저작자표시-비영리-변경금지 2.0 대한민국
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공학석사 학위논문
고승압‧대전력 응용을 위한 비절연
ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터
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ntPWM DCDC Conve
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년 1
2
월
서울과학기술대학교 산업대학원
제어계측공학과
정 병 길
공학석사 학위논문
고승압‧대전력 응용을 위한 비절연
ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터
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서울과학기술대학교 산업대학원
제어계측공학과
정 병 길
고승압‧대전력 응용을 위한 비절연
ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터
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지도교수 최세완
이 논문을 공학석사 학위논문으로 제출함
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년 1
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월
서울과학기술대학교 산업대학원
제어계측공학과
정 병 길
정병길의 공학석사 학위논문을 인준함
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월
심사위원장
신명호
(
인)
심사위원
도현락
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심사위원
최세완
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목
차
요약 ·
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.서 론 ·
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.연구의 배경 ·
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.기존의 DCDC 컨버터 ·
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·3
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. 제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터 ·
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.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 구성 ·
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.기존의 PWM 방식 vs
.제안하는 공진 PWM 방식 ·
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.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 동작 원리 ·
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.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 전압전달비 ·
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.스위치 ZVS영역 ·
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.제안한 컨버터의 설계 ·
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.스위칭 소자 선정 ·
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.필터 인덕터 설계 ·
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.공진 주파수 선정 ·
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.공진소자 설계 ·
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V.실험 결과 ·
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.실험 장치 구성 ·
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kW급 시작품 제작 및 실험 결과 ·
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V.결 론 ·
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영문초록(
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요 약
제 목 :고승압‧
대전력 응용을 위한
비절연 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터
최근 태양광 및 연료전지 등 신재생 에너지,무정전 전원 장치(
UPS)및 하이
브리드 전기 자동차(
HEV)등의 응용에서 DCDC 컨버터가 폭넓게 사용되고 있
으며 고승압 및 고효율이 요구되고 있다.고주파 변압기를 이용하여 고승압을
달성하는 경우 변압기로 인한 손실이 발생하며 부피 및 가격이 상승한다.따라
서 전기적인 절연이 요구되지 않는 응용에서는 변압기가 없는 비절연 고승압 컨
버터를 사용하는 것이 유리하다.일반적인 비절연 부스트 컨버터로 고승압을 얻
기 위해서는 큰 듀티가 필요하고 이에 따른 스위치와 다이오드의 전압 및 전류
스트레스가 증가하며 기본적으로 하드스위칭 동작을 하기 때문에 고주파 동작에
제한이 있다.기존의 비절연 고승압 컨버터로서 결합 인덕터 방식은 입력전류
리플이 크며,스위치드 커패시터 방식은 고승압을 위해 소자수가 많아지는 등의
문제가 있어 기존의 방식은 수 kW급 이상의 용량에 적합하지 않다.최근에 고
승압 및 수 kW급 이상의 용량 증대가 가능하고 CCM에서도 ZVS턴온이 성취
되는 비절연 고승압 PWM 컨버터가 제안되었다.그러나 이러한 PWM 컨버터는
스위치 턴오프 전류가 커서 스위칭 손실이 큰 단점이 있다.
본 논문에서는 기존 방식의 스위치 턴오프 전류를 줄이기 위한 공진 PWM 방
식을 제안하며 보조회로의 설계 방법을 제시하고 PWM 방식과의 비교‧
분석을
수행하였으며 2
kW 2
상 인터리빙 컨버터로 시작품을 제작하여 효율 분석을 수행
한다.
- i -
표 목 차
표 3
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1제안하는 컨버터의 설계 사양 ·
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4
표 3
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2제안하는 공진 PWM 방식과 기존 PWM 방식의 성능 비교 ·
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7
표 4
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1실험 장치 구성 사양 ·
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8
그림목차
그림 1
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1연료전지 시스템 전력 변환기 ·
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그림 1
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2연료전지 스택을 구성하는 단위셀 전압전류 특성 ·
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그림 1
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3CCM 부스트 컨버터 ·
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그림 1
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4DCM 부스트 컨버터 ·
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그림 1
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5직렬 연결된 부스트 컨버터 ·
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·4
