PHẦN I
LÝ THUYẾT
Trang 1
Chương 1: MẠCH LỌC TÍCH CỰC
Hàm truyền có đáp
1-1
ứng phẳng tối đa:
Còn gọi là hàm Butterworth. Khi bậc của bộ lọc tăng lên, tần số cắt
không thay đổi, nhưng độ dốc của bộ lọc tăng dần đến lý tưởng. Khi thiết
kế các bộ lọc bậc cao: 3, 4, 5 ta dựa vào bảng các hàm Butterworth đã
chuẩn hóa.
Mạch lọc tích cực bậc
1-2
nhất
a- Mạch lọc thông thấp bậc nhất: LTT1
R1
+
-
C1
V2(S)
R2
R3
Hàm truyền:
Bộ khuếch đại
đảo
A V0
V khong
S
HS  2

V1 S 1  R1C1S
(1)
H(S)
AV0
A V0
C 
C
0
R
 1 2
R3

(2)
1
R1C1
C1
R2
R1
+
Bộ khuếch đại đảo
Trang 2
(3)
Hàm truyền: HS  V2 S  A V 0
V1 S 1  R2 C1S
R2
R1
(2)
1
R 2 C1
(3)
A V0  
C 
(1)
b- Mạch lọc thông cao bậc nhất
R2
C1
R1
+
V S
Hàm truyền: HS  2 
V1 S
1
V2(S)
A V0
1
C1R1S
(1)
H(S)
AV0

0
A V0  
t 
R2
R1
(2)
1
R1C1
(3)
Mạch lọc tích cực bậc
1-3
hai
C1
a- Mạch LTT2
R
R
C2
R
V1(S)
C2
R
+
V2(S)
Mạch hồi tiếp âm một vòng
AV0 = 1
(1)
Trang 3
1
R C1C2
 20 
R
(2)
2
2
2 0 C1
(3)
1
 R 2 C1
C2 
(4)
2
0
R1
V1(S)
C2
R2
C1
+
R3
V2(S)
Mạch hồi tiếp âm 2 vòng
A V0
R
 2
R1
(1)
 20 
1
C1C2 R 2 R 3
(2)
Nếu chọn:
C2 4b2 1  A V 0 

C1
b12
(3)
R2 
b1
4f 0 C1
(4)
R1 
R2
A V0
(5)
R3 
b2
4 f C1C2 R2
(6)
2 2
0
C2
V1(S)
R1
R2
C1
+
-
R3
V2(S)
R4
Trường hợp 1: AV0Mạch
= 1LTT2
(R3dùng
= 0).hồi tiếp dương
Nếu chọn
Thì
C2 4b2
 2
C1
b1
(1)
b1
4f 0C1
(2)
R1  R2 
Trang 4
20 
1
R1R 2 C1C2
(3)
Trường hợp 2: R1 = R2 = R; C1 = C2 = C;  AV0  1.
0 
1
RC
(1)
A V 0  3  2  1

R3
R4
(2)
R3
 2  2  0,59
R4
(3)
b- Mạch LTC2
R2
V1(S)
C1
C2
R1
+
-
V2(S)
R3
R4
Trường hợp 1: AV0 =
vàdùng
C1 =
C.
Bộ1LTC
hồiCtiếp
2 =dương
20 
1
C R1R 2
(1)
R1 
2
0C
(2)
R2 
R1
2
(3)
2
Trường hợp 2: C1 = C2 = C; R1 = R2 = R;
0 
1
RC
A V 0  1

(1)
R3
 3 2
R4
(2)
R3
 2  2  0,59
R4
(3)
c- Mạch LTD2:
C2
V1(S) R1
C1
R
Trang
R3 5
+
V (S)
Xét trường hợp C1 = C2 = C ta có:
f0 
R1  R1
1
1

2C R1R 2 R3 2C R' R3
A V0 
(1)
R
Q
 3
R1C0 2R1
(2)
Q
1
1 R3 R1  R2 
 0 R3 C 
2
2
R1R2
(3)
D
f0
1

Q R3C
(4)
H
Q
min
 max

D
R' 
R1R2
R1  R2
(5)
Điều kiện: A0L > 2Q2.
R2
C2
C1
Hàm truyền:
R1
+
LTD bậc 2
Z
SC1R2
HS  2 
Z1 1  SC1R1 1  SC2 R2 
(1)
H(dB)
A
Trang 6
0
f1
-40dB
f2
f
f1 
1
2R1C1
(2)
f2 
1
2R 2 C2
(3)
f3 
1
2C1R 2
(4)
A V 0 dB  10lg
f1
f3
Trang 7
Chương 2: KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN
(KĐCSCT)
Góc
2-1
KĐCSCT:
D
bộ
Imax
t Imax
Vb
A 0 V B
Vm
của
iC
ib
C
Vmin
cắt
Vmax
Vm
t0
T
Hình 2-1 Dạng đặc tuyến động và giản đồ thời gian của dòng
điện ở chế độ C
Góc cắt tính theo độ:
 0  1800
T  t0
T
(1)
Các thành phần dòng điện ra được tính dựa theo hệ số phân giải xung
dòng điện ra của Transistor:
- Thành phần trung bình một chiều:
I 0  I max . 0   I m  0 
- Thành phần hài bậc nhất:
I 1  I max .1   I m 1 
- Thành phần hài bậc n:
I n  I max . n   I m  n 
2-2
của bộ KĐCSCThfelớp C dùng Transistor
Các mode hoạt động
0 = hFE
0,7070
1
0
0,3f
fthấp
f
ftrungbình
3f
fT
fcao
f
Dải tần số làm việc của Transistor được chia làm 3 đoạn:
- f0  f: tần số thấp, các tham số được coi là không thay đổi; hfe = 0;
Trang 8
- 0,3f  f0  3 f: tần số trung bình, các tham số của Transistor thay
đổi và xuất hiện điện trở ký sinh (rbb’), điện dung ký sinh (Cb’e, Cb’c)
0
*

 
1  0 
 
 
hf e

2
f 
1  0 
f 
 
(3)
2
- f0  3 f: tần số cao, các tham số của Transistor thay đổi, xuất hiện
rbb’, Cb’e, Cb’c và các điệm cảm ký sinh Lks.
   j0

0
  j0
f
(4)
f0
Trong giáo trình Điện tử thông tin chủ yếu chúng ta sẽ nghiên cứu
bộ KĐCSCT ở tần số thấp và tần số trung bình và chỉ xét ở chế độ
kém áp. (Transistor như mộ nguồn dòng)
Bộ KĐCSCT dùng
2-3
Transistor
1. Bộ KĐCSCT dùng Transistor ở chế độ kém áp mắc Emitter chung.
Cng
Rn
Cng
Lch
Lch
en
VBB
R1
I’n
rb’e
Rb
+
-
LC
RE Cng
Cng
Cb’e
*
C b’e C M
*
CC
|hfe|i’b
LC
Rtđ1 C’C
Các bước thiết kế bộ KĐCSCT khi chưa kể đến ảnh hưởng của mạch
ghép đầu vào và đầu ra (Chú ý: các bước thiết kế không nhất thiết theo
trình tự đưa ra)
0- Xác định phạm vi làm việc của Transistor theo (2-2) để vẽ sơ đồ tương
đương tín hiệu nhỏ chó đúng.
1- VCC = (0,5  0,8)VCEmax cho phép
2- Chọn góc cắt:  = 600  900
3- Chọn hệ số lợi dụng điện áp: 1 = 0,85  0,95 = VCm1/VCC.
4- Xác định biên độ hài bậc nhất trên Collector: VCm1 = 1VCC.
5- Xác định các dòng điện:
Trang 9
I Cm1
I 'n 
*
 1  
;
I n  I ' n 1  T Cb'c  1 Rtñ1 
i B  I ' n cost  I BO ; I ' n  I bm ; I BO 
6-
*
;

I CO 
 0 
I Cm1
 1 

Cb'e
; C*M  T Cb'eCb'cRtñ1 1 
 1   
 1   
C'*b  C*b'e  C*M ; C*b'e 
C'*b 
I CO
Cb'e 1  T Cb'c R tñ  1 
 1   
Z iEC 
1
j C*b'
;
*


C*b'e  Cb'c 1    1 


Nếu kể cả rb’e ta có: Z’iEC = rb’e//ZiEC
Nếu rb’e >> ZiEC ta có Z’iEC  ZiEC
Nếu rb’e so sánh được với ZiEC ta có:
Z iEC 
rb'e
1  rb'e Cb'e  0 
2

rb'e
 
1  0 
 
 
2
7- Biên độ điện áp kích thích vào: Vbm1 = I’n|ZiEC|
8- Công suất vào của nguồn kích thích:
Pi 
1 2
I ' n . Z iEC
2
9- Xác định trở kháng nguồn tương đương
 n  Rn Cb'e
   rb'e Cb'e 
h
1
 fe
  T
Để dòng điện đầu vào không bị méo thì:
Rn 
*
Zn 
hf e
1

T Cb'e  Cb'e
Rn
 
1  0 
 
 
2
10- Thiên áp Base
Trang 10
 n  
*
VB  VBE  I ' n Z n  0 (  )
*
 0,7  I ' n Z n  0 (  )
11- Điện trở tải tương đương:
*
VCm1
I Cm1
Z L  R tñ 
12- Công suất nguồn cung cấp: PCC = ICOVCC.
13- Công suất hữu ích trên tải
PL 
2
1
1
1 VCm
1
VCm1I Cm1  I 2Cm1R tñ 
2
2
2 R tñ
14- Công suất tiêu tán trên Collector: PC = PCC – PL.
15- Hiệu suất của mạch:

PL
1  ()
  1
PCC 2  0 ()
Trong thực tế thường công suất ra trên tải được biết trước nên ta có thể
tính các bước 0  4, 13, 11, 5, . . .
2. Bộ KĐCSCT dùng Transistor ở chế độ kém áp mắc Base chung.
i’e
Cb’c
C*b’e
Rn
|h*fb|ie
In
0
*
 
 
1  0 
 
 
2
;
LC
C*b'e 
Rtđ1 C’C
C b' e
; Z iEC  1 *
   
j  C b' e
Các bước thiết kế tương tự như trên.
16.
f0 
1
L C CC
với
CC  C*b'c  C' C
Rtđ1 = 0Q0LC 
 CC 
LC 
Rtñ1
0 Q0
với Q0 = 50  100
1
 C' C  CC  Cb'c
4 f L C
2 2
0
Nếu ở đầu vào bộ KĐCSCT có mạch cộng hưởng Lb, Cb thì ta cũng xác
định tương tự như trên với:
f0 
1
L b Cb
; Rtđ1 = 0Q0LC;
Cb  C*b'  C' b
 Cb 
1
4 f L b
2 2
0
với C*b’ tính theo bước 6 ở trên.
Trang 11
2-4 Bộ nhân tần dùng Transistor
Cng
Cng
Lch
Lch
Cb
Lb
VBB
Lb
+
-
Rtđ1 C’
b
Rb
LC
RE Cng
C*b’e
i’b
rb’e
CC
Cng
|h*fe|i’b
LC
Rtđ2
CC
Mục đích của bộ nhân tần:
- Nâng cao tần số sóng mang
- Mở rộng thang tần số làm việc
- Nâng cao chỉ số điều chế trong máy phát FM
- Nâng cao độ ổn định tần số vì không có hiện tượng hồi tiếp ký sinh
qua Cb’c do tần số hoạt động đầu vào và đầu ra khác nhau.
Tần số cộng hưởng đầu vào:
1
V  0 
với
C*b'e 
L b Cb
với
Cb  C' b C*b'e
C b' e
; Rtñ1  0Q01L b
   
