Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2019
Đánh Giá Bộ Điều Khiển PI và Dự Báo Trong Cấu Trúc Điều Khiển
Vector Theo Nguyên Lý Tựa Từ Thông Rotor
Evaluation for PI Control and Predictive Current Control
of the Field Oriented Control
Lê Sỹ Toàn1, Trần Trọng Minh1, Phạm Thị Giang2, Võ Thanh Hà2,
1
ĐH Bách khoa Hà Nội, 2ĐH Giao thông vận tải
Email: vothanhha.ktd@uct.edu.vn
Abstract
Nowadays, the field oriented control (FOC) is the most popular control strategies of an induction machine control
system in industrial applications. The stator current control loop plays an important role to ensure the quality of
eletric driver. When the current controller is perfect with ideal response, speed control design for these drive
systems plays a key role in improving the system characteristic and products quality. Thus, this paper presents
evaluation of proportional integral (PI) controller and predictive current control (PCC) of model field oriented
control (FOC). Due to this, engineers can apply this research results to design stator current control of an induction
motor fed by a two-level voltage source inverter. The simulation Matlab /Simulink results show all good system
response.
Keywords
Model predictive control, Electric drives, Induction machine, Voltage source inverter, FCS-MPC, PCC-MPC, PI.
Tóm tắt
Điều khiển vector cho hệ truyền động không đồng bộ
được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp Trong đó điều
khiển vector làm việc theo nguyên lý tựa từ thông rotor
có ưu điểm điều khiển tốc độ động cơ KĐB-RLR như
động cơ MCKTĐL, phân tầng điều khiển. Trong đó bộ
điều khiển dòng stator đóng vai trò quan trọng đảm bảo
chất lượng truyền động điện. Khi bộ điều chỉnh dòng
stator được thiết kế có đáp ứng tốt thì bộ điều khiển tốc
độ đóng vai trò chính trong việc cải thiện đặc tính hệ
thống và chất lượng truyền động điện. Vì vậy bài báo
trình bày đánh giá bộ điều khiển dòng stator PI và
phương pháp điều khiển dự báo dòng stator trong cấu
trúc điều khiển tựa từ thông rotor. Từ đó định hướng
cho kỹ sư thiết kế bộ điều chỉnh dòng stator cho động
cơ KĐB-RLS nuôi bởi nghịch lưu nguồn áp, trong lý
thuyết cũng như thực tiễn. Tính đúng đắn của lý thuyết
sẽ được minh chứng qua kết quả mô phỏng
Matlab/Simulink.
Ký hiệu
Ký hiệu
Đơn vị
usa ; usb
V
isa ;i sb
A
Ls ;Lr
H
Ts ;Tr
s
σ
w; wr
y
1
'
sa
;y
rad/s
'
sb
Wb
Ý nghĩa
Điện áp stator trên hệ tọa độ
tĩnh (,β).
Dòng điện stator trên hệ tọa
độ tĩnh (,β).
Điện cảm stator, điện cảm
rotor
Hằng số thời gian stator,
rotor
Hệ số từ tản toàn phần
Tốc độ góc cơ, tốc độ góc
rotor
Từ thông rotor
yp
Wb
Từ thông cực
im
mL
p
J
A
N.m
Dòng từ hóa
Mô-men tải
Số đôi cực
Mô-men quán tính
kg.m2
Chữ viết tắt
KĐB-RLS
FOC
IM
MPC
PCC-MPC
PTC-MPC
FCS-MPC
MCKTĐL
PI
NLNA
Không đồng bộ - rotor lồng sóc
Field orient control (điều khiển tựa
theo từ thông rotor.
