van RT wordt bepaald door de stroomversterking van de
transistor en de belasting. Bij de gegeven schakeling mag de weerstand niet
groter zijn dan 100 kf).
De minimale waarde van Ry is 1 kfl. De onderste grens van de weerstandswaarde wordt bepaald door de toelaatbare herhalingstijd van de schakeling
voor repeterende ingangsimpulsen, zoals uit fig. 2-39 blijkt. In deze grafiek is
T
1
2
I
III
i.
6 8 10
100
Rr
Fig. 2-39. T/tv als functie van RT voor de schakeling uit fig. 2-38.
de verhouding 77^ uitgezet als functie van RT. Uit de figuur blijkt dat bij kleinere
waarden van Ry de benodigde herstellingstijd van de schakeling groter dient
te zijn. In fig. 2-40 is het verband tussen de vertragingstijd en Cj gegeven voor
verschillende waarden van Rj.
is te berekenen met de formule
= 0,6-Ry-Cp
21. Monostabiele multivibrator met discrete transistor en terugkoppellus
Een schakeling van een monostabiele multivibrator, waarbij het niet nood­
zakelijk is, dat de triggerimpuls breder is dan de opgewekte impuls vinden we
in fig. 2-41. Hier is weer een terugkoppeling tussen de in- en de uitgang aange­
bracht, zoals uit het principiële schakelvoorbeeld in fig. 2-41 blijkt.
Van de NOR zijn normaal de beide ingangen nul en daardoor is de uitgang 1
(hoog). Cj- is geladen tot de spanning, die aan de uitgang van de NOR optreedt,
verminderd met de basisstapspanning van de transistor.
Als we de schakeling starten door een positiefgaande trigger aan de ingang te
laten optreden, ondergaat de uitgang van de NOR een negatiefgaande spanningssprong, die de transistor dichtzet. De uitgang wordt hoog en daar de
71
tweede ingang van de NOR met de uitgang is verbonden, zien we dat het uit­
gangssignaal de functie van de triggerimpuls aan de ingang o ver neemt. De triggerimpuls mag dan ook smaller zijn dan de opgewekte uitgangsimpuls.
Ook bij deze schakeling gaat Cy zich vervolgens ontladen, totdat de transistor
weer opengaat en de schakeling spontaan in de oorspronkelijke stabiele toe­
stand terugkipt. Voor deze monostabiele multivibrator geldt ook weer dat
=
0,6-CyRy.
r~.:
7-
7
/
F
z
I
Rr = 10k
7A
A+- -+
' i
--4
’°7
l—
Rr‘lkQ
Fig. 2-40. tv als functie van CT
voor de schakeling uit fig. 2-38.
7-
A
10 r
/
iL
i
10nF
0,1
1
10>f
crDe invloed van de voedingsspanning op de vertragingstijd is 1,6%/V. De tempe­
ratuurafhankelijkheid van
is zowel voor de schakeling uit fig. 2-38 als die uit
fig. 2-41 gelijk aan 0,02%/°C.
Een monostabiele multivibrator, die wat minder afhankelijk is van de tempera­
tuur is gegeven in fig. 2-42. Tussen de uitgang van de NOR en de ingang van
de transistor is een diode opgenomen. De temperatuurcoëfficiënt van de Sidiode compenseert hier enigermate de temperatuurcoëfficiënt van de basisemitterdiode van de transistor. De temperatuurcoëfficiënt van
is voor deze
schakeling 0,01 %/°C.
22. Monostabiele multivibrator met discrete pnp-transistor
Een monostabiele multivibrator met NAND in TTL en discrete pnp-transistor is
gegeven in fig. 2-43. Deze schakeling werkt op ongeveer dezelfde wijze als die
uit fig. 2-41.
72
------ o
*r
fax TL 7402 N
BSX38
Uit g ang
------------- O
HF
cr
Ingang
O------------
M— ƒ
Rr
Ingang
O-----------
Uitgang
cT
-OF
o—
TL 74 02N
BSX38
H KI M KI IK KI K
iznzi Em ei
et
Fig. 2-41. Monostabiele multivibrator met terugkoppeling (Telefunken).
Normaal is de triggeringang van de schakeling hoog. Zodra we een negatiefgaande triggerimpuls laten optreden, schakelt de uitgang van de NAND naar
ca. 3,3 V en wordt de basis van de pnp-transistor ca. 2,5 V positiever t.o.v. + VB.
gaat zich vervolgens ontladen, doch zodra de spanning aan het knooppunt
1^0
4 TL 7402N
Ingang
O----------
LH Lb
U
-O
Fig. 2-42. Multivibrator met
compensatiediode voor de
temperatuurcoëfficiënt.
BSX38
1N4151
cr
73
Cj.Rj lager wordt dan de voedingsspanning minus de basisstapspanning van
de transistor (ca. 4,3 V), gaat de transistor weer geleiden en komt de multi­
vibrator in de oorspronkelijke stabiele toestand terug.
moet bij de gegeven
schakeling ongeveer liggen tussen 1 en 10 kQ. Het keuzebereik van
is dan
ook een grootte-orde kleiner dan bij de schakeling van fig. 2-41.
'4 x TL 74OON
BSW19
10-
Inging
O---------
<10k
240
Inging
O---------
BSW19
Cr
-------------TL 76OON
h
H
u
-o
HHN H
BW
Usr Lh°
l_J LzJ Lij LsJ LaJ Ld^LjJ
Fig. 2-43. Monostabiele multivibrator met NAND en externe pnp-transistor
(Telefunken).
23. Monostabiele multivibrator voor lange vertragingstijden
Indien lange vertragingstijden zijn vereist, kan men de discrete transistor nog
laten voorafgaan door een emittervolger, zoals uit fig. 2-44 blijkt.
De temperatuurgevoeligheid van deze schakeling is groter geworden door de
basis*emitterdiode van de extra transistor. Een schakeling, die in dit opzicht
gecompenseerd is, vinden we in fig. 2-45. Door de extra omkering van de tweede
transistor is ook een tweede NAND vereist als men tenmiste een terugkoppellus
74
wil aanbrengen. De relatie tussen de vertragingstijd t^ en
ongeveer 0,6^0^
resp. RT is ook hier
+ vb
-----o
x TL 76OON
Ingang
Fig. 2-44. Monostabiele multi­
vibrator voor lange vertragingstijden (Telefunken).
u
-o
+ *B
------ O
*T
]50<r
^xTL74OON
Ingang
2x
BSX 38
Fig. 2-45. Monostabiele multi­
vibrator voor lange vertragingstijden zonder terugkop­
peling.
24. Schakeling met NOR's voor de realisering van een inschakelvertraging
De schakeling van tig. 2-46 wordt gevormd dooreen monostabiele multivibrator
en twee extra NOR-schakelingen. Als de ingang hoog wordt, start de monosta­
biele multivibrator, die de uitgang van het circuit tijdelijk laag houdt. Als de
multivibrator in de rusttoestand terugkeert, wordt de uitgang hoog, omdat dan
beide ingangen van de uitgangs-NOR laag zijn geworden.
25. Schakeling met NAND's voor de realisering van een inschakelvertraging
Een schakeling met NAND's, die hetzelfde doet als het circuit van fig. 2-46 is afgebeeld in fig. 2-47. Zolang de monostabiele multivibrator in de quasi-stabiele
toestand verkeert, is één van de ingangen van de uitgangs-NAND een 0 en
dientengevolge de uitgang 1. Keert de monostabiele multivibrator in de oor­
spronkelijke toestand terug, dan wordt de uitgang van het circuit 0 (laag).
26. Schakelingen voor signaalverlenging
Een geschikte schakeling om signaalverlenging te verkrijgen, is weergegeven
in fig. 2-48.
De monostabiele multivibrator start in deze schakeling op de achterflank van
de ingangsimpuls en houdt dan de bovenste ingang van de uitgangs-NOR nog
75
even hoog, totdat de monostabiele multivibrator terugkipt. Een tweede schake­
ling, echter nu met NAND's en een pnp-transistor, vinden we in fig. 2-49.
Als hier de ingangsimpuls verdwijnt, gaat de uitgang van NAND 2 omhoog en
wordt de pnp-transistor dichtgezet. Cj- gaat zich ontladen tot de transistor weer
gaat geleiden, waardoor beide ingangen van NAND 3 een 1 worden en dienten­
gevolge de uitgang van NAND 3 een nul zoals ook uit het tijdsdiagram blijkt.
—o
3/< x TL 74 02
Rt
Ingang
O---------
BSX36
-o
1
1
BSX3B
RT
U
■O
O—
TL 7402N
R RH h n n rn
Fig. 2-46. Schakeling voor
het verkrijgen van inschakelvertraging (Telefunken).
Lp
L^J LjJ LH W|
Ingang
O---------
27. A-stabiele multivibrator
Een a-stabiele multivibrator is eenvoudig te maken door aan twee TTL-NAND's
twee externe netwerken toe te voegen zoals fig. 2-50 illustreert.
De schakeling levert symmetrische uitgangsimpulsen, zolang
Cj-2 en flT1
= /?p2. Daar de ingangsweerstanden van de NAND's de tijdsconstanten beïn­
vloeden, is geen grotere variatie van
en Rj2 mogelijk dan van ca. 1 tot 2,5
kfl. Overigens behoeft dit geen bezwaar te zijn, want met Cj- is de opgewekte
76
i
i
frequentie ook te beïnvloeden. Desgewenst kan men Q veranderen van 1 nF
tot 10 pF. De opgewekte frequentie is te berekenen met f = 1/(2-Hy-Cy).
+ *B
3/( x TL 7400N
I
------ O
BSW19
Ingtny
O---------
I
i
i
i
i
l
u
<20lrQ
-o
750fl
£
O
I
I
I
'
1 1
Q 1/
?* VB
BSW 19
750Q
TL 7400N
n n pn
n
H H
*T
L*J kJ L>J Ld Eryip
Ingtng
O
Fig. 2-47. Schakeling voor het verkrijgen van inschakelvertraging met NAND's
(Telefunken).
77
f
Li
I
qj
ê
-C ,0)
o |
o
>
-—sr
<XJ
■si .
------- «N
"ai v> 'c
■s 5 §
co
c
s
:|£
°\ C _
•2>?S
U. i> O)
i i
E
E
E
E
E
E
3»
<N
O
~-J
78
ir>
3
3
o»
Ql
jl
«>
2» ’
4-
J
4Ó
9* VB
TL 7400N
Uitg
BSW 19
1
----- *O
ld
Uitg 2
------ O
2
Ingang
O----------
7S0Q
Uitg 1
--------- O
Uitg 2
---------- O
BSW 19
750Q
TL 74OON
*T
A M H Fl P°l PI r~l
^CT
.... fo,,
EJ L|J LjJ !ƒ I2J Lp l^J
Ingang
O----------
Fig. 2-49. Schakeling voor het verkrijgen van signaalverlenging (uitgevoerd met
NAND's) (Telefunken).
u
■o
RT2
TL 74OON
Rri
+ *B
sr'2
2
cr,T
U
---------------- o
TL 7400N
H M PI M P°1 PI PI
lll^,
Fig. 2-50. A-stabiele multivibrator
met NAND's (Telefunken).
Enmn Ld lil l±J ld
79
3
Controle- en regelschakelingen
1. Niveaudetector
Bij het bepalen van een vloeistofniveau wordt dikwijls gebruik gemaakt van het
principe van weerstandsmeting tussen twee elektroden, die zich in de vloeistof
bevinden. Het feit, dat met de hoeveelheid vloeistof tussen de elektroden de
weerstand verandert, maakt het mogelijk het niveau vast te stellen. In fig. 3-1
is een schakeling weergegeven, die een relais doet bekrachtigen als het niveau
in het vat een bepaalde waarde overschrijdt.
EB 383
-C
----4 80 ohm
REL
C450
24vl50mA
C45O
£
Zwe vtndt
voeding
Fig. 3-1. Niveaudetec­
tor (SGS-Fairchild).
£
-o —
Wordt de drempelspanning van de weergegeven versterker (driemaal de basisemitterspanning van een Si-transistor) overschreden, dan gaat de high-gainversterker reageren en wordt het relais bekrachtigd. De transistoren vormen een
Darlington-schakeling, die een hoge versterking geeft. Bovendien heeft het
circuit een hoge ingangsimpedantie. Met de potmeter P is de gevoeligheid van
de schakeling in te stellen. De maximumweerstand tussen de elektroden is 5
M(1 ± 25% in het temperatuurgebied van 0 tot 50 °C. Voeding: 24 V-50 mA, zwe­
vend.
2. Signaleringssysteem met unijunctiontransistor
Afhankelijk van de toets die we indrukken, horen we een toon van een bepaalde
frequentie in de luidspreker. Een bepaalde toon kan de signalering voor een
80
persoon zijn om iets te ondernemen. Voor huis-tuin-en-keukengebruik zijn voor
deze schakeling ongetwijfeld interessante toepassingen te bedenken (fig. 3-2).
De oscillator is een zaagtandoscillator met UJT. In de basisleiding B1 is de paral­
lelschakeling van luidsprekers opgenomen.
O + 30V
18k
5,6 k
1.8 k
680
2N2646
1 ï
e
Ir -u
25V~T
Fig. 3-2. Signaleringssysteem
met UJT-oscillator (General
Electric).
Sp
\33k
_ _ _1_______ I
I
3. Wisselstroomregeling met foto-darlington 2N5779
In figuur 3-3 is een regelschakeling voor wisselstroom weergegeven, waarin
twee thyristoren van het type C122B van General Electric zijn toegepast. Gaat
de lamp feller branden, dan zal de foto-darlington meer gaan geleiden en een
BEL ASTINGSSTROOM
TOT 8A
o
2 N5779
E
O.lp
=
2NL988
—
ó
NET
120 V
\C122B
H
^)LAMP
B
C
Lh
C122B
2 N5779
2N5779
2N6988
SV- lOOmA'
STUURSIGNAAL
Fig. 3-3. Regelschakeling met foto-darlington 2N5779 (General Electric).
81
gedeelte van de triggerstroom naar de katode van de betrokken thyristor aflei­
den. Het gevolg is dat het langer duurt, voordat de triggerdioden 2N4988 gaan
geleiden. De wisselstroom wordt later in de fase aangesneden, waardoor de ef­
fectieve waarde van de stroom daalt. Voor de beide fasen van de wisselstroom
gebeurt dit, zoals duidelijk uit het schema blijkt. In de omgekeerde polariteit gaat
de foto-darlington het zenereffect vertonen waardoor de vertragingscondensatoren zich niet in omgekeerde richting kunnen opladen. Als we de 27 kQ-weerstand vervangen door een 56 kQ-weerstand en bovendien de thyristor ver­
vangen door het type C122D, dan is het mogelijk 2000 W te regelen bij een
netspanning van 240 V.
4. Helderheidsregelaar met thyristor (200 W)
De bruggelijkrichter zorgt ervoor, dat de wisselstroom wordt gelijkgericht, het­
geen hier nodig is, omdat slechts één thyristor voor de regeling van de wis­
selstroom wordt toegepast (fig. 3-4). Als de spanning over C5 de ontsteekspanning van de triggerdiode overschrijdt, gaat deze diode spontaan geleiden en
ontsteekt tevens de thyristor. Het moment, waarop de triggerdiode ontsteekt,
is instelbaar met R4. R6 dient vooreen eenmalige instelling van de wisselstroom
op de gewenste minimale waarde. De diode D6 heeft tot taak er voor te zorgen
dat de condensator C5 zich snel kan ontladen, nadat de thyristor is gaan gelei­
den. (Nadat de thyristor in geleiding is gekomen, staat over dit schakelelement
nog slechts een geringe stapspanning, zodat C5 zich inderdaad snel kan ont­
laden.) De filters dienen om storing, afkomstig van de thyristorschakeling, de
weg naar het lichtnet te blokkeren. De storingsonderdrukking is bijzonder ef­
fectief, hetgeen noodzakelijk is om hinderlijke radiostoring te vermijden.
BELASTINGS
WEERSTAND
""Zr
C1
OJp
"fT
C4
4700 p
BY 179
BY 123
BT100A
C3
“
0,068p
220V^
a
D6.
;
BYX10 (
Q27" 1
rz;
O
I 0,75mH J
—i
I 0,75mH I
CS
~ 0,068 p
BR 100
I_______ I
Fig. 3-4. Helderheidsregelaar met thyristor (200 W) (Valvo).
5. Toerentalregeling van een ventilator met elektronische thermostaat
Een bijzonder eenvoudige schakeling is weergegeven in fig. 3-5. De thermistor
is opgenomen in een impuls-oscillatorschakeling met unijunctiontransistor
(2N4891). De condensator laadt zich via de 50 kO-regelweerstand en de thermis-
82
tor op, totdat de doorslagspanning van de UJT wordt overschreden. De UJT
gaat dan een negatieve weerstand vertonen en ontlaadt de condensator. In de
primaire van de transformator ontstaat hierdoor een stroom impuls, die een triggerspanning voor de triac opwekt. Wanneer de weerstand van de thermistor
door temperatuurschommelingen verandert, wijzigt zich ook de frequentie van
het impulssignaal en daarmee samenhangend de effectieve waarde van de wis­
selstroom in de ventilatormotor. Bij toenemende temperatuur daalt de weer­
stand van de thermistor en wordt de impulsherhalingsfrequentie hoger. De ef­
fectieve waarde van de wisselstroom neemt toe en daardoor het toerental van
de ventilator. Dit is juist de bedoeling.
0 + 24 U =
THERMISTOR
<'
_
\50k
Fig. 3-5. Toerentalregeling van
een ventilator met een elektro­
nische thermostaat (Texas In­
struments)
50 k
2N4891
M
net
1
ó
' ttov fff
WT22B
In fig. 3-6 is een meer gecompliceerde schakeling voor een dergelijke toepassing
gegeven.
De thermistor is hier in een brugschakeling opgenomen. Wanneer door een
temperatuurstijging de weerstand van de thermistor afneemt, gaat TS2 minder
en TS1 meer stroom trekken. Het gevolg hiervan is, dat TS5 en TS6 meer stroom
gaan trekken. De laatste transistor is tussen + 24 V en de gate van de thyristor
TIC45 geschakeld.
De thyristorschakeling is verbonden met een dubbelfasige gelijkrichter waarvan
de gelijkspanning niet wordt afgevlakt. Iedere halve periode wordt de momente­
le spanning één keer 0 V, waardoor de thyristor kan doven. Als TS6 meer stroom
gaat trekken, zal de thyristor sneller ontsteken na het passeren van de nulwaarde
van de pulserende gelijkspanning, die door de gelijkrichter wordt opgewekt. Het
ontsteken van de thyristor betekent, dat de 24 V-wikkeling van de transformator
wordt kortgesloten waardoor de zelfinductie van de primaire sterk daalt. Het ge­
volg is een geringere impedantie tussen de 110 V-netspanning en de gate van
83
de thyristor. Bij het ontsteken van de thyristor komt dan ook on middellijk de triac
in geleiding.
Resumerend zien we dat door het sterker geleiden van TS6 in een vroeger
stadium van de halve periode van de wisselspanning de thyristor en de triac
worden ontstoken. Hierdoor neemt de effectieve waarde van de wisselstroom
p
O)
O)
Q)
<5
S
o
E
Q>
■C
o
o
*
£
o
o
ll-
~
o
o
-
*
o
o
*
*
"O
U
<3
Q>
O
Q.
E
È
o
-2
o
§
2*
Q>
L
<ó §
■C
C*> Q>
JK
d
CO
ih
C
.a
R
«o
CO
R
§
9
co/
gv
<*)
2m
84
<X|
co
sl
_
5
SS
o
dzzHi-
in de ventilatormotor toe. Het toerental van de ventilator neemt blijkbaar toe
bij het stijgen van de temperatuur, wat de bedoeling is.
Het netwerk met CR en diode tussen + 24 V en de gate van de thyristor zorgt
voor een snelle aanloop van de motor als we de schakeling in bedrijf stellen.
Met de 75 Q-potmeter in het gatecircuit van de triac brengen we de ventilator
op minimaal toerental.
6. Lampdimmer met triac
De regeling berust op fasehoekbesturing van de wisselstroom (fig. 3-7). Als de
regelweerstand een hogere waarde vertegenwoordigt, duurt het langer voor de
ontsteekspanning van het neonbuisje wordt bereikt. De effectieve waarde van
de wisselstroom is dan geringer en de lamp zal dan ook minder sterk branden.
LAMP
s
-o*
r
H
R2
15k
Cl
0,066fj
RCA40502
Z
Fig. 3-7. Regeling van de
wisselstroom in een gloei­
lamp met behulp van een
triac (RCA).