Tần số cộng hưởng đầu ra:
 ra  k0 
1
L CCC
;
Rtñn  k0Q02 L C
Góc cắt tối ưu của bộ nhân tần dùng Transistor
 TÖ 
180
;
k
k: hệ số nhân tần của bộ nhân
Các bước thiết kế của bộ nhân tần:
0- Xác định phạm vi làm việc của Transistor theo (2-2)
1- VCC = (0,5  0,8)VCEmax cho phép
2- Chọn góc cắt tối ưu:
 TÖ 
180
k
3- Chọn hệ số lợi dụng điện áp:
k = 1 =0,85  0,95 = VCm1/VCC = VCmk/VCC
VCmk = kVCC
Trang 12
4- Xác định xung dòng hài bậc k
*
*
ICmk   k   .I'm   k   .Ibm1
5- Xác định công suất hữu ích trên tải ứng với hài bậc k
PLk 


1
1  k  
I CmkVCmk 
I Cm1VCm1  k PL1  k PL1
2
2  1  
1
1
6- Điện trở cộng hưởng tương đương của mạch ra ứng với hài bậc k:
R tñk 
VCmk
VCm1


 1 R tñ1
k
I Cmk
k
I Cm1
1
7- Hiệu suất của bộ nhân tần:
k 
PLk
;
PCC
với PCC = ICO.VCC
8- Do không có hiện tượng hồi tiếp qua Cb’c nên
I n  I ' n  I bn 
I Cm1
*
 1  

I Cmk
*
 k  
iB = Incost – IBO với
I BO 
I CO
*


1  0 
.
I Cmk
*
 k 

9- Trở kháng vào của tầng
Z iEC 
1
j C*b'
; với
C*b' 
Cb' e
 1   
Nếu kể cả rb’e ta có Z’iEC = rb’e//ZiEC (tính như trên)
10- Biên độ điện áp kích thích vào: Vbm1 = In|ZiEC|
11- Công suất của nguồn kích thích:
12-
Z n , VB , PC
Pi 
tính như bộ KĐCSCT
13- Tính mạch cộng hưởng vào:
0 
1
L b Cb
; với
Cb  C*b'e  C' b ; L b 
R tñ1
0 Q01
14- Tính mạch cộng hưởng ra
k 0 
1
L C CC
; với
LC 
R tñn
k0 Q02
Trang 13
1 2
I n Z iEC
2
Chương 3: CÁC MẠCH TẠO DAO ĐỘNG
3-1 Các vấn đề chung về mạch tạo dao động
- Bộ tạo dao động ở tần số thấp, trung bình: dùng bộ khuếch đại thuật
toán + RC hoặc dùng Transistor + RC.
- Bộ tạo dao động ở tần số cao: 0,3f  f0  3f dùng Transistor + LC
hoặc dùng Transistor + thạch anh
- Bộ tạo dao động ở tần số siêu cao: dùng Diode Tunel, Diode Gunn.
- Các tham số cơ bản của mạch dao động: tần số dao động, biên độ điện
áp ra, độ ổn định tần số, công suất ra, hiệu suất.
- Trong chương 3 ta chỉ xét mạch dao động LC, dao động thạch anh và
chỉ xét điều kiện dao động của mạch
Bộ khuếch đại A
V1
V2
Bộ hồi tiếp 
- Hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại
*
*
A  A exp j  A  
*
V2
*
V1
*
+ Modul hệ số khuếch đại:
*
A 
V2
*
V1
+ A góc di pha của bộ khuếch đại.
- Hệ số truyền đạt của bộ hồi tiếp
*
   exp j  ht 
*
*
+ Modul hệ số hồi tiếp:
*

V1
*
V2
+ B góc di pha của bộ hồi tiếp
- Điều kiện pha để mạch dao động:  = B + B = 0,2
- Điểu kiện biên bộ để mạch dao động:
*
*
A . 1
3-2 Bộ dao động LC dùng Transistor
a- Mạch tạo dao động 3 điểm C kiểu Colpits mắc EC
Lch
+VCC
Cng
Trang 14
R2
C
C
C1
E
C2
L
Vk
Cb’e
B
Rb = R1//R2; R’b = Rb//rb’e  rb’e (nếu Rb >> rb’e)
Các bước thiết bộ tạo dao động 3 điểm C:
1- Xác định phạm vi tần số làm việc của mạch
2- Xác định điều kiện pha
X 1  X BE  
1
1
 0 ; X 2  X CE  
 0;
C2
C1
X3 = XCB = L > 0
3- Xác định hệ số hồi tiếp

VBE
C
  1  n
VCE
C2
(1)
- Ta thường biết f0, L từ đó suy ra:
Ctñ 
CC
1
 1 2
4 f L C1  C2
(2)
2 2
0
- n có thể tình theo công thức (3-45) nhưng nhiều khi không đủ dữ
liệu để tính
- Nếu mạch làm việc ở tần số thấp ta có thể chọn
n = 0,01  0,05, từ đó tính C1, C2.
- Nếu mạch làm việc ở tần số trung bình, để mạch hoạt động ổ định ta
chọn: C’2 = 10Cb’e  C2 = 11Cb’e rồi từ (2) tính C1, thay vào (1) tính
n
4- Hệ số khuếch đại của sơ đồ mắc EC
A  SZC 
 h21e
h11e
h11 
 2
p RK // n2 


(3)
Trang 15
- Ở tần số thấp: h21e = hfe, h11e = hie = rb’e
- Ở tần số trung bình:
hf e
*
| h 21e |
 
1  0 
 
 
2
;
1
2f  .Cb'e
rb'e 
- Rk = 0LQ0 thường biết trước 0, L, Q0
(4)
- p: hệ số ghép đầu ra của Transistor với khung cộng hưởng
p
VCE
VK
C1C2
C  C2
C2
1
 1


C1
C1  C2 1  n
(5)
5- Điều kiện biên độ để mạch dao động:
*
*
A . 1
(6)
b- Mạch tạo dao động 3 điểm C kiểu Colpits mắc BC
C1
C2
RE
Cng
R1
L
Vk
Cb’e
R2
+VCC
C1
C2
L
Vk
Cb’e
Giả thiết RE >> hib
- Bước 1 và 2 làm như trên, thường mạch mắc BC làm việc ở tần số
thấp.
- Bước 3: Hệ số hồi tiếp:
p
VCE
VK
C1C2
C  C2
C1
 1

C2
C1  C2
Nếu mạch làm việc ở tần số thấp ta có thể chọn n = 0,1 
từ đó tính C1, C2 vì Ctđ thường tính được.
Trang 16
0,5;
Nếu mạch làm việc ở tần số trung bình, tính như trên
- Bước 4:
h21b
h11b
A  SZC 
h11 
 2
 p RK // n2 


Ở tần số thấp: h21b  1, h11b = hie/hfe
Ở tần số trung bình:
1
*
| h21b |
 
1   0 
 T 
2
;
*
h11b 
1
2f T Cb'e
Rk tính như trên.
Hệ số ghép đầu ra của Transistor với khung cộng hưởng:
p
VBC VBC

1
VK
VBC
- Bước 5: Điều kiện biên độ để mạch dao động:
*
*
A . 1
c- Mạch tạo dao động 3 điểm C kiểu Clapp mắc EC
Lch
+VCC
Cng
R2
C
E
R1
Cb’e
RE
C1
L
C0
C2
Cng
Vk
B
C
E
C1
L
Vk
C0
C2
B
- Các bước thiết kế tương tự như mạch dao động 3 điểm C kiểu Colpits
mắc EC, chỉ khác về Ctđ và hệ số ghép p của Transistor với khung
cộng hưởng.
f0 
1
2 LC tñ
với
1
1
1
1



Ctñ C1 C2 C0
Nếu ta chọn C1, C2 >> C0 thì Ctđ  Co khi đó nhánh cộng hưởng nối
tiếp L, C0 sẽ quyết định tần số cộng hưởng của mạch và mạch sẽ ổn
định tần số hơn
Trang 17
- Hệ số ghép p:
p
VCE Ctñ C0


VK
C1 C1
d- Mạch tạo dao động 3 điểm C kiểu Clapp mắc BC
Lch
+VCC
C
R2
C1
E
Cng
Vk
C0
C2
RE
R1
L
B
C
E
C1
L
C0
C2
RE
Vk
Các bước thiết kế tương tự như mạchB dao động 3 điểm C kiểu Colpits
mắc BC, chỉ khác về Ctđ và hệ số ghép p.
- Khi biết f0, L ta tính được Ctđ, ta sẽ chọn C0 lớn hơn Ctđ một chút ví
dụ: Ctđ = 25pF thì ta chọn C0 = 30pF.
- Hệ số ghép p:
p
VBC
Ctñ
C  C2

 Ctñ 1
C1C2
VK
C1C2
C1  C2
3-3 Các mạch dao động dùng thạch anh
a- Sơ đồ tương đương của thạch anh
- Lq, Cq, rq là L, C, r của thạch anh (rq = 0)
- Cp: điện dung giá đỡ (Cp = 10  100pF) (Cq = 0,01  0,1pF)
Lq
Cp
rq
Cq
- Tần số cộng hưởng nối tiếp:
q 
- Tần số cộng hưởng song song:
Trang 18
1
L q Cq
(1)
1
p 
Lq
Cq C p
q

Cq  C p
Cp
 q 1 

Cq 

 q  1 
 2C 
Cp
p 

Cq
Cq  C p
- Trở kháng tương của thạch anh:
Zq = Xq = j0Ltđ
(3)
2
Với
L tñ 
 0 

 1
 
 q
(4)
2


 0 
2



 0 C p  Cq 
C 
   p

 q


Để thay đổi tần số cộng hưởng riêng của thạch anh ta mắc CS nối tiếp
với thạch anh:
CS
Z tñ 
TA
1 Cq  Cp  CS   L q Cq Cp  CS 
j CS
Cp  Cq  20 L q Cq Cp
2
0
(5)
khi đó tần số cộng hưởng nối tiếp của mạch sẽ là
f 'q  f q 1
Cq
(6)
Cp  CS
f 1 Cq

f q 2 C p  Cs
Để giảm ảnh hưởng của Cp người ta mắc tụ C0 song song với Cq
f p  f q 1
Cq
C0  Cq
 f q neáuC0  Cp
b- Mạch tạo dao động dùng thạch anh với tần số cộng hưởng song
song
+VCC
Cng
Lch
R2
Cng
R1
C1
RE
Cng
Trang 19
LTA
C2
C1
LtđTA
C2
Để mạch dao động theo kiểu 3 điểm C kiểu Colpits, thạch anh phải
tương đương như cuộn cảm, nghĩa là: q < 0 < p
Thực tế 0  p nhưng để tính toán đơn giản do p  q ta coi
0 
p  q
(1)
2

Cq 

 p   q 1 
 2C 
p 

(2)
jXq
Ltđ
q
0
0
p
Ctđ
Biết
0 ,

Ctđ
Cq, Cp ta tính được q
- Điện cảm riêng của thạch anh:
Lq 
1
 .Cq
2
q
(3)
- Điện cảm tương đương của thạch anh:
2
L tñ
 0 

 1
 
q


 2
 0 Cp  Cq  20 L q Cq Cp

(4)