그림 1
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6결합 인덕터를 이용한 컨버터 ·
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그림 1
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7스위치드 커패시터 컨버터 ·
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그림 1
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8소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터 ·
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·5
그림 1
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9소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터의 주요 파형 ·
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·6
그림 1
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0소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터의 동작 원리 ·
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·7
그림 2
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1제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터 ·
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·9
그림 2
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2PWM 방식과 공진 PWM 방식의 스위치 및 다이오드 전류 ·
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·1
0
그림 2
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3공진 주파수(
f
)
에 따른 스위치 및 다이오드 전류 ·
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·1
1
r
그림 2
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4제안하는 컨버터의 주요 동작 파형 ·
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·1
4
그림 2
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5제안하는 컨버터의 동작 원리 ·
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·1
6
그림 2
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6공진 등가 회로 ·
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6
그림 2
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7듀티 변화에 따른 동작 모드 ·
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·2
0
그림 2
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8제안하는 컨버터의 전압전달비 ·
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·2
1
그림 2
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9출력파워,입력전압에 따른 스위치의 ZVS전류 및 ZVS영역 ·
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·2
3
그림 3
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1제안하는 컨버터의 2
상 인터리빙 회로 ·
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·2
4
그림 4
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1실험 구성도 ·
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·2
8
그림 4
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2제안하는 공진 PWM 방식의 2
kW급 시작품 ·
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·2
9
그림 4
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3기존 PWM 방식의 2
kW급 시작품 ·
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·2
9
- ii -
그림 4
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4기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 하측스위치 전압,전류 ·
·
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·3
0
그림 4
.
5기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 상측스위치 전압,전류 ·
·
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·3
1
그림 4
.
6기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 하측다이오드 전압,전류 3
2
그림 4
.
7기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 상측다이오드 전압,전류 3
3
그림 4
.
8측정 효율 ·
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·3
4
- iii -
Ⅰ.서
론
1
.연구의 배경
최근 화석연료 에너지 자원의 고갈 및 범지구적 차원의 기후변화 문제 등에
대한 대응책 마련이 범세계적인 해결과제로 대두되고 있다.이에 세계 각국은
에너지 절약 및 친환경 에너지 기술 개발에 큰 노력을 기울이고 있다.
현재 우리나라는 대부분의 에너지 자원을 해외에서 수입하여 사용하고 있으며
화력 에너지와 원자력 에너지에 의존하고 있다.이러한 화석연료는 각종 공해물
질을 배출하여 지구 온난화 및 환경오염의 원인이 되고 있으며,그나마도 화석
연료의 고갈로 향후 약 5
0
년 정도 화석연료를 사용할 수 있을 거라고 예상하고
있다.또한 원자력 에너지의 경우,1
9
8
6
년 체르노빌 사건 및 2
0
1
1
년 일본 후쿠시
마 사건 등으로 불안감이 커지고 있는 상황이다.
이러한 자원의 고갈 및 환경오염의 문제로 인한 신재생에너지 개발이 요구되
고 있다.신재생에너지로서 세계 각국에서 사용되는 에너지원에는 연료전지가
크게 관심을 받고 있다.연료전지는 연료가 매우 다양하고,별도의 연소과정 없
이 수소와 산소의 전기화학적 반응으로 전기를 발생시키는 것으로 에너지 변환
효율이 높으며 전기 이외에 공해물질 배출이 없다.또한 기존 내연기관 발전에
서의 폭발현상이 없어 소음이 적어 가정에서도 적용 가능하다.
연료전지 시스템에서의 전력변환기는 그림 1
.
1
과 같이 ACAC s
t
a
ge
와 DCDC
s
t
a
ge
로 구분할 수 있다.그림 1
.
1
(
a
)
의 ACAC s
t
a
ge
는 DCAC 인버터의 한단계
로 전력변환을 하는 구조로 고효율을 달성할 수 있으나 6
0
Hz
의 저주파 변압기
를 사용하여 전체 시스템의 부피와 무게가 증가하고 출력전압 제어가 어려운 단
점이 있다.그림 1
.
1
(
b)
의 DCDC s
t
a
ge
는 낮은 직류 전압을 승압시키는 DCDC
컨버터와
직류전압을
교류전압으로
변환하는
DCAC 인버터로
구성된다.
ACAC s
t
a
ge
의 6
0
Hz변압기를 없애 부피 및 무게를 감소할 수 있으며 DCDC
컨버터가 인버터 입력전압을 안정적으로 제어하므로 출력전압의 제어가 매우 용
이하다는 장점이 있다.따라서 연료전지 발전 시스템에서는 DCDC s
t
a
ge
가 더
욱 적합하다고 볼 수 있으며,다음과 같은 특징을 가진다.
첫째,그림 1
2
의 연료전지의 스택을 구성하는 단위 셀의 전압전류 특성에서
보듯이 무부하시 약 1
.
1
5
VDC 정도이고 전류가 증가하면 약 0