120V
60 Hz
Neon
lamp
C2
~0,068p
Verkleinen we de waarde van R1, dan wordt de ontsteekspanning eerder bereikt
en gaat de lamp feller branden. We werken met netspanning, daarom verdient
het aanbeveling de schakeling in een deugdelijke behuizing onder te brengen,
bijvoorbeeld zoals in fig. 3-8 is weergegeven. Voor 220 V R1 en R2 wijzigen in
resp. 100 kfl en 33 kQ. Vanzelfsprekend dient er een triac te worden toegepast,
die geschikt is voor 220 V.
Fig. 3-8. Behuizing van de
wisselstroom regelaar.
85
<a
«n
‘o s.
co -**
•- o
CO
03
:•
O
S £
S[J^ Ö £
Q.
lr>
|
Or
xj'
03
m >O
03
Tj
3 *
sE
È
,q>
<5
co
03
15
§
1 ct
> Qj
iii
<\IO
CD
«O -Sc
O: o»
s
s
£ £■
CO
-2co
.0)
I>
o
o
nj
S
4l|i
o
E
en cd
<k co'
>» w>
Q)
Ê
<*>
03
Ss®s *
m
oS
OÓ
SS
6)
£
CD CO
co
CD
*^c
0: S
7.
ol
Q
^IF?
S*
c
«N
86
i
7. Thermostaat voor diepvrieskasten
De elektronische thermostaat met gestabiliseerde voeding is in fig. 3-9 weerge­
geven. TS3 en TS4 vormen een verschilversterker. Aan de basis van TS3 zal een
spanningsverandering optreden, als gevolg van het veranderen van de weer­
stand van de thermistor K243. Daalt de temperatuur, dan stijgt de spanning aan
de basis van TS3. De basis van TS4 is verbonden met de arm van een potmeter
P1. De spanning stellen we zó in, dat bij het overschrijden van de gewenste
vriestemperatuur TS3 gaat geleiden en TS4 hierdoor minder stroom zal gaan
trekken. TS6 krijgt dan minder sturing en het relais valt af. Het feit, dat TS6 niet
meer geleidt, betekent, dat het drempelniveau aan de basis van TS4 zakt. De
consequentie hiervan is, dat de temperatuur een aantal graden moet stijgen,
voor het koelaggregaat weer wordt ingeschakeld. De vertraging tussen het
uitschakelen en weer inschakelen van het aggregaat is instelbaar met P2.
Technische gegevens:
Voedingsspanning
. . .
Relaisstroom
Instelbaar temperatuurbereik
Instelbare inschakelvertraging
Temperatuurfout:
a. in het temperatuurbereik van -20 tot +70 °C
b. bij voedingsspanningsverandering van 10%
c. eigenopwarming van de temperatuurvoeler
...
12 V.
ca. 50 mA.
-15 tot -45 °C.
ca. 3 tot 10 °C.
< 1°;
< 1°;
0,3°.
Gelijkrichter B30C250 V23201 F1208.
Relais V 23016-C0005-A 201.
Trafo M 42 dyn BIJV X
ny = 4840 wdg. 0,1 mm CuL;
n2 = 510 wdg. 0,32 mm CuL.
8. Temperatuurelektronica voor wasmachines met de temperatuurvoeler K273
De schakeling die in fig. 3-10 is weergegeven, doet het relais aantrekken, zodra
het zeepsop in de wasmachine een bepaalde temperatuur overschrijdt. De
temperatuur waarbij het relais wordt bekrachtigd, is afhankelijk van de instelling
van de schakelaars, links boven in het schema. De spanningsdrempel wordt bij
95 °C ingesteld met R1.
Wanneer bij het stijgen van de temperatuur de weerstand van de thermistor
daalt, zal ook de spanning aan de ingang (3) van deTAA861 dalen. Daalt de span­
ning beneden de waarde, die aan de ingang (4) van de IC optreedt, dan gaat
als gevolg van de grote versterking de uitgang stroom trekken en wordt de eindtransistor in verzadiging gestuurd. Het relais wordt bekrachtigd en de wasma­
chine schakelt naar het volgende programma over.
87
Een vereenvoudigde versie van de schakeling is weergegeven in fig. 3-11. We
zien, dat de uitgang van de TAA861 hier direct het relais bekrachtigt.
+ 20V
^5°C
^0°C ^25°C
Wp
•k
\11k
22k
O5-6*
330
-O
BSV15
910
Ó2
3
o
4
7
-o-
TAA
661
Ó6
a fl/1 Tempera tuury]
voeler
K273
rk
e4K45|
22 k
Koppelmagneet
/
85Q
WO
1,2 k
0
-O
Fig. 3-10. Thermostaat voor een wasmachine (Siemens).
+ 20V
^95°C
1------ <5
^40°C ^5°C
T
'k
\11k
22 k
Ó2
3
4
O-
_ O. n2 Tamptrktuur,/U
votltr
K273
Kt
TAA
861
RE
~ 970Q
□5S
7
(>6
*K
22k
WO
1,2 k
o
-o
Fig. 3-11. Thermostaat voor een wasmachine (vereenvoudigd ontwerp).
88
Technische gegevens:
Voedingsspanning
............................................................................
. . .
20 V.
Instelbaar temperatuurbereik
. 25 tot 95 °C.
Hoogste toelaatbare temperatuur voor de K273
......................
. . . 100 °C.
Toelaatbare omgevingstemperatuur voor de schakeling
0 tot 70 °C.
Temperatuurfout van de schakeling bij verwarming tot +70 °C
ref.: + 20 °C; VB = 20 V
...................................................................................... 0,4 °C.
Temperatuurfout tengevolge van een voedingsspanningsverandering van + 10
tot -10% bij Tomg = 20 °C <0,1 °C.
Relais:
Miniatuur-schakelrelais type NV 23016 - COOO6-A 101.
9. Converter voor het omzetten van een spanningsverandering in een fre­
quentieverandering
Het omzetten van een spanningsverandering in een frequentieverandering
vindt veel toepassing in de meet- en regeltechniek. In fig. 3-12 is een hiervoor
geschikte schakeling weergegeven. Als we het schema bestuderen, ontdekken
we in de schakeling een astabiele multivibrator, met als basisweerstanden twee
transistoren type C450, die als stroombronnen fungeren.
q
+ 9V
11/4 35
TS2
EA103
C
EAiO3
C
C450
—IF
3-1
UITGANG
-------- o
Fig. 3-12. Spanning-frequentie-omzetter (SGS-Fairchild).
INGANG
O—
V'Z
Met de ingangsspanning kunnen we deze transistoren meer of minder doen
geleiden en daarmee samenhangend de impulsfrequentie laten veranderen. De
frequentie verandert lineair met de ingangsspanning.
In tabel 3-1 is aangegeven welke condensatoren moeten worden toegepast voor
het verkrijgen van een bepaalde impulsfrequentie. Ook defrequentievariatie per
89
volt ingangsspanning is in deze tabel opgenomen. Het verband tussen fre­
quentie, capaciteit en ingangsspanning kan men ook afleiden uit de grafiek in
fig. 3-13.
Tabel 3-1
Capaciteit
{pF}
Frequentievariatie
(kHz/V)
Frequentie
(V, = 0 V)
(kHz)
0,001
0,01
0,1
1,0
10
3,5
0,35
0,035
0,0035
0,00035
35
3,5
0,35
0,035
0,0035
X
Uj
*
o
s
Fig. 3-13.
CONDENSATOR (pF)
10. Analoge schakelaar met twee veldeffecttransistoren
De schakeling is weergegeven in fig. 3-14. Wanneer de ingang van het commandocircuit (basis van de 2N3829) aarde is, geleidt TS1 en hierdoor tevens
TS2. De collector van TS2 is dan vrijwel -12 V, hetgeen betekent, dat de serieFET staat afgeknepen en de shunt-FET in volledige geleiding is. Het ingangs­
signaal Vj wordt dan niet naar de uitgang doorgegeven.
TS3
2N4856A
-12V
UITGANG
-- °
Vj o
TS2
2N3013
15 k
+ 2,4V
1N971B
T
rsi
2N3829
TS4
2N3993
—M-
o-
1N971B
0V-
16
O’5*
3
+12 V
Fig. 3-14. Analoge schakelaar met twee FET's (Texas Instruments).
90
Maken we daarentegen de ingang van het commandocircuit +2,4 V, dan gelei­
den noch TS1 noch TS2. De collector van TS2 is dan +12 V, hetgeen betekent
dat de serietransistor volledig geleidt en de shunt-FET afgeknepen staat. Het
ingangssignaal V, wordt nu naar de uitgang doorgelaten.
11. Knipperlichtautomaat met UJT en thyristoren
Het geval kan zich voordoen dat men moet kunnen beschikken over een knipperlichtschakeling, waarin metalen contacten, zoals bij conventionele ontwer­
pen, ontbreken. Vooral wanneer de automaat in een sterk corrosieve atmosfeer
moet werken, is het gebruik van een schakeling, waarin geen relais is toegepast
zeer aan te bevelen.
/?/*
910 k
UJT
2N2646
SCR1 f SCW2 V
82 C3 7 ~MRC 7
IN
971A
7
J
808-3
(2x)
Fig. 3-15. Knipperlichtschakeling met UJT en thyristoren.
^C2*
O.Sy
RS
47
T
In fig. 3-15 is een knipperlichtschakeling weergegeven, waarin twee thyristoren
en een unijunctiontransistor zijn toegepast. De UJT met omringende compo­
nenten vormt een zaagtandoscillator, die op tweemaal de knipperfrequentie
oscilleert. Met de triggerimpulsen, die aan B1 ontstaan worden de thyristoren
ontstoken. De anodeweerstand van de linker SCR (SCR = Silicon Controlled
Rectifier) is relatief groot gekozen, want de stroom in deze weerstand moet
beneden de houdstroom van de SCR blijven.
Als er een triggerimpuls door de zaagtandoscillator wordt opgewekt, zullen de
beide thyristoren gaan geleiden. SCR2 blijft permanent geleiden terwijl SCR1
weer uit geleiding gaat als de triggerimpuls verdwijnt, want zoals reeds is op­
gemerkt, is R2 zó gekozen, dat de stroom beneden de houdstroom van de
thyristor blijft. C1 gaat zich vervolgens laden.
Bij de volgende triggerimpuls komt SCR1 weer in geleiding en blijft in deze
toestand tot de rechter thyristor SCR2 niet meer geleidt. Want door de negatief-
gaande spanningssprong aan de anode van SCR2, doorgegeven via C1, is deze
thyristor uit geleiding gegaan. De lamp dooft.
Bij de volgende triggerimpuls, die de UJT-oscillator opwekt, gaat SCR2 weer
91
geleiden en de cyclus herhaalt zich. De negatiefgaande spanningssprong, die
tengevolge van het ontladen van C1 aan de anode van SCR2 optreedt, moet
uiteraard langer duren, dan de opgewekte triggerimpuls aan de gate van SCR2.
12. Statische wisselstroomschakelaar met thyristoren en triacs
Voor het inschakelen van grote wisselstromen wordt in het algemeen gebruik
gemaakt van zgn. magneetschakelaars met zware contacten. Deze schakelaars
maken nogal lawaai en behoeven onderhoud. Met voordeel kan dan ook gebruik
worden gemaakt van thyristoren of een triac om wisselstromen te schakelen.
Een praktisch voorbeeld van een wisselstroomschakelaar met thyristoren
vinden we in fig. 3-16.
et
R1
-------- »-
33
0,lR
K-
A
Dl
v'e/r
220V
S
fA;
R2
220
e
D2
1
Belas­
ting
Fig. 3-16.
Statische wissel­
stroomschakelaar met thyri­
storen.
<-
O-
Sluiten we schakelaar S, dan zal, afhankelijk van de op dat moment optredende
fase, óf Th1 óf Th2 ontsteken. Tijdens iedere nuldoorgang van de wisselstroom
dooft de thyristor die in geleiding is, waarna even daarna de andere thyristor
in geleiding komt. Opent men de schakelaar S weer, dan wordt de stroom ver­
broken bij de eerstvolgende nuldoorgang van de wisselstroom.
In tabel 3-2 is een overzicht gegeven van de thyristoren, die men moettoepassen
Tabel 3-2
Th
1, Th 2
Koelelement
4>el.eff.
4A
BT100A
56256
9A
BT101
56256
BT102
9A
56256
BTY79 - 500R
9A
BTY87 - 500R
56253
16 A
BTX35 - 500R
56253
16 A
BTY91 - 500R
56253
20 A
BTX36 - 500R
56253
20 A
BTX81 - 500R
56253
25 A
BTX82 - 500R
56253
35 A
BTY95 - 500R
56279
60 A
BTX37 - 500R
56279
60 A
BTY99 - 500R
56279
90 A
BTX38 - 500R
56279
90 A
Dioden D1, D2: BY127 of BYX10
• Alu-koelplaat 1,5 mm, 6x6 cm
92
bij bepaalde belastingsstromen. Ook de te gebruiken koelelementen zijn in het
overzicht vermeld. De met een codenummer aangeduide koelelementen wor­
den door Philips in de handel gebracht.
Een wisselstroomschakelaar met triac is weergegeven in fig. 3-17. Met de
ci
R1
-5T-
HF
0,1 R F
BTX94/500
O
Veff = 220V
O
1
Fig. 3-17. Statische wissel­
stroomschakelaar met triac.
Bel ast i ng
toegepaste triac BTX94/500 kan men wisselstromen tot 25 A schakelen. Daar
zowel de thyristoren als de triac weinig sturing vragen, kan desgewenst een
reedrelais worden toegepast, waardoor op eenvoudige wijze bediening op
afstand mogelijk wordt, zonder lange leidingen waarop netspanning staat.
Het netwerk C1,R1 zorgt ervoor, dat ook bij inductieve belastingen spontane
ontsteking van de thyristoren en triac plaatsvindt, terwijl het netwerk ook
genoemde schakelelementen beveiligt tegen te hoge piekspanningen, die
vooral bij belastingen met een inductief karakter kunnen optreden.
VB =6V
—-------- O
[TAA 293
Ik
"K!
'7
R3
F
350
rs3
L
'6
R4
*C3
----- o-
L
T S iI
o
I
VB1 f'T/
TS1
Q
-o
_C
10
5
3
LDR07
\i
Rk
2,7 k
re
39
U560
12 k
-o
o
Fig. 3-18. Fotocelschakeling met TAA 293.
93
13. Fotocelschakeling met TAA 293
De TAA 293 is een lineaire IC, die door Philips op de markt wordt gebracht. In
deze geïntegreerde schakeling bevinden zich een drietal transistoren, waarvan
men een aantal aansluitingen naar buiten heeft uitgevoerd. Daardoor is dit uni­
versele circuit voor diverse toepassingen te gebruiken. Bij de fotocelschakeling
in fig. 3-18 staat TS2, als de LDR niet door licht wordt getroffen, in verzadiging.
TS3 geleidt dan niet en dit betekent, dat TS1 via RK sturing krijgt. De sturing
voor de eindtransistor dient zo groot te zijn, dat bij een bepaalde belasting de
transistor ook inderdaad volledig in verzadiging wordt gestuurd. Afhankelijk van
de belasting zal men RK dan ook een passende waarde moeten geven. Indien
men tussen de voedingsspanning en de uitgang een relaisspoel aansluit, dient
men de klemdiode niet te vergeten. De kathode van deze diode verbindt men
met de voedingsspanning, de anode met de collector van TS1.
Als de LDR door licht wordt getroffen, gaat TS2 uit geleiding en wordt TS3 in
verzadiging gestuurd. TS1 krijgt dan geen sturing meer en de uitgang van deze
transistor wordt hoog. Een eventueel relais aan de uitgang zal dan niet meer
worden bekrachtigd.
Door de emitterweerstand RE is er aan de ingang een spanningsdrempel ge­
creëerd. Het schakelen van de uitgang vindt dan ook plaats als de ingangsspanning deze spanningsdrempel overschrijdt.
Bij de schakeling in fig. 3-19 bestaat de drempel uit de te overwinnen stapspan-
6V
---- °
19------ '
R3
^0 •
Ik
R2
rsi
^0
?7—RL~ — fa
350
1
TAA 293
4
TS2
Q
-O
I
I
I__
L
2
3
8
— —ó-------- ------------------- — -
LDR 07
Rk
1,8 k
■O
Fig. 3-19. Fotocelschakeling met TAA 293 (2e versie).
94
ning van de ingangstransistor TS1 (ca. 0,7 V). Met de 1
spreiding in fotoweerstanden in de lichtsterkte, waarop
aanspreken, worden afgeregeld. Voor beide schakelingen
hoog is bij een lichtsterkte groter dan 1000 lx en laag is (ca.
te kleiner dan 300 lx.
kQ-potmeter kan de
de schakeling moet
geldt, dat de uitgang
0 V) bij een lichtsterk­
14. Spanningsdiscriminator met TAA 293
De TAA 293 is in de gegeven schakeling (fig. 3-20) met externe componenten
V'ö -- 6 k
-------------- --------------- ------------------- o
A 293
T7
R3
É
rsi
R4
T6
t'
~3SÖ
___ éll
rsj
TS1
*‘D
0
IQ
-O—------
o
I
\Rs
£
I
*9
L —-----------
10
—o ~
— Vq high
VQ
Rk
V,
Hl low
2,7k
39
n*
c
H 560
O
rB
1,2 k
■o
Fig. 3-20. Spanningsdiscriminator met TAA 293.
een Schmitt-trigger. Als de momentele waarde van de ingangsspanning 0 V is,
geleidt TS3 en ontstaat er over RE een spanningsval. TS2 staat dan afgeknepen.
Zodra de momentele waarde van de ingangsspanning de door de emitterweerstand opgewekte spanningsdrempel overschrijdt, kipt de schakeling door
de aanwezige rondkoppeling om en krijgt TS1 sturing via RK en wordt deze
transistor in verzadiging gestuurd.
Omdat R2 groter is dan Rc zal de drempelspanning over RE afnemen en we zien
dan ook, dat de trigger bij een veel lagere momentele waarde van de ingangs­
spanning in de oorspronkelijke toestand terugkomt. Dit voorkomt „twijfelen"
van het circuit als het ingangssignaal niet spontaan het drempelniveau over­
schrijdt of als er zich een stoorsignaal op het ingangssignaal bevindt.
De schakeling is ontworpen voor koppeling met DTL, waarbij de uitgang een
95
i
fan-out heeft van 2. Voor verschillende temperatuurgebieden geiden de volgen­
de drempelwaarden:
0 °C V;D
25 °C V'd
75 °C 1<D
= 1,3 V, ViT = 0,85 V
= 1,25 V, VjT = 0,80 V
= 1,15 V, ViT = 0,75 V
Voor de uitgangstransistor geldt een belastingskarakteristiek zoals gegeven in
fig. 3-21.
VQ Zo
Fig. 3-21. Belastingskarakteris­
tiek van de uitgangstransistor
uit de schakeling van fig. 3-20.
Iq Zo* (mA)
96
4
HF-schakelingen
1. Telegrafiezender voor de 80 m-band (100 mW)
De VFO (variabele frequentie-oscillator) is terug te brengen tot de fundamentele
Clapp-oscillator, die bekend staat als zeer frequentiestabiel te zijn (fig. 4-7). Het
stuursignaal wordt van de emitter van TS1 afgenomen en aan de basis van TS2,
die in klasse B werkt, toegevoerd.
De tankkring wordt gevormd door L2, C3. In de collectorleiding van de eindtrap
is een 20 mA-draaispoelmeter opgenomen. Met de bovenkant van de tankkring
is de antenne gekoppeld.
4A/r y
2
HF smoorsp
2,5 mH
0,001 p
LI
|57wc/9
TS1
120 k
2N2711
TS2
2N2711
of
2N2712
)25/nm 0
500p
lOOp
~^C3
' 6 80p
L2
35 wdg
25mm 0
c
J0-20mA
H 100 k
2,2k
?~c, 7TC2
5-15p 5-55p
0,001p
In
/ 2,5mH
) HF
smoorsp
0,01 p i
12V.tL—
12mA T
0,01p T
d
SLEUTEL
Fig. 4-1. Kortegolfzender voor CV/-100 mV/ (General Electric).
2. Draagbare zender voor 160 MHz-1 W
Deze zender, waarvan het schema in fig. 4-2 is weergegeven, wordt fasegemoduleerd. De modulator vinden we in het bovenste gedeelte van het schema.