Z tñTA  j  0 L tñ
-
Ctñ 
(5)
CC
1
 1 2
 L tñ C1  C2
(6)
2
0
Các phần còn lại tính toàn tương tự như mạch dao động 3 điểm C
kiểu Colpits mắc EC.
C1
TA
RE
C2
Trang 20
Mạch B.C
Áp dụng các công thức (1)  (6) ở trên và các công thức trong
mạch dao động 3 điểm C kiểu Colpits mắc BC.
Khi tụ CS mắc nối tiếp với thạch anh nó đóng vai trò như tụ C 0 trong
mạch dao động 3 điểm C kiểu Clapp. Khi tính Ltđ, Ctđ ta sẽ chọn CS
lớn hơn Ctđ một chút, rồi tính C1, C2 như các mạch ở trên.
c- Mạch tạo dao động dùng thạch anh với tần số cộng hưởng nối tiếp
Trong loại mạch này thạch anh đóng
vai trò mạch hồi tiếp. Chỉ đúng tại tần số
cộng hưởng nối tiếp của thạch anh thì Zq 
0 khi đó B  B’ và mạch sẽ hoạt động
như 3 điểm C kiểu Colpits hoặc Clapp và
cũng có thể mắc EC hay BC
Z3
B
Z2
B’
Z1
R
3-4 Mạch tạo dao động RC
Đơn giản và thông dụng nhất là mạch dao động cầu Wiew
D2
R2
R1
D1
+
R
Vin
R
- Tần số dao động:
Vout
C
1

RC
- Điều kiện dao động về biên độ:
Mà
 
1
3
- Mặt khác
nên
*
*
*
A 3
A  1
*
*
A .   A .   1
R1
 3 R1  2R2
R2
Trang 21
Chương 4: ĐIỀU CHẾ TƯƠNG TỰ
4-1 Điều biên
a- Phổ của tín hiệu điều biên và quan hệ năng lượng trong điều biên.
V
0
t
Vo
0
t
VAM
0
t
VAM
V0
V(t) = Vcost
0
(1)
V0(t) = V0cos0t
0 0 + 
0 - 
t
VAM(t) = V0(1+mcost)cos0t
m
(3)
V
( 1)
V0
VAM t   V0 cos0 t 
(2)
(4)
mV0
mV0
cos0  t 
cos0  t
2
2
- Công suất tải tin: P0 
V02
2R L
- Công suất hai biên tần:
- Công suất điều biên:
(6)
Pbt  P0
m2
2
 m2 

PAM  P0  Pbt  P0 1 
2 

- Hệ số lợi dụng công suất:
k
Pbt
PAM
Trang 22
(7)
(8)
(9)
- Công suất điều biên lớn nhất:
PAM max  P0 1  m
2
(10)
Đây là điều kiện để chọn Transistor sao cho
PAMmax < PCmax
b- Điều biên Collector
Điện áp Collector biến đổi theo điện áp âm tần:
*
VCC  VCC  V cost
với

(11)
VCm1
1
VCC
Để đảm bảo Transistor không bị đánh thủng, phải thỏa mãn điều
kiện: V0  V  VCEmax  BVCEO
(12)
2  V0  mV0  V0 1  m  VCC 1  m  2VCC  VCEmax Đối với điều biên
thì VCC  0,5VCEmax
(13)
Nếu đầu ra của mạch điều biên là mạch lọc có hiệu suất CH thì điều
biên Collector có công suất đỉnh là:
2
P0 1  m
P' AM max 
 PC max chopheùp
(14)
 CH
Đây là điều kiện để chọn Transistor có PCmax cho phép
Để thiết kế bộ điều biên Collector ta sẽ tiến hành theo hai phần như
sau:
- Cho trước
PAm  PAM 
PA
PAM
 P0 
CH
 m2 
1 

2


khi đã biết
P0
ta tiến
hành các bước thiết kế như đối với mạch KĐCSCT (mục 2-3)
- Thiết kế phần điều biên:
- Phổ của điều biên
VAM t 
V  mV0  mVCm1
(theo 3) và vẽ phổ
- Tính công suất hai biên tần (theo 7).
- Tính hệ số lợi dụng công suất k (theo 9).
- Kiểm tra điều kiện điện áp (theo 12)
- Kiểm tra điều kiện công suất (theo 14).
4-2 Điều tần và điều pha
a- Quan hệ giữa điều tần và điều pha
Trang 23
Dao động điều hòa sóng mang:
V0 t   V0 cos0 t   0   V0 cost 
Tín hiệu điều chế âm tần:
(1)
V t   V cost
(2)
Tín hiệu điều tần
FM: VFM t   V0 cos0 t   sint   0 
(3)
Trong đó: t   0   cost
(4)


Với
 :

lượng di tần cực đại
Chỉ số điều tần:
mf  k
V 
;



hệ số tỷ lệ
(5)
Tín hiệu điều pha PM:
VPM t   V0 cos0 t   cost   0 
(6)
Trong đó: t   0   cost
(7)
Với
 :
lượng di pha cực đại
Chỉ số điều pha:
m p  kV  
(8)
với k: hệ số tỷ lệ
Quan hệ giữa độ di tần và độ di pha:
d
 
 .. sint
(9)
dt
Từ 3, 6, 9 ta nhận thấy chỉ cần biết tín hiệu điều tần FM sẽ tìm được tín
hiệu điều pha PM và ngược lại.
b- Phổ của tín hiệu điều tần và điều pha
In(m)
I0
I1
I2
0 - 
0 0 + 
0 0 - 2
0 + 2
t
I1
Khi chỉ tính các thành phần Im(mf)  0,01I0(mf) thì bề rộng dải tần
của tín hiệu điều tần chiếm là:


D FM  2 mf  mf  1  max
(1)
Trang 24
- Khi mf > 1 ta có biểu thức gần đúng:
DFM  2mfmax  2
(2)
 gọi là điều tần băng rộng
- Khi mf < 1  DFM  2max
(3)
Gọi là điều tần băng hẹp
Để mf  const khi tần số thay đổi phía phát phải có mạch preemphasis và phía thu có mạch de-emphasis.
c- Điều tần bằng Varicap
RD
CD
  
CV  Cin 

   e
n
(1)
Cin: điện dung ban đầu khi e = 0
: hiệu điện thế tiếp xúc si  0,7V
n: hệ số phụ thuộc loại varicap
1 1
n  , ,1,2.
3 2
e  Vpc  e
(2)
với Vpc: điện áp phân cực ban đầu cho varicap
e  V cost  V0 cos0 t
(3)
CV
CC1
CC0
CC2
Vpc
0
V
Trong thực tế ta phải Vtìm mọi cách để giảm ảnh hưởng của điện áp

cáo tần trên varicap, khi đó: e  V cost
(4)
Gọi điện áp AC trên varicap đã chuẩn hóa:
Trang 25
x
e
  Vpc
(5)
n
CV 0
  
 Cin 

   V pc 

CV  1  x  CV 0
(6)
n
(7)
Tùy theo cách mắc varicap vào khung cộng hưởng ta có thể tính gần
đúng độ di tần do varicap gây ra theo điện áp điều chế V.
L
CV0
C3
L
CV0
L
CV0
C4
c
b
a
 V 
f a  0,5nf 0 

   V pc 
(8)
 V   CV 0 
f b  0,5nf 0 


   V pc   CV 0  C3 
(9)
 V   CV 0 
f c  0,5nf 0 


   V pc   CV 0  C4 
(10)
Mắc Varicap đơn:
+VCC
Ra
LK
R2
R
Cng
R1
Lch
C
RE
CV0
C
C
R
RE
Nếu chọn
VCEQ 
VCC
2
thì
LK
E
CV0
VRE
B
V
 CC
2
tạo phân cực ngược cho varicap. Điện
trở R thường được chọn vài trăm k. Do dòng trên R bằng 0 nên VR =
0V. Để thiết kế mạch điều tần varicap cần tiến hành 2 phần
Trang 26
- Phần thứ nhất: thiết kế để mạch thỏa mãn điều kiện dao động về pha
và biên độ (giống phần 3-2-b).
- Phần thứ hai: thiết kế mạch điều tần varicap. Tùy theo cách mắc
varicap vào khung cộng hưởng theo sơ đồ a, b, c mà chọn công thức
(8) hoặc (9) hoặc (10) để tính V  f f  .
Tính f1 = f0 - f 
Tính f2 = f0 + f 
1
4 f L
Ctd1 
2 2
1
Ctd2 
 CV1
1
4 f L
 CV2
2 2
2
Vẽ đặc tuyến CV = f(V).
Mắc varicap đẩy kéo:
Lch
Cng
CV1
VR
Lch
CV2
R2
Cng
L
E
C2
V
R1
RE
+VCC
Cng
C1
C
CV2
C2
Lch
E
RE
V
C1
CV1
Sơ đồ mắc varicap đẩy kéo triệtB tiêu được hoàn toàn sóng cao tần trên
varicap nên các công thức 8, 9, 10 ở trên được tính chính xác hơn.
CV1CV 2
C
C
CV 0 
 V1  V 2 nếu CV1  CV 2 . Về lý thuyết CV 0 1  100pF , trên thực
CV1  CV 2
2
tế giá trị hay gặp
2
CV 0  10  50pF ;
ví dụ
CV1  CV 2  50pF  CV 0  25pF .
Các bước thiết kế được tiến hành như 2 phần ở trên
d- Ổn định tần số trung tâm của tín hiệu điều tần
Các biện pháp ổn định tần số trung tâm f0 được xếp từ đơn giản đến
phức tạp:
- Điều tần trực tiếp bằng thạch anh: độ di tần hẹp, chỉ dùng trong
phát thoại quốc tế.
Trang 27
- Sử dụng thạch anh làm bộ dao động: độ di tần hẹp.
- Ổn định nguồn cung cấp, sử dụng các điện trở bù nhiệt.
- Hạ thấp tần số trung gian của bộ điều tần để nâng cao độ ổn định
tần số.
- Sử dụng hệ thống tự động điều chỉnh tần số AFC-F: chỉ điều chỉnh
thô.
- Sử dụng hệ thống tự động điều chỉnh tần số hỗn hợp AFC-F và
AFC-P: AFC-F điều chỉnh thô, còn AFC-P điều chỉnh tinh đưa
f  0 .
Trang 28
Chương 5: VÒNG GIỮ PHA PLL
5-1 Những ưu, khuyết điểm của vòng giữ pha PLL
Ưu điểm:
- Khả năng làm việc ở tần số cao.
- Sự độc lập về khả năng chọn lọc và điều hưởng tần số trung tâm.
- Những linh kiện bên ngoài ít.
- Dễ dàng trong việc điều hưởng
Khuyết điểm:
- Sự thiếu thốn thông tin về biên độ tín hiệu.
- Tự động điều chỉnh hệ số khuếch đại khó.
5-2 Sơ đồ khối và nguyên lý hoạt động của PLL
Vi(t) = Visinit
Bộ so
pha
Vp(t)
Vo(t) = Vocos(ot + )
LTT
KĐ
Vd(t)
VCO
Sơ đồ khối của PLL
Vòng điều khiển pha có nhiệm vụ phát hiện và điều chỉnh những sai
sót về tần số giữa tín hiệu vào và tín hiệu ra, nghĩa là PLL làm cho
tần số ra 0 của tín hiệu song song bám theo tần số vào i của tín
hiệu vào.
Khi tín hiệu vào đã lọt vào dải bắt của PLL, thì tần số f0 của VCO sẽ
bàm theo tần số vào i .
5-3 Một số ứng dụng của PLL.
- Tách sóng tín hiệu điều tần.
- Tách sóng tín hiệu điều biên.
- Tổng hợp tần số.
- Nhân tần số bằng “khóa hài” PLL.
- Điều chế tần số (FSK) và điều chế pha (PSK).
- Đồng bộ tần số.
Trang 29
- Bộ lọc bám theo thông dải hoặc lọc chặn.
Trang 30
Chương 6: MÁY PHÁT
6-1 Định nghĩa và phân loại máy phát
Một số chỉ tiêu kỹ thuật cơ bản của máy phát:
- Công suất ra của máy phát.
- Độ ổn định tần số:
f
 103  10 7
f0
- Chỉ số điều chế AM (m), chỉ số điều tần FM (mf)
- Dải tần số điều chế.
6-2 Sơ đồ khối tổng quát của các loại máy phát
- Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều biên (AM).
- Sơ đồ khối tổng quát của máy phát đơn biên (SSB).
- Sơ đồ khối tổng quát của máy phát điều tần (FM).
- Sơ đồ khối tổng quát của máy phát FM stereo.
6-3 Các mạch ghép trong máy phát
Yêu cầu chung đối với các mạch ghép.
- Phối hợp trở kháng.
- Đảm bảo dải thông D.
- Đảm bảo hệ số lọc hài cao.
- Điều chỉnh mạch ghép.
Các loại mạch ghép cơ bản.
- Ghép biến áp.
- Ghép hổ cảm.
- Ghép hai mạch cộng hưởng.
6-4 Các mạch lọc cơ bản trong máy phát
a- Mạch lọc  đơn.
Ri
L
C
Vi
Trang 31
RL
Hệ số phẩm chất của mạch vào:
X L 0 L