Induction motor (động cơ KBĐRLS)
Model predictive control
Predictive Current Control - Model
Predictive Control
Predictive Torque Control - Model
Predictive Control
Finite Control Set- Model Predictive
Control
Một chiều kích từ độc lập
Proportional integral
Nghịch lưu nguồn áp
1. Đặt vấn đề
Ngày nay hệ thống truyền động động cơ không đồng
bộ với cấu trúc bộ biến tần bán dẫn – động cơ không
đồng bộ đã được nghiên cứu và sử dụng rộng rãi trong
công nghiệp. Với những tiến bộ vượt bậc về điều khiển
cả về lý thuyết lẫn đảm bảo phần cứng, mở ra khả năng
nghiên cứu những hệ thống truyền động chất lượng
cao, đáp ứng đầy đủ các yêu cầu động học cũng như
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
bền vững trong môi trường phụ tải biến động. Trong
những năm gần đây thường gặp các phương pháp điều
khiển cho hệ truyền động KĐB hệ truyền động không
đồng bộ có thể là hệ vô hướng (scalar), dựa trên các
đặc tính của quá trình xác lập nên gặp khó khăn khi
đảm bảo các các quá trình động học [1] và [2], hệ điều
khiển vector, dựa trên các quá trình tức thời theo thời
gian nên có thể kiểm soát hiệu quả các quá trình động
học phức tạp.
Hệ điều khiển vector có thể là hệ điều khiển hệ điều
khiển trực tiếp mô men (DTC) được thực hiện bằng
cách điều khiển trực tiếp vector us thông qua việc đóng
cắt các van IGBT của nghịch lưu cấp điện cho động cơ,
tuy nhiên điều khiển DTC gặp phải một số khó khăn
như : cơ sở lý luận trong việc lựa chọn bằng đóng cắt,
mô-men và từ thông đập mạch (đặc biệt vùng tốc độ
thấp), tần số chuyển mạch các van liên tục thay đổi và
nghịch lưu đòi hỏi sử dụng các van có tần số đóng cắt
lớn.
Thực tế trên thế giới cũng xuất hiện những nghiên cứu
khắc phục những vấn đề nêu trên [3]. Hệ truyền động
được quan tâm của các nhà khoa học cũng như trong
công nghiệp đó là hệ điều khiển vector tựa từ thông
rotor (FOC), bởi vì FOC có ưu điểm là phân ly được
quá trình điều khiển từ thông và quá trình sinh mô men,
điều khiển động cơ KĐB-RLS như động cơ MCKTĐL.
Do các quá trình điện từ xảy ra trong bộ biến đổi điện
cơ, bao gồm bộ biến đổi bán dẫn công suất và động cơ,
có hằng số thời gian nhanh hơn nhiều so với quá trình
cơ học, bao gồm hộp số và các trục chuyển động quay,
cấu trúc điều khiển thường có phân tầng, bao gồm các
mạch vòng dòng điện bên trong tác động nhanh và các
mạch vòng bên ngoài như mạch vòng tốc độ, mạch
vòng vị trí, hoặc các mạch vòng công nghệ khác với
hằng số thời gian lớn hơn [4] và [5].
Với cấu trúc điều khiển FOC tiêu biểu có thể áp dụng
các phương pháp thiết kế tuyến tính hay gần đây là các
phương pháp phi tuyến. Phương pháp tuyến tính với bộ
điều chỉnh PI cho các mạch vòng dòng stator, mạch
vòng tốc độ được áp dụng cho hầu hết các hệ truyền
động công nghiệp thông thường, có những giới hạn vì
chỉ đúng cho các chế độ quanh điểm xác lập [12] và
[13]. Các phương pháp phi tuyến, với yêu cầu tính toán
phức tạp hơn, nhưng sẽ có vùng làm việc được chỉ ra
rộng hơn nhiều so với chỉ các điểm xác lập. Hơn nữa
mô hình động cơ trong cấu trúc FOC bản chất là một
hệ phi tuyến. Các nghiên cứu thường chỉ tập trung áp
dụng một phương pháp thiết kế nào đó, tuyến tính hay
phi tuyến, để đảm bảo hay cải thiện một phần đặc tính
của hệ truyền động [4] và [5].