Het signaal van de dynamische microfoon wordt versterkt met de eerste trap,
97
I
.
n *
4=5 S
sS
<n
2<§
. - s*=t_
<^-'J-
gg, g*==
-dP^
S\
44ss^
2cd
uj
u.
_N
ft -j
£
SS
gg.^
jyrh 2^1
~T? is
I*
ftij 9
= 1£ HP^
00
S2o
03
:<*> ih
■n
2
V
s(Vï
?
Ui
2
E
co
Q
--_Ir^
gi.P R1S sS n
n.
®
ft
•—
<*>
Q
<N
Htdpi
S«
co
*s
?s
s
Bs
X
Si
Ü21
#
§i=n7“=fe
h
S êR S
SS
»o
°dAp
CD
<p
.
ST--
25
__
si
03
s S_ £
B
22
ft:
g
ft
-DP^-I
S1I
B
co
-O
O
Y-]
!? rr x_
■S
Q
co
O
**.
CD
CD
C
■$
*<§
IP^.
u =
Q-j
J' 13
I '•:
co
in
<N
§
s :
®
O
U' cx
—p-
-j
X
ft
Uj
S>
■o
*
§ft
lo ft
r>> ui
CJ <N
dl—I
N
<N
CM
Q>
Q>
2§
2c
fx C
O) r\
U >N
ZpE S
^T“
së §
^c££
98
Q
’ï
g
8
- h
,1
Uj
__
dltr
us
-dH
u 9 >
2
2
CM
X
ft t
*
C
ft
Uj
ft
fT
UT
E
>
Uj
E
Uj
£
I
g
o
o
Q>
Hl^
TJ
c:
2}
,N
X
<N
5
»
O
in
CJ —
«>cr>
x. y
<Z)f>-) x.
Q
ö$r
§
■Q
dff SC
sj,
«O
o
r
S§
un
X
——
£1
u*
0)
0.
r\ Q.
--------
t
ft: IIT
_
s -
sC
g
2<N
J• EO
sdi—
2'
44 83
ir>
a—
<c
=j=®£
dFH
- v
Ï«Q
O O
— <N
ft
O Jc
53-
[i*=^s —
1
a
daarna via C4 aan een differentieertrap toegevoerd en vervolgens begrensd.
Achter de versterker volgt dan een onderdoorlaatfilter met een bovenste grensfrequentie van 3 kHz. De versterker met transistor TS3 is tegengekoppeld door
R16 tussen de collector en de basis van deze transistor aan te brengen. Een
dergelijke schakeling maakt het mogelijk een van de geluidssterkte onafhanke­
lijke regeling van de modulatie te realiseren. Met R12 in de modulator kan de
maximale frequentiezwaai van ± 5 kHz (f= 20,625 MHz) worden ingesteld.
De kristalgestuurde oscillator genereert op de derde overtoon en wordt gevoed
uit een gestabiliseerde voedingsspanning. De fasemodulator met capaciteitsdioden D2 en D3 beïnvloedt de kringen met L4 en L5. Alle verdubbeltrappen,
die na de kristaloscillator volgen, werken in klasse C in gemeenschappelijke
emitterschakeling. De eindtrap werkt in klasse B. In de collectorleiding van de
eindtrap is een netwerk van L en C opgenomen, om ongewenste oscillaties in
de HF-versterker te onderdrukken. De 7r-filterafstemming garandeert een mini­
male uitstraling van harmonischen. De eindtrap is van de andere verdubbeltrap­
pen elektrostatisch afgeschermd. De afscherming moet men zich in de figuur
denken tussen de collector van TS8 en het knooppunt L15, L16.
Eigenschappen van de zender:
Onderdrukking van harmonischen (MHz)
41,25; 61,875; 82,5
demping
330
demping
495
demping
660
demping
825
demping
70dB
75dB
83dB
96dB
98dB
Onderdelenlijst bij fig. 4-2.
L1 = 400 mH P-schaalkern P 18/11, FXC 3 H 1,
= 220,930 wdg, 0,11 mm CuL.
L2 = 10 aiH.
L3 = 17 wdg. 36 x 0,03 mm HF-litze; spoelvorm 3122 990 94131; schroefkern
3122 104 91631.
L4 = 25 wdg. 36 x 0,03 mm HF-litze, uitvoering zoals L3.
L5 = 27 wdg. 36 x 0,03 mm HF-litze, uitvoering zoals L3.
L6 = 13 wdg. 0,3 mm CuL, uitvoering zoals L3.
L7 = L6.
L8 = 5 wdg. 0,8 mm CuL, uitvoering zoals L3.
L9 = L8.
L10 = bredeband-smoorspoel 4312 020 36640.
L11 = 4,7 iM.
L12 = 2 wdg. 1 mm Cu, binnendiameter 8 mm, 1,8 mm spatie.
L13 = 2 wdg. 1 mm Cu, binnendiameter 6 mm, 2,5 mm spatie.
L14 = L10.
L15 = 12 wdg. 0,4 mm CuL, binnendiameter 4,5 mm.
L16 = 5 wdg. 1 mm Cu, binnendiameter 8 mm, 1,8 mm spatie.
L17 = 13 wdg. 0,4 mm CuL, gewikkeld op R36.
LI8 = 4 wdg. 1 mm Cu, binnendiameter 8 mm, 1,8 mm spatie.
X-tal = kwarts, derde overtoon 20,625 MHz.
R34 = 100 Q, draadgewonden.
99
Uitgangsvermogen bij diverse voedingsspanningen:
P2(W)
0,6
0,72
0,78
1,0
1,2
VB(V)
11,0
12,0
12,4
13,8 (nominale waarde)
15,2
n(%)
45
45
45
44
42
3. Frequentieverdrievoudiger met vermogensvaractordiode
Met behulp van een vermogensvaractordiode is het mogelijk frequentievermenigvuldiging te verkrijgen met een relatief hoog rendement.
Met de vermenigvuldiger kan men een signaal van relatief lage frequentie om­
zetten in een hogere frequentie. Vooral bij zendamateurs zal deze schakeling
bijzonder aanspreken. In fig. 4-3 is een verdrievoudiger weergegeven, die
geschikt is om een signaal van 150 MHz om te zetten in een 450 MHz-signaal.
In de schakeling is de varactordiode BAY96 toegepast, die geschikt is voor
relatief hoge ingangsvermogens.
50 ohm
O------
C2
LI
L3
&
50 ohm
-O
L2
IN­
GANG
Cl
•O
O-
UIT­
GANG
■O
Fig. 4-3. Frequentieverdrievoudiger met een vermogensvaractordiode (Valvo).
Onderdelenlijst bij fig. 4-3
D
R
C1
C2
C3
C4
C5
=
=
=
=
=
=
=
BAY96
100 kü
7...100 pF
2...13 pF
2...13 pF
2...13 pF
2...25 pF
L1 = 6,5 wdg. 1,3 mm CuL, 14,3 mm lang, binnendiameter
7,5 mm.
L2 = 2 wdg. 2 mm CuL, 7,9 mm lang, binnendiameter 6,7
mm.
L3 = koperband 0,5 mm x 6,3 mm, 25,4 mm lang, chassisafstand 14,3 mm.
In fig. 4-4 zijn twee grafieken weergegeven, die ons een indruk geven van het
uitgangsvermogen P2 en het rendement van de schakeling als functie van het
ingangsvermogen P1. De BAY96 wordt door Philips in de handel gebracht.
4. VHF-voorversterker met MOSFET's-200 MHz
Het HF-signaal wordt via een afstembaar 7r-filter toegevoerd aan gate 1 van de
MOSFET (fig. 4-5). Het versterkte signaal ontstaat over het afstembaar irfilter
in de drainleiding. Sterkteregeling is mogelijk door de DC-spanning op gate 2
100
"1
(*/•)
p2
(w)
20
• 60
10
‘°O
O
35
25
45 Pi (W)
35
25
Fig. 4-4b. Rendement als
functie van het ingangsvermogen.
*5 Pl(W)
Fig. 4-4a. Uitgangsvermogen
als functie van het ingangsvermogen.
te variëren. Bij een spanning van 8 V aan gate 2 treedt de grootste versterking
op. Enkele eigenschappen van de schakeling zijn: vermogensversterking = 16,5
dB, ruisgetal = 2,8 dB. De versterking is 45 dB te regelen, wanneer de spanning
aan gate 2 wordt veranderd van +8 V naar -3 V.
0.001p
0,00/p
HH
O +8V
10 k
0,00 lp
HH
110k
SFB 8970
0,001p G2.
560k
LI
Tn r
L2
1
JjlII*
7’Q
G/\i
I
±8,2p |
I
—O + 18V
HF
SM00RSP
= 0,001 p
T^P
-
Fig. 4-5. 200 MHz-versterker met MOSFET (Texas Instruments).
L1 4 wdg. 0,8 mm CuL op spoelvorm 7 mm;
L2 3 wdg. 0,8 mm CuL op spoelvorm 7 mm;
HF-smoorspoel = 1 pH;
C1 = C2 trimmer 4-30 pF ker.
5. Mengtrap met MOSFET's-200 MHz naar 45 MHz
De schakeling (fig. 4-6) is van ongeveer dezelfde opbouw als die uit figuur 4-5.
Het oscillatorsignaal wordt geïnjecteerd op gate 2. Enkele eigenschappen: de
conversievermogensversterking bedraagt 20 dB bij een oscillatorspanning van
3 Veff; de drainstroom is 8 mA en de bandbreedte van de drainafstemming 4,5
MHz.
6. Draagbare ontvanger met 6 transistoren
Deze transistorontvanger is geschikt voor ontvangst van stations op de mid­
dengolf en de lange golf (fig. 4-7a).
101
LOCALE OSC
245 MHz ©------- t------56 n
4: 2.2n
SFB8970
0,001p G2S~r^_
/
—
200
MHz 0.001/J
nTJ
L1
1
V
a)
D z*
J
==2,2p
G1
O.OOIfj
/Okl
0001fj
=27 •
91k
1H
75ohm
H.
110k
■0+18 V
Fig. 4-6. 200 MHz naar 45 MHz-mengtrap met MOSFET (Texas Instruments).
L1 4 wdg. 0,8 mm CuL op spoelvorm 7 mm;
C1 trimmer 1,5-7 pF ker.
TS1 fungeert als zelfoscillerende mengtransistor. De ingangskring wordt ge­
vormd door een ferrietantenne, waarop zich 3 wikkelingen bevinden t.w. L1, L2
en L3. De oscillatorafstemming wordt gevormd door L4 en een afstemcondensator. Door de koppeling tussen de emitter- en de collectorketen komt het oscil­
leren tot stand.
De middenfrequentcomponent wordt door middel van een middenfrequentfilter afgescheiden en naar de eerste MF-versterker gevoerd. Nadat het signaal
hier verder is versterkt, vindt detectie plaats met de diode D2. Het gedetecteerde
signaal, alsmede de gelijkstroomcomponent die uit detectie is verkregen,
worden met TS3 verder versterkt (4-7b). Van de emitter wordt een regelcomponent afgeleid, die D1 meer of minder in de doorlaatrichting stuurt. De diode
dempt de ingangskring.
Het LF-signaal, dat uit de detectie wordt verkregen, wordt vervolgens verder
versterkt met TS3 en via TS4 naar een complementaire eindtrap gevoerd. Met
deze complementaire eindtrap is de luidspreker verbonden. De totale verster­
king van antenne tot luidspreker bedraagt 100 dB (f = 1 MHz, modulatiefrequentie 1 kHz, m = 0,3), de 3 dB-bandbreedte is 5,6 kHz. De signaalruisverhouding is 26 dB bij een signaal op de MG van 800 pV/m en op de LG van 4,5
mV/m.
Spoelgegevens:
Middengolf
Lange golf:
510.. .1620 kHz.
150.. . 270 kHz.
Antennekring:
Middengolf: L1 = 55 wdg. 30 x 0,04 CuL. L3 = 17 wdg. 30 X 0,04 CuL, over LI
gewikkeld, aftakking op 3 wdg.
102
a«
Ó'TJ
—F
<N
4
5
4
m
§0
l4flF—
sIjP
§
'n S
1-1
4
iM
I
lo
unj------------ 1
I
l_2!
£i
4
Si
Uk____ ,
o>
J=
CQ
ES
£
r;"" -l£
1 |2~
tf»
Q>
£
I
I
r-^
£
l
I
-----L2L _ .
I
I
_"_ 2J
1
1F
IN
4
Ihr
o o-
Q
co
<N
a.
*x
-sir
q§4
21
2X
o
«o
ÏM
"O
q5
_Q>
§
*N
in
1
-Q
O1
<X3
tQ
4
§
>>
=0
èc
4
<N CXJ >
£
■4
4
£
4
Q.
.tf»
co
||S
4
s
Jc
—L
<N
o
ï
£
<3
<O
-M—’
«N
4
103
Lange golf: L2 = 140 wdg. 30 x 0,04 CuL.
Ferrietstaaf 200 x 10 FXC 4B1 (VK 20611) Valvo.
Oscillatorkring:
L4 = 83 wdg. 10 x 0,03 CuL, aftakking op 3 wdg.
L5 = 7 wdg. 10 x 0,03 CuL, over L4 gewikkeld.
"ï
E
0)
■O
U.
o
c
•3-2
—
♦ 3
•2
i
<N
£
<£>
d
&
o
ïo
3
o
QJ
E
O)
5
O
6
u
-Q
O)
nj
2 in*’»
E
Q
£
o
4
’C
£
" «22
5
o'
s
i
-Q
104
u
Middenfrequentfilter:
Primaire: 76 wdg. 30 x 0,03 CuL;
Secundaire: 76 wdg. 20 x 0,03 CuL, aftakking op 8 wdg.
Detectorkring:
Primaire: 76 wdg. 10 x 0,03 CuL;
Secundaire: 49 wdg. 10 x 0,03 CuL, over de primaire gewikkeld.
Het beste is de oscillator-, middenfrequent- en detectorfilters als kruisspoelwikkelingen uit te voeren. Spoelvormen met ferrietkernen FXC 3 B.
7. Unijunction-CW-monitor
Met deze schakeling kunnen we telegrafiesignalen direct bij de zender hoorbaar
maken (fig. 4-8). Het HF-signaal, dat bijvoorbeeld met de koppelspoel kan
worden ontleend aan de tankkring van de zender, wordt gelijkgericht met een
conventionele diodedetector. Over de afvlakcondensator van 0,01 /jlF ontstaat
een gelijkspanning, waarmee we de UJT-oscillator voeden. De UJT-oscillator
wekt weer een impulssignaal op, dat we aan een luidspreker, een hoofdtelefoon
of aan beide tegelijkertijd kunnen toevoeren. We horen dus, wanneer de eindtrap van de zender een HF-signaal afgeeft, een toon in hoofdtelefoon of luidspre­
ker.
220p
HF ƒ
koppel- r
spoel
|
2-3wdg.
IN 4009
Hl|]roon/>oogfe
HF
smoorsp
2.5 mH
UJT
2N26C6
Fig. 4-8. Unijunction-CW-mo­
nitor (General Electric).
ÖBj
8. FM-middenfrequentversterker en demodulator met TBA 120
De monolithische geïntegreerde schakeling TBA 120 is ontworpen voor toepas­
sing als FM-middenfrequentversterker en detector in TV-ontvangers en FM-omroepontvangers (fig. 4-9).
De geïntegreerde schakeling bestaat uit een symmetrische bredebandversterker en een coïncidentieschakeling als FM-detector. Geluidssterkteregeling kan
worden gerealiseerd door een potmeter tussen aansluitpunt 5 en aarde aan te
sluiten. De regeling van de versterking wordt verkregen door het veranderen
van de emitterstroom van één van de differentiaalversterkertrappen in de MF-
versterker. De sterkteregelaar voert alleen gelijkstroom, zodat de leidingen naar
105
de regelaar ongevoelig zijn voor brom. Op afstand bedienen van de geluids­
sterkte geeft dan ook geen problemen.
-------- O
+ 12V
2ün
’«
L F
-----O
■>
60
56 p
IF
iF
l
u
5,5 MHt
QB: 30
-6------ p-------P-
t—ö--------- ö- -
13
10
11
12
3
9
DUL A TOR
3
-o -
rg =
60 n
II
I
i
i
I
I
I
--- P6------- ó 7_j
5k
log
r~
ii F
DEMO-
VERSTERKER
I
L_
1U
-O
Fig. 4-9. FM-middenfrequentversterker en demodulator in IC type TBA120.
In fig. 4-10 is de TBA 120 toegepast als 5,5 MHz-geluids-MF-versterker en
demodulator. De ontkoppelcondensator van 22 nF tussen de aansluitingen 8 en
22 n
22n
I-------I
I J_
V
y i
l22Óp
X' 1
I
MF
o—
_
120
ze?
F12 uv
-o
i
I____
L F
—O
"ILop
14
13
12
11
10
9
8
6
7
TBA 120
22 n
r~
i
i
I
:
|',5n
1
2
3^5
—„.i
I
L2 I
._ J
56 p
5k
log
o
o
-n
o---------- ------- *van
de
TBA
120
in
een
5,5
MHz-geluidsdeel
Fig. 4-10. Toepassing
van een
TV-ontvanger.
106
11 bepaalt te zamen met de geïntegreerde weerstand R8/11 van 2,6 kfl de tijd­
constante van de de-emphasis.
Cs is afhankelijk van de grootte van de bromspanning, die eventueel op de
voedingsspanning van de ontvanger mocht optreden. Bij een schone voedings­
spanning kan Cs eventueel vervallen.
Spoelgegevens:
Middenfrequenttrafo: Neosid kleinfilter 7 mm x 7 mm.
Ingangsspoel L1: 12 wdg. 0,1 mm CuL, kernmateriaal: F 10 B, Qo =80.
Demodulatorspoel L2: 4 wdg. 0,1 mm CuL, kernmateriaal: F2, Q= 50
Eigenschappen van de schakeling:
Voedingsspanning = 12 V, MF = 5,5 MHz, Tomg = 25 °C
Opgenomen stroom
......................................
M F-spanningsversterking
MF-uitgangsspanning bij begrenzing
LF-uitgangsspanning
bij V = 10 mV,
= 25 kHz, fLF = 1 kHz
AM-onderdrukking
bij V< = mV, fLF = 1 kHz, m = 30%
. .
Ingangsspanning, waarbij de begrenzing optreedt
Uitgangsweerstand
......................
Regelbereik geluidssterkteregeling P
5 kü
Tijdcontante van de de-emphasis
. 17 mA.
60 dB.
240 mV.
600 mV
. . 55 dB
70 (<200)
.
. 2,6 kQ
.
.
60 dB
.
.
50 AXS
9. MF-versterker, begrenzer, FM-detector en LF-stuurtrap in één enkele IC
RCA brengt op het ogenblik een monolithische IC op de markt, waarin een MFversterker, begrenzer, FM-detector, elektronische verzwakker en een stuurtrap
voor een LF-eindversterker zijn ondergebracht. Op de chip is voorts een sta bil isatorcircuit met zenerdiode aanwezig voor het constant houden van de voe­
dingsspanning van de IC.
In fig. 4-11 is het blokschema van de IC weergegeven die onder de typering
CA3065 in de handel wordt gebracht. Het monolithische circuit bevindt zich in
een dual-in-line-omhulling voorzien van 14 aansluitingen. De posities van de
aansluitingen zijn zó gekozen, dat het mogelijk is de omhulling automatisch in
de gaten van een printed-circuitboard te steken. In het kader van de automatise­
ring van produktielijnen is deze ontwikkeling dan ook van uitermate groot
belang. Het van de mengtrap van de ontvanger verkregen MF-signaal wordt,
zoals uit het schema blijkt, aangesloten tussen de aansluitingen 2 en 1 van het
circuit. De aanwezige versterker zorgt ervoor, dat hetsignaal op voldoende sterk
niveau komt, teneinde de FM-detector te kunnen sturen. De elektronische ver­
zwakker maakt het mogelijk de sterkte van het geluidssignaal te regelen. Door
107
een variabele weerstand tussen punt 6 en aarde aan te sluiten, is verzwakking
van het geluidssignaal met 60 dB mogelijk. Het is hierbij geen bezwaar, dat er
zich tussen de potmeter en de IC een lange draad bevindt. Het oppikken van
brom behoeft men niet te vrezen, zodat ook geen afscherming nodig is.
Achter de verzwakker volgen tenslotte nog een buffer en een audiostuurtrap die
een npn-vermogenstransistor direct kan sturen. Van de kenmerkende eigen­
schappen van het circuit noemen we nog de uitstekende AM-onderdrukking van
j
=)«>
o
>>
3 w>
i-
<?
=J>.