Ri
Ri
Qi 
(1)
Hệ số phẩm chất của mạch ra:
RL
 0 CRL
XC
Q0 
(2)
Hệ số phẩm chất tương đương của mạch:
Qtñ 
Qi xQ 0
Qi  Q0
(3)
Để truyền đạt công suất lớn nhất và đáp tuyến tần số bằng phẳng
nhất ta có Qi  Q0  Qtñ  Qi (4) với tần số lọc của mạch: 0  1
2
LC
(5)
b- Mạch lọc  đơn.
Ri
L
C1
C2
RL
Vi
Khi mạch đối xứng C1 = C2 =C.
Qi  Q0 
với
0 
RL
R
 i
XC XC
(1)
1
(2)
C
L
2
Khi mạch bất đối xứng: C1  C2 ta có.
X C1 
Ri  R
1

Qtñ
0 C1
(1)
X C2 
RL  R
1

Qtñ
0 C2
(2)
X L  X C1  X C2
với
(3)
R  Ri RL
(4)
Qtñ  Qi  Q0
(5)
Trang 32
c- Mạch lọc  đôi.
Ri
L2
L1
C1
C2
C3
RL
Vi
X C1 
Ri Qtñ  R
Q2tñ  1
(1)
X C2 
X C1X C3
R
(2)
X C3 
RL Qtñ  R
9
Q2tñ  1
(3)
R  Ri RL
(4)
X L1  X C1  X C2
(5)
X L 2  X C2  X C3
(6)
Qtñ 
Qi  Q0
2
(7)
Trang 33
Chương 7: MÁY THU
7-1 Định nghĩa và phân loại máy thu:
Một số chỉ tiêu kỹ thuật cơ bản của máy thu:
Độ nhạy: biểu thị khả năng thu tín hiệu yếu của máy thu mà vẫn đảm
bảo:
- Công suất ra danh định PL.
- Tỷ số tín hiệu trên nhiễu (S/N).
Độ chọn lọc: là khả năng chèn ép các dạng nhiễu không phải là tín
hiệu cần thu:
SE 
A0
1
Af
Chất lượng lập lại tin tức
7-2 Sơ đồ khối tổng quát của máy thu:
Sơ đồ khối tổng quát mạch khuếch đại trực tiếp.
Sơ đồ khối tổng quát mạch đổi tần AM và FM.
Sơ đồ khối tổng quát mạch đơn biên (SSB).
7-3 Mạch vào máy thu:
Một số chỉ tiêu kỹ thuật của mạch vào:
Hệ số truyền đạt:
Độ chọn lọc
SE 
A MV 
V0
EA
(1)
A0
Af
(2)
Dải thông D (BW)
Tần đoạn làm việc.
a- Ảnh hưởng của Anten hoặc tầng đầu đến mạch vào
L
C
g0
m2Ci
m2gi
Tần số cộng hưởng của mạch vào:
0 
Điện dẫn tương đương lúc cộng hưởng:
Trang 34
1
LC
(1)
d
1
 g0  d 0  0 C  0
Rtñ
0 L
với
d0 
1
Q0
(2)
hệ số tổn hao
(3)
Khi có ảnh hưởng của điện dẫn anten:
Y  ga  j 0 CA
(4)
hoặc điện dẫn của mạch vào tầng khuếch đại đầu:
Y  gi  j 0CA
(5)
điện dẫn tưong đương của mạch cộng hưởng trở thành:
gtñ  g0  m 2 gi
(6)
Ctñ  C  m 2 Ci
(7)
Hệ số phẩm chất của mạch cộng hưởng sẽ giảm từ Q0 xuống Qi
theo quan hệ:
m 2 gi
d Q0 gtñ


 1
d0
Q
g0
g0
Nếu
C  m2Ci
(8)
(9) khá nhỏ thì độ sai lệch tần số cộng hưởng sẽ là:
f 0
1 C
1 m 2 Ci


f0
2 C
2 C
Nguyên tắc xác định hệ số mắc mạch (m)
- Mức tăng tổn hao không vượt quá giới hạn cho phép.
- Sự biến thiên của tham số anten và dẫn nạp vào tầng đầu không
gây ảnh hưởng đến chỉ tiêu của mạch vào.
Các mạch lọc nhiễu lọt thẳng (nhiễu tần số trung gian)
b- Các mạch ghép anten với mạch cộng hưởng vào
Ở f < 30MHz  CA = 50  250pF; rA = 20  60.
Ở f > 30MHz  CA = 10  20pF; rA = 10.
7-4 Bộ trộn tần
Thực chất là một tầng khuếch đại cao tầng PF có hai tần số vào khác
nhau và đầu ra bộ đổi tần ta có vô số tần số mf ns  nf th . Vì đầu ra bộ đổi
tần ta đặt một mạch cộng hưởng tại tần số trung gian: f tg  f ns  f th
Ở băng sóng trung và ngắn:
f tg  455KHz
Trang 35
Ở băng sóng FM:
f tg  10,7MHz
7-5 Tách sóng
a- Những chỉ tiêu kỹ thuật cơ bản của bộ tách sóng biên độ.
Hệ số truyền đạt:
A TS 
V0TS
V
 
ViTS mV0
Trở kháng vào của bộ tách sóng:
Méo phi tuyến:

I 22m  I 32m  ...
(1)
Z iTS 
ViTS
I iTS
(2)
(3)
.100%
I 1m
b- Tách sóng Diode
Tách sóng nối tiếp: Dựa vào quá trình phóng nạp của tụ ta sẽ có
dạng điện áp âm tần đã tách sóng trên điện trở tải RL.
LK
CK
C
R
Điều kiện để tụ C lọc tần số trung gian ở đầu vào:
1
 R
C
(1)
Điều kiện để RC không gây méo tín hiệu là:
1  m2
RC 
m
(2)
Vì vậy trong thực tế
m  1 m  0,7  0,8
Điện trở vào tách sóng:
Ri 
R
2
(3)
Để tính R ta dựa vào bảng sau:
SR
20
ATS 0,75
50
100
200
1000
0,84
0,89
0,93
0,98
Tách sóng song song ít được dùng do
c- Tách sóng tần so
Yêu cầu của bộ tách sóng tần số.
Trang 36
Ri 
R
3
Hệ số truyền đạt cao Smax lớn:
Sf 
dV0TS
df
Đặc tuyến truyền đạt phẳng trong một phạm vi tần số rộng.
Điện áp vào không cần lớn.
Để V0TS  f f  mà không phụ thuộc biên độ điện áp vào nên
trước bộ tách sóng tần số cần có bộ hạn chế biên độ.
Đặc tuyến truyền đạt phải đối xứng qua gốc tọa độ f f   f f 
Có 3 nguyên tắc để thực hiện tách sóng tần số.
- Biến tín hiệu vào FM thành tín hiệu AM, rồi dùng tách sóng
biên độ để tách sóng  thường dùng IC chuyên dụng như IC
để tách sóng.
- Biến tín hiệu FM thành tín hiệu điều chế độ rộng xung rồi thực
hiện tách sóng tín hiệu độ rộng xung nhờ một mạch tích phân.
- Làm cho tần số của tín hiệu FM bám theo tần số VCO của PLL,
điện áp sai số chính là điện áp cần tách sóng.
Trang 37
PHẦN II
BÀI TẬP
Trang 38
Chương 1: MẠCH LỌC TÍCH CỰC
Bài 1.3
Thiết kế bộ LLT bậc 2 có tần số cắt trên fc = 1Khz, C1 = 0,1F,
|Av0| = 1 trong hai trường hợp:
1. Bộ LLT có hồi tiếp dương.
2. Bộ LLT có hồi tiếp âm nhiều vòng.
Bộ LLT có hồi tiếp dương.
C2
R1
V1(S)
+
-
R2
C1
H(S) 
V2(S)
1
1  C1 R1  R 2  0 S  20 C1C2 R1R 2 S2
 
b2 1
b1  2
Chọn:
C2 4b2 4.1
 2 
2
C1
2
b1
 C2 = 2C1 = 2x0,1F = 0,2F
R1  R2 
b1
2

 1123
4f 0C1 4.3,14.103107
Bộ LLT hồi tiếp âm hai vòng.
C1
R2
R1
V1(S)
R3
C2
A v0  
+
-
V2(S)
R2
b1
 1  R1  R 2 
R1
4f 0C1
 R1  R2 

2
 1122,6
4.3,14.103107

C2 4b2 1  A v0
4.1.2


4
2
C1
2
b1
 C2 = 4C1 = 4x0,1F = 0,4F
R3 
b2
2 2
4 f 0 C1C2 R2

1
 557
4.10.10 10 .4.107.1122,6
6
7
Trang 39
Bài 1.6
Thiết kế bộ LLT bậc 3 có tần số cắt trên fc = 1Khz, C1 =
0,16F, Av0 = 3.
C
R2
R1
.
+
V1(S)
C
R3
V2(S)
+
-
R4
V’2(S)
R5
C
R6
Vì cho mọi C bằng nhau nên chỉ có thể dùng bộ LLT2 hồi tiếp dương
1 vòng.
Theo bảng Butterworth ta có: B3(S) = (S+1)(S2 + S + 1), (b22 = 1; b12
= 1).
R1 
LLT1:
A v0  
1
1

 1K 
3
C .C 6,28.10 .0,16.106
R2
 3  R2  3R1  3x103  3K 
R1
Chọn
LLT2:
Av0  1 
R3  R 4 
R5
 3 1  2
R6
1
1

 1K 
3
0C 6,28.10 .0,16.106

R5
1
R6
Chọn R6 = 1K  R5 = 1K.
Bài 1.8
Thiết kế bộ LLT bậc 4 có tần số cắt trên fc = 1Khz, tất cả các
C = 0,16F.
Vì tất cả các tụ điện bằng nhau nên chọn sơ đồ hồi tiếp dương một
vòng là đơn giản nhất. Khi đó ta cũng chọn các R bằng nhau.
.
V (S)
1
C2
R1
R2
C1
C4
+
-
R3
R5
R6
C3
+
-
R4
V2(S)
R7
R8
B4(S) = (S2 + 0,765S + 1)(S2 + 1,848S + 1)
Mắt lọc 1:
b21 = 1; b11 = 0,765
Trang 40
C1 = C2 = C3 = C4 = 0,16F
 R1  R2  R5  R6 
1
1

 1K 
3
 0C 6,28.10 .0,16.106
R3
R
 3  1,235
R4
R4
A v01  3  0,765  1 
Chọn R4 = 1K  R3 = 1235.
Mắt lọc 2:
A v02  3  1,848  1 
R7
R
 7  0,152
R8
R8
Chọn R8 = 1K  R7 = 0,152. R8 = 152.
Bài 1.5
Thiết kế bộ lọc thông dải LTD bậc 2 có tần số cộng hưởng f 0
= 10Khz; D = 2000Hz; Av0 = 10; C1 = C2 = 0,1F.
C2
V1(S)
C1
R3
+
R1
R2
Q0 
f0
104