.
7
VDC 정도까지 낮
아진다.따라서 스택 제작 시 이를 직렬로 연결하여 스택의 출력전압을 결정하
는데 일반적으로 전압의 범위는 1
kW 급의 경우 약 2
0
～8
0
VDC 정도로 매우 낮
다.따라서 가정용 전원인 2
2
0
VAC로 사용하기 위해서는 승압이 필요하며 이를
교류전압의 형태로 변환시켜 준다.
- 1 -
둘째,연료전지 스택에서 출력되는 직류전압은 부하전류의 변동에 따라 그 전
압이 크고 급격하게 변동하기 때문에 이를 안정된 전원으로 유지하기 위해 전압
조정(
DC Li
nk일정 전압 유지)
이 필요하다.
셋째,연료전지를 계통에 연계함으로서 연료전지로부터의 부족전력을 계통에
서 분담하여 부하에 공급 할 수도 있고,또한 연료전지가 부하에 공급하고 남은
잉여전력을 계통에 보낼 수도 있는 계통연계 기술을 갖는 전력변환기가 필요하
다.
위의 특징에서 보듯이 연료전지의 낮은 직류 전압을 승압해주는 DCDC 컨버
터의 개발이 요구되고 있으며 본 논문에서는 이러한 승압형 DCDC 컨버터를
제안한다.
(
a
)ACAC s
t
a
ge연료전지 시스템
(
b)DCDC s
t
a
ge연료전지 시스템
그림 1
.
1연료전지 시스템 전력 변환기
그림 1
.
2연료전지 스택을 구성하는 단위셀 전압전류특성
- 2 -
2
.기존의 DCDC 컨버터
1
)일반적인 부스트 컨버터
그림 1
.
3
은 CCM 부스트 컨버터로 구조가 간단하지만 하드스위칭 및 다이오드
역방향 회복에 의한 손실 문제와 스위칭 주파수가 제한되어 효율과 전력밀도에
서 문제가 된다.
그림 1
.
3CCM 부스트 컨버터
그림 1
.
4
는 DCM 부스트 컨버터의 회로도와 주요 동작 파형이다.추가회로 없
이 스위치의 소프트스위칭이 가능하여 스위칭 손실을 줄일 수 있는 장점이 있으
나 스위치 전압정격이 높으며 인덕터의 전류 리플이 커서 스위치의 전류정격이
증가하는 단점이 있다.
1
.
4DCM 부스트 컨버터
2
)직렬 연결된 부스트 컨버터
그림 1
.
5
는 직렬 연결된 부스트 컨버터이며 두 대의 부스트 컨버터를 직렬로
연결하여 고승압이 가능한 구조이다.그러나 2
단의 전력 변환으로 고효율 달성
이 어려운 단점이 있다.
그림 1
.
5직렬 연결된 부스트 컨버터
- 3 -
3
)결합 인덕터를 이용한 컨버터 [
3
7
]
그림 1
.
6
은 결합 인덕터를 이용한 컨버터이며 커플링으로 고승압이 가능하고
스위치의 전압 정격이 줄어든다.그러나 입력 전류 리플 및 누설 인덕턴스에 의
한 서지 문제로 대전력 응용에 어려움이 있다.
그림 1
.
6결합 인덕터를 이용한 컨버터
4
)스위치드 커패시터 컨버터 [
8
1
2
]
그림 1
.
7
은 스위치드 커패시터 컨버터이며 커패시터의 직‧
병렬 연결로 고승압
이 가능하다.그러나 커패시터 ESR에 의한 전압 강하 및 입력 전류 리플이 큰
문제가 있다.
그림 1
.
7스위치드 커패시터 컨버터
- 4 -
5
)소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터 [
1
6
]
위의 기존 컨버터 외에도 고효율 및 대전력 응용에 적합한 소프트스위칭 고승
압 컨버터들이 제안되었다[
1
3
2
0
]
.그 중에서 그림 1
.
8
은 소프트스위칭 CCM 부
스트 컨버터로 일반적인 부스트 컨버터에 보조회로(
C1,L2,D1,D2,C2)
를 추가한
구조이다. 이 컨버터는 고주파 변압기를 사용하지 않고 일반적인 부스트 컨버
터에 비해 승압비가 약 2
배 높고 CCM(
Cont
i
nuousConduc
t
i
onMode
)
에서도 스
위치 및 다이오드의 소프트 스위칭이 가능하다.또한 스위치 및 다이오드의 개
수는 2
배가 되지만 전압 정격이 절반 정도로 낮아져서 좋은 성능(
Low Rds(on),
Low VF)
의 소자 선정이 가능한 장점이 있다.그림 1
.
9
와 그림 1
.
1
0
에 소프트스위
칭 CCM 부스트 컨버터의 주요 동작 파형과 동작 원리를 나타내었다.각 스위치
(
S1,S2)
는 L1 전류와 L2 전류의 차로 ZVS턴온을 성취하며,각 다이오드(
D1,D2)
는 L2 전류로 ZCS턴온 및 턴오프를 성취한다.그러나 이러한 PWM 컨버터의
가장 큰 문제는 하측스위치 S1의 높은 스위치 턴오프 전류에 의한 스위칭 손실
이다.
그림 1
.
8소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터
- 5 -
S1
S2
0
DT
T
VL1
IL1
ZVS turn-on
VS1
IS1
ZVS turn-on
VS2
IS2
VL2
IL2
ZCS turn-off
ID1
VD1
ZCS turn-off
ID2
VD2
Mode III
Mode I
Mode II
Mode IV
Mode V
그림 1
.
9소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터의 동작 파형
- 6 -
Mode 1
S2
D1
C1
L1
C2
L2
Vout
D2
Vin
S1
C3
Mode 5
S2
Vin
D1
C1
L1
C2
L2
Vout
D2
S1
C3
그림 1
.
1
0소프트스위칭 CCM 부스트 컨버터의 동작 원리
- 7 -
최근 태양광 및 연료전지 등 신재생 에너지,무정전 전원 장치(
UPS)및 하이
브리드 전기 자동차(
HEV)등의 응용에서 DCDC 컨버터가 폭넓게 사용되고 있
으며 고승압 및 고효율이 요구되고 있다.고주파 변압기를 이용하여 고승압을
달성하는 경우 변압기로 인한 손실이 발생하며 부피 및 가격이 상승한다.따라
서 전기적인 절연이 요구되지 않는 응용에서는 변압기가 없는 비절연 고승압 컨
버터를 사용하는 것이 유리하다.일반적인 비절연 부스트 컨버터로 고승압을 얻
기 위해서는 큰 듀티가 필요하고 이에 따른 스위치와 다이오드의 전압 및 전류
스트레스가 증가하며 다이오드의 역회복에 의한 손실로 EMI문제가 심각하게
발생한다.또한 기본적으로 하드스위칭 동작을 하기 때문에 고주파 동작에 제한
이 있으며 큰 듀티의 사용은 컨버터의 동특성을 나쁘게 한다.
본 논문에서는 기존 비절연 고승압 PWM 컨버터[
1
6
]
의 단점인 스위치 턴오프
스위칭 손실을 줄이기 위해 개선된 스위칭 방식인 공진 PWM(
RPWM)방식을
제안한다.공진 PWM 방식은 보조 회로의 LrCr 공진을 이용하며 보조 회로의
커패시턴스가 매우 줄어든다.또한 제안하는 공진 동작으로 제안하는 공진
PWM 컨버터는 기존 PWM 컨버터에 비해 다음의 장점을 가진다.
-스위치 턴오프 전류가 낮아 스위칭 손실이 감소한다.
-다이오드 d
i
/
d
t가 낮아 역회복에 의한 스위칭 손실이 거의 없다.
-듀티 손실이 줄어들어 승압비가 증가한다.
본 논문에서는 제안하는 공진 PWM 방식과 기존 PWM 방식의 비교‧
분석을
수행하고,제안하는 공진 PWM 방식의 보조회로 Lr,Cr 설계 방법을 제시한다.
또한 2
kW급 시작품을 제작하여 타당성을 검증하였다.
- 8 -
Ⅱ.제안하는 ZVZCSRPMW DCDC 컨버터
1
.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 구성
그림 2
.
1
은 제안하는 컨버터의 기본 회로이다.기존의 PWM 방식의 컨버터
[
1
4
]
와 동일한 구조로,주회로인 부스트 컨버터(
SL,SU,Lf,C1)
와 보조 회로(
Lr,Cr,
DL,DU,C2)
로 구성된다.입력측 스위치 레그(
SL,SU)
는 비대칭 상보적 스위칭 방
식으로 출력 전압을 제어하며,보조 회로는 Lr,Cr,출력에 직렬로 연결된 다이오
드 레그(
DL,DU)
로 구성되어 있다.보조 회로를 추가함으로써 출력전압이 상승하
며 입력 필터 인덕터(
Lf)
,보조 인덕터(
Lr)
,스위치 내부 캐패시터를 이용하여
DCM 뿐만 아니라 CCM에서도 ZVS턴온을 성취할 수 있다.또한 출력측 다이
오드는 승압비를 높이고 스위치와 다이오드 등 주요 소자들의 전압정격을 낮추
는 역할을 한다.제안하는 컨버터는 보조회로의 LrCr 공진을 이용함으로써 스위
치의 턴오프 손실이 감소하며 다이오드 전류의 d
i
/
d
t
를 낮추어준다.따라서 이에
따른 스위칭 손실이 감소하여 고효율을 달성할 수 있다.
그림 2
.
1제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터
- 9 -
2
.기존의 PWM 방식 vs
.제안하는 공진 PWM 방식
그림 2
.
2
는 제안하는 공진 PWM 방식의 효과를 보여주기 위한 하측스위치(
SL)
및 하측다이오드(
DL)
의 전류 파형이다.제안하는 공진 PWM 방식의 스위치 턴오
프 전류(
I
)
는 기존 PWM 방식의 스위치 턴오프 전류(
I
)
보다 작다.기
RPWM,
o
f
f
PWM,
o
f
f
존의 PWM 방식에서는 필터 인덕터 전류(
i
)
와 보조 인덕터 전류(
i
)
의 합이 스
Lf
Lr
위치의 턴오프 전류(
I
)
가 된다.반면에 제안하는 공진 PWM 방식은 일반적
PWM,
o
f
f
인 부스트 컨버터와 동일한 필터 인덕터 전류(
i
)
가 턴오프 전류가 된다.제안하
Lf
는 공진 PWM 동작을 위해 보조 회로의 커패시터를 작게 하며 이는 기존 PWM