ÖCZ
3
e c
ZZJo.
o
<*>
Ü?
ife
O
2<5
5
U)
i<- f
l—l
—J
§
L
4>~
o
2 "T"
r
r
o
£
o
1 AflM
% *
cT
Q' II
r
£
x^S
£
M
i
£
li
ïë
a
;
ü
dl-è^
*
3
o
rn
5
■Q
§
I
<0
E
a>
Hif.±Aih*
-*
£
J hIc5T
4
r^0
14—n
i?
n£
o
ft
<-L
li
•J- $
* a
108
uS
gemiddeld -50 dB bij 4,5 MHz, hoge gevoeligheid, 200 /zV voor uitsturing naar
het begrenzingsniveau bij 4,5 MHz en een beschikbare uitstuurstroom aan de
LF-uitgang van 6 mApp. Slechts een FM-tuner is nodig om een volledige FMontvanger te maken. In fig. 4-12 is de frequentiekarakteristiek van het MF-deel
van de CA 3065 weergegeven.
kJU
70
60
«n
? 50
—
H
H
!*°
Ui
5Ui
Fig. 4-12. Frequentiekarakteris­
tiek van het MF-deel.
30
=*• 20
*
,0
—[
_____ 0
OJ
FftEO
1_10
f (MH1)
10. 2 m-zender-ontvanger
10.1. Inleiding
De laatste jaren is er bij de zendamateurs interesse ontstaan voor mobiel
zenden. Momenteel zijn er in ons land op de verschillende amateurbanden
enkele tientallen zendamateurs op deze wijze werkzaam. De grootste belang­
stelling gaat uit naar de 2 m-band, een rustige kortegolfband, waar de antennes
voor mobiel gebruik aantrekkelijke afmetingen hebben.
Veel mobiele 2 m-stations werken nog met buizenzenders. De apparatuur is
meestal omvangrijk en leent zich niet bijzonder voor draagbaar gebruik. Een
auto is noodzakelijk, zowel voor het vervoeren van de apparatuur als voor het
voeden van de schakelingen.
Het mobiel zenden zal ongetwijfeld aan populariteit winnen, als het niet meer
nodig is een auto ter beschikking te hebben. We kunnen dit realiseren door de
zend-ontvangschakelingen volledig te transistoriseren.
In deze paragraaf zullen we een draagbare 2 m-zender-ontvanger bespreken
waarvan de zender-eindtrap een vermogen op neemt van 0,4 W. De gehele zendontvangschakeling wordt gevoed uit 4 in serie geschakelde platte batterijen van
4,5 V.
10.2. Zender
De zender (tig. 4-13) is kristalgestuurd en bestaat uit 5 trappen. De stuuroscillator
wekt met behulp van een 8 MHz-kristal een overtone-signaal op van 24 MHz.
In de tweede transistortrap wordt het signaal in frequentie verdrievoudigd. In
de derde trap vindt verdubbeling van frequentie plaats, zodat een signaal met
een frequentie van 144 MHz ontstaat.
109
Dit signaal wordt in de stuurtrap op een flink energieniveau gebracht,
om de eindtrap tot een input van 0,4 a 0,6 W te kunnen uitsturen.
voldoende
De zender wordt amplitudegemoduleerd met een drietrapsmodulator.
Er wordt
collectormodulatie in stuur- en eindtrap toegepast.
r~
afih
AFQl
K
Stuur trap
Vordrioroua-gor
7JMH1
|
lUMHl
IUMH,
himh,
" Wiï I
af m
JNJ90SA
AFr ii
JHJ90SA
Krittalaottfafor
JlMHl |
Halo
ooi anno
ZENDER
Microfoon
Voor Hrihrttr
Stuur trap
AC VS
AC IJ»
f mat r op
GFt4JO»/6o\
JNJ9OSA
MODULATOR
Fig. 4-13. Blokschema 144 MHz-zender.
10.3. Ontvanger
De toegepaste ontvangerschakeling (fig. 4-14) is een dubbelsuper.
In een voorversterker wordt het 2 m-signaal versterkt met een MM850, een
ruisarme VHF-transistor. Achter de voorversterker volgt de 144 MHz-mengtrap,
waar het 2 m-signaal naar een middenfrequentie van 9 MHz wordt omgezet. De
mengoscillator is kristalgestuurd. Uitgegaan wordt van een 27 MHz-kristaloscillator, die na vervijfvoudiging van frequentie met twee transistoren de mengtrap
stuurt.
VHF **">11"*
VHF I/**•/««tfjfi
jsa
- ssa
Fig. 4-14. Blokschema ontvangergedeelte.
nnfipn verKreycM
.
MHz-MF-component
metIneen
AF114
De door het meng«
naar9 de
tweede mengtrap wordt
gevoerd.
deze
trap
(AF124) verder verster
dat aan de MF_versterker van een Japans
ontstaat een MF‘s'9"\nevOerd. Hier wordt tenslotte het signaal gedetecteerd
ontvangertje wordt oe9
en laag’requent verst
110
10.4. Output-indicator en S-meter
Teneinde de output van de zendereindtrap en de sterkte van de ontvangen
stations te kunnen meten, is een sterktemeterschakeling met twee transistoren
ingebouwd.
10.5. Toongenerator (pieper)
Op de modulator kan een toongenerator (bestaande uit twee multivibratoren)
worden aangesloten, die de zender dubbeltonig moduleert.
10.6. Behuizing van de zend-ontvanger
De schakeling met voedingsbatterijen is ondergebracht in een grijs gespoten
plaatstalen kastje met de afmetingen 26 x 16 x 10 cm.
10.7. Stuuroscillator
Bij de bespreking van het blokschema is reeds opgemerkt, dat de stuuroscillator
in overtone oscilleert. Overtone-oscillatoren worden in zenderschakelingen uit
economische overwegingen toegepast.
De collectorkring L1,C2isop24MHz afgestemd (zie fig. 4-15). De transistor TS1
Cl»
HH
rst
rjn
cn
Op
- ^io?
X-tal
Omh,
|s>s*
04 90
/r
CI7
3-ISp
7 “3X)p
‘3-30p
Q
|«I2
•Op
1
n„o
J0>J0m>
IHHHi
OS fl *«f|
i*Uu*|l
n.o
pré
X n:
z/o
2^'tb»la» >
i trafp
t,p, 04 40
Ourpuf
04W|
C3I X
OU
JJt,
* aar (5)
n»»
1147*
T ACrs7125
C13
•Op
•Op
o10»
is n
H
•" o
*z«n
540 H
•
CM
*P
II
Fig. 4-15. 144 MHz-zender met transistoren. TS5 is te vervangen door een 2N2905A.
111
staat voor de derde harmonische van de kristalfrequentie in gemeenschap­
pelijke basisschakeling. Voor deze frequentie vormt het kristal namelijkeen lage
impedantie tussen basis en aarde. Aangezien bij de basisschakeling collector­
en emitterspanning in fase zijn, is het aanbrengen van een kleine capaciteit tus­
sen collector en emitter voldoende om de schakeling tot oscilleren te brengen.
Het op 24 MHz brengen van de afstemkring kan het best geschieden met een
griddip- of tunneldipmeter. Controle of de stuuroscillator inderdaad op 24 MHz
oscilleert, kan eveneens geschieden met de dipmeter, geschakeld als absorptiemeter. Eenvoudiger nog is het te luisteren op een kortegolfontvanger, als men
hierover de beschikking heeft. Met de regelbare weerstand R4 regelt men af op
maximale HF-output. De HF-output kan ook worden gemeten door een voltmeter over R6 aan te sluiten.
10.8. Verdrievoudiger TS2
In de versterkertrap TS2, waarvan de transistor ook in gemeenschappelijke
basisschakeling staat, wordt het opgewekte oscillatorsignaal in frequentie
verdrievoudigd naar 72 MHz. De transistor staat op het afknijppunt ingesteld
zodat alleen de positieve fasen van de stuurwisselspanning een collector-wisselstroom veroorzaken. Door de niet-lineaire ingangsweerstand van de verster­
ker ontstaat een krachtige derde harmonische van het stuursignaal.
De 72 MHz-component wordt vervolgens met TS3 in frequentie verdubbeld naar
144 MHz. TS3 staat weer in gemeenschappelijke basisschakeling, omdat deze
schakeling hier voor de AF114 de beste eigenschappen geeft. De transistor krijgt
een kleine voorinstelling met behulp van de spanningsdeler R8a, R8b. De
praktijk heeft geleerd dat bij deze instelling de tweede harmonische het sterkst
is.
De kringen in de versterkertrappen TS2 en TS3 worden op de juiste frequentie
ingesteld met behulp van een griddipmeter. Nauwkeurige instelling kan ge­
schieden door in de resp. collectorleidingen een stroommeter op te nemen. De­
ze zal in de collectorleiding van een versterkertrap een maximale uitslag geven
als de LC-kring, die verbonden is met de ingang van de transistor in afstemming
wordt gebracht.
De collectorkring van TS3 is afgestemd op 144 MHz. Met het signaal over deze
kring wordt de stuurtrap gestuurd. De toegepaste AFY10 (2N2905A) staat in
gemeenschappelijke emitterschakeling. De gemeenschappelijke emitterschakeling bleek hier de gunstigste resultaten te geven. Aangezien de positieve fase
van de stuurwisselspanning de 0VEBO van 1 V niet mag overschrijden, is tussen
de basis en aarde een OA90 aangesloten. Met de stuurtrap is tenslotte de eindtrap TS5 verbonden, die uit de batterij in niet-gemoduleerde toestand een
vermogen van 0,4 W opneemt. Het basiscircuit van de AFY11 is inductief gekop­
peld met TS4. Door de inductieve koppeling wordt het mogelijk de tankkring
in de emitterleiding van de AFY11 op te nemen. De collector kan dan verbonden
worden met een koelvin of koelvlak, waardoor een groter vermogen toelaatbaar
112
wordt. Het is duidelijk, dat dit onmogelijk wordt, wanneer de tankkring in de coIlectorleiding is opgenomen, daar het koelvlak teveel capaciteit t.o.v. aarde
vertoont. Teneinde bij hogere temperaturen thermische instabiliteit te voorko­
men, zijn zowel in de stuur- als de eindtrap kleine emitterweerstanden op­
genomen, ontkoppeld met condensatoren van 1000 pF.
Het in de band brengen van de kringen in de trappen TS3 en TS4 geschiedt met
behulp van de griddip- of tunneldipmeter. Als de kringen in afstemming komen,
zullen we op de meter een maximale uitslag waarnemen. De tankkring wordt
precies ingesteld met behulp van de output-indicator. Dit onderdeel bestaat uit
een detectorschakeling, die een gelijkspanning afgeeft, als in de tankkring een
wisselspanning werkzaam is. De gelijkspanning wordt naar een staartversterker
met draaispoelmeter gevoerd. In het ontvangergedeelte komt deze schakeling
ter sprake. HF-smoorspoeltjes in collectorleidingen bleken noodzakelijk om
parasitair genereren via de voeding te voorkomen. De smoorspoeltjes kan men
wikkelen op een weerstand met een lengte van 10 mm en een diameter van 3
mm.
Tabel 4-1. Spoelgegevens
20 wdg. litzedraad, gewikkeld op een Philips-spoelvorm met ferroxcube kern, spoel­
diameter 7 mm.
L2 8 wdg. vertind montagedraad, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend.
L3 5 wdg. vertind montagedraad, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend; tap op 1 wdg.
vanaf C11.
L4 5 wdg., vertind montagedraad spoeldiameter 10 mm, zelfdragend; tap op 2 wdg.
van C14.
L4s 2 wdg. geïsoleerd montagedraad spoeldiameter 10 mm. Spoel aan de koude kant
tussen de windingen van L4 geschoven.
L5 5 wdg. vertind montagedraad spoeldiameter 10 mm, zelfdragend,
collectoraansluiting op 2,5 wdg. van de aardkant,
antenne-aansluiting op 1 wdg. vanaf de aardkant.
HF-smoorspoeltjes,
spoelvorm: een weerstand met een waarde hoger dan 3k3, een diameter van 0,3 a
0,4 mm en een lengte van 15 a 20 mm. Aantal wdg. 30, CuL 0,1.
L1
Men gebruike voor de spoelen L2 t/m L5 stevig montagedraad met een diameter
van 0,5- 1,0 mm.
Stuurtrafo modulator: Jennen 10-20, uitgangstrafo modulator: Jennen 06-80.
Trafo's van andere fabrikaten zijn uiteraard ook te gebruiken, zoals bijv, de
Philips-trafo type AD9052 voor de Jennen 10-20 en de Philips-trafo type AD9036
voor de Jennen 06-80.
Zoals uit het schema blijkt zijn de eerste 4 trappen van de zender capacitief met
elkaar gekoppeld. Deze wijze van koppeling maakt het mogelijk op eenvoudige
wijze een goede aanpassing tussen de trappen te realiseren. De spoeltjes L3,
L4 en L5 zijn vrijdragend en gewikkeld van vertind montagedraad.
10.9. Antenne
Een goede rondstraler voor mobiele doeleinden is de halo-antenne, waarvan
113
in fig. 4-16 een afbeelding is gegeven. De hoepel dient een buitenomtrek te heb­
ben van ca. 80 cm. Over de uiteinden van de gebogen geleider wordt een trim­
mer van ca. 15 pF geplaatst, teneindedeantenne voor dezendfrequentieprecies
in afstemming te kunnen brengen. Aangezien een halo-antenne in het midden
een zeer lage impedantie heeft, kan zonder meer geen 72 Q-coaxkabel worden
aangesloten. Daar de impedantie naar de uiteinden van de gebogen geleider
toeneemt, is er langs de omtrek van de halo-antenne wel een punt te vinden,
dat overeenkomt met een impedantie van 72 Q.
Deze tap ligt bij de in fig. 4-16 gegeven constructie ca. 11 cm uit het midden.
De eigenfrequentie van de halo-antenne kan worden bepaald met een griddipmeter. Men koppelt de spoel van de dipmeter met de aanpassingslus voor de
72 O-coaxkabel.
iicm.
Buitenomtrek
80cm
Koperdraad
luie
2mmX
lOmm
Buil 4mm^
materiaal;
koper of alum.
Trimmer tondentator
3-15p
Matt
Fig. 4-16. Halo-antenne voor
144 MHz.
|coar kabel 72fi
Een nauwkeurige afregeling van de antenne op de zendfrequentie geschiedt als
volgt. Op een afstand van ca. 1 meter van de halo-antenne wordt een griddipmeter of veldsterktemeter opgesteld. De zender wordt in bedrijf gesteld en men
regelt de antenne met de trimmer zó bij dat een maximale uitslag op de griddipmeter wordt verkregen.
Aan de zenderzijde wordt de coaxkabel via de zend-ontvangschakelaar aange­
sloten op de tankkring. De tap is gemaakt op 1 winding vanaf de aardkant.
10.10. Modulator
De modulator is een conventionele LF-versterker, waarvan de eindtrap geschikt
is gemaakt om de zender te kunnen moduleren (zie fig. 4-15).
114
De GFT4308/60 is hier gebruikt om zijn hoge toelaatbare collectorspanning. Bij
sinusvormige uitsturing kan gedurende de negatieve fase van het modulatiesignaal een spanning optreden van 36 V. Transistoren als de OC72 en OC74 zijn
hier, vanwege de lagere L/CE max, niet te gebruiken.
Een andere transistor, die geschikt is voor de modulator, is de 2N2904 of
2N2905. De instelpotentiometer van de eindversterker R27 wordt zó ingesteld,
dat bij ongemoduleerd signaal, de collectorstroom van de GFT4308/60 gelijk
wordt aan de stroom, die de stuurtrap en de eindtrap van de zender opnemen.
Zoals uit het schema blijkt, wordt de zender gemoduleerd in de stuurtrap en P.A.
(P.A. = Power Amplifier).
Modulatie van de stuurtrap betekent een veranderlijke sturing van de eindtrap.
Aangezien het opgewekte HF-vermogen van de eindtrap zich wijzigt met de
beschikbare sturing, is het duidelijk, dat moduleren van de stuurtrap met succes
kan worden toegepast.
10.11. Eindtrappen met silicium-npn-transistoren (fig. 4-17 en 4-18)
Evenals Siemens Duitsland, stelde N.V. Diode te Utrecht transistoren beschikModulttor
Ntnr modultttr
10»
Hf
imptrip
imoerip
Orittrlrtp
IH-
rs*
2N2905A
J
pJO
l<70
rss 2A/22/94
In
Z"
AnltMi
|
2N2219A
Tnnhnnng
1 /f.
)->»P
'
Anfnnt
Fig. 4-18. P.A. met MM 1711.
Fig. 4-17. P.A. met MM 1711
(2N2219A).
Onderdelenlijst bij fig- 4-17;
L4s = 2 wdg. geïsoleerd montagedraad.
L5 = 5 wdg. vertind montagedraad; spoeldiameter 10 mm zelfdragend collectortap
op 2 wdg. van de aardkant.
Antennetap op 1 wdg. van de aardkant.
Onderdelenlijst bij fig. 4-18;
MM 1711 geklemd in een koelvlak 30 x 30 mm aluminium, 2 mm dik.
L4s = 1 wdg. geïsoleerd montagedraad, spoeldiameter 10 mm.
L5 = 5 wdg. vertind montagedraad, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend.
Collectortap op 2 wdg. vanaf de HF-smoorspoel.
Antennetap op 1 wdg. vanaf de HF-smoorspoel.
115
baar voor de proeven met zendereindtrappen. Het betrof hier de MM 1711, die
volgens de fabrikant een fT heeft van 350 MHz. Dit betekent, dat de transistor
bij 144 MHz nog een H(e heeft van ca. 3,5.
De experimenten hebben geleerd, dat met de MM1711 een niet zo gunstig
rendement is te verkrijgen, als met de AFY11. De 2N2905A is hier eveneens te
gebruiken, zij het met een iets lager rendement. Een redelijk rendement wordt
op prijs gesteld, daar de schakeling uit batterijen dient te worden gevoed. Ont­
leent men de voeding aan een accu, dan wordt het rendement minder belangrijk,
althans bij zenders met klein vermogen.
Een groot eindvermogen verkrijgt men door óf een hoge voedingsspanning en
een lage belastingsstroom óf een lage voedingsspanning en een hoge belastingsstroom. Aangezien de toelaatbare collectorspanningen voor VHF-transistoren betrekkelijk laag liggen (althans voor laaggeprijsde transistoren), dienen
we voor relatief grote vermogens, hoge collectorstromen aan te houden. Daar
de VHF-stroomversterking van de transistoren bijzonder laag is, betekent een
hoge collectorstroom veel sturing, te leveren door de stuurtrap. Een ander be­
zwaar van een hoge collectorstroom is, dat in de afstemkring grote stromen
gaan vloeien. Als we de verliezen willen beperken, dient een lage kwaliteitsfactor Qte worden aangehouden, hetgeen neerkomt op een grote afstemcapaciteit
en geringe zelfinductie. Een verminderde Q betekent ook een geringere onder­
drukking van harmonischen.
Aantrekkelijker is dan ook het uitgangsvermogen te verkrijgen uit een hogere
voedingsspanning en een lagere collectorstroom. Het opgenomen vermogen
van de stuurtrappen kan dan sterk worden beperkt en een hogere Q van detankkring kan worden aangehouden. Door de hogere Q is de koppeling tussen
transistor, kring en belasting hechter te maken, waardoor een betere energieoverdracht ontstaat.
Een eis, die dan aan de transistor moet worden gesteld, is een hoge toelaatbare
collectorspanning en een hoge uitgangsimpedantie. De uitgangsimpedantie,
die parallel aan de kring komt te staan, mag de Q niet bederven.
De MM1711 schijnt een lagere uitgangsimpedantie te hebben dan de AFY11.
Voor een optimale HF-energie-overdracht naar de tankkring dient men nl. de
collector van de MM1711 op een lage tap aan te sluiten. Bij een opgenomen
vermogen van 0,4 W blijkt de opgewekte HF-energie lager te zijn dan bij een
eindtrap met AFY11.
T
BSY34
Ctlictori* nrbin
mtt iQtlrl»h
BSY34
Fig. 4-19. Balans-B-eindversterker met 2x BSY34 of 2 *
2N2219A.
* x
~~1
£
i
3
116
Tabel 4-2. Gegevens van transistoren, geschikt voor zendereindtrappen in het
VHF-gebied.