5
D 2.103
R3 
1
1

 1,6K 
DC 3,14.2.103.107
R1 
R3
1,6.103

 80
2A V 0
20
R' 
1
20 .R3 .C2

V2(S)
RR
1
100

 16  1 2
3
14
6,4
R1  R2
4 .10 .1,6.10 .10
2
8
 R2 = 20.
Bài 1.11 Thiết kế bộ LTD bậc 2 có F = 1000  3000Hz; A0(dB) = 10dB;
C1 = 0,1F f1 = 1000Hz; f2 = 3000Hz.
H(dB)
1
0
0
1000
3000
Trang 41
f
C2
R2
V1(S)
R1 
C1
R1
+
V2(S)
1
0,16
 3 7  1,6K 
2f1C1 10 .10
A V 0  10lg
 f3 
f1
f
 10dB  1  10
f3
f3
f1 1000

 100Hz
10
10
 R2 
1
1

 16K 
2f 3C1 6,28.102.10 7
 C2 
1
1
0,16


 3,3nF
3
3
2f 2 R 2 6,28.3.10 .16.10
3.16.106
Trang 42
Chương 2:
KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT CAO TẦN
I. Khuếch đại công suất cao tần: (KĐCSCT)
Cng
Bài 2.2
Rn Cng
Lch
Lch
en
VBB
PL = 0,1W;
+
-
Rb
f0 = 10MHz;
Cng
Q0 = 50;
f1 = 3500MHz;
1.
Cb’e = 10-9F;
hfe = 100;
Cb’c = 1pF;
PCmax = 2W;
maxiC = 1A;
 = 900; Zn = 1K.
f 
CC
LC
+
VCC
-
VCEmax = 40v;
fT
3500.106

 3,5MHz  f 0  10MHz  0,3.f   10,5MHz suy
h fe
100
việc ở tần số thấp, ta có sơ đồ tương đương sau:
Rn
ib
en
hie
LC
Rtđ
CC
100ib
2. Chọn VCC = 0,5VCEmax = 0,5x40 = 20V
3. Chọn  = 0,9.
4. Vcm1 = .VCC = 0,9x20 = 18V.
5.
I Cm1 
2PL
2x0,1

 0,011A  11mA  max i C  1A
VCm1
18
6. Điện trở cộng hưởng tương đương:
Rtñ 
VCm1
18

 1636
I Cm1 0,011
7.
LC 
R tñ
1,636.103

 0,521H
2f 0 Q 0 6,28.107.50
8.
CC 
1
1
108


 486,6pF
4 2 f 02 L 4x9,86.1014.0,521.106 20,55
9.
I n  I bm 
I Cm1
0,011

 22.105 A
 1 (). 0,5.100
Trang 43
ra sơ đồ làm
10. VBB = VB’E’O – In.Zn.0( - ) = 0,7 –22.10-5.103.0,3 = 0,634V
11. ICO = 0()..Ibm = 0,3x100x22.10-5 = 6,6mA
25.103
25.103
 1,4.100.
 530
I CQ
6,6.103
hie  1,4hfe
12.
13. Nếu Rn = 1K thì Zi = Rn//hie = 103//530 = 346
14. Biên độ điện áp kích thích:
Vbm = Ibm.Zi = 22.10-5x346 = 76mV
15. PCC = ICO.VCC = 6,6.10-3x20 = 0,132W.
16. Hiệu suất:

PL
0,1

 75%
PCC 0,132
Bài 2.1: Giả thiết giống bài 2.2, chỉ khác fT = 350MHz
1.
f 
fT
3500.106

 3,5MHz ; f 0  10MHz  3f   10,5MHz
h fe
100
suy ra mạch hoạt động ở tần số trung bình có các CKS.
Rn
i’b
.
rb’e
Cb’e
en
.
CM
-
|hfe|i’b
LC
Rtđ
CC
Các bước 2 8 giống hệt như trên
9. Hệ số khuếch đại dòng điện ở dải tần số trung bình:
.
.
h fe
  h fe 
100

2
 0 
 2.107 



1  
1
6
 
2

.
3
,
5
.
10


 
I
0,011
I 'n  Cm1 
 0,67mA
 1 .  0,5x33
10.
2

100
 33
3,027
11. Để dòng vào Base không bị méo phải thỏa mãn điều kiện:
 n   
 Rn 
.
Zn 
12. In
1
 Rn .Cb'e

1
1
103


 45,5
2f  .Cb'c 6,28.3,5.106.109 21,98
Rn
 
1  0 
 
 
2

45,5
 2.107 

1  
6
2

.
3
,
5
.
10


2

45,5
 15
3,027
= I’n[1 + TCb’c.1().ZL]
Trang 44
= 0,67.10-3[1 + 6,28.108.3,5.10-12.0,5.1,64.103]
= 0,67.10-3[1 + 1,8] = 1,88mA
.
13.
Vnm  Z n .I n  15.1,88.103  18,2mV
14.
VBB  VB'EO  I 'n Z n  0 (  )  0,7  0,63.103.15.0,5  0,7V
15.
Z iEC 
.
Mặt
 1 (  )
0,5

  j2,86
j Cb'e 1  T Cb'c Z L  1 () j.6,28.107.109.2,8
khác: Z iEC  1   j2,86
j C' b'
1
 C' b' 
 5,55nF
6,28.107.2,86
Chú ý: C’b = C’be + C’M (khác với điện tử 2 là có thêm góc cắt)
.


YOEC  j Cb'c 1   . 1 ()  j.6,28.107.1012 1  33.0,5  j110.105


1
1
 Z OEC 

  j.103 
3
YOEC j.10
16.
17.
.
I CO   0 .  .I ' n  0,32x33x67.105  7.103 A  7mA
18. PCC = ICO.VCC = 7.10-3.20 = 134mW = 0,134W
19.

PL
0,1

 74,6%
PCC 0,134
Bài 2.8: Giống bài 2.1, chỉ khác ở đầu vào khung cộng hưởng chỉ được
ghép một phần vào đầu vào để giảm ảnh hưởng của điện dung ký
sinh và giảm ảnh hưởng của r’be.
Lb
Rtđb
Cb’.a2
C’b
rb’e
a
2
LC
gmVb’e
RtđC
CC
Các bước từ 1  10 giống bài 2.2, nhưng cách tính mạch vào khác vì
ở đầu vào có khung cộng hưởng.
Các bước từ 15  19 giống bài 2.2.
Như trên ta có: C’b’ = 5,55nF, khi đó điện dung ở đầu vào:
Cb = Cb’ + a2C’b = C’b + (1/25)5,55.10-9 = C’b + 222.10-12.
Coi hệ số phẩm chất của khung cộng hưởng ở đầu vào và đầu ra giống
nhau: Q01 = Q02 = 50.
R tñ1
1624
1624.108
Lb 


 0,517H
 0 Q 01 2.107.50
31,4
Trang 45
1
1
108


 510pF
4 2 f 02 L b 4.9,86.1014.0,517.106 20,39
Cb 
Khi đó điện dung cần mắc ở đầu vào:
C’b = Cb – a2C’b’ = 510pF – 222pF = 288pF.
Trở kháng vào:
Z i  R tñb //
rb'e
rb'e
 1636// 25rb'e
a2
. 25.103
25.103
 1,4. h fe

1
,
4
.
33
..
 165
7.103
7.103
Suy ra: Zi = 1636//4125 = 1171,4
Hệ số phẩm chất của mạch đầu vào:
Qi = 0RiCb = 6,28.107.1171,4.510.10-12 = 37,5
Nếu ở đầu vào mắc trực tiếp vào Base, khi đó điện dung ký sinh rất lớn
(C’b = 5,55nF) >> Cb, nên mạch làm việc không ổn định và khi đó Zi
rất nhỏ (Zi = Rtđb//rb’e = 150) nên Qi = 0RiCb = 6,28.107.150.510.1012
= 4,8 << Q01 = 50)
Do trở kháng vào của Transistor rất nhỏ, nên cách mắc như bài 2.8 được
sử dụng rất nhiều. Mặt khác tầng KĐCSCT là tầng cuối cùng nên đứng
trước nó sẽ là tầng tiền KĐCSCT, nghĩa là Lb, C’b của tầng KĐCSCT
chính là LC, CC của tầng tiền KĐCSCT trước đó.
II. Mạch nhân tần
Bài 2.5
Lch
Lch
Lb
Cb
VBB
f 
+
-
Rb
CC
LC
+
VCC
-
Cng
fT 3500.106

 35MHz; f 0  10MHz  0,3 f   10,5MHz Suy
h fe
100
ra mạch hoạt
động ở tần số thấp:
Lb
Rtđ1
Cb
1. Chọn góc cắt tối ưu:
LC
rb’e
gmVb’e

1800
 900
2
Trang 46
Rtđ2
CC
2. Chọn nguồn cung cấp: VCC = 0,5VCEmax = 0,5x40 = 20V
3. Chọn 1 = 2 = 0,9
Suy ra VCm1 = VCm2 = xVCC = 0,9x20 = 18V.
4. Công suất ra của bài 2.1 là công suất hài bậc nhất. Do đó công suất ra
do hài bậc 2 gây ra sẽ là:
PL 2 
 2 ()
 ()
0,212
.PL1  2 .PL1 
x0,1  0,042W
 1 ()
1 ()
0,5
5. Dòng điện hài bậc hai:
I Cm2 
2PL 2 2x 0,0424

 4,7mA
VCm2
18
6. Điện trở tương đương của mạch cộng hưởng ra:
Rtñ2 
VCm2
18

 3830
I Cm2 4,7.103
7. Nếu coi giả thiết của bài 2.1 trong đó Q0 là hệ số chẩm chất của khung
cộng hưởng đầu ra: Q02 =50 ta có:
LC 
8.
CC 
R tñ2
3830
383.107


 0,61H
2 0 Q 02 2.6,28.107.50
62,8
1
20 2 .L C

1
108

 104pF
4.4.9,86.1014.0,61.106 96,23
9. Hiệu suất bộ nhân:
10. Ở tần số thấp:
11.
rb'e  h ie  1,4.h fe .
12. Ở tần số thấp:
2
0,212
.1 
.0,75  0,318  32%
1
0,5
 ( )
0,318
 0
.I Cm 2 
x 4, 7.103  7, 05mA
 2 ( )
0, 212
2 
I CO
25.103
25.103
 1,4.100.
 496  500
I CO
7,05.103
I ' n  I bm1 
I Cm2
 
 2 900 .hfe

4,7.103
 22.105 A
0,212.100
13. Biên độ điện áp kích thích ở đầu vào:
Vbm1  I bm1.Z i  I bm1 Rtñ1 // rb'e   22.105 1636// 500
 0,08425V  84mV
14.
Rtñ1 
 2 ()
0,212
.Rtñ2 
x3830  1624
 1 ()
0,5
15. Coi mạch cộng hưởng đầu vào và đầu ra có hệ số phẩm chất riêng
bằng nhau: Q01 = Q02 = 50. Thực tế khi có rb’e thì hệ số phẩm chất Q’01
< Q01.
R tñ1
1624
1624.108


 0,517F
 0 Q 01 2.107.50
31,4
16.
Lb 
17.
1
1
108
Cb  2 2


 510pF
4 f 0 L b 4x9,86.1014.0,517.106 20,39
Bài 2.4
Trang 47
f 
1.
fT 350.106

 3,5MHz; f 0  10MHz  3 f   10,5MHz Suy
h fe
100
ra mạch hoạt động
ở tần số trung bình:
Rtđ1
Lb
.
rb’e
C’b
Cb’
gmVb’e
LC
Rtđ2
CC
Các bước 2 đến 10 giống như bài 2.5.
12. Ở tần số trung bình:
h fe
*
h fe 

1  0

 