방식의 보조 회로 커패시터에 비해  로 감소한다.또한 보조 회로의 공진 동

작으로 듀티 손실이 감소하고,스위치의 턴오프 전류와 다이오드의 d
i
/
d
t
를 낮추
어 준다.따라서 이에 따른 스위칭 손실이 감소하여 고효율을 달성할 수 있다.
그림 2
.
2PWM 방식과 공진 PWM 방식의 스위치 및 다이오드 전류
3
.Above
r
e
s
ona
nc
e영역 vs
.Be
l
owr
e
s
ona
nt영역
그림 2
.
3
에 보조 회로의 공진 주파수(
f
)
에 따른 두가지 동작 모드,be
l
owr
r
e
s
ona
nc
e
(
2
f
>f
/Deff)
와 a
bove
r
e
s
ona
nc
e
(
2
f
<f
/Deff)
,
를 나타내었다.공진 주파수(
f
)
r
s
r
s
r
은 식 (
2
.
1
)
과 같다.

  

 
(
2
.
1
)
그림 2
.
3
에서 보듯이 be
l
owr
e
s
ona
nc
e동작이 a
bove
r
e
s
ona
nc
e동작에 비해 다
- 10 -
음과 같은 장점을 갖는다.첫째,be
l
owr
e
s
ona
nc
e동작이 스위치 턴오프 전류와
다이오드 d
i
/
d
t
가 작고 이는 전체 효율을 증가시킬 수 있다.둘째,듀티 손실 측
면에서도 be
l
owr
e
s
ona
nc
e동작에서 듀티 손실은 D1이고 a
bove
-r
e
s
ona
nc
e동작
의 듀티 손실은 D1+D2으로 be
l
owr
e
s
ona
nc
e동작이 유효 듀티가 증가하고 이는
더 높은 승압비를 낼 수 있다.위의 장점을 얻기 위해 제안하는 ZVZCS 공진
PWM DCDC 컨버터는 be
l
owr
e
s
ona
nc
e 동작을 하도록 설계한다. be
l
owr
e
s
ona
nc
e동작을 위해서는 공진주기의 절반(
t
t
)
이 DeffTs
(
t
t
)
보다 짧아야 한다.
1
2
1
3
따라서,보조 회로의 공진 주파수는 아래와 같이 결정된다.

  

(
2
.
2
)
여기서 Deff는 듀티 손실을 고려한 유효 듀티(
DD1)
이다.
D1
SU
SL
Deff ·Ts
at resonance
below-resonance
iSL
Tr/2
iDL
t0 t1
t2 t3
(
a
)Be
l
owr
e
s
ona
nc
e영역 (
Tr <2
DeffTs)
D1
SU
SL
Deff ·Ts
at resonance
above-resonance
iSL
Tr/2
D2
iDL
t0 t1
t2 t3 t4
t5
(
b)Above
r
e
s
ona
nc
e영역 (
Tr >2
DeffTs)
그림 2
.
3공진 주파수 f
(
=1
/Tr)
에 따른 스위치 및 다이오드 전류
r
- 11 -
4
.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 동작 원리
그림 2
.
4
와 그림 2
.
5
는 제안하는 컨버터의 주요동작 파형과 동작 모드를 보여
준다.한 주기 동안에 5
개의 모드가 존재한다.이전 상황은 보조회로 전류(
i
)
와
Lr
필터 인덕터 전류(
i
)
의 차가 상측 스위치에 흐르고 있었다.
Lf
‣ Mode1
(
t
):이 모드는 상측스위치 SU가 턴오프 된 후 SU,SL의 내부 커
0 -t
1
패시터를 충⋅방전시키고 하측스위치 SL의 내부 다이오드가 도통하면서 시작한
다.이 모드에서 하측스위치 SL의 ga
t
e턴온 신호가 인가되면서 ZVS턴온을 성
취한다.Lf와 Lr의 전압은 다음과 같다.
   
   min  
(
2
.
3
)
(
2
.
4
)
i
는 증가하고 i
은 감소하며,각각의 인덕터에 흐르는 전류는 아래와 같다.
Lf
Lr

          

(
2
.
5
)
min  
          

(
2
.
6
)
위의 식은 t
<t
<t
에서만 만족하며,i
이 감소하다가 방향이 바뀌면서 지금 모
0
1
Lr
드가 끝이 나게 된다.그리고 하측다이오드 DL은 도통하게 되고 상측다이오드
DU는 턴오프 된다.DL,DU 모두 ZCS조건에서 턴온 및 턴오프를 한다.
‣ Mode2
(
t
):이 모드는 보조 회로의 LrCr 공진을 형성하면서 시작한다.
1 -t
2
공진 등가회로는 그림 2
.
6
와 같다.필터 인덕터(
Lf)
의 전압과 전류는 이전 모드
(
Mode1
)
과 동일하며,공진 소자들의 전압 및 전류는 각각 아래와 같다.

       sin    

(
2
.
7
)
   cos        
(
2
.
8
)
여기서   min    



    이다.