Siemens
Structuur
VcEO max
VcBO max
VcBOmax
max
tmax
7j mix
Structuur
BVce
PC max
fy
AFY11
Ge/mesa/pnp
ÏÏÏV
30 V
1 V
500 mW
bij huistemp. 45 °C
70 mA
70 mA
90 °C
90 °C
330 MHz
400 MHz
MM1711
2N2905A
npn-silicium
pnp-silicium
40 V
60 V
3 W (collector aan chassis)
600 mW
0,8 W (zonder koelplaat)
350 MHz
250 MHz
AFY10
Ge/mesa/pnp
15 V
30 V
1 V
500 mW
BSY34
Si/planar/npn
40 V
50 V
5V
600 mA
175 °C
400 MHz
2N2219A
npn-silicium
60 V
800 mW
300 MHz
De complete mobiele zender-ontvanger zoals deze in de auto kan worden bevestigd.
Op grond van de genomen experimenten kan worden geconcludeerd, dat de
MM1711 geschikt is voor eindtrappen, waarin het opgenomen vermogen be­
reikt wordt door een hoge collectorstroom en een lage voedingsspanning. Voor
de eindtrap is daardoor een grote sturing vereist. Daar de VHF-stroomverster117
Het ontvangergedeelte van de zend-ontvanger
king van de beschikbare transistoren relatief laag ligt, dient het aantal verster­
kers belangrijk te worden uitgebreid. Voeding uit batterijen is dan haast on­
mogelijk en een accu wordt noodzakelijk. Het aantrekkelijke van de zender-ontvangschakeling, dat men deze kan meenemen naar uitzichttorens en voorauto's
onbegaanbare heuveltoppen, gaat dan verloren.
10.12. VHF-voorversterker
Verschillende halfgeleiderfabrikanten brengen momenteel transistoren op de
markt, die geschikt zijn voor VHF-versterkers. Het meest bekend zijn wel de
Philips AF102 en AF114, vroeger de OC171 en de Siemens AF106, AFY10 en
AFY11. Bijzonder goede eigenschappen voor VHF-schakelingen hebben de
AF139 en AF239 (mesa-transistoren), die in UHF-kanaalkiezers voor TV worden
toegepast.
In fig. 4-20 zijn het VHF- en HF-deel van de ontvanger weergegeven. TS1 vormt
in de schakeling de VHF-voorversterker.
De transistor is in gemeenschappelijke basisschakeling opgenomen. Het toepassen van deze schakeling heeft hier o.a. het voordeel, dat neutrodynisatie
overbodig wordt. Daardoor is de versterker gemakkelijker te dimensioneren dan
de gemeenschappelijke emitterschakeling De antenne wordt aan de ingang van
de basisschakeling aangepast aan de kring L1,Cl a d.e op 145 MHz is afgestemd.
Belangrijk voor een optimale s.gnaal-ru.sverhoudmg ,s de instelling van de
transistor en de afstemming van de kringen.
118
£
•*
r©
* —
^5
I
*a
4
o
i
1
'?©
5§
_
•2
1? t\
X|»S-
I
I
’~ £> KJ 5?
£
LL Z IZ ÜZ
"Q
LZG^ZZ
<<<<
5
w
js--=C=:
< CM < <
CT> CO
en
O)
Zl
«5
<
as?
‘-U. u.
x
sf’
5$
dl---------
—Ï2.
2x
X--
_j£
I
J
Ï4
s■•
c_ïi
5
x
U.
’J
>- <-
in co r^ oo
cn cn cn cn
ïm.
^-41
o O1
CM CO O)
' CN CO
U- CM
r^.< LLO)'**
:=?cn ai
rj
.Q T- CO CM CM
O) <X U- u_ u_
-<. <. <.
Qj
7: o
<N
"O 5E u. u_ u_
.6)
"5 «- CM CO ’J
~«3
52
L-c=)-r
X
X
o
2^
S1 5SS
cT
CM CM
■§
» c
I
CM
Q)
<b
Ch <
I
<<
o
<U
»5
5$
5
£
*•
O» *
^4
o>
co
CM
Su-u.
.1
JuO)
^5<<<
o) <n cn <n
*
V
O
g-
Spoelgegevens:
= 5,5 wdg. vertind montagedraad 0,6 mm, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend;
L1
antennetap 1 wdg. vanaf aarde; emittertap 2 wdg. vanaf aarde.
= 4 wdg. vertind montagedraad, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend.
L2
L3 = 20 wdg. litzedraad op 7 mm Philips-spoelvorm met ferroxcube kern, type 7978
L4 = 27 wdg. litzedraad op 7 mm Philips-spoelvorm met ferroxcube kern type 7978;
tap op 15 wdg. vanaf C 10.
L5 = 8 wdg. gewikkeld om „koude eind" van L4 (zijde, waarmee C10 verbonden is).
L6 = gelijk aan L4
L7 = gelijk aan L5
119
= 25 wdg. litzedraad, gewikkeld op 7 mm Philips-spoelvorm met ferroxcube kern
type 7978; tap op 5 wdg. vanaf de aardkant.
L9 = 6 wdg. litzedraad, gewikkeld op ,,koude eind” van L8 (aardkant van L8).
L10 = 15 wdg. litzedraad, gewikkeld op 7 mm Philips-spoelvorm met ferroxcube kern,
type 7978.
Lil = 4 wdg. vertind montagedraad 0,6 mm, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend.
L12 = 5 wdg. vertind montagedraad 0,6 mm, spoeldiameter 10 mm, zelfdragend.
L8
Afstemkringen in de band brengen met een griddipmeter. Het litzedraad mag men
vervangen door geëmailleerd koperdraad 0,3.
Tabel 4-3. Gegevens van VHF- en HF-transistoren
Type
AF102
AF106
AF114
AF121
AF124
AFY10
AFY11
Fabrikant
Philips
Siemens
Philips
Siemens
Philips
Siemens
Siemens
Siemens
^CBO
/cmax
Pc
4___7jmax
150 MHz
50 mW
25 V
10 mA
220 MHz
50 mW
25 V
10 mA
75 MHz
50 mW
20 V
10 mA
270 MHz
100 mW
25 V
10 mA
als AF114, echter ondergebracht in TO18, toelaatbare dissipatie 60 mW bij 45 °C
330 MHz
70 mA
|
500 mW
30 V
400 MHz
70 mA
500 mW
30 V
75 °C
90 °C
75 °C
75 °C
90 °C
90 °C
Het verdient dan ook aanbeveling in eerste instantie R3 als een regelbare
weerstand uit te voeren. Men neme een potentiometer van 100 kfl met in serie
een vaste weerstand van 10 kQ.
Men stelt de regelbare weerstand zó in, dat
vangen, hetgeen met de S-meter kan worden
ling niet samenvalt met de instelling op een
ming van de kringen is onze ervaring, dat de
een maximaal signaal wordt ont­
bepaald. Het blijkt, dat deze instel­
maximale ruis. Inzake de afstem­
kringen iets verstemd moeten zijn
om de beste signaal-ruisverhouding te krijgen.
De regelbare weerstand wordt na de afregeling weer uit de schakeling ver­
wijderd en door een vaste weerstand vervangen.
De spoelen L1 en L2 zijn gewikkeld van vertind montagedraad en zelfdragend.
Een VHF-voorversterker met AF102 is weergegeven in fig. 4-21. De schakeling
is wat de aansluiting op de voedingsspanning betreft, radicaal gewijzigd. Voor
het VHF-signaal daarentegen is de versterker ongewijzigd gebleven.
Ook voor de schakeling met AF102 verdient het aanbeveling de basisweerstand
te vervangen door een regelbare weerstand, die weer zó wordt ingesteld, dat
een optimale signaal-ruisverhouding wordt verkregen. Voor de afstemming van
de kringen geldt eveneens, iets verstemmen voor de beste signaal-ruisver-
houding.
De resultaten met de AF102zijn aanzienlijk minder dan met de MM850en AF139,
hetgeen ook wel te verwachten is, gezien de betere eigenschappen van de laatst­
genoemde transistoren.
120
10.13. De mengtrap
In de mengrapTS2iseenAF106 toegepast, een ruisarme transistor van Siemens
met goede mengeigenschappen. De AF106, staat evenals de VHF-versterker in
gemeenschappelijke basisschakeling. De frequentie waarbij a' gelijk aan 1
wordt, is voor de AF106 220 MHz. Als gevolg van het niet-lineaire gedrag van
de versterker kan, wanneer een hulpsignaal aan de transistor wordt toegevoerd,
menging van de twee signalen plaatsvinden. Het signaal wordt in ons ontwerp
ontleend aan een oscillator, die kristalgestuurd is (TS3). De frequentie van het
oscillatorsignaal is dus niet variabel, zoals in enkelvoudige supers.
De drift van variabele transistoroscillatoren voor VHF is nogal groot, hetgeen
voor een ontvangerschakeling betekent dat de afstemming voortdurend moet
100p
AF 102
AFY11
HF
LI
144MHz|
°-K
Antenne S
B
—w
TS2
Fig. 4-21. VHF-versterker voor
AF102, AF139 en AF239.
A
b
In
3-15p
worden gecorrigeerd. Dit is bijzonder storend, vandaar dat bij de ontvanger de
keus is gevallen op een kristalgestuurde mengoscillator. Afstemming vindt nu
plaats met behulp van de tweede mengoscillator, die een veel lagere frequentie
opwekt. Hoewel deze oscillator ook drift heeft, is het verloop toch veel minder
merkbaar. De tweede mengoscillator komt aanstonds ter sprake. Bij de eerste
mengoscillator wordt uitgegaan van een 27,15 MHz overtone-kristal, dat voor
modelbesturing in de handel is. In de versterkertrap, die op de oscillator volgt
(TS4) wordt het oscillatorsignaal 5 x in frequentie verveelvoudigd. De aldus
verkregen 135 MHz-component wordt tenslotte nogmaals versterkt met een
AF139 (TS5) en daarna aan de mengtrap toegevoerd. Injectie vindt plaats op de
emitter. Voor een goede signaal-ruisverhouding is een krachtig oscillatorsignaal
vereist.
Door de menging van het 144 MHz-ingangssignaal en de 135 MHz-component
ontstaat een 9 MHz-MF-signaal.
Aangezien de menging hoofdzakelijk tot stand komt in het ingangscircuit van
de AF106 door de niet-lineaire weerstand van de basis-emitterdiode, kan met
voordeel in de emitterleiding een kring worden opgenomen, die op 9 MHz is
afgestemd, in de schakeling L3,C6. Het middenfrequentsignaal, dat we beter
nog een HF-signaal kunnen noemen, wordt via de AF106 doorgegeven en
vinden we versterkt terug over de kring L4,C9.
121
10.14. HF-versterker, tweede mengtrap
Het 9 MHz-HF-signaal wordt vervolgens in de HF-versterker verder versterkt en
daarna naar de tweede mengtrap gevoerd (TS7 en TS8). De mengtrap is van
het zelfoscillerende type.
Voor de oscillator staat TS8 in gemeenschappelijke basisschakeling, voor het
HF-signaal daarentegen in gemeenschappelijke emitterschakeling. De 9 MHzHF-versterker en mengtrap worden afgestemd met een drievoudige condensa­
tor van ca. 30 pF.
Met deze condensator is het gebied van 9 tot 11 MHz, nodig om van 144 naar
146 MHz te kunnen verstemmen, ruimschoots te bestrijken. De 2 m-band is
gespreid over ca. 135 graden van de schaal. Er wordt op gewezen dat bij de
af regeling van de kringen, hetgeen uiteraard gebeurt met een dipmeter, de trim­
mers niet te ver ingedraaid mogen zijn. Bij ingedraaide trimmers gaat nl. de
bandspreiding verloren.
In de HF-versterker worden transistoren van het type AF114 toegepast.
De afstemspoelen van de HF-versterker en HF-trap zijn gewikkeld op Philipsspoelvormpjes met ferroxcube kern. Het gebruikte draad is litze-draad. Geëmail­
leerd koperdraad kan ook worden toegepast.
Tussen VHF-mengtrap, HF-versterker en tweede mengtrap zijn afschermschotjes van dun blik geplaatst. Afscherming bleek in de gekozen opstelling nood­
zakelijk om parasitair genereren te voorkomen.
Tabel 4-4. Gegevens van MM850, AF 139 en AF 239
MM 850
AF 139
Structuur
Si-npn
mesa-Ge-pnp
Motorola
Fabrikant
Siemens
^CEO
Vebo
m»x
Pc
4nax
4
PJ
bij 200 MHz
30 V
3V
50 mA
200 mW
2000 MHz
600 MHz
30 dB
AF 239
mesa-Ge-pnp
Siemens
20 V
15 V
7 mA
10 mA
60 mW
1500 MHz
480 MHz
650 MHz
In de collectorleiding van TS8 ontstaat door de menging van het oscillatorsignaal en het HF-signaal een 560 kHz-component, die aan de MF-versterker van
een Japanse transistorontvanger, type STR607, wordt toegevoerd. Het deel van
de STR607, dat voor de 2 m-ontvanger wordt gebruikt, is weergegeven in fig.
4-22. MF-versterkers van andere „portables" zijn uiteraard ook te gebruiken.
De 560 kHz-MF-versterker is betrokken in de ASR; de VHF- en de HF-versterkers
worden niet geregeld.
Aan de diodedetector wordt een gelijkstroomcomponent ontleend, die naareen
zgn. staartversterker met twee transistoren wordt toegevoerd. Met deze staartversterker is de S-meter verbonden.
122
Se
OJ
t
o
oï
•4
cl
co
s
11
r—ilh
Q>
Q>
co
S
Ss
*
5lf?
■HJ-
’
£
o
Q
Q)
4
*s
Q)
cf
V>
S2
5*
5
N
fes
4
iè
c©
«5
5*9
M
sê
5’“
.
Q>
HF
10.15. Sterkteregeling
In de 2 m-ontvanger is HF-sterkteregeling toegepast. De regeling geschiedt op
een wat merkwaardige manier, nl. door de voedingsspanning van de VHFversterker en eerste mengtrap te wijzigen. Hoe lager de voedingsspanning, hoe
kleiner de VHF-versterking.
De HF-sterkteregelaar is geschakeld tussen - L/B en aarde. De arm van de pot-
meter is via een weerstand van 18 kO aangesloten op de basis van TS6 (fig. 4-20).
123
Het is duidelijk, dat naarmate de arm van de potmeter een meer negatieve instel­
ling krijgt, de transistor meer stroom zal gaan trekken. De voedingsspanning
van de VHF-trappen zal hierdoor gaan dalen.
In gewone transistorontvangers wordt het volume in het algemeen geregeldin
de LF-versterker. Aan HF-sterkteregeling werd hier de voorkeur gegeven, omdat
het hiermee mogelijk is oversturing van de VHF-versterkers bij krachtige signa­
len te voorkomen. Wanneer men een 2 m-station op korte afstand nadert, is er
vrij snel sprake van oversturing, die met een ASR-schakeling niet kan worden
weggeregeld. De ontvanger wordt dan dichtgedrukt.
Door het toepassen van HF-sterkteregeling is dit hinderlijke verschijnsel volledig
te ondervangen.
LF-sterkteregeling blijft in de schakeling mogelijk, alleen is de potentiometervan
buiten de kast niet bereikbaar.
10.16. Staartversterker met S-meter
In tig. 4-23 is de S-meterschakeling weergegeven.
De versterker met meter kan men zich vervangen denken door een brugschakeling, waarbij de ene tak wordt gevormd doorTS18endebij behorende collector-
weerstand R47 en de andere tak door de transistor TS19 en R50.
Met de potentiometer R52 wordt de meter op nul gesteld.
AS» SSOïHt
HF • •ril
h*“
"I1-----S
Ztnp °
/Om*
Q".'
H'o»
*4»
*44
4C/25
O
*JS
AC 125
rsi9
4
Fig. 4-23. S-meter! outputindicator.
1*4»
Output
Indictlor
linttr
==C4I
O.lp
I
Als de spanning aan de basis van de linker transistor zich wijzigt, doordat de
diodedetector een gelijkspanning gaat afgeven bij het ontvangen van een
station, raakt de brug uit evenwicht.
De spanningsverandering aan de basis is bij het ontvangen van een station
positiefgaand, hetgeen betekent, dat TS18 minder stroom zal gaan trekken.
Aangezien de stroom in de gemeenschappelijke emitterweerstand R49 vrijwel
constant blijft, zal de stroom in TS19 moeten toenemen.
Doordat het evenwicht van de schakeling is verstoord, ontstaat tussen de col­
lectoren van de beide transistoren een spanningsverschil, waardoor de meter
uitslaat.
Aan de staartversterker wordt ook de DC-component toegevoerd, die afkomstig
is van de output-indicator in de zenderschakeling. De gelijkspanning bereikt de
124
ingang van de versterker via R35. Een staartversterker werd toegepast, omdat
de schakeling goed temperatuurstabiel is. Verder wordt de meteraanwijzing
weinig beïnvloed door veranderingen in de voedingsspanning.
10.17. Toongenerator voor het opwekken van een dubbeltonig modulatiesig­
naal (fig 4-24)
Fig. 4-24. Toongenerator,
dubbeltonig.
Het dubbeltonig modulatiesignaal kan worden gebruikt bij het begin en aan het
eind van iedere uitzending, om het tegenstation erop te attenderen, dat men
overgegaan is van zenden op ontvangen of omgekeerd. Het toonsignaal is bij­
zonder doordringend en veel beter waar te nemen dan spraakmodulatie. De
toongenerator wordt gevormd door twee a-stabiele multivibratoren, waarvan
de ene een signaal opwekt met een frequentie van 0,2-0,5 Hz en de andere een
signaal met een frequentie van ca. 1000-1500 Hz, afhankelijk van het feit of de
uitgang van TS16 hoog of laag is.
Zoals bekend wordt de impulsduur van het uitgangssignaal van een multivibrator o.a. bepaald door de grootte van de spanningssprong, die aan de col­
lectoren van de transistoren optreedt.
Van dit principe wordt gebruik gemaakt om een multivibrator twee frequenties
te laten opwekken. Als de uitgang van TS16 hoog is, is de spanningssprong ca.
10 V. Is de uitgang van TS16 laag, dan is hij 18 V. De beide dioden in de snelle
multivibrator zorgen ervoor, dat de collectoren niet met elkaar worden doorver­
bonden. Het zal duidelijk zijn, dat de frequentie van de ene toon kan worden
veranderd door R57 te wijzigen. De beide toonfrequenties zullen veranderen,
als de koppelcondensatoren C44 en C45 worden veranderd.
10.18. Zend-ontvangschakelaar
In de zender-ontvanger (fig. 4-25) wordt gebruik gemaakt van een 4-standenschakelaar met 2 moedercontacten om van ontvangen op zenden (spraakgemoduleerd) en zenden (toongemoduleerd) te kunnen overschakelen. De
stand tussen zenden en ontvangen is de uitstand. De batterij is dan dus af­
geschakeld.
125
Met het ene moedercontact wordt de antenne omgeschakeld; met het andere
wordt de voedingsspanning op de verschillende delen van de schakeling aange­
sloten.
Twee dioden, een zgn. OF-schakeling vormend en aangesloten op de bat­
terijschakelaar, dragen er zorg voor, dat de sterktemeter-schakeling, zowel
tijdens het ontvangen als tijdens het zenden in bedrijf blijft.
S
A
A
iatandan ichihtlur
OS
ar
I OS
07
-M 1 W
W
0415
OA 85
OA85
Ont ranprn
I Utl
I
Zanden ipraak gamodu laard
Zondon toongomodulae rd
II H
o
Tz-
»
<»
• O O—-------1
—o- -X.
F
Fig. 4-25.
kelaar
Zend/ontvangscha-
/ 72 ohm c o a * ka bol
*-------- —--------Ant.(halo)
nr
T
.«■. Chonda r)
----------------
O 'font vang ar )
In de stand zenden (toongemoduleerd) zorgt de batterijschakelaar ervoor, dat
de toongenerator spanning krijgt. De zenderschakeling krijgt dan ook spanning,
maar via OA85, waarover een spanningsval van ca. 0,3 V ontstaat. Het nut van
deze diode zal iedereen duidelijk zijn, omdat het niet mogelijk is de beide
schakelcontacten zonder meer door te verbinden. In de stand zenden (spraakgemoduleerd) krijgt de zender spanning en blokkeert de diode de verbinding
naar de toongenerator.
Als men een schakelaar met 4 standen en 4 moedercontacten toepast, kunnen
de aanwezige dioden vervallen.