*

2
13.
rb'e  1,4. h fe .
14.
I 'n 
 2 .107 
1 
6 
 2 .3,5.10 
2

100
 33
3, 027
25.103
25.103
 1,4.33.
 163,8  164
I CO
7,05.103
I Cm2
 
100

*
 2 900 h fe
4,7.103 4,7.103

 0,03mA
0,212.33
155,7
15. Vbm1 = Ibm1.Zi = Ibm1 = (Rtđ1//rb’e) = 3.10-5(1636//164) = 4,47mV.
Các bước 15, 16, 17, 18 như trên chỉ chú ý: Cb = C’bmắc + C’b*
20. Trong mạch nhân tần do tần số cộng hưởng ở đầu vào (0) và đầu ra
(20) khác nhau, nên không có ảnh hưởng của C M*. Khi đó ta có:
C*b'
C b'e
109


 2.109 F
 1 (  )
0,5
Ta thấy Cb’* = 2000p >> Cb = 510pF. Do đó mạch này làm việc không
ổn định, ta phải cải tiến mạch như bài 2.9
Bài 2.9:
Lb
.
Rtđ1
Cb’.a2
Cb
rb’e
2
a
gmVb’e
LC
Rtđ2
CC
VL
Các bước từ 1 dến 14 giống hệt như bài 2.4
15. Vbm1 = Ibm1.Zi = Ibm1 = (Rtđ1//(rb’e/a2) = 3.10-5(1636//4100) =
0,035mV = 35mV.
Các bước 16, 17, 18 giống bài 2.5
Trang 48
20.
C*b' 
suy ra
C b'e
109

 2.109 F
 1    0,5
a2 .C*b' 
2.109
 80pF
25
21. Khi đó điện dung C’b = Cb – Cb’* = 510pF – 80pF = 430pF.
Trang 49
Chương 3: BỘ DAO ĐỘNG
I. Dao động ba điểm điện dung
Bài 3.2: Mạch dao động ở fthấp.
f0 = 10MHz, Q0 = 100,
L = 1H,
rb’e = 500, fT = 3500MHz, hfe = 100,
Cb’e = 1000pF, PCmax = 4W, VCE0max = 40V,
maxiC = 1A, CCE = 5pF.
Lch
+VCC
R2
C1
Cb
L
E
VK
C2
R1
RE
CE
Các mạch dao động làm việc ở chế độ lớp A nên tính toán mạch phân
cực giống như trong môn Điện Tử I. Trong thực tế: IEQ = 15mA và RE =
102103 (sinh viên tự chọn).
Ví dụ: Chọn IEQ = 5mA; RE = 103; VCC = 10V.
VRE = RE.IEQ = 103.5.10-3 = 5V
Suy ra VCEQ = VCC – VRE = 5V
VBB  0,7 + RE.ICQ = 5,7V;
Rb = (1/10).hfe.RE = 10K;
VCC
10
 104
 23,26K 
VCC  VBB
10  5,7
V
10
R2  R b CC  104
 40,8K 
VBB
5,7
R1  R b
25.103
25.103
hie  hfe
 100
 500
I EQ
5.103
1. Đây là mạch dao động 3 điểm điện dung nên thỏa mãn điều kiện cân
bằng pha vì: X 1   1 ; X 2   1 ; X3 = L.
C2
2.
C1
fT
3500.106

 35MHz ;
h fe
100
 f 0  10MHz  0,3.f   10,5MHz
f 
Trang 50
 Sơ đồ làm việc ở tần số thấp
C
CCE
C1
L
Rb=R1//R2
C2
Cb’e
B
3. Hệ số hồi tiếp:

VBE
C
  1  n
VCE
C2
n có thể chọn theo kinh nghiệm: n = 0,010,05 (E.C) và n = 0,10,5
(B.C) hoặc tính theo công thức.
Chọn n = 0,01  C2 = 100C1.
4. Điện dung tươnd đương của khung cộng hưởng:
1
1
108


 253,5pF
4 2 f 02 L 4.9,86.1014.106 39,44
CC
C .100C1
Ctñ  1 2  1
 253,5pF
C1  C2 C1  100C1
Ctñ 
 100C1  25,35nF  C2
 C1  253,5pF
5. Hệ số khuếch đại của sở đố mắc E.C:
A  SZC 
 h21e
h11e
h11 
 2
 p RK // n2 


h21e = hfe = 100; h11e = rb’e = 500;
Z ifa 
h11
n
2

500
 5M 
104
6. RK = 0LQ0 = 6,28.10 .10 .100 = 6,28K.
7. Hệ số ghép Transistor với khung cộng hưởng:
7
8.
-6
C1C2
V
C  C2
C2
1
1
p  CE  1



 0,99
VK
C1
C1  C2 1  n 1  0,01
 100
0,992 .6,28.103 // 5.106   1.6,155.103  1,23.103
A
500
5


9. Điều kiện biên độ để mạch tự kích:
*
*
*
| A | . |  || A | .n  1,23.103.0,01  12,3  1 ;
Trang 51
Suy ra mạch dao động
Bài 3.1: Mạch dao động ở tần số trung bình
1. Bước 1: như trên.
2.
fT
350.106

 3,5MHz
h fe
100
 f 0  10MHz  3.f   10,5MHz
f 
Suy ra sơ đồ làm việc ở tần số trung bình (có các điện dung ký sinh)
3. Hệ số hồi tiếp có thể chọn như trên, khi đó C1, C2 giống hệt bài 3.2.
Nhưng để mạch hoạt động ổn định ta có thể chọn C2 = 10Cb’e = 10.109
= 10-8F = 10nF, suy ra C’2 = 9nF.
4. Như trên ta có: Ctđ = 253,5pF
Ctñ 
C1C2
C .108
 1
 253,5pF
C1  C2 C1  108
 C1.108  C1.253,5.1012  253,5.1020


 108 C1 1  253,4.104  253,5.1020
 0,97465.C1  253,5.1012
 C1  260pF  C1'  255pF
Chú ý: C1 = C’1 + CCE và C2 = C’2 + Cb’e trong đó C’1 và C’2 mắc ở
bên ngoài, còn CCE và Cb’e là các tụ điện ký sinh.
Khi đó:
5.
n
C1 260.1012

 0,026
C2
108
*
*


| h 21 |  2
| h11 |
A  SZC   *
p R K // 2

n 
| h11 | 

Ở tần số trung bình ta có:
*
| h 21 |
h fe
 
1  2 
  


*
| h11 | rb'e 
2
100

 2.10 

1  
6
2

.
3
,
5
.
10


7
2
 33
1
1
103


 45,5
2f  .Cb'e 6,28.3,5.106.109 21,98
*
Z ifaû 
| h11 |

45,5

45,5
 67,3K 
6,76.104
0,026
6. Như trên RK = 6,28K.
V
7. p  CE  1  1  0,975
8.
n
2
2
VK 1  n 1  0,026
33
0,9752 .6,28.103 // 67,3.103
A
45,5


Trang 52
  0,7255,97K // 67,3K    0,725.5,48.103
 3,975.103  3975
9. Điều kiện biên độ để mạch tự kích:
*
*
*
| A |. |  | | A |.n  3975x 0,026  103,35  1
Suy ra mạch dao động.
Dao động 3 điểm điện dung kiểu Clapp
Bài 3.3: Mạch dao động ở tần số trung bình:
C
C1
CCE
L
E
C2
VK
C0
Cb’e
B
Bước 1, 2, 3 giống như bài 3.1 ở trên
4. Như bài trên ta có Ctđ = 253,5pF nhưng
1
1
1
1



C tñ C1 C2 C 0
Chọn C0 = 270pF để C0 quyết địng f0 trong mạch
C  Ctñ
1
1 C1  C2
1
1
16,5.1012




 0

 2,41.108
24
C1 C1
C1.C2
Ctñ C 0
C0 .C tñ
68445.10
 C1  108  C1.108.2,41.108  C1  108  2,41C1
 C1  7,1nF
Khi đó:
C1 7,1.109
n

 0,71
C2 10.109
5. Giống bài 3.1 chỉ khác:
Z ifaû 
h11

45,5

45,5
 90,3
0,504
0,71
6. Như trên: RK = 6,28K
7.
p
n
2
2
VCE Ctñ 253,5.1012 0,2535



 0,0357
VK
C1
7,1
7,1.109
Trang 53
8.


 33
0,03572 .6,28.103 // 90,3   0,7258 // 90,3  5,33
45,5
A
9. Điều kiện biên để mạch tự kích:
*
*
*
| A |. |  | | A |.n  5,33x 0,71  3,78  1
Suy ra mạch dao động
10.
Chú ý:
C’2 = C2 – Cb’e = 10-8 – 10-9 = 9nF;
C’1 = C1 – CCE = 7,095nF
Bài 3.4: Mạch dao động ở tần số cao.
1. Mạch thỏa điều kiện pha về dao động như trên
2.
f 
fT
350.106

 3,5MHz
h fe
100
f0 = 100MHz > 3f = 10,5MHz
Vậy mạch hoạt động ở tần số cao. Ta không thể tính các Lkí sinh, vì vậy
phải dùng sơ đồ dao động mắc Base chung.
f = fT = 350MHz  f0 = 100MHz < 0,3f = 105MHz
Suy ra sơ đồ hoạt động ở tần số thấp (không cần tính Ckí sinh)
Lch
+VCC
C1
L
VK
E
RE
Cb
R1
C2
R2
C0
B
+VCC
3. Vì sơ đồ làm việc ở tần số thấp nên hệ số hồi tiếp có thể chọn như bài
3.2. Đây là sơ đồ B.C nên chọn n = 0,1.

VBE
VBC
C1.C2
C  C2
C1
 1

 0,1
C2
C1  C2
4. Giống bài 3.3 ta có Ctđ = 253,5pF; chọn C0 = 270pF và ta sẽ có:
C1  C2
1
1
 2,41.108 

 C2  41,4nF
C1.C2
n.C2 0,1C2
 C1 = 0,1C1 + 0,1C2 = 0,1C1 + 4,14.10-9
 0,9C1 = 4,14nF
 C1 = 4,6nF.
5. Hệ số khuếch đại của sơ đồ mắc B.C.
Trang 54
A  SZC 
h21b
h11b
h11b 
 2
 p RK // n2 


h21b  hfb  1;
hie 500

 5
hfe 100
h
5
Z ifaû  112b 
 500
n
0,12
h11b 
6. Như trên: RK = 0LQ0 = 6,28.108.10-6.100 = 62,8K
7.
8.
VCE
Ctñ
253,5.1012 253,5.1012



 61.103
9
C1C2
1
VK
4,15.10
8
C1  C2
2,41.10
1
A  3721.106.62,8.103 // 500  0,2234// 500  31,88
5
p


9. Điều kiện biên độ để mạch dao động tự kích:
*
*
*
| A |. |  | | A |.n  31,88x 0,1  3,188  1
Suy ra mạch dao động.
III.
Dao động thạch anh:
Bài 3.6: Mạch dao động ở tần số thấp kiểu Colpits
Chú ý giả thiết giống bài 3.2 nhưng chưa biết L.
+VCC
Cng
Lch
Cb
C
C1
RE
Ce
C2
B
1. Điều kiện pha: để mạch dao động theo kiểu 3 điểm C Colpits, thạch anh
phải tương đương như cuộn cảm, nghĩa là: fq > f0 > fp.
Để đơn giản ta coi f0 nằm giữa fq và fp:
f/2
fq
f/2
f0
fp
Mạch Colpits E.C
Trang 55
13 

Cq 

  f q 1  10

f p  f q 1 
 2.1011   1,005f q
 2C p 




f f
f  1,005f q
Mặt khác: f 0  q p  q
 1,0025f q
2
2
7
Suy ra: f q  f 0  10  9,975MHz
1,0025 1,0025
f p  1,005f q  10,025MHz
2.
f 
fT
3500.106

 35MHz
h fe
100
f0 = 10MHz < 0,3f = 10,5MHz
Suy ra sơ đồ làm việc ở tần số thấp.
3. Điện cảm riêng của thạch anh:
Lq 
1
2f q  .Cq
2

1
10

 2,55mH
12
13
3924
4.9,86.99,5.10 .10
4. Trở kháng tương tương của thạch anh tại tần số f0: Ztđ = j0Ltđ nên:
L tñ 
20 L q Cq  1

20 Cp  Cq  20 L q Cq C p

20 L q Cq  4 2 f 02Cq L q  4.9,86.1014.1013.2,55.103  1,00572
1,00572 1
4.9,86.10 10  1013  1,00572.1011
 L tñ 
14

572.105
 33,89H  34H
39,44.1014.0,428.1013

5.