Bên cạnh đó phương pháp điều khiển dự báo (MPC)
với ưu điểm là khái niệm trực quan, thiết kế đơn giản
và phù hợp với đối tượng phi tuyến [6]. Ngày nay MPC
trở thành một phương pháp điều khiển phổ biến với hai
phương pháp: dự báo MPC điều chế trên liên tục (CCSMPC) và điều chế dựa trên tập hợp hữu hạn (FCSMPC). Trong đó dự báo trên điều chế trên miền liên tục
yêu cầu mô hình trạng thái và thuật toán ĐK phức tạp.
Còn phương pháp điều khiển FCS-MPC được nghiên
cứu nhiều hơn, bởi vì phù hợp cho điều khiển phi tuyến,
2
VCCA-2019
các điều kiện ràng buộc phi tuyến (bảo vệ quá điện áp,
giảm tối thiểu tổn thất quá trình chuyển mạch của các
van bán dẫn) và tối ưu hệ truyền động điện [7]. FCSMPC có hai phương pháp ĐK dự báo chính là: ĐK dự
báo mô-men (PTC) và dòng điện (PCC). Với bộ điều
khiển PTC có tối ưu hàm mục tiêu là sai lệch của mômen và từ thông, còn bộ điều khiển PCC là sai lệch
dòng điện. Trong cấu trúc FCS-MPC mỗi vector
chuyển mạch được lựa chọn trong quá trình tính toán
của tối ưu hàm mục tiêu, dẫn đến tối ưu tín hiệu đầu ra.
FCS-MPC được ứng dụng thành công trong điện tử
công suất, bao gồm bộ biến đổi DC-DC, DC-AC, ACDC, và AC-AC [8]. Đối với hệ thống truyền động điện
thì MPC đã được ứng dụng rộng rãi cho máy điện xoay
chiều, trong đó là động cơ KĐB-RLS [9], hay như động
cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu [10]..., bên cạnh đó
MPC có thể sử dụng ở cấu trúc điều khiển không cảm
biến [11].
Qua đó nhận thấy rằng có rất nhiều phương pháp điều
khiển ứng dụng cho các vòng điều chỉnh. Để thực hiện
hóa các thiết kế bộ điều khiển dòng stator, tốc độ và từ
thông phù hợp với thực tiễn, trong nghiên cứu tác giả
sẽ lựa chọn các phương pháp điều khiển trên phù hợp
với từng yêu cầu cho từng mạch vòng điều khiển, sao
cho đảm bảo tiêu chí đánh giá của từng mạch vòng điều
khiển và hiện thực hóa xuống thiết bị thực.
Trong bài báo này sẽ trình bày tập trung thiết kế bộ điều
khiển dòng stator đảm bảo nhanh, chính xác và khả
năng cách ly tác động qua lại giữa hai thành phần
dòng kích từ và dòng tạo mômen ở cả hai chế độ động
và tĩnh bằng bộ điều khiển PI (PI-FOC) và phương
pháp điều khiển dự báo dòng stator (PCC-FOC) trong
cấu trúc điều khiển vector tựa từ thông rotor. Bởi vì khi
điều khiển bộ điều chỉnh dòng stator thông qua hàm
mục tiêu ta có thể đặt ra tính năng cần đạt được của đối
tượng sau khi có tác động điều chỉnh [4] và [5]. Khi bộ
điều khiển dòng stator được thiết kế tốt đảm bảo các
tiêu đánh giá, cho giá trị mô-men thực chuẩn xác như
yêu cầu (nhanh, biên độ mô-men nhỏ) thì mô hình điều
khiển cho hệ truyền động KĐB được hạ bậc [14], dẫn
đến thiết kế bộ điều khiển mạch vòng ngoài (tốc độ)
đơn giản, đồng thời do từ thông rotor được giữ không
đổi nên mô hình toán học tốc độ là bậc 1, vì vậy chỉ cần
áp dụng bộ ĐK PI phổ biến trong công nghiệp để điều
chỉnh tốc độ. Với nhận thức này sẽ được áp dụng thiết
kế bộ điều khiển tốc độ PI cho hai trường hợp trên, để
đánh giá hai phương pháp điều khiển.