10.19. Prestaties
Met de zend-ontvangschakeling is het mogelijk gebleken bij mobiel werken met
vaste stations 30 tot 40 km te overbruggen. Uiteraard zijn veel grotere afstanden
te bestrijken als de zend-ontvangschakeling wordt verbonden met een hoge
draaibare yagi-antenne en als er goede „condities” zijn. Bij het mobiel werken
werd gebruik gemaakt van de beschreven halo-antenne, die met een skibeugel
op een Volkswagen werd bevestigd (hoogte boven de begane grond ca. 3 m).
Interessant is ongetwijfeld eens na te gaan, welke resultaten er zijn te bereiken,
wanneer men de zend-ontvangschakeling meeneemt naar heuveltoppen, uit­
zichttorens e.d.
11. VFO met veldeffect- en bipolaire transistoren
De in fig. 4-26 weergegeven VFO bezit een uitstekende stabiliteit en is primair
ontworpen voor het sturen van zenders, die opereren in de amateurbanden.
Als we het schema bestuderen, blijkt dat een Colpitts-oscillator is toegepast. In
126
de oscillator is een veldeffecttransistor als versterkerelement gebruikt. De in­
vloed van de transistorcapaciteiten (die sterk temperatuurafhankelijk zijn) en de
voedingsspanning op de stabiliteit wordt verkleind door het gebruik van een
capacitieve spanningsdeler achter de kring, bestaande uit C4, C5 en C6.
♦ 6,9 V
r
C/H Ksn
l.Sn
£O,O5p
I
tabel
Jt i
tabel
C2
25-Z
~~C5
tabel
-Z
' Cl
tabel
T
rS3
fS2
RCA _ RCA
10215
SK3020
BC107
BC107
rsi
3N128
C2
2.2 n
T oV
1N914
l
• 10 V
C/fll 11.5n
C3 tabet
22k
R2
12
<7k
Li
CS
tabel
2t5mH
>
I
[ R2 select eren voor 2V piek
RS
*7k
R3
12k
Uitgang
T
0-
II
C12
0.025p
Fig. 4-26. VFO met veldeffect- en bipolaire transistoren (RCA).
Omdat de ingang van een MOSFET zich niet, zoals bij de transistor en radiobuis,
gedraagt als een diode is het noodzakelijk een diode parallel aan de ingang van
de FET te plaatsen, teneinde een automatische instelling van het versterkerelement te verkrijgen. Het gebruik van zilvermica's in de oscillatorkring wordt aan­
bevolen voor een optimale stabiliteit van de oscillator.
Praktische uitvoering van de
VFO (W2YM).
127
Achter de oscillator volgt een bufferversterker, bestaande uit de bipolaire
transistoren TS2 en TS3. TS2 is als spanningsversterker geschakeld, TS3 als
emittervolger. Door de toepassing van een emittervolger aan de uitgang ver­
krijgt de stuuroscillator een lage uitgangsimpedantie.
Het behoeft geen betoog, dat voor het verkrijgen van een optimale stabiliteit
het ook zeer belangrijk is de onderdelen in de oscillatorkring stevig te monteren.
Het beste kunnen we hiervoor een plaatje Veroboard of gaatjespertinax nemen
en dit plaatje dan in de kast lijmen met een tussenlaag van 2a 3 cm dik schuimplastic.
Op blz. 127 is een foto van de VFO gegeven, zoals deze door W2YM werd
gemaakt. De +6,8 V voedingsspanning voor de oscillator wordt nog extra
gestabiliseerd d.m.v. een zenerdiode, zoals uit het schema van fig. 4-27 blijkt.
De gegevens van de spoelen worden verstrekt in tabel 4-5.
* 10V
• 10 V
■O
R1
180 Q
Voeding
oscilletor
*6,8V
<X
Fig. 4-27. Stabilisator voor 6,8 V
met zenerdiode.
v/ iw
o
1
Tabel 4-5. Gegevens van de spoelen voor de VFO
Frequentie (MHz)
L1 in H
Aantal wdg. spoeldiam. 25 mm
Aantal wdg. per inch
C1 (pF)
C2 (pF)
C3 (pF)
C4 (pF)
C5 (pF)
C6 (pF)
128
1,75-1,9
18,3
32
32
75
50
100
470
1000
1000
2,5-2,7
9,6
19
32
75
50
120
470
1000
1000
3,5-4
5,4
17
16
100
25
100
390
680
680
5-5,5
4,4
143/«
16
50
25
geen
390
680
680
8-9
2.2
11’4
8
50
25
geen
270
560
560
5
Oscillatoren en omvormers
1. Kristaloscillatoren voor diverse frequenties
In fig. 5-1 is een kristaloscillator weergegeven, waarin een zgn. overtone-kristal
is toegepast. De oscillator is bruikbaar voor een frequentiegebied liggend tussen
20 en 100 MHz.
10
AF 115
(OC614)
39 k
22 k
lOk
iF
S'T'
-o
L2 ~1,7-L1
k=0,8
L1/L2
PARALLEL
GEWIKK
Q
LI F 1
L2
Fig. 5-1. Kristaloscillator waar­
in een overtone-kristal is toe­
gepast.
5n
HF
5oy
-6
- 12 V
- —°
==5n
In de schakeling ontdekken we, dat de vereiste terugkoppeling, teneinde het
genereren mogelijk te maken, wordt verkregen door een inductieve koppeling
tussen de collector- en de emitterketen. Bij deze conceptie dient de transistor
in gemeenschappelijke-basisschakeling te zijn geschakeld. Dit is slechts het ge­
val voor de serieresonantiefrequentie van het kristal. De oscillator gaat dus
inderdaad oscilleren op de kristalfrequentie.
In fig. 5-2 is een kristaloscillator voor 27,5 MHz weergegeven, waarin eveneens
een overtone-kristal is toegepast. De eerste harmonische van het kristal is ca.
9 MHz. De transistor staat in gemeenschappelijke-collectorschakeling, hetgeen
betekent, dat er geen fasedraaiing tussen emitter en basis optreedt. De emitterspanning wordt aangesloten op een serieschakeling van Cen L.Over L2 vindt
spanningsopslingering plaats. Via de lage serieresonantieweerstand van het
kristal bereikt de opgeslingerde spanning de basis van de transistor.
129
De combinatie van twee condensatoren in het terugkoppelnetwerk resp. van 4,7
en 6,8 pF realiseren tussen de emitter en het kristal een bovendoorlaatfilter zodat
de oscillator dan ook alleen op de overtone-frequentie van 27,5 MHz kan oscil­
leren.
- 12,6 V
-O
T~
4F 124
22 k
1
u5
27.5MHz
3,9n
6,8
L' I
10k
1 2/
L2
20/jH*
L2.' 25 wdg
0,3mm CuL
SPOEL VORM
6 mm 0
^=<7
Uk
Fig. 5-2. Kristaloscillator voor
27,5 MHz.
Z^3,9n
0
O
2. Kristaloscillator met op-amp 702
Het uitgangssignaal wordt in fasevia R6teruggevoerd naarde niet-inverterende
ingang {fig. 5-3). Het kristal zal zich bij de parallelresonantiefrequentie als een
hoge impedantie gedragen en in deze situatie zal de meekoppeling optimaal
zijn. Op deze parallelfrequentie zal de oscillator dan ook oscilleren.
12 v
o—
17
“T47/»
R4
R1
lOk
lOk
C5-L-
QsUl
3
C3
tSn
5
VpT
”il
SN72702N
6
R5
56
Fig. 5-3. Kristaloscillator met
op-amp (Texas Instruments).
R2
lOk
J-C4
R6
100k
"Ok/WSDU
10 MHz
-6V
o—
47/»
Met R6 is de mate van meekoppeling instelbaar. Het netwerk R4, R1 is het
normale tegenkoppelnetwerk, waarmee we de totale versterking van het circuit
130
op een aanvaardbaar niveau kunnen brengen. Met de weergegeven schakeling
is het mogelijk een signaal op te wekken tot een maximale frequentie van 10
MHz.
3. 100 kHz-frequentiestandaard
De schakeling is weergegeven in fig. 5-4. Als we ons het kristal vervangen
denken door een serieschakeling van een LeneenC.dan ontstaat de fundamen­
tele Clapp-oscillator. Het is een zeer eenvoudige schakeling, waarin geen zelfinducties voorkomen. Als we de knop indrukken, krijgt de schakeling spanning
en wordt een 100 kHz-ijksignaal opgewekt.
9V ImA
O.Olp
4 70k
dl"—
UIT­
2N2712 of
2N2926
GANG
1500p
IN4 009
öX-tal
100kHz
Fig. 5-4. WO kHz-kristaloscillator.
,o‘Ö
500p
4. Frequentiestandaard met UJT
Het „doorslageffect" van de UJT wordt bij deze oscillatorschakeling (fig. 5-5)
ingeluid door het trillen van het kristal. De oscillatorschakeling wordt dus
gedwongen te oscilleren op de kristalfrequentie. Het opgewekte signaal is
dientengevolge zeer stabiel.
--------------- o
lOOp
\47k
10 V btj 2mA
30V bij 5 m A
1,2 k
100 k
V*r>
7^
100kHz
X-tal
2N2646\F?
b2
Fig. 5-5. WO kHz-frequentiestandaard met UJT (kristaloscillator).
B' 0,01/j
0,0/p
2,5 mH
HF
smoorsp.
O
Hl- --------UITGANG
1N4009
131
Over de smoorspoel ontstaat een trilling, die met de diode wordt afgeklemd,
hetgeen de produktie van harmonischen in de hand werkt. Dit is juist de bedoe­
ling want dank zij deze harmonischen kunnen we nu ook ijksignalen op hoge
frequenties waarnemen.
5. Kristaloscillator 1 MHz
De oscillatorschakeling is weergegeven in fig. 5-6. Fundamenteel gezien is het
een Colpitts-oscillator. In Amerikaanse vakliteratuur noemt men de schakeling
ook wel een ECO. De opgewekte frequentie wordt hoofdzakelijk bepaald door
de waarde van L1, C1 en C2 en wel volgens de formule
f = 1/(27rVt(Cl 4- C2) )
om
hv*
C424
ci
C4
—- ?n
L1
Rv7.
UITGANG
—-e-cson
C3
HF
ojp
R1
\3,3k
«3
780
“b5
1
Fig. 5-6. LC-oscillator 1 MHz
(SGS-Fairchild).
30
wdg
I wdg
C2
0,0 <.7
R
Van de schakeling kunnen de volgende eigenschappen worden genoemd:
Frequentie
1 MHz.
Uitgangsspanning (RL = 50 ü)
2 Vpp.
Totale harmonische vervorming
Werktemperatuur
Opgenomen voedingsstroom
3%.
0-75 °C.
2,3 mA.
L1 is gewikkeld op een S14/8 potkern.
6. Kristaloscillator 10 MHz
De schakeling (fig. 5-7), is terug te brengen tot de fundamentele Clapp-oscillator.
De oscillatiefrequentie wordt bepaald door de serieresonantiefrequentie van het
kristal. De schakeling is bruikbaar tot een frequentie van 20 MHz. Van de schake­
ling kunnen de volgende eigenschappen worden genoemd:
10 MHz.
Frequentie
Uitgangsspanning (RL = 50 ü)
............................................
Frequentiestabiliteit bij ± 20% voedingsspanningsvariaties
Opgenomen voedingsstroom
132
•
vpp.
. 1-10-6.
4,5 mA.
O + 9V
R1
8.2 k
R3
1k
X-tal
cm
C2
-r- 680p
Fig. 5-7. Kristaloscillator
MHz (SGS-Fairchild).
UITGANG
50 Q
=T=C'
680p
RC
33
0;;.
10
C3
220p~T~
J/?5
£70
7. Kristaloscillator 50 MHz
In de schakeling van fig. 5-8 staat de transistor in gemeenschappelijke-basisschakeling. In- en uitgangsspanning zijn bij deze schakeling in fase. Door een
condensator tussen de collector en de emitter aan te brengen, kunnen we een
dergelijke schakeling tot oscilleren brengen.
De koppeling tussen collector en emitter komt bij de gegeven schakeling tot
stand d.m.v. een overtone-kristal voor 50 MHz.
Van de schakeling kunnen de volgende eigenschappen worden genoemd:
50 MHz.
Frequentie
Uitgangsspanning (RL = 50 Q)
°'2 VPP'
3,5 mA.
Voedingsstroom
L1 is gewikkeld op een spoel met ferrietkern 010 mm.
x-tal
C444
L1
UITGANG
Iz
XZZ 120 p
C70
X
[2,7k
^=0,1p
8,2 k
lOwdg
I
I
3wdg
Fig. 5-8. Kristaloscillator 50
MHz (SGS-Fairchild).
+ 9V
8. Wienbrug-oscillator met groot frequentiegebied
De sinusgenerator, waarvan het schema in fig. 5-9 is weergegeven, heeft een
133
frequentiebereik van 10 Hz tot 2 MHz. De uitgangsspanning is 1 Veff met minder
dan 0,2% totale harmonische vervorming (1 kHz).
+ 24V
------- O
6,8 k
3,3k
560
HF
50 p
I—
ZTX300U
lOk
ZTX300
S1-A
Heao
~pp
m
RTC /
Thermis tor
220
”po/p“j7/) ~1oop
50p
Ik
5k
------O
UIT­
GANG
------O
Fig. 5-9. Sinusoscillator 15 Hz...2 MHz (Ferranti).
In het schema ontdekken we een brug van Wien, die tussen de uitgang en de
ingang van de versterker is opgenomen. De thermistor zorgt ervoor, dat bij
toenemende amplitude van de generatorspanning de tegenkoppeling toe­
neemt.
De 5 frequentiebereiken zijn:
15 Hz...200 Hz; 150 Hz...2 kHz; 1,5 kHz...20 kHz;
15 kHz...200 kHz; 150 kHz...2 MHz
f =
1
2
tt
RC
9. Wienbrug-oscillator met op-amp 709
Het frequentiebepalend netwerk, een brug van Wien, bevindt zich tussen de uit­
gang en de niet-inverterende ingang van de SN 72709 (fig. 5-10). Het uitgangs­
signaal wordt d.m.v. de diode D1 gelijkgericht en na afvlakking toegevoerd aan
de gate van een veldeffecttransistor, die meerzal worden afgeknepen, naarmate
134
■
het uitgangssignaal groter is. Dit is juist de bedoeling want voor grote signalen
wordt hierdoor de tegenkoppeling groter.
o—
+ 12V
C54=
R2
= []z«
T/S63
Fig. 5-10. Wienbrug-oscillator met op-amp (Texas
Instruments).
c4
9
6
150p
TS1
-o
” /o
SN52/72709
■4
3k
CL
15/r
7,5 n
R3
------- 1 6, Sfc
RS
Sm
-L.C2
Dl
IN 914
Fuit
400Hz
R6
10k
-O
-12V
O—
De schakeling start gemakkelijk, omdat dan de tegenkoppeling gering is. Met
de in de schakeling genoemde waarden voor C1 en R1 is de opgewekte signaalfrequentie 400 Hz.
10. Oscillatoren met faseverschuivend netwerk
Een transistor in gemeenschappelijke-emitterschakeling geeft een faseverschuiving van 180°. Als we er voor zorgen, dat tussen collector en basis een
netwerk wordt opgenomen, dat de fase eveneens 180° draait, dan hebben we
een oscillatorschakeling verkregen. Welnu een dergelijke schakeling vinden we
in fig. 5-11. Het faseverschuivend netwerk bestaat uit drie leden, die elk de fase
60 graden draaien, teneinde de vereiste 180° faseverschuiving te verkrijgen. De
opgewekte signaalfrequentie is 100 kHzen kan worden berekend met deformule
f
V 6
2tt RC
Het is niet gewenst R te veranderen, om een andere oscillatorfrequentie te
verkrijgen. Wijziging van de frequentie kan geschieden door C te veranderen,
zoals uit de formule blijkt. Van C1 en C2 kan nog gezegd worden, dat deze
condensatoren minstens 10x zo groot moeten zijn als C.
Gegevens van de schakeling:
Frequentie
Uitgangsspanning uitgang A bij een belasting van 100 kü
Uitgangsspanning uitgang B bij een belasting van 1 M(1
100 kHz.
•
2 Vpp0,6 Vpp.
135
Harmonische vervorming aan punt A
Harmonische vervorming aan punt B
Werktemperatuur
Voedingsstroom
. 3%.
. 1%.
0-75 °C.
1,5 mA.
+9 V
R
2,7 k
O || IR
R1
R2
nok
UITGA NG
-i------------------ O A
100 k
R
R
2,7k
2,7 k
C450
o
Fig. 5-11. 100 kHz-oscillator
met faseverschuivend netwerk
(SGS-Fairchild).
100
=C
=T=C
1,5 n
=c
1,5n
1.5n
R3
Ik
C2
_ 2/j
X
UITGANG
--------- O B
11. Hoogspanningsgenerator met vermogenstransistor
In hetTexas Instruments application bulletin CA-126 wordt een hoogspannings­
generator beschreven, waarin de transformator wordt gevormd door een
gloeistroomtrafo (fig. 5-12). De secundaire van de trafo, de 6,3 V-wikkeling dient
een middenaftakking te hebben. De primaire wikkeling is in het ontwerp geschikt
voor 110 V. Het wil ons voorkomen, dat hier ook een gloeistroomtrafo met een
primaire wikkeling voor 220 V bruikbaar is, zeker wanneer de generator redelijk
wordt belast, waardoor de spanning niet al te hoog kan oplopen.
o
Gloeistroomtrafo 6,3V
met middenaftakking
------O
+250V■■■
3200V=
20y
+ 12V =
O
TIP 31
——
220
Fig. 5-12. Hoogspanningsgenerator metvermogenstransistor (Texas Instruments).
22
75
1N2069
12
In fig. 5-12 is het schema van de generator weergegeven. Uitde belastingskarakteristiek blijkt, dat bij een (geringe) belastingsstroom van bijvoorbeeld 5 mA de
136
uitgangsspanning 2000 V is, een spanning, waarmee we een katodestraalbuis
in een oscilloscoop kunnen voeden.
4000
4
3000*
INGANGSSTROOM
2000 ■
o
2
1
1000
c
1
i
700
§
0,7 SV)
o
400 -
0.4
5
is
Fig. 5-13. Uitgangsspanning
en ingangsstroom als functie
van de uitgangsstroom bij de
schakeling van fig. 5-12.
V)
200 -
10
30
20
3
£
Q2
UITGANGSSPANNING
’°°0
o
-Joj
50
40
UITGANGSSTROOM Iu (mA)
De hoogspanningsdiode moet gaan geleiden, wanneer de transistor in de sperrichting wordt gestuurd bij het oscilleren. Het is dan ook verstandig de aanslui­
tingen zodanig met het gelijkrichtercircuit te verbinden, dat de hoogste gelijk­
spanning wordt opgewekt. Dus even uitproberen.
12. Zaagtandoscillator met UJT
We ontdekken in het schema van fig. 5-14 onmiddellijk het klassieke ontwerp
van de UJT-zaagtandoscillator.
■0 + 24 V
H 680
TS1
2N2646
Fig. 5-14. 50 kHz-zaagtandgenerator met UJT (General
Electric).
,k
rs2
2N3391
z
5,6 V
UIT­
GANG
1H
qoo/p
3.9k
Ó -10V
De zaagtandspanning wordt met een emittervolger af ge nomen. Tussen de emittervolgeruitgang en de bovenkant van de laadweerstand bevindt zich een
137
zenerdiode. Deze zorgt er voor, dat de spanning over de weerstand en dus de
laadstroom constant blijft. Er ontstaat een lineair met de tijd toenemende span­
ning over de laadcondensator en tevens aan de uitgang van de emittervolger.
TS3 zorgt er in combinatie met TS2 voor, dat er in de zenerdiode een constante
stroom vloeit, zodat de spanning over de diode niet zal variëren.
In fig. 5-15 is een lineaire zaagtandoscillator weergegeven, waarin de zenerdio­
de vervangen is door een bootstrapcondensator tussen de uitgang van de emit­
tervolger en de bovenkant van de laadweerstand R2. Door het bootstrapeffect
blijft ook hier de spanning over de laadweerstand constant en neemt de lading
van condensatoren tussen de emitter van TS1 en aarde lineair met de tijd toe.
Met de regelweerstand R1 kunnen we de tweede-orde-effecten bij de zaagtandvervorming compenseren. De zaagtandoscillator heeft een sync-input aan de
basis B2 van de UJT.
+ 20V
----- O
330
12 k
C2
SYNC
INGANG
2NA91
2N492
0-
—O
UITGANG
2N167
2N336
Fig. 5-15. Zaagtandgenerator
met hoge lineariteit (General
Electric).