11
C1C2
1
1
 2 2

 7,5pF
C1  C2 4 f 0 L tñ 4.9,86.1014.34.106
Ctñ 
6. Chọn hệ số hồi tiếp: n= 0,01.

VBE
C
  1  n
VCE
C2
Suy ra C1 = 0,01C2 hoặc C2 = 100C1.
Suy ra:
Ctñ 
C1.100C1
 7,5pF  100C1  757,5pF
C1  100C1
Vậy C2 = 100C1  75,75nF và C1  7,75pF
7. Hệ số khuếch đại của sơ đồ mắc E.C
*
*


| h21e |  2
| h11 |
A  SZC   *
p R K // 2

n 
| h11e | 

h21e = hfe = 100; h11e = rb’e = 500.
Z ifaû 
h11
n
2

500
 5M 
104
Trang 56
8. RK = 0LtđQ0 = 6,28.107.9,226.10-7.100
Suy ra RK = 57,94.100 = 5794
9.
p
VCE
C2
1
1



 0,99
VK
C1  C2 1  n 1  0,01
 100
0,992 .5794.103 // 5M   0,2.5678 1135
A
500

10.

11. Điều kiện biên độ để mạch tự kích:
*
*
*
| A |. |  | | A |.n  1135x 0,01  11,35  1
Suy ra mạch dao động.
Bài 3.5: Mạch làm việc ở ftrung bình mắc kiểu Clapp.
C
C’1
VK
C’2
CS=C0
E
B
2.
f 
1. Điều kiện pha: tính như trên, nhưng lưu ý
không những thạch anh phải tương như cuộn
cảm, mà thạch anh cùng CS cũng phải tương
đương như cuộn cảm nghĩa là: q’ < q < 0
< p.
fq = 9,975MHz và fp = 10,025MHz
fT
350.106

 3,5MHz
h fe
100
f0 = 10MHz < 3f = 10,5MHz
Suy ra sơ đồ làm việc ở tần số trung bình phải kể cả CKS.
Các bước 3, 4, 5 như trên: Lq = 2,55mH; Ltđ = 34H và Ctđ = 7,5pF =
C1 nối tiếp C2 nối tiếp CS.
6. Để CS quyết định tần số cộng hưởng trong mạch ta chọn CS << C1 và
CS << C2. Chọn CS = 10pF, khi đó:
C  Ctñ 10  7,5.1012
1
1
1
1



 S

 9,972MHz Vậy ’ =
C1
C2
Ctñ
CS
Ctñ .CS
75.1020
9,972MHz < q = 9,975MHz
Suy ra TA + CS tương đương.
7. Hệ số hồi tiếp: có thể chọn n = 0,1 do mạch Clapp.

VBE
C
  1  n
VCE
C2
Suy ra C1 = 0,1C2 hoặc C2 = 10C1.
Suy ra:
C1  C2 C1  100C1

 0,03.108  11  0,033.109 C1
C1C2
C1.100C1
Trang 57
q
C1 
11
 3,33.109  3,33nF  C2  10C1  33,3nF
9
0,033.10
C’1 = C1 – CCE = 3325pF; C’2 = C2 – Cb’e = 32,3nF
8. Hệ số khuếch đại của sơ đồ mắc E.C
*
*


| h 21 |  2
| h11 |
A  SZC   *
p R K // 2

n 
| h11 | 

*
h fe
100
| h 21 |

 33
2
2
7
 
 2.10 

1  
1  2 
6
 
2

.
3
,
5
.
10


 
*
| h11 | rb'e 
1
1
103


 45,5
2f  .Cb'e 6,28.3,5.106.109 21,98
*
Z ifaû 
| h11 |
n
2

45,5
 4550
102
9. Điện trở cộng hưởng tương đương như bài 3.6: Rk = 5794.
V
C tñ
C  C2 
p  CE 
C x 1
VK
10.
C1C2
C1  C2
tñ
C1.C2
 275.1012.3,03.108  0,0833
33
0,08332 x5794// 455.103  29,1
A
45,5


11. Điều kiện biên độ để mạch tự kích:
*
*
*
| A |. |  | | A |.n  29,1x 0,1  2,91  1
Suy ra mạch dao động.
IV.
Dao động RC
Bài 3.8: Dao động cầu
+
VL
R1
R
C
R
C
R2
Trang 58
Để mạch dao động:
 
R2
2

R1  R2 3
 3R2 = 2R1 + 2R2
 R2 = 2R1
Chọn R1 = 1K, thì R2 = 2K.
C
1
1

 0,16.106  0,16F
3
3
 0 R 6,28.10 .10
Bài 3.7: Dao động cầu Viên
R2
R1
+
C
R
Vin
C
R
Để mạch dao động:

R2
1

 R1  2R2
3 R1  R2
Chọn R2 = 1K  R1 = 2K.
C
1
1

 0,16.106  0,16F
3
3
 0 R 6,28.10 .10
Trang 59
Chương 4: ĐIỀU CHẾ TƯƠNG TỰ
I. Điều biên Collector
Bài 4.4:
Cng
Lch
LC
CC
V
+VCC
PL = 100mW; f0 = 1MHz; f = 10KHz; Q0 = 50; m = 0,5;  = 900.
Tran sistor như bài 2-1.
1.
fT
350.106
f 

 3,5MHz
h fe
100
f0 = 1MHz < 0,3f = 1,05MHz
Suy ra sơ đồ hoạt động ở tần số thấp.
2. Chọn nguồn cung cấp VCC = 0,5VCEmax = 0,5x40 = 20V.
3. Chọn hệ số lợi dụng điện áp  = 0,9.
4. Biên độ trung bình phần hài bậc nhất: VCm1 = V0 = VCC = 18V.
 khi đó V0 = 18cos(2.106t)
5.
I Cm1 
2P0
P
2
2
0,1

x AM 2  x
 9,88mA
0,25
VCm1 VCm1
18
m
1
1
2
2
6. Điện trở cộng hưởng tương đương:
R tñ 
VCm1
18

 1822()
I Cm1 9,88.103
7.
LC 
R tñ
1,822.103
1822


 58.107  5,8H
6
2f 0 Q0 6,28.10 .50 31,4.107
8.
CC 
1
1
106


 4,37nF
4 2 f 02 L C 4.9,86.1012.5,8.106 228,75
9. Biên độ dòng kích thích vào:
I bm
I Cm1
9,88.103


 19,76.105 A  0,2mA
 1 ().h f e
0,5.100
10. I CO   0 ()..I bm  0,3x100x2.104  6mA
11. Trở kháng vào của Transistor
Z i  rb'e  1,4.h f e
25.103
25.103
 1,4.100.
 583
I CQ
6.103
12. Biên độ điện áp kích thích:
Trang 60
Vbm = Zi.Ibm = 583.0,2.10-3 = 116mV
13. PCC = ICO.VCC = 6.10-3.20 = 120mW
14.

PL
0,089

 70%
PCC
0,12
15. Biên độ điện áp âm tần: V = mV0 = 0,5x18 = 9V
 khi đó: V(t) = 9cos(2.104t)
16. Phổ của tín hiệu AM
mV0
mV0
cos( 0  )t 
cos( 0  )t
2
2
 18cos(2.106 t )  4,5 cos2(106  104 )t  4,5 cos2(106  104 )t
VAM  V0 cos 0 t 
VAM
18
4,5
0
106-104
106
106+104

V02
(18) 2

 89mW
2R L 2.1,82.103
17.
P0 
18.
Pbt  P0 .
19.
k
Pbt
PAM
m2
(0,5) 2
 89.103
 11,125mW
2
2
1
1

  11
2
9
1
2
m
20. Kiểm tra: V0 + V = 18 + 9 = 27V < BVCEO = 40V
PAMmax = P0(1 + m)2 = 89.10-3(1 + 0,5)2 = 200mW < PCmax.
Bài 4.5:
Vtt = 10cos2.106t; V = 7cos2.104t; RL = 1K.
1. Giống như bài 4-4: f0 = 1MHz < 0,3f = 1,05MHz
Suy ra sơ đồ hoạt động ở tần số thấp.
2. Hệ số điều chế:
3. Chọn  = 0,9 
V
7

 0,7
V0 10
V
10
VCC  Cm1 
 11,11V

0,9
m
4. Phổ của tín hiệu điều biên:
mV0
mV0
cos( 0  )t 
cos( 0  )t
2
2
 10 cos(2.106 t )  3,5 cos2(106  104 )t  3,5 cos2(106  104 )t
V AM (t )  V 0 cos 0 t 
VAM
10
3,5
Trang 61
V02
(10) 2

 50mW
2R L
2.03
5.
P0 
6.
Pbt  P0 .
m2
0,49
 5.102
 12,25mW
2
2
7. Công suất điều biên:
PAM = P0 + Pbt = 50 + 12,25 = 62,25mW
8. PAMmax = P0(1 + m)2 = 5.10-2(1 + 0,7)2 = 144,5mW < PCmax.
9. k  1  1  20%
2
1
m2
2
1
0,5
10. Kiểm tra: V0 + V = 10 + 7 = 17V < BVCEO = 40V
11. Biên độ hài bậc nhất:
V
V
10
I Cm1  Cm1  0  3  10mA (chú ý RL = Rtđ)
RL
12.
L 
13.
C
RL
10
RL
103
104


 3,18H
2f 0 Q0 6,28.106.50 31,4.
1
1
106


 7,97nF
4 2 f 02 L 4.9,86.1012.3,18.106 125,4
14. Biên độ dòng kích vào:
I bm
15.
I Cm1
102


 0,2mA
 1 ().h f e 0,5.100
I CO   0 ()..I bm  0,3x100x2.104  6mA
rb'e  1,4.h f e
16.
25.103
25.103
 1,4.100.
 583
I CQ
6.103
V bm  I bm .rb'e  2.104.583  0,117V
II. Điều tần Varicap
Bài 4.6: Điều tần dùng Varicap đơn
f0 = 100MHz; f = 75KHz; Q0 = 50; L = 0,1H;
Transistor như bài 2-1
+VCC
C
L
R2
C1
C
C
Lch
V
R1
RE
C
2
Trang
62
1.
fT
350.106

 3,5MHz
h fe
100
f 
f0 = 100MHz > 3f = 10,5MHz
Suy ra sơ đồ hoạt động ở tần số cao, nên phải chuyển sang dùng mạch
dao động B.C như hình vẽ
C
C1
E
RE
L
C2
B
2.
Ctñ 
C .C
1
1
109


 25,35pF  1 2
2 2
16
7
39,44
C1  C2
4 f 0 L 4.9,86.10 .10
C2 
C1xC tñ
3.1011.25,35.1012

 163,5pF
C1  Ctñ
(30  25,35)1012
Chọn C1 = 30pF 
3. Hệ số hồi tiếp:

VBE
VBC
C1C2
C1  C2
C1
30.1012



 0,155   n
C2
C1  C2 30.1012  163,5.1012
4. Hệ số ghép Transistor với khung cộng hưởng:
p
VCB VCB