 

- 12 -
위의 식들은 t
<t
<t
에서만 만족하는 식이며,보조 회로 전류 i
이 공진을 이루
1
2
Lr
면서 감소하다가 0
이 되면서 이 모드가 끝이 난다.이때 하측다이오드 DL은
ZCS턴오프를 한다.
‣ Mode3
(
t
):이 모드는 보조 회로에 전류가 흐르지 않으며 출력 커패시
2 -t
3
터의 방전에 의해 출력을 내는 구간이다.Lf의 전압과 전류는 이전모드(
Mode
1
,
2
)
와 동일하며 하측스위치 SL에는 필터 인덕터 전류(
i
)
가 흐르고 이 모드에서
Lf
SL의 턴오프 신호가 인가되므로 SL의 턴오프 전류(
I
)
는 I
로 제한된다.이
SL,
o
f
f
Lf
,
ma
x
는 기존 PWM 방식에 비해 매우 작은 전류이다.
‣ Mode4
(
t
):이 모드는 필터 인덕터 전류(
i
)
가 흐르고 있던 하측스위치
3 -t
4
Lf
SL이 턴오프 된 후 SL,SU의 내부 커패시터를 충‧
방전시키고 상측스위치 SU의
내부다이오드가 도통하면서 시작한다.SU의 ga
t
e신호가 이 모드에서 인가되면
서 ZVS턴온을 성취하며,필터 인덕터(
Lf)
의 전압과 전류는 아래 식과 같다.
     
(
2
.
9
)
  
          

(
2
.
1
0
)
이 모드는 Mode2
와 같이 보조 회로의 LrCr공진이 일어나는 구간이며 상측
다이오드 DU가 도통을 시작한다.공진 등가회로는 그림 2
.
6(
b)
와 같고,공진 소
자들의 전압 및 전류는 각각 아래와 같다.

       sin    

(
2
.
1
1
)
   cos        
(
2
.
1
2
)
여기서   max    



    이다.


 


위의 식들은 t
<t
<t
에서만 만족하는 식이며,상측다이오드 DU가 ZCS 조건에
3
5
서 턴온 된다.필터 인덕터 전류(
i
)
와 보조 인덕터 전류(
i
)
가 같게 되어 상측스
Lf
Lr
위치 전류 i
SU의 방향이 정방향으로 바뀌면서 이 모드는 끝이 난다.
‣ Mode5
(
t
4-t
5
):이 모드는 이전 모드(
Mode4
)
와 동일한 LrCr공진 구간이
며,상측스위치 SU에 턴오프 신호가 인가되면 지금 모드가 끝이 난다.
- 13 -
그림 2
.
4제안하는 컨버터의 주요 동작 파형
- 14 -
- 15 -
그림 2
.
5제안하는 컨버터의 주요 동작 원리
(
a
)Mode2
(
t
t
)
1
2
(
b)Mode4
5
(
t
t
)
3
5
그림 2
.
6공진 등가 회로
- 16 -
5
.제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 전압전달비
제안하는 ZVZCS 공진 PWM DCDC 컨버터의 전압전달비를 구하기에 앞서,
출력 커패시터 C1,C2의 전압은 일정하다고 가정한다.
출력 전압은 다음과 같이 주어지며,
    
(
2
.
1
3
)
이는 아래와 같이 표현할 수 있다.


        
  

(
2
.
1
4
)
여기서 듀티 손실 △D를 이용하여 유효 듀티 Deff와 전압강하 △V를 아래와
같이 표현할 수 있다.
    
(
2
.
1
5
)

  
      
(
2
.
1
6
)
VC1은 일반적인 부스트 컨버터의 출력 전압으로 아래와 같이 표현할 수 있다.

   

 
(
2
.
1
7
)
식 (
2
.
1
3
)
,(
2
.
1
4
)
,(
2
.
1
7
)
로부터 VC2를 아래와 같이 구할 수 있다.

     

(
2
.
1
8
)
정상상태(
s
t
e
a
dys
t
a
t
e
)
에서는 평균 출력 전류는 다이오드 DL,DU의 평균 전류
와 같다.Mode2
에서 하측다이오드 DL에 i
이 흐르므로,평균 출력 전류를 아래
Lr
와 같은 수식으로 표현할 수 있다.




  









min     sin ⋅



- 17 -
(
2
.
1
9
)
식 (
2
.
1
9
)
으로부터 VCr의 최소값(
VCr,min)
과 최대값(
VCr,max)
를 아래와 같이 나타낼
수 있다.

min ≈   
 
(
2
.
2
0
)

max ≈   
 
(
2
.
2
1
)

 )
(
a
)Be
l
owr
e
s
ona
nc
e영역 (

이 영역의 듀티 손실은 그림 2
.
7(
a
)
의 D1과 같다.D1Ts 시간 동안의 보조 인
덕터(
Lr)
에 정상상태 인덕터 일반식을 적용하면 아래와 같이 나타낼 수 있다.


max   




min     

(
2
.
2
2
)
식 (
2
.
2
0
)
,(
2
.
2
1
)
,(
2
.
2
2
)
로부터 듀티 손실을 아래와 같은 식으로 얻을 수 있다.
   

     sin 


    

       


 

(
2
.
2
3
)
식 (
2
.
1
4
)
과 (
2
.
2
3
)
으로부터 이 영역의 전압전달비는 아래와 같이 구할 수 있다.