=po,ip
——o
UITGANG
R1
25k
Cl
0,05p
Rl
\ik
’OVft
1kHz
1
13. Metronoom met UJT
Bij deze schakeling wekt de UJT-oscillator een impulsspanning op die we aan
een luidspreker toevoeren (fig. 5-16). De impuls, die we aan de luidspreker toe­
voeren, treedt op tijdens de terugslag van de zaagtandspanning, die aan de
emitter van de UJT optreedt. Deze impuls is kort t.o.v. de herhalingstijd. We
horen dan ook een tik in de luidspreker als de condensator in het emittercircuit
van de UJT wordt ontladen. De repetitietijd van de tik kunnen we instellen met
de potmeter van 150 kQ. De gegeven schakeling wordt direct gevoed uit het
lichtnet. Voor 220 V moeten de voorschakelweerstanden van 12 kO verhoogd
worden tot 25 kü. Wanneer men de metronoom nabouwt, is het uitermate
belangrijk alle componenten in een goed isolerende behuizing onder te bren­
gen, opdat men niet in aanraking kan komen met het lichtnet.
138
R1
■O
20k
R2
220k
I
I
O’50
v ~~
I
UJT
2N2160
B2
E
Fig. 5-16. Metronoom met
unijunctiontransistor (General
Electric).
Bi
éL iop
“T 25V
1
LS
fOOp
Cx1N1692
4^
25 V
bij
-
In fig. 5-17 is nog een metronoomschakeling weergegeven, waarin twee com­
plementaire transistoren zijn toegepast. De schakeling is in feite een multivibrator; in de collectorleiding van de pnp-transistor is een luidspreker op­
genomen.
22k
250k
pot mtter
+ 1.5V
--°
2NU13
2N293
i
Fig. 5-17. Metronoom met
complementaire transistoren
(General Electric).
HF
/5p
14. Morse-oscillator met CA3028
In fig. 5-18 is de morse-oscillator weergegeven en in fig. 5-19 het circuit, datzich
in de CA3028 bevindt. Het blijkt, dat zich tussen de uitgang (6) en de + 9 Vvoedingsspanning een magnetische hoofdtelefoon bevindt. Daar de condensa­
tor C1 zich bevindt tussen de uitgang (6) en de ingang (1) treedt er meekoppeling
139
op, want genoemde punten zijn in fase. De meekoppeling zorgt ervoor, dat de
schakeling gaat oscilleren. De sleutel is opgenomen tussen de voedingsspan­
ning en punt 7 van de IC.
SLEUTEL
+ 9V
2Ó
19
RL
Ik
Fig. 5-18. Morse-oscillator met
CA3028 (RCA).
1.
M?2
2fc
8
ó
6
CA 3028
i3
Hoofd tel
2000 Q
Cl
5
7
Ö.47p
3
2
ÖL
AARDE
Als de sleutel geopend is, kan TS3 niet geleiden en evenmin TS1 en TS2. Het
oscilleren is dan onmogelijk. De schakeling trekt in bedrijf ca. 5,5 mA.
I
5 I
—O
I
I
R1
I
TS3
I
I
R2
R3
Fig. 5-19. Circuit binnen de
CA3028.
—O
I
I
I
I
I
IC- CAPSULE^
3
O—
I
15. Oscillator voor het hoorbaar maken van morsetekens
Een praktische oscillatorschakeling voor het hoorbaar maken van morsetekens
is weergegeven in fig. 5-20. De schakeling is in wezen een multivibrator waarin
complementaire transistoren zijn toegepast. Met de 50 kO-potmeter in het
basiscircuit van TS1 is de toonhoogte in te stellen. De opgewekte toon wordt
140
hoorbaar gemaakt door een luidspreker in de collectorleiding van TS2 op te
nemen. Desgewenst kan men de luidspreker vervangen door een 5 Q-weerstand, waaraan parallel een hoofdtelefoon wordt geschakeld.
SLEUTEL
-o
Öfio*
A]
TS2
toon
2N107
TS1
2N170\--------
f
T
------- 0.47p
Fig. 5-20. Morse-oscillator met
complementaire transistoren
(General Electric).
fOO
-------- IH
LS
3 ohm |
De seinsleutel is opgenomen in de voedingsleiding van batterij naar oscillatorschakeling. Sluiten we de sleutelcontacten, dan wordt in de luidspreker de
toon hoorbaar. Een morse-oscillator met unijunctiontransistor is weergegeven
in fig. 5-21. Zoals bekend vertoont een unijunctiontransistor een negatieve
weerstand tussen emitter en basis B1, wanneer de doorslagspanning aan de
emitter wordt overschreden. Welnu dit gebeurt, wanneer de spanning op de
condensator van 0,33 pF deze waarde heeft bereikt.
SLEUTEL
820
50k
(>
VOLUME
■hr
_1±
100
Fig. 5-21. Morse-oscillator met
unijunctiontransistor (General
Electric).
4J TOON
45 V
2N 2160
=r= 0.33 p
\S2
-
'ï Ul
o.oip
oTEL
100
8-16Q
JT
141
Wat we zien gebeuren is dat de condensator zich langzaam oplaadt via de potmeter van 25 kf). Wordt de doorslagspanning Vp overschreden dan wordt de
condensator snel ontladen via de emitter en basis B1. Het negatieve weerstandseffect van de emitter-basisverbinding verdwijnt en de condensator kan zich
opnieuw laden totdat de doorslagspanning van de UJT weer wordt bereikt.
Aldus ontstaat aan de emitter van de UJT een zaagtandspanning. In de basislei­
ding B1 naar de luidspreker treedt tijdens het ontladen van de condensator een
korte impuls op. Treden deze impulsen op met een frequentie, die in het hoor­
bare gebied ligt, dan horen we een toon. De morsesleutel bevindt zich ook hier
in de voedingsleiding. In deze leiding is voorts een sterkteregelaar opgenomen
van 50 kfl.
16. Gelijkspanningsomvormer 6 V-300 V
In fig. 5-22 is het schema van de omvormer weergegeven, die in de vakliteratuur
bekend staat als een balansomvormer.
o—
+ 6V
2x - -
*
*
Lb
rsi
BDY39
n2
B2180A k
------o
+ 300V
n5
TS2
BDY39
2x ik
B2180*—
O-
-o
Fig. 5-22. Gelijkspanningsomvormer 6 V-300 V, 25 W (Siemens), Rt = 47 fl
Specificaties:
Batterijstroom
Collectorpiekstroom
Nominaal vermogen
Nullaststroom
Oscilleerfrequentie
8 A.
9 A.
25 W.
83 mA.
ca. 3 kHz.
Transformator: EE42T26 luchtspleet 1
mm
n, = n2 = 16 wdg. 1,2 mm CuL.
n3 = n4 = 10 wdg. 0,22 mm CuL.
n5 = 1200 wdg. 0,2 mm CuL.
Tijdens het oscilleren komen beurtelings de beide transistoren in geleiding het­
geen een veranderlijk veld in de transformatoren ten gevolge heeft. Aan de
klemmen van de secundaire ontstaat dan ook een wisselspanning die na gelijkrichting en afvlakking een gelijkspanning van 300 V aan de uitgangsklemmen
van de omvormer doet ontstaan.
142
6
Meetscha (telingen
1. Eenvoudige frequentiemeter
De schakeling, die in fig. 6-1 is weergegeven, bestaat uit een impulsvormer (TS1
en TS2) gevolgd door een monostabiele multivibrator.
Als er een signaal aan de ingang van de schakeling optreedt, bijvoorbeeld een
sinusspanning, dan zal gedurende de positieve fase TS1 gaan geleiden en TS2
worden afgeknepen. Door de kruiselingse koppeling van de in- en uitgangen
in de schakeling, schakelt het circuit door het optredend lawine-effect snel van
de ene toestand in de andere. Als de positieve fase de drempelspanning aan
de ingang, gevormd door basis-emitterspanning van TS1, dus overschrijdt,
verkrijgen we aan de uitgang van TS2 een positiefgaande verandering met steile
flank, die naar de monostabiele multivibrator wordt doorgegeven.
+ 9v/s0mA
100
4,7k
10 k
—IQ—1
10fijl2V
' Meter
0- 5 rr A
330
Ik
510
6,5pH
lOOp
EA403
HF
-►H
) TS2
P346A
\P346A
Ik
0>”
’T
c
1F
4.7 k
TS4
P346A
J TS3
\P3C6A
EA403
Fig. 6-1. Frequentiemeter (SGS-Fairchild).
Het gevolg is, dat deze schakeling in de quasi-stabiele toestand komt en daar­
door een impuls opwekt, waarvan de breedte afhankelijk is van de componenten
Cen R. Tijdens deze quasi-stabiele toestand voert de meter stroom. Als de fre­
quentie van het te meten signaal hoger is, zal de quasi-stabiele toestand vaker
143
optreden, waardoor de gemiddelde waarde van de stroom in de meter zal
stijgen. We zien dus, dat inderdaad een verandering van de frequentie van het
ingangssignaal de meteruitslag doet veranderen.
+ 9V
O
100
^ZE6^9
Ik
METER
0-5mA
330
lOk
510
L.7k
10 k
6,8 pH
100p
EAL03
Hf-
->F-
10k
10 k
U5'0
■O
4,7k
9
INGANG
HF
lOp
-K-
Ik
EA403
12 V
Fig. 6-2. Frequentiemeter, omschakelbaar (SGS-Fairchild).
In fig. 6-2 is eveneens een schakeling van een frequentiemeter weergegeven
waarbij het mogelijk is de impulsduur van de door de monostabiele multivibrator opgewekte spanning te wijzigen. Daardoor wordt het mogelijk de fre­
quentiemeter voor een groter gebied bruikbaar te maken. De beide schakelingen
zijn ontworpen voor ingangsspanningen groter dan 2Vn, gestuurd uit een
spanningsbron met een generatorweerstand van 5 kfl of kleiner. De stroom, die
de meter aan een 9 V voeding onttrekt, is ca. 50 mA. In tabel 6-1 zijn de waarden
van C gegeven voor verschillende frequentiegebieden.
Tabel 6-1
Frequentiebereik (Hz)
Capaciteitswaarde van
C (MF)
10.. .100
10.. .1000
10.. .10000
10.. .100000
10.. .1000000
1
0,1
0,01
0,001
0,0001
2. Dipmeter met MOSFET's
We ontdekken in het schema (fig. 6-3) de fundamentele Hartley-oscillator. De
opgewekte wisselspanning, die tussen de tap en de onderzijde van de spoel
144
)
optreedt, wordt gelijkgericht met D1 en afgevlakt met C3. De verkregen gelijk­
spanning wordt toegevoerd aan de draaispoelmeter. Met R3 kan men de mate
van oscilleren instellen en daarmee samenhangend de uitslag van de meter. Met
C3 stemmen we de LC-kring af. De dipmeter wordt gevoed uit een 9 V-batterij;
AAN
&
SI
TS1
3N 128
r—>
t
J-C4
T o.o ip
J
? Cl
SOp
R1
47k
9V
R2
1k
C2
0,01p
R4
6,8 k
Dl
1N914
-£4
CS
0.01p
C3
OflOlp
METER
Fig. 6-3. Dip meter met MOSFET (RCA). Meter: 100 pA.
de opgenomen stroom is 2 mA maximaal. Een dipmeter is een zeer handig
instrument om afstemkringen in de band te brengen. Inzake het gebruik van de
meter verwijzen we naar ,,Meetinstrumenten en meetschakelingen - zelf bou­
wen" door J. H. Jansen.
Fig. 6-4. Spoelen voor de dip­
meter.
145
Tabel 6-2. Gegevens van de spoel L1
Spoel Zelfinductie
A
B
C
D
E
F
G
Frequentie (MHz)
(mH)
min.
max.
280
99
25
6,6
1,7
0,39
0,16
1,16
2,0
3,9
7,7
15,4
32,0
50,0
2,25
4,1
8,0
16,1
32,5
66,0
110,0
Diameter Leng- Tap vanaf
DraadAantal
te
onder­
diameter windingen
spoel
spoel
kant
0,27
0,32
0,38
0,75
0,9
0,9
1,25
120V2
721/2
46 72
191/2
11V3
33/4
3
25
25
18
18
18
18
10
38
25
20
14
25
12
12
30 V4
18’/4
12 74
43/4
3 1/8
78
1
Spoelen A tot D gesloten gewikkeld op polyethyleen-spoelvorm; E en F met spatie
gewikkeld op polyethyleen-spoelvorm; G zelfdragend.
Spoelen A tot en met D gewikkeld van geëmailleerd draad. E t/m G van vertind draad.
Fig. 6-5. De
dipmeter.
afgemonteerde
3. Bêtameter voor pnp- en npn-transistoren
De voedingsspanning en de meter in tig. 6-6 worden omgeschakeld met de bo­
venste schakelaar S2, afhankelijk van het feit of we een pnp- of een npn-transis-
tor te testen hebben.
In stand 1 van S1 meten we de lekstroom tussen collector en basis. In stand 2
krijgt de basis 20 pA sturing en meten we de collectorstroom. In stand 3 doen
146
1.2 k
o-
o
S3
6o
pp
Sii—oL
i—
i <->:
S2
330
2
i
NPN
'ATI
I
3
PNP
\NPN
PNP
I
lö
56 k
C.7k
I
6V
>> 1
L_
270k
+
----- 1
I
S1-B
5
ï°
I
'VOETJE
R1
XfJ
1
GE-1N1692
oéJ
Zo—
1
2<j>
S1-C
2121
r
rM
82
yiOOpA
METER
te
Fig. 6-6. Bêtatester (General Electric).
we hetzelfde, alleen is de basisstroom nu 100 pA. In stand 4 meten we /ceo, in
stand 5 /ces (basis kortgesloten tegen aarde) en in stand 6 de lekstroom tussen
basis en emitter /eo. De diode over de meter beveiligt het instrument tegen te
hoge stromen bijvoorbeeld bij defecte transistoren. R2 moet dan ookzo worden
ingesteld dat zodra de volle uitslag wordt bereikt de diode in geleiding komt.
Fig. 6-7. Bêtameter in geopen­
de toestand.
4. Millivoltmeter voor wisselspanningen met op-amp 709
Het versterkte signaal wordt gelijkgericht met een bruggelijkrichter, waarop de
meter is aangesloten (fig. 6-8). Over R5 wordt een tegenkoppelspanning af­
genomen, die aan de inverterende ingang van de op-amp wordt toegevoerd.
De tegenkoppeling draagt er zorg voor, dat de niet-lineariteit van de schaaluit-
147
slag, tengevolge van de brugdioden wordt geëlimineerd. De meterschakeling
is bruikbaar van 10 Hz tot 100 kHz. De meter wijst de gemiddelde waarde van
de wisselspanning aan.
+ 12V
------ O
C2
<7n -r-
R4
sa/"
52/72709
n*2
220p
Dl
D3
R1
Cl
100 k
R3
ImA
G
D2
D4
R5
2k
Vi
O
0
-o
-12V
----- O
Fig. 6-8. Millivoltmeter met op-amp (Texas Instruments).
5. Millivoltmeter voor wisselspanningen
De schakeling geeft een volle uitslag op een 100 ^uA-meter met lineaire schaal
bij een ingangsspanning van ca. 20 mVe)f bij een bandbreedte van 800 kHz.
Bestuderen we de schakeling (fig. 6-9) dan zien we dat deze bestaat uit twee DCgekoppelde versterkertrappen in gemeenschappelijke-emitterschakeling. Een
dergelijke conceptie wordt vanwege de goede DC-stabiliteit ook veel bij ingangstrappen voor geluidsversterkers toegepast.
De aanwezige dioden D2 en D3 zorgen voor de gelijkrichting van de optredende
wisselspanning in het collectorcircuit van TS2. Gaat de collectorspanning om­
laag dangaater stroom vloeien vanuit de bovenste elco door de meter en diode
D3 naar de collector. Wordt de collector meer positief, dan wordt de onderste
elco van 15 p.F geladen via de meter en D2. De stroom loopt hierbij in dezelfde
richting door de meter als bij een negatiefgaande verandering van de spanning
aan de collector.
Daar het gemeenschappelijke knooppunt van de elco's met de emitter van TS1
is verbonden, verkrijgen we tegenkoppeling, waardoor de niet-lineaire uitslag
148
van de meter, tengevolge van de kromme karakteristiek van de dioden, vrijwel
ongedaan wordt gemaakt. D1 dient om de meter tegen overspanning te be­
veiligen. De ingangsimpedantie van de millivoltmeter is 10 kfl.
+ 9V min
-------------O
\R2
\22k
02
ZSUO
Dl
ZS 120
TS2
3
ZTX302
^1—
100fjA
1250 ohm
03
ZS U0
-HF—
15/j
10k
o-
4^
t 250p
INGANG
20 mV etf
R1
100
0
O
o-
Fig. 6-9. Millivoltmeter voor wisselspanningen (Ferranti).
6. Elektronische gelijkspanningsvoltmeter
De voltmeter uit fig. 6-10 heeft een zeer hoge ingangsimpedantie. In feite is de
ingangsschakeling een staartschakeling, waarvan de twee transistoren in één
fabricageproces zijn gemaakt. Beide transistoren hebben dan ook volkomen
identieke eigenschappen.
De potentiometer P1 is toegepast om de meter op nul te stellen als de ingang
via een laagohmige weerstand met aarde wordt verbonden. De potentiometer
P2 is eveneens opgenomen om de meter op nul te brengen echter nu wanneer
men tussen de ingangsklemmen een hoogohmige weerstand aansluit.
Bij een nauwkeurige instelling van de twee potentiometers kunnen spanningsmetingen worden verricht bij sterk uiteenlopende waarden van de inwendige
weerstand van de gelijkspanningsbron aan de ingang. De twee dioden type
EC401 beschermen de versterker tegen overbelasting. Wanneer een meter met
149
een volle uitslag van 400 /xA in het terugkoppelnetwerk wordt opgenomen, kun­
nen in het laagste bereik spanningen tot 1,5 V worden gemeten. De spanningsdeler aan de ingang maakt het mogelijk ook hogere ingangsspanningen te
meten.
Tenslotte nog enige opmerkingen. De weerstanden in de spanningsdeler wijken
af van de gebruikelijke standaardwaarden. De nauwkeurigheid van de spanningsdeler is afhankelijk van de precisie van de deelweerstanden in het netwerk.
Voor het instellen van de voltmeter worden potentiometers met fijnregeling
aanbevolen, bijvoorbeeld twee helitrims, die tegenwoordig ook in ons land
verkrijgbaar zijn.
+ 9V
o—
Input
X
ïmjt
-O s v
»0Mn
2 «24 Mn*
EC401 j k
-O 15 V
Fig. 6-10. Elektronische gelijkspanningsvoltmeter
(Fairchild).
789 kn*
100 uA
—O 50 V
211 kn*
--O1S0V
15 k O
72 5 kn*
»>n
—O 5OOV
21 kn*.
-O 1500 V
105 kn*
— «V
Specificaties van de voltmeter:
Bereiken: 1,5 - 5 - 15 - 50 - 150 - 500 - 1500 V (volle schaal).
Nauwkeurigheid: ca. 2% (volle schaal).
Ingangsweerstand: 6,6 MO voor het 1,5 V bereik; > 10 MO voor de andere
bereiken.
Temperatuurstabiliteit: 0,4 %0/°C.
Gevoeligheid voor voedingsspanningsvariaties:
1% als de voedingsspan­
ningen 10% worden gevarieerd.
Temperatuurbereik: 0-50 °C.
7. Dipmeter met veldeffecttransistoren
Uit de vakliteratuur is bekend, dat een veldeffecttransistor, wat de elektrische
eigenschappen betreft, veel overeenkomst vertoont met de elektronenbuis*).
De FET is een spanningsversterker en bezit, evenals de radiobuis, een hoge
ingangsimpedantie. Overigens blijven de kenmerkende voordelen van de
transistor t.o.v. de elektronenbuis, zoals het ontbreken van een gloeidraad, hoge
*) Zie „Veldeffecttransistoren", grondslagen en praktische toepassingen door J. H.
Jansen, Kluwer - Technische Boeken - Deventer.
150
betrouwbaarheid, lange levensduur en de grote bestendigheid tegen schokken,
onverminderd van kracht.
Het is duidelijk, dat ook de FET als versterkerelement geschikt moet zijn voor
toepassing in een dipmeter. Daar veldeffecttransistoren weinig ruimte innemen,
kan men de dipmeter, evenals bij bipolaire transistoren, compact bouwen.
In fig. 6-11 is een beproefde schakeling van een dipmeter met twee FET's
weergegeven, die werd ontworpen door de Duitse zendamateur DL 7 IM. De dip­
meter is geschikt voor het frequentiegebied van 33-250 MHz, waarin men juist
deze meter zo veel gebruikt.