1
Vk
VCB
5. Ở tần số thấp nên: h21b  1;
h11b 
h11e 500

 10
hf e
50
6. Rtđ = 0LQ0 = 6,28.108.10-7.50 = 3140
7. Hệ số khuếch đại khi mắc B.C:
A  SZC 
h21b
h11b


h11b  1 2
 2
p RK // n2   10 1 .3140// 416  36,8


8. Điều kiện biên độ để mạch tự kích:
| A |. |  | | A |.n  37x 0,155  5,7  1  maïchdao ñoäng
9. Chọn Vpc = 5V; n = ½;  = 0,7V; Suy ra ta có:
Trang 63
f 
C1
V
V
1
1 1
163,5
nf 0 .
.
 . .108.
.
 75.103 suy
2
C1  C2   Vpc 2 2
30  163,5 0,7  5
f 
108.163,5
V  75.103
4411,8
suy ra V = 20mV
10. f1 = f0 - f = 99,925MHz;
f2 = f0 + f = 100,075MHz;
Ctñ1 
1
1
1010


 25,39pF
4 2 f 12 L 4.9,86.9985.1012.107 3,9381
Ctñ2 
1
1
1010


 25,317pF
4 2 f 22 L 4.9,86.10015.1012.107 3,9499
C11 
C2 xC tñ1 163,5.1012.25,39.1012

 30,06pF
C2  Ctñ1
138,11.1012
C12 
C2 xC tñ2 163,5.1012.25,317.1012

 29,955pF
C2  Ctñ2
138,183.1012
C
30,06pF
CV0 = 30pF = C1
29,96pF
5
V(<0)
V
0
Bài 4.7: Điều tần dùng Varicap đẩy kéo
+VCC
CV1
R
VR
Ra VFM
L
CV2
R2
C
R1
-
C2
RE
Trang 64
C1
ra
1. Bước 1 và 2 như trên
2.
Cv10 xC v20
C xC
 1 2  25,35pF
Cv10  Cv 20 C1  C2
Chọn Cv10  Cv20  20pF  Cv 0  Cv10xC v20  10pF
Cv10  Cv 20
Suy ra C3  C1C2  15,35pF
C1  C2
Ctñ 
3. Hệ số hồi tiếp: vì sơ đồ mắc B.C nên ta chọn n = 0,1

V BE
V BC
C1C2
C  C2
C2
 1

 n  0,1
C1
C1  C2
 C2  0,1C1  0,1C2  C1  9C2
C3 
C1C2
C 9C
 1 1  15,35pF
C1  C2 C1  9C1
 9C1 = 153,5pF = C2
 C1 = 17pF
4. Các bước 4, 5, 6 như trên
7.
A  SZC 
h21b
h11b
h11b  1  2
10 
 2
 p RK // n2   10 1 .3140// 0,01  60,5




8. Điều kiện biên độ để mạch dao động tự kích:
| A |. |  |  86,26x 0,1  8,6  1  maïchdao ñoäng
9. Chọn Vpc = 5V; n = ½;  = 0,7V
f 
Cv 0
V
V
1
1 1
10
nf 0 .
.
 . .108.
.
 75.103
2
Cv 0  C3   Vpc 2 2
10  15,35 0,7  5
f 
109
V  75.103
578
suy ra
suy ra V = 43,4mV
10. Bước 10 như trên ta có:
Ctđ1 = 25,39pF; Ctđ2 = 25,317pF
Suy ra: Cv01 = Ctđ1 – C3 = 10,04pF; Cv02 = Ctđ2 – C3 = 9,967pF
Trang 65
Chương 6: MÁY PHÁT
I. KĐCSCT + mạch ghép đầu vào và đầu ra
Cng
L2
L1
PA = 2W
Lch
Ri = 50
Pi = ?
Lch
C1
+
VBB
-
1=0,7
C2
Rb
Qtđ1=5
VCC
+
C3
RA = 75
Cng
-
=900
-
1=0,7
Qtđ2=5
Thiết kế bộ KĐCSCT như hình vẽ có f0 = 10MHz. Transistor có các thông
số fT = 350MHz; hfe = 100; Cb’c = 1pF; Cb’e = 1000pF; PCmax = 10W; VCEmax
= 40V; max iC = 1A.
Các bước thiết kế:
fT
350.106

 3,5MHz
h fe
100
1.
f 
2.
3.
4.
5.
f0 = 10MHz < 3f = 10,5MHz
Suy ra sơ đồ hoạt động ở tần số trung bình
Chọn VCC = 0,5VCEmax = 0,5x40 =20V
Chọn  = 0,9
Biên độ hài bậc nhất: PCm1 = .VCC = 0,9x20 = 18V.
Công suất hài bậc nhất: PL1  PA  2  2,5W
2
0,8
6. Biên độ hài bậc nhất của dòng điện ra:
2PL1 2x2,5

 278mA
VCm1
18
 2I Cm1  2x278  556mA  max i C  1A
I Cm1 
7. Điện trở cộng hưởng tương đương ở mạch ra
Rtñ1 
VCm1
18

 65
I Cm1 0,278
Rtđ1 chính là trở kháng vào của mạch ghép đầu ra.
8. Mạch ghép đầu ra:
R  Ri xR L  Rtñ xR A  69,8
Ri  R 65  69,8

 27
Qtñ
5
1
1
C2 

 590pF
2f 0 X C2 6,28.107.27
X C2 
Trang 66
RL  R 75  69,8

 29
Qtñ
5
1
C3 
 550pF
6,28.107.29
*


C'2  C'2  C*b'c  C'2  Cb'c 1    1   572pF


X L 2  X C2  X C3  27  29  66
X C3 
L
X L2
66

 1H
2f 0 6,28.107
L2
Ri = Rtđ = 65
C2
RA = RL = 75
C3
9. Hệ số khuếch đại ở tần số trung bình
.
hf e
.
  hf e 
 
1  0 
 
 
2
100

 107 

1  
6 
 3,5.10 
2
100
 33
3,027

10. Thành phần trung bình DC của dòng ra
I CO 
 0 ()
0,32
.I Cm1 
x278  178mA
 1 ()
0,5
11. Công suất nguồn cung cấp
PCC = ICO.VCC = 0,178.20 = 3,56W
12. Hiệu suất của mạch KĐCSCT

PL
2,5

 70,22%
PCC 3,56
13. Trở kháng vào
Z iEC 
 1 (  )
j Cb'e 1   T Cb'c Z L  1 ()
0,5
j.6,28.10 .10 . 1  350.106.101265.0,5
0,5
50
1


  j 7,87   j8 
12
j 6,28.10 1  0,0114 j6,35
j C* b'
1
 C* b' 
 2,023nF (C* b'  C*b'e  C*M )
7
6,28.10 .7,87

7
9


14. Trở kháng vào của Transistor ở tần số trung bình
.
rb'e  1,4. h f e
25.103
25.103
 1,4.33..
 6,5
I CO
0,178
Trang 67
15. Mạch ghép đầu vào: Để sự truyền đạt công suất lớn nhất và đáp tuyến
tần số bằng phẳng nhất ta thiết kế sao cho Qi = Q0 = 2Qtđ.
r
RL
6,5
 b'e 
 0,65
Q0 2Qtñ 10
1
1
C1' 

 24,5nF
2f 0 X C 6,28.107.0,65
XC 
Mặt khác:
C1'  C1  C*b  C1  C1'  C*b'  24,5  2,023  22,5nF
X L 2  Qi Ri  2Qtñ Ri  2x5x50  500
X
500
L1  L 
 8H
2f 0 6,28.107
L1
Ri = 50
C'1
rb’e
Cb’
Qtđ1 = 5
16.
Z 'iEC  Z iEC // rb'e 
Z 'iEC 

rb'e
1  j 0 C*b' .rb'e
rb'e
1   20 C*b2' rb2'e
6,5
18
1  4.9,86.4,092.10 10 .42,25
14

6,5
 5
1,3
17. Công suất đầu ra của Transistor
2
2
1 '2
1  I Cm1 
1  0,278
Pb  I n Z i  
Zi  
 .5
2
2   1  
2  0,533
1
 .3.10 4.5  7,5.104  0,75mW
2
18. Công suất đầu vào của tầng KĐCSCT
Pi 
Pb 0,75.103

 1,07mW
1
0,7
II. KĐCSCT + điều biên
Thiết kế mạch điều biên Collector có giả thiết như bài trên biết m = 0,7 và
f0 = 10MHz; f = 10KHz. Để đơn giản ta không tính mạch vào
Cng
L1
RA = 75
Lch
PA = 2W
Lb
C1
VBB
+
-
Rb
Cng
KĐCSÂT
Trang 68
+VCC
C2
1  4 như bài trên: VCm1 = 18V = V0
5. Công suất điều biên:
PAM 
PA
2

 2,5W
2 0,8
 m2 

PAM  P0 1 
2 

2,5

 2W
0,49
1
2
Công suất hài bậc nhất:
 P0  PL 1 
PAM
 m2 
1 

2 

6. Biên độ hài bậc nhất của dòng điện ra
2PL1 2x2

 187mA
VCm1
18
V
18
 Cm1 
 96,25()
I Cm1 0,187
I Cm1 
7.
Rtñ1
Rtđ1 chính là trở kháng vào của mạch lọc  ở đầu ra
8. Mạch lọc đầu ra
R  Ri xR L  96,25x75  85
R  R 96  85
X C1  i

 36,2
Qtñ
5
1
1
C1 

 0,44nF
2f 0 X C1 6,28.107.36,2
RL  R 75  85

 32
Qtñ
5
1
C2 
 0,5nF
6,28.107.32
X C2 
*


C*b'c  Cb'c 1    1   1012 1  33.0,5  17,5pF


'
C1  440  17,5  422,5pF
X L1  X C1  X C2  36,2  32  68,2
L1 
X L1
68,2

 10,86.107 H  1,1H
7
2f 0 6,28.10
L1
Rtđ1 = Ri = 96
C1
RA = RL = 75
C2
Trang 69
9. Như trên
10.
I CO 
*
  33
 0 ()
0,32
.I Cm1 
x 0,187  0,12A
 1 ()
0,5
11. PCC = ICO.VCC = 0,12.20 = 2,4W
12.   PL1  1,68  70%
PCC
2,4
13. Như trên
.
14.
rb'e  1,4. h f e
15.
Z 'iEC 

Z iEC   j 7,83 (vôùi Z L  96,25)
25.103
25.103
 1,4.33..
 9,625
I CO
0,12
rb'e
1  20 C*b2' rb2'e
9,625
18
1  4.9,86.10 .4,16.10 .92,64
14

9,625
 6
1,587
16. Công suất đầu vào
1
1 I
Pb  I 'n2 Z i   Cm1
2
2   1 1
2
2

 Z i  1  0,187  .6  0,4mW

2  0,5.33

17. Biên độ điện áp âm tần V = mV0 = 0,7x18 = 12,6V
 khi đó: V(t) = 12,6cos(2.104t)
18. Phổ của tín hiệu âm tần
mV0
mV0
cos( 0  )t 
cos( 0  )t
2
2
 18cos(2.107 t )  6,3 cos2(107  104 )t  6,3 cos2(107  104 )t
V AM  V 0 cos 0 t 
VAM
18
6,3
0
107
107+104
f
m2
0,49
 1,68
 0,41W
2
2
0,41

 16,4%
2,5
19.
Pbt  P0 .
20.
k
Pbt
PAM
107-104
21. Kiểm tra: V0 + V = 18 + 12,6 = 30,6V < BVCEO = 40V
PAMmax = P0(1 + m)2 = 1,68(1 + 0,7)2 = 4,85W< PCmax = 10W
Trang 70
(Chú ý: các bước 9  16 có thể không phải tính khi thi).
Trang 71