 ′     ′ ′   
 ′    
 ′ ′   

 ′
여기서  ′            sin  이다.


 
- 18 -
(
2
.
2
4
)


     )
(
b)Above
r
e
s
ona
nc
e영역 (


이 영역의 듀티 손실은 그림 2
.
7(
b)
의 D1+D2와 같다.위에서와 유사한 방법으
로 듀티 손실을 아래와 같이 나타낼 수 있다.
  


     sin  cos 



      

       

  
 

(
2
.
2
5
)
식 (
2
.
1
4
)
과 (
2
.
2
5
)
로부터 이 영역 전압전달비는 아래와 같이 구할 수 있다.

 ′     ′ ′   
 ′    
 ′ ′   
(
2
.
2
6
)
  


여기서     sin  cos  이다.



  


   )
(
c
)Above
r
e
s
ona
nc
e영역(

이 영역의 듀티 손실은 그림 2
.
7(
c
)
의 D2와 같다.위에서와 유사한 방법으로
듀티 손실을 아래와 같이 나타낼 수 있다.
 

 
     sin 


    

       

 
(
2
.
2
7
)
식 (
2
.
1
4
)
과 (
2
.
2
7
)
로부터 이 영역 전압전달비는 아래와 같이 구할 수 있다.

 ′     ′ ′   
 ′    
 ′ ′   
 

 
여기서    sin  이다.


- 19 -
(
2
.
2
8
)

 )
(
a
)Be
l
owr
e
s
ona
nc
e영역(




     )
(
b)Above
r
e
s
ona
nc
e영역(





   )
(
c
)Above
r
e
s
ona
nc
e영역(

그림 2
.
7듀티에 따른 동작 모드
- 20 -
그림 2
.
8
에 식 (
2
.
2
4
)
,(
2
.
2
6
)
,(
2
.
2
8
)
을 이용하여 제안하는 공진 PWM 방식 컨버
터의 전압전달비를 그래프로 나타내었다.기존의 PWM 방식과 비교해서,제안하
는 공진 PWM(
RPWM)방식의 전압전달비가 약 1
0
%~3
0
% 높은 것을 알 수 있
다.
그림 2
.
8제안하는 컨버터의 전압전달비
(
Vi=7
0
V,Lr=6
µH,f
=5
0
kHz
,Ro=7
2
Ω)
s
- 21 -
6
.스위치 ZVS영역
그림 2
.
4
에서 보듯이,하측스위치 SL의 ZVS는 상측스위치 SU가 턴오프 되는 t
0
시간에 성취된다.하측스위치의 ZVS 전류(
I
는 t
SL,
ZVS)
0 시간에서의 필터 인덕터
전류(
i
)
와 보조 인덕터 전류(
i
)
의 차이에 의해 아래와 같이 결정된다.
Lf
Lr
      min
    sin        


(
2
.
2
9
)
상측스위치 SU의 ZVS는 하측스위치 SL이 턴오프 되는 t
3 시간에 성취된다.상
측스위치의 ZVS전류(
I
는 필터 인덕터 전류의 최대값(
I
)
와 같다.
SU,
ZVS)
Lf
,
ma
x
    max
   


(
2
.
3
0
)
하측스위치 SL의 ZVS턴온을 성취하기 위해서는 아래의 식을 만족해야 한다.















  

    min


(
2
.
3
1
)
여기서 Cos,tot =Cos,L +Cos,U 로 스위치 내부 커패시터의 총 합이다.
상측스위치 SU의 ZVS턴온을 성취하기 위해서는 아래의 식을 만족해야 한다.




max     






(
2
.
3
2
)
사실,큰 필터 인덕터를 사용하므로 식 (
2
.
3
2
)
는 쉽게 만족할 수 있으며 상측스
위치의 ZVS는 모든 부하 영역에서 만족한다.반면에 식 (
2
.
3
1
)
은 보조 인덕터
(
Lr)
가 작거나 필터 인덕터(
Lf)
가 큰 경우에는 만족하지 않을 수 있다.
식 (
2
.
2
9
)
(
2
.
3
2
)
를 이용하여 출력파워와 입력전압에 대한 상·
하측 스위치의
ZVS전류 및 ZVS영역을 그림 2
.
9
에 나타내었다.그림 2
.
9
(
a
)
에서 보듯이 하측
스위치의 ZVS전류는 파워가 증가할수록 감소하는 경향이 있다.이는 출력파워
가 작을수록 하측스위치의 ZVS턴온의 성취가 잘 된다는 것을 의미한다.또한
스위치의 총 내부 커패시턴스(
Cos,tot)가 작을수록 더 넓은 영역에서 ZVS턴온을
- 22 -
성취한다.예를 들어,입력전압이 7
0
V이고 스위치의 내부 커패시턴스의 합이
5
nF 이라면,출력파워가 1
5
0
0
W 이하인 영역에서 하측스위치는 ZVS턴온을 성
취하게 된다[
그림 2
.
9
(
a
)
]
.반면에,그림 2
.
9
(
b)
를 보면 상측스위치의 ZVS전류는
파워가 증가할수록 증가하는 경향이 있다.또한 상측스위치는 모든 영역에서
ZVS턴온을 성취한다.
(
a
)하측 스위치
(
b)상측 스위치
그림 2
.
8출력파워,입력전압에 따른 상‧
하측 스위치의 ZVS전류 및 ZVS영역
(
Vo=3
8
0
V,Po:
1
0
0
W2
kW,Lr=6
µH,Cr=2
.
7
µF,f
=5
0
kHz
)
s
- 23 -
Ⅲ.제안한 컨버터의 설계
제안하는 컨버터의 일반화된 회로가 [
1
4
]
에 있으며,응용분야에 맞게 기본 셀
을 직‧
병렬로 확장이 가능하다.이는 스위칭 소자의 높은 이용율과 열 분산 효
과를 갖는다.아래와 표 3
.
1
과 같은 사양으로 설계를 진행하였으며,최종 선택된
회로는 그림 3
.
1
과 같이 직렬수 1
,병렬수 2
의 확장 회로이다.
표 3
.
1제안하는 컨버터의 설계 사양
항목
설계 사양
출력용량(Po)
2 kW
입력전압(Vi)
70 V
출력전압(Vo)
380 V
스위칭 주파수(fs)
50 kHz
입력전류 리플(△Ii)
30 %
출력전압 리플(△Vo)
5 %
그림 3
.
1제안하는 컨버터의 2
상 인터리빙 회로(
N=1
,P=2
)
- 24 -
1
.스위칭 소자 선정
1
)입력측 스위치(
MOSFET)선정
제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 입력측 스위치의 전압은 출력
전압의 절반 정도로 약 2
0
0
V 수준이다.따라서 전압서지를 고려한 2
.
5
배 정도
마진을 주어 4
0
0
V 정격의 APT7
5
M5
0
B2를 선정하였다.
VDSS
<APT75M50B2>
RDS(on)
ID
COSS
500V
6.4mΩ (typ.)
7.5mΩ (max.)
75A @TC=25℃
47A @TC=100℃
1250pF
2
)출력측 정류부 다이오드 선정
제안하는 컨버터는 출력측에 전압 더블러의 구조로 다이오드의 전압이 출력전
압의 절반 정도로 1
8
0
V로 제한된다.전압 마진 2
배 정도를 고려하여 4
0
0
V 정격
의 t
이 작은 Fa
s
tr
e
c
ove
r
y다이오드인 STTH8
R0
4
D를 선정하였다.
r
r
VRRM
<STTH8R04D>
VF
IF
trr
400V
0.9V (typ.)
1.1V (max.)
8A
25ns (typ.)
35ns (max.)
2
.필터 인덕터(
Lf)설계
필터 인덕터는 설계 사양의 입력 전류 리플(
△I
)
을 고려하여 아래의 식으로부
i
터 구할 수 있다.
 ⋅
     