60p
1,5 k
rsi
TIS34
60p
100pA
l2.7k
lOOp
HF
i
smoorsp
•k.SOw'dg
I
••'C HFsmoorsp
|i 50wdg
TS2
TIS34
I/?/
\22k
2,5mH
22n
\P1
50k
270
¥ •ï
22n
Fig. 6-11. Schakeling van de dipmeter.
Als we het schema bestuderen, ontdekken we een driepuntsoscillator en een
gatestroomversterker, beide uitgerust met een TIS34 (Texas Instruments). De
tweede TIS34 maakt deel uit van een brugschakeling, waarin een draaispoelmeter van 100 pA is opgenomen en werkt in de oscillatorschakeling op dezelfde
wijze als een elektronenbuis.
Gedurende de toppen van de positieve fasen van de opgewekte signaalspanning trekt de veldeffecttransistor gatestroom, waardoor de gate zich negatief
t.o.v. de sou ree zal gaan instellen. Vergelijke.e.a.metde werking van de roostercondensator-lekweerstandcombinatie bij de elektronenbuis.
Door de gatestroom, die tengevolge van de negatieve instelling van de gate
tijdens het oscilleren in de lekweerstand R1 en P1 gaat vloeien, ontstaat een
negatieve spanning aan de arm van de potmeter t.o.v. aarde.
De tweede FET maakt, zoals reeds is opgemerkt, deel uit van een brugschake­
ling. De brug is normaal uit evenwicht en de meter slaat dan ook uit. Zodra echter
door demping het opgewekte signaal van de oscillator afneemt, daalt de span­
ning aan de arm van P1. Dit betekent, dat TS2 meer stroom gaat trekken,
waardoor de meterstroom vermindert. We nemen dit waar als een dip.
151
Door de simpele opbouw en geringe afmetingen is voor de dipmeter gemak­
kelijk een klein printje te maken. We kunnen er dan ook voor zorgen, dat de ver­
bindingen, vooral tussen de spoel en de draaicondensator, uiterst kort blijven,
hetgeen voor het hoge frequentiegebied, waarin de dipmeter moet werken,
noodzakelijk is. De toegepaste condensator is een zgn. vlindercondensator, ook
wel splitcondensator genoemd. Merk op, de rotor van de condensator wordt
verbonden met het gemeenschappelijke voetpunt van de schakeling.
Voor het inbouwen van het instrumentje zijn diverse interessante metalen
doosjes in de handel.
De uitwisselbare spoelen dienen te worden gewikkeld op verliesarm materiaal,
bijv, polystyreen, dat in vrijwel iedere goed gesorteerde radio-onderdelenwinkel in diverse maten voorhanden is.
Tabel 6-3. Spoelgegevens van de dipmeter
Bereik (MHz)
33- 52
50- 80
80-120
115-170
170-250
Spoeldiam. (mm)
Lengtewikkel (mm)
30
12
8
6
7
7
10
12
14
Aantal wdg.
27
11
4
2
1/2
(draadbeugel)
Lit.: „Ein FET-dipmeter", door G. Ruhr, DL 7 IM, Das DL-QTC-DARC - Duitsland.
8. Transistortester (Heathkit - Model IM-30)
Specificaties:
Metingen:
Kortsluittest:
Lekmetingen:
Dioden:
DC a’(hFE); 0-300 in twee bereiken.
DC a (HFB); 0-0,9966 in twee bereiken.
Collector-emittersluiting.
Collector-emitterlek, /CE0.
Collector-basislek, /CB0.
Meting van de lekstroom.
Meting van de doorlaatstroom.
Door berekening is te bepalen:
AC-stroom versterking
DC-steilheid
152
& lc
a/b
A/r
AC-steilheid — -F
AEb
DC-weerstand basiscircuit
collectorcircuit
.ÉL
Ec
AC-weerstand basiscircuit AÊb
A lB
collectorcircuit
AA
A/c
(AC = Alternating Current = wisselstroom; DC = Direct Current = gelijkstroom)
Meter:
Schaal: 15-0-15 en 50-0-50.
Gevoeligheid: 10-0-10 MA, 100 kQ/V.
Weerstand: 5000 fl.
Voeding: Batterij van 7 droge cellen van 1,5 V.
Aansluiting van de transistor via een transistorvoetje op het front paneel of door
middel van 3 aansluitklemmen bovenaan de kast.
8.1. Beschrijving van de schakeling
Het is dikwijls belangrijk, dat wé van een transistor de statische eigenschappen
kennen. We bedoelen hiermee de DC-grootheden, zoals de lek (/CE0) en de
stroomversterking voor een bepaald instelpunt.
Wil men deze grootheden weten voor een bepaald werkgebied, dan is het
duidelijk, dat verschillende metingen nodig zijn, om het gedrag in het betrokken
gebied te leren kennen.
Voordat deze grootheden worden gemeten, is het noodzakelijk de transistoren
een bepaalde instelling te geven. Deze instelling is mogelijk, dank zij de aanwe­
zigheid van diverse regelorganen op het frontpaneel van de tester. Zo kunnen
we bijvoorbeeld een bepaalde collectorspanning aanleggen en de transistor een
bepaalde basisstroom geven. Ook is het mogelijk na te gaan of er sluiting tussen
basis, emitter en collector optreedt.
8.2. Basisstroominstelling
Hoe we de basisstroom instellen, wordt duidelijk als we fig. 6-12 bestuderen.
We zien hierin een transistor, waarvan het basiscircuit bestaat uit een potentiometer, een batterij, een meter en de basis-emitterdiode van de transistor. Rs in
de schakeling is een shuntweerstand, waarvan de waarde zich wijzigt met het
omschakelen van de ,,Leak Diode Base Current"-schakelaar (in fig. 6-12 niet
gegeven, maar wel te vinden in het volledig schema van de tester). De collectorspanning wordt ingesteld met de ,,Collector Voltage Switch", ook te
vinden op het paneel van de transistortester.
153
De instelpotentiometer R6 wordt zó ingesteld, dat de voor de meting gewenste
basisstroom gaat vloeien.
8.3. Meten van de stroomversterking
Hoe het meten van de stroomversterking in zijn werk gaat, leert ons fig. 6-13.
Bij de bepaling van a' wordt met de draaispoelmeter het verschil in spanning
gemeten over de weerstanden Rs en R24. In R24 vloeit de basisstroom, in Rs
de collectorstroom. Als de spanningen aan elkaar gelijk zijn, slaat de draaispoel­
meter niet meer uit. Kennelijk is dan /B■ R24 gelijk geworden aan /c-Rs- /C//B is
dus gelijk aan R2JRs.
Basisstroom .—}
instellmqr1! '
instelling
-HM'Instelling pi
R6
R24
—1
Rs (R7-R13)
Rb(R1S-R19)
Rs (R7-R13)
Aflezing
stroomverst
Aflezing
stroom­
versterking
hoog°
laag
meter
meter
Fig. 6-12. Instelling basisstroom .(lb).
Fig. 6-13. Meten van de
stroomversterking.
Bij de IM-30 is de potentiometer R24 dan ook gekalibreerd in de stroomversterking a' . Met de ,,high-low"-schakelaar inde tester is het moge lijk het meetbereik
met de maximale stroomversterking van 150 uit te breiden tot het meten van
een maximale stroomversterking van 300. De «-stroomversterking wordt be­
kend door berekening.
Met de relatie a =
a'
a' + 1
is de «-stroomversterking te berekenen. Op het frontpaneel zijn zowel a' als a
afleesbaar.
8.4. Collectorspanningsmeting
Voor diverse metingen is het noodzakelijk een juiste collectorspanning in te stel­
len. Het omschakelen van de spanningen geschiedt met de ,,Collector Voltage
Switch". Het meten van de spanning geschiedt weer met de in de tester aanwe­
zige draaispoelmeter. In fig. 6-14 is de meetschakeling weergegeven. We zien,
dat de draaispoelmeter met een serieweerstand tussen de collector en de emit-
ter wordt aangesloten. Rv is de serie- of voorschakelweerstand.
154
8.5. Meten van de collectorstroom
Deze meting geschiedt in principe, zoals in fig. 6-15 is weergegeven. In de collectorleiding wordt in serie met de batterij de draaispoelmeter met shuntweerstand opgenomen. Door omschakeling is de meetschakeling voor diverse collectorstromen geschikt te maken.
Met de instelpotentiometer R6 kan men op de gewenste collectorstroom instel­
len (zie ook basisstroominstelling).
—'HHH
InstellingA
R6
I R24
Rs (R7-R13)
Aflezing stroom
versterking
Aflezing stroom versterking
Fig. 6-14. Meten van de collectorspanning.
meter
Fig. 6-15. Meten van de col­
lectorstroom.
8.6. Batterijspanningsmeting
Deze meting geschiedt op dezelfde wijze als de collectorspanningsmeting, al­
leen wordt de spanningsmeter nu over de batterij aangesloten (fig. 6-16). Instel­
ling van de meetmogelijkheden geschiedt met de ,,Leak Voltage Switch" op het
frontpaneel.
■o
R7.R8
^0.1
meter
RU
.2__
JR9,R13
o
Fig. 6-16. Meten van de batterijspanning.
meter
Fig. 6-17. Het meten van kort­
sluiting tussen collector en
emitter.
8.7. Kortsluittest
Bij deze meting wordt in serie met de batterij en de collector-emitteraansluitingen van de transistor een laagimpedant weerstandsnetwerk met draaispoelmeter aangesloten. In fig. 6-17 is de schakeling weergegeven. Als er geen sluiting
tussen de emitter- en collectoraansluiting optreedt, slaat de meter niet uit. Is
155
er kortsluiting, dan gaat er een flinke stroom door de weerstanden R7 en R14
vloeien. De spanning, die over R7 optreedt, wordt met de draaispoelmeter
gemeten. Bij volledig kortsluiting wordt de meter met de serieweerstand R9 be­
veiligd.
8.8. Meten van de collector-emitterlekstroom f/CE0?
Uit fig. 6-18 blijkt, dat we bij de meting in serie met de collector- en emitteraansluitingen een batterijspanning- en lekstroommeter aansluiten. De meting
wordt verricht met open basis, d.w.z. dat de basisaansluiting nergens mee ver­
bonden is.
Rs is ook hier een shuntweerstand, die omschakelbaar is met de ,,Leak Diode
Base Switch". Op de meter is de lekstroom afleesbaar. De collectorspanning kan
met een schakelaar op het frontpaneel van de tester worden ingesteld. Met de
meetschakeling is ook de lek van halfgeleiderdioden op te meten. In fig. 6-18
Fig. 6-18. Het meten van de lek
(ICeo) en de diodetest.
Rs
meter
is gestippeld aangegeven, hoe de diode in de meetschakeling moet worden op­
genomen.
Bij het meten van de doorlaatstroom van een diode wordt de polariteit van de
batterijspanning omgewisseld met de „Polarity Switch" eveneens op het front­
paneel.
8.9. Meten van de collector-basislek (lCB0)
Deze meting geschiedt op vrijwel dezelfde wijze als de meting van /CE0. Alleen
worden nu de basis- en collectoraansluitingen van de transistor met de meet­
schakeling verbonden.
In fig. 6-19 is in principe het meten van /CB0 weergegeven. Met de tester zijn
Fig. 6-19. Het meten van de
collector-basislek (ICbo>-
156
deze metingen nauwkeurig te verrichten, zowel voor pnp- als npn-transistoren.
We wijzen er met nadruk op, dat de gegeven schakelingen het principe van de
metingen weergeven. Weerstanden, die niet direct van belang zijn voor verkla­
ring van de schakeling zijn weggelaten, dus ook eventuele begrenzingsweerstanden, die stromen moeten beperken tot veilige waarden. Wanneer men ertoe
mocht overgaan een van de principiële schakelingen te gaan bouwen dan kan
het alsnog noodzakelijk zijn de genoemde begrenzingsweerstanden «in de
schakeling op te nemen.
In fig. 6-20 is het volledige schema van de tester weergegeven. Het instrument
heeft op het frontpaneel vier ,,hefboom"-schakelaars met drie standen, die in
de neutrale stand terugvallen, als men de schakelaar loslaat. Op deze wijze kun­
nen foutieve metingen worden vermeden. Men kan met de schakelaars bijv,
nooit de collectorstroom gelijktijdig met de basisstroom meten, tenzij men
beide schakelaars bedient, maar dit moet dan ook ten strengste worden af­
geraden.
De transistor kan met de meetschakelingen worden verbonden met behulp van
een transistorvoetje, dat zich op het frontpaneel bevindt. Het gebruik van een
voetje wordt lastig als men vermogenstransistoren moet testen.
Om deze reden zijn aan de bovenkant van de kast, waarin zich de tester bevindt,
nog drie aansluitklemmen aangebracht die metingen aan vermogenstransisto­
ren mogelijk maken.
157
p
b
k>
f iï.1
<• Hl
:
iill
1
0d
llr^
)
iL_
P
P
h
;i !i
~i
.1 ‘i
r£
n~
=
ƒ
II
r p
1
r
fTri P
J8 iffil
’h
Ti
ïl
1 •-
Ei
0
Utri»]5
1
w
^0//fè
ji
o
Ui
He
■i
=
1
P
p
«•A 1
^(1/7
Fig. 6-20. Transistortester (Heathkit-Model IM30).
158
Enkele gegevens van de gebruikte halfgeleiders
TRANSISTOREN
Type
AC125
AC 126
AC127
AC132
AC175
AF115
AF124
AF127
BC108
BCY57
BCY58
BCY70
BCY78
BD106B
BD124
BDY20
BDY39
BF115
BFY50
BFY51
BSX20
BSX40
BSX45
BSY39
BSY53
BSY78
C420
C424
C444
C450
P346A
TIP31
TIS34
TIS58
TIS90M
TIS91M
TIS98
ZTX300
ZTX302
ZTX312
2N167
2N170
2N293
2N321
2N336
2N491
2N492
2N525
2N708
2N1413
2N1613
2 N 2049
2N2160
2N2646
Ic
12 V
12 V
12 V
12.V
18 V
15 V
15 V
15 V
20 V
20 V
32 V
40 V
32 V
36 V
45 V
60 V
70 V
30 V
35 V
30 V
15 V
20 V
40 V
20 V
30 V
28
30
35
40
V
V
V
V
40 V
Bl/oss
30 V
ÖVoss
15 V
40 V
40 V
60 V
25 V
35 V
12 V
30 V
100 mA
100 mA
500 mA
200 mA
1000 mA
10 mA
10 mA
10 mA
100 mA
100 mA
200 mA
200 mA
200 mA
2,5 A
2 A
15 A
15 A
30 mA
1 A
1 A
300 mA
1 A
100 mA
750 mA
30 mA
fi
Ft0,
500 mW
500 mW
340 mW
500 mW
1100 mW
50
65
100
135
60
60 mW
60 mW
60 mW
300 mW
300 mW
1000 mW
350 mW
770 mW
11,5 W
15 W
117 W
115 W
145 mW
800 mW
800 mW
360 mW
360 mW
5W
300 mW
800 mW
300 mW
800 mW
300 mW
300 mW
200 mW
300 mW
2000 mW
360 mW
125
200-800
120-630
50
120-630
100-300
35
20-70
25-100
45-165
30
40
40-120
40-120
40-250
40-120
40-120
30
55
50
80
100
25
20-100
1,3
1,7
1,5
1,3
MHz
MHz
MHz
MHz
75 MHz
75 MHz
75 MHz
150 MHz
350 MHz
125 MHz
250 MHz
100 MHz
100 MHz
60 MHz
1 MHz
0,8 MHz
230 MHz
60 MHz
50 MHz
500 MHz
350 MHz
50 MHz
350 MHz
100 MHz
100 MHz
70 MHz
60 MHz
350 MHz
60 MHz
400 MHz
Pi,
3,5 mA/V
360 mW
Pr,
2,3 mA/V
400 mA 625 mW
160
160
400 mA 625 mW
200 MHz
240
200 mA 360 mW
50
150 MHz
500 mA 300 mW
500 mA 300 mW
100
150 MHz
400 MHz
40
500 mA 300 mW
9 MHz
65 mW
65
2.5 MHz
20
20 mA
25 mW
8 MHz
65 mW
25
15 V
20 mA
3 MHz
80
200 mA 225 mW
20 V
13 MHz
200
150 mW
40 V
25 mA
= 6,8 k
Unijunctiontransistor - 680 mW - flBB
Unijunctiontransistor - 680 mW - HBB = 9,1 k
5.5 MHz
64
500 mA 225 mW
30 V
480 MHz
30
360 mW
15 V
3,2 MHz
30
25 V
200 mA 200 mW
60 MHz
30
800 mW
50 V
50 MHz
75
50 V
500 mA 800 mW
= 35 V - 450 mW
Unijunctiontransistor VBB
= 9,1 k - 300 mW
Unijunctiontransistor flBB
Structuur
Omhul­
ling
pnp-Ge
pnp-Ge
npn-Ge
pnp-Ge
npn-Ge
pnp-Ge
pnp-Ge
pnp-Ge
npn-Si
npn-Si
npn-Si
pnp-Si
pnp-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
n-channel
FET
n-channel
FET
npn-Si
pnp-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Ge
npn-Ge
npn-Ge
pnp-Ge
npn-Si
T01
T01
T01
T01
pnp-Ge
npn-Si
pnp-Ge
npn-Si
npn-Si
T05
T018
T05
T05
T05
T018
T018
T018
T018
T018
T018
T018
F03
F03
T03
T03
T018
T018
T018
T018
T05
T018
T018
T092
T092
T092
T092
T05
T05
T072
TRANSISTOREN (vervolg)
Type
L/Ce
2N2711
2N2712
2N2926
2N3013
2N3053
2N3391
2N3585
2N3704
2N3708
2N3709
2N3829
2N3924
2N3993
18 V
18 V
18 V
15 V
40 V
25 V
300 V
30 V
30 V
30 V
35 V
18 V
SV'dss
25 V
2N4856A
2N4891
2N5045
2N5448
3N128
lc
100 mA
200 mA
100 mA
200 mA
700 mA
100 mA
2000 mA
800 mA
30 mA
30 mA
200 mA
500 mA
Ptol
200 mW
200 mW
200 mW
360 mW
5000 mW
200 mW
200 mW
360 mW
360 mW
360 mW
360 mW
7000 mW
300 mW
f.
30
80
35
30
25-250
250
8-140
300
45
45
30
350 MHz
100 MHz
10 MHz
100 MHz
350 MHz
250 MHz
9is
6-12
mA/V
ÖV'dss
360 mW
40 V
Unijunctiontransistor - 360 mW - /?BB
K>s
250 mW
9is
15 V
1,5-6
mA/V
30 V
200 mA 360 mW
30
^DS
330 mW
15 V
5 mA/V
Structuur
Omhul­
ling
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
hpn-Si
npn-Si
npn-Si
npn-Si
p-channel
FET
T052
T05
T066
T092
T092
T092
T052
T039
T072
n-channel
FET
T018
= 9,1 k
n-channel
FET
100 MHz
pnp-Si
n-channel
MOSFET
T072
DIODEN, THYRISTOREN, DIACS EN TRIACS
4>
Type
BA102
BAX 12
BAX 13
BAY45
BAY96
20 V
90 V
50 V
150 V
120 V
BZY88C6V2
BZY88C9V1
EA403
OA90
ZE6V9
ZS120
ZS140
IN270
IN914
IN971B
IN4005
IN4009
6,2 V - 400 mW
9,1 V - 400 mW
|
10 mA
|
10 mA
- zenerdiode 6,9 V - 70 mW
250 mA
50 V
10 mA
15 V
200 mA
100 V
75 mA
100 V
zenerdiode 27 V - 400 mW
1 A
600 V
75 mA
25 V
Type
Omschrijving
RCA40502
2N4988
C122B
TIC45
triac
diac
thyristor
thyristor
200 mA
20 mA
250 mA
- zenerdiode
- zenerdiode
35 V
20 V
^BO
200 V
30 V
200 V
60 V
Structuur
VARICAP 20-45 pF
Si-diode
Si-diode
Si-diode
VARACTOR
28-39 pF
Si-diode
Ge-diode
Omhulling
D07
D07
D04
D07
D07
D07
Si-diode
Si-diode
D07
D07
D07
D07
D07
D041
D07
4
Omhulling
Si-diode
Si-diode
Ge-diode
Si-diode
6A
200 mA
8A
350 mA
BIBLIOTHEEK
XN.V.H.R«
______ ______