Với kết quả đúng đắn của nghiên cứu lý thuyết được
kiểm chứng qua mô phỏng Matlab/Simulink để định
hướng cho các kỹ sư thiết kế cấu trúc phù hợp điều
khiển vector tựa từ thông rotor cho động cơ KĐB-RLS
được nuôi bởi nghịch lưu nguồn áp 2 mức trong lý
thuyết cũng như triển khai cài đặt biến tần trong công
nghiệp.
2. Đánh giá bộ điều khiển dòng stator PI
trong cấu trúc điều khiển FOC
Theo tài liệu [12] và [13] thì bộ điều khiển dòng stator
PI trục d và q được thiết kế theo phương pháp tối ưu
độ lớn thể hiện qua (1) và (2):
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
*
usd = K cd (isd
(t ) - isd (t ))
Kd
+ cd
TI
-
ò (isd (t ) *
(1)
isd (t ))dt
kr '
y rd (t ) - Ts, rs ws (t )isq (t )
Tr
VCCA-2019
Cấu trúc bộ điều khiển dòng stator PI trục q:
usq = Kcq (isq* (t ) - isq (t )) + rs t s ws isd (t ) + kr wy rd' (t )
(2)
Từ phương trình thiết kế bộ điều khiển dòng stator
theo phương pháp điều khiển FOC cho động cơ KĐBRLS với bộ ĐK dòng stato PI như H. 1.
Bộ điều khiển dòng stator PI
Inverter
u DC
usd
usq
tu
tv
tw
usα
usβ
SVM
isα
isβ
MHTT
3
2
isu
isv
isw
IM
Đo tốc độ
IE
H. 1
Cấu trúc ĐK tựa theo từ thông với bộ điều khiển dòng stator PI kết hợp bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức
Cấu trúc bộ điều khiển dòng stator PI cho động cơ
KĐB-RLS như H. 1 cho thấy tín hiệu đầu ra của bộ ĐK
dòng stator là điện áp điều khiển usd , usq , qua bộ
Lm tính ra giá trị lượng đặt cho thành phần dòng isd. Mô
hình tính toán sẽ tính ra các thành phần từ thông rotor
y ra , y rb từ các giá trị dòng isa , isb và tốc độ góc  đo
chuyển đổi hệ tọa độ và khâu điều chế điện áp SVM để
đưa tín hiệu điện áp có modul lớn nhất đến cực điều
khiển của thiết bị bán dẫn IGBT, cuối cùng đưa điện áp
us , us cấp nguồn cho động cơ IM. Bên cạnh đó bộ
được, từ đó sẽ tính được góc tựa theo từ thông q và
đưa vào cập nhật giá trị cho các biến trong mô hình dự
báo dòng stator is , is .
chỉnh PI đa thực hiện được bù xen kênh, kênh d điều
khiển từ thông và kênh q điều khiển mô-men, phù hợp
với đặc tính động của mô hình điều khiển.
3. Đánh giá bộ điều khiển dự báo dòng
stator trong cấu trúc điều khiển FOC
Dựa vào tài liệu [15] và [16] dự báo dòng stator được
thể hiện qua (3):
isa (k + 1) = f 11isa (k ) + h11usa (k ) + f 13 y , ra (k ) + f 14 y , rb (k )
isb (k + 1) = f 11isb (k ) + h11usb (k ) + f 13 y , rb (k ) - f 14 y , ra (k )
(3)
Mô hình điều khiển dự báo cho cấu trúc FOC dựa trên
mô hình tính toán từ thông