 ⋅
- 25 -
(
3
.
1
)
3
.공진 주파수(
f
)선정
r
섹션 Ⅱ에서 언급한 바와 같이 스위치 턴오프 전류와 듀티 손실을 최소화 하
기위해 be
l
owr
e
s
ona
nc
e영역에서 동작하도록 공진주파수를 선정해야 한다.식
≧4
(
2
.
2
)
,(
2
.
1
4
)
을 이용하여 f
0
kHz를 구할 수 있다.
r
4
.공진 소자(
Lr,Cr)설계
상‧
하측 스위치의 ZVS턴온을 성취하기 위해 식 (
2
.
3
1
)
,(
2
.
3
2
)
을 만족해야 하
며,Lr≧6
uH의 조건을 얻을 수 있다.또한 식 (
2
.
1
)
로부터 Cr≦2
.
7
uF의 조건을 얻
을 수 있다.본 논문에서는 Lr=6
uH,Cr=2
.
7
uF을 선정하였다.
제안하는 공진 PWM 방식과 기존의 PWM 방식의 성능을 비교하기 위해 표
3
.
1
의 동일한 사양으로 두 방식을 설계하였으며,표 3
.
2
에 각각의 성능을 나타내
었다.제안하는 공진 PWM방식은 기존 PWM 방식과 비교하여 아래와 같은 장
점을 가진다.
-동작 듀티의 감소로 스위치의 RMS전류가 약 5
~1
5
% 줄어들어 도통 손실이
감소한다.
-공진 동작으로 스위치의 턴오프 전류가 약 2
5
~6
0
% 감소하고 다이오드의 턴
오프 d
i
/
d
t가 줄어들어 스위칭 손실이 매우 감소한다.

-제안하는 공진 PWM 방식의 보조 커패시터의 커패시턴스가 약  정도 줄

어들어 부피 및 가격이 감소한다.
- 26 -
표 3
.
2제안하는 공진 PWM 방식과 PWM 방식의 성능 비교
(
Po=2
kW,Vi=7
0
V,Vo=3
8
0
V,f
=5
0
kHz
,N=1
,P=2
)
s
PWM 방식
제안하는
in [16]
공진 PWM 방식
0.648
0.638
4×199V
4×193V
2×7.3A
2×6.5A
2×15.9A
2×15.3A
ZVS ON
ZVS ON
Turn-off
2×8.9A
2×3.5A
current
2×31.5A
2×23.2A
Vpk
4×183V
4×188V
Iav
4×2.63A
4×2.63A
2×32.5A/µs
2×4A/µs
2×31.2A/µs
2×23A/µs
Operating duty cycle
Vpk
Irms
Switches
Soft
switching
Diodes
di/dt
Input
Inductance
2×50µH
2×50µH
Inductor
Irms
2×15.3A
2×15.3A
Auxiliary
Inductance
2×6µH
2×6µH
Inductor
Irms
2×6.32A
2×6.07A
Capacitance
2×60µF
2×2.7µF
Vpk
2×195V
2×204V
Irms
2×6.32A
2×6.07A
Auxiliary
Capacitor
- 27 -
Ⅳ.실험 결과
1
.실험 장치 구성
제안한 컨버터의 실험을 위해 그림 4
.
1
과 같이 시스템을 구성하고 표 4
.
1
과 같
이 직류전원장치인 MAGNA POWER를 이용하여 전원을 공급하였다.부하장치
는 전자부하를 사용하여 출력파워를 조정하였다.
그림 4
.
1실험 구성도
표 4
.
1실험 장치 구성 사양
항목
사양
MAGNA POWER
직류전원장치
부하장치
(DC-power supply, SQ80-332)
(80V, 300A)
PRODIGIT electronic load
(5.4kW, 500V, 180A)
오실로스코프
LECROY LT344L
전력분석기
YOKOGAWA WT3000
열화상카메라
FLUKE Ti27
- 28 -
2
.2
kW급 시작품 제작 및 실험 결과
제안하는 컨버터의 성능을 검증하기 위해 섹션 Ⅲ의 설계 사양을 바탕으로 그
림 4
.
2
와 같이 2
kW급 시작품을 제작하였다.필터 인덕터(
Lf)
와 보조 공진 인덕터
(
Lr)
은 각각 5
0
uH,6
uH이다.보조 공진 커패시터(
Cr)
는 2
.
2
uF2
2
0
V 필름 커패시
터를 사용하였으며 출력 커패시터(
C1,C2)
는 3
0
uF2
5
0
V 필름 커패시터를 사용하
였다.스위치는 APT7
5
M5
0
B2
(
5
0
0
V,7
5
A,7
5
mΩ)
,다이오드는 STTH8
R0
4
D(
4
0
0
V,
9
A,2
5
ns
)
를 사용하였다.기존 방식과의 비교·
분석을 수행하기 위해 그림 4
.
3
과
같이 기존 PWM 방식의 2
kW급 시작품도 제작하였다.
그림 4
.
2제안하는 공진 PWM 방식의 2
kW급 시작품
그림 4
.
3기존 PWM 방식의 2
kW급 시작품
- 29 -
1
)실험 파형
그림 4
.
4
에 기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 하측 스위치 전압
및 전류 실험파형을 나타내었다.두 가지 방식 모두 스위치 턴온시 ZVS를 성취
한다.제안하는 공진 PWM 방식이 기존 PWM 방식에 비해 낮은 턴오프 전류로
스위칭 되는 것을 확인할 수 있다.
(
a
)기존 PWM 방식의 하측 스위치
(
b)제안하는 공진 PWM 방식의 하측 스위치
그림 4
.
4기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 하측스위치(
SL)전압 및 전류
- 30 -
그림 4
.
5
에 기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 상측 스위치 전압
및 전류 실험파형을 나타내었다.두 가지 방식 모두 스위치 턴온시 ZVS를 성취
한다.제안하는 공진 PWM 방식이 기존 PWM 방식에 비해 낮은 턴오프 전류로
스위칭 되는 것을 확인할 수 있다.
(
a
)기존 PWM 방식의 상측 스위치
(
b)제안하는 공진 PWM 방식의 상측 스위치
그림 4
.
5기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 상측스위치(
SU)전압 및 전류
- 31 -
그림 4
.
6
에 하측 다이오드 전압 및 전류 파형을 나타내었다.다이오드는 모두
ZCS턴오프를 성취하며,제안하는 공진 PWM 방식의 d
i
/
d
t
가 기존 PWM 방식에
비해 작은 것을 확인할 수 있다.
(
a
)기존 PWM 방식의 하측 다이오드
(
b)제안하는 공진 PWM 방식의 하측 다이오드
그림 4
.
6기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 하측다이오드(
DL)전압 및
전류
- 32 -
그림 4
.
7
에 상측 다이오드 전압 및 전류 파형을 나타내었다.다이오드는 모두
ZCS턴오프를 성취하는 것을 확인할 수 있다.
(
a
)기존 PWM 방식의 상측 다이오드
(
b)제안하는 공진 PWM 방식의 상측 다이오드
그림 4
.
7기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 상측다이오드(
DU)전압 및
전류
- 33 -
2
)효율 측정
그림 4
.
8
에 기존 PWM 방식과 제안하는 공진 PWM 방식의 측정 효율을 나타
내었으며 YOKOGAWA WT3
0
0
0
으로 측정하였다.제안하는 공진 PWM 방식은
기존 PWM 방식에 비해 스위치가 낮은 턴오프 전류로 스위칭을 하기 때문에 전
부하영역에서 효율이 개선된 것을 확인할 수 있다.기존 PWM 방식이 1
2
0
0
W에
서 최고 효율 9
4
.
3
%,최대부하 효율 9
3
.
5
%를 달성하였다.제안하는 공진 PWM
방식은 1
4
0
0
W에서 최고 효율 9
5
.
3
%,최대부하 효율 9
4
.
6
%를 달성하였다.모든
부하 영역에서 제안하는 공진 PWM의 효율이 기존 PWM 방식에 비해 약 1
%
정도 높게 측정되었다.이러한 효율의 향상은 대전력일수록 더 크게 나타날 것
이다.기존 PWM 방식에서의 스위치 턴오프 전류와 다이오드 d
i
/
d
t
가 파워가 증
가할수록 더욱 크게 증가하기 때문이다.반면에 제안하는 공진 PWM 방식은 출
력 파워가 증가함에도 스위치 턴오프 전류는 입력 필터 인덕터 전류로 제한되고
공진 동작에 의한 다이오드 d
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t또한 역시 작게 나타난다.
그림 4
.
8측정 효율
- 34 -
Ⅴ.결 론
본 논문에서는 공진 PWM 방식을 적용한 고승압 소프트스위칭 DCDC 컨버
터를 제안하였다.제안하는 컨버터는 아래와 같은 특징을 가진다:
1
)CCM에서도 스위치 ZVS턴온 및 다이오드 ZCS턴오프.
2
)기본 셀을 이용한 유연한 확장으로 고승압과 대전력응용에 적합함.
3
)보조 회로의 LrCr 공진을 이용.
-스위치의 턴오프 손실 감소로 인한 효율 증가.
-보조 커패시터의 용량 감소로 인한 부피 감소.
제안하는 ZVZCS공진 PWM DCDC 컨버터의 성능을 검증하기 위해 2
kW급
시작품을 제작하였으며,기존 PWM 방식과의 비교 및 평가를 수행하였다.제안
하는 컨버터는 1
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5
.
3
%,최대부하 효율 9
4
.
6
%를 달성하였다.
이는 기존 PWM 방식에 비해 약 1
% 정도의 효율이 개선된 것이다.
- 35 -
참고문헌
[
1
]최세완,“
특집:대체에너지 발전시스템에서의 전력전자기술 -연료전지 발전
시스템에서의 전력전자기술”
,전력전자학회지,제6
권,제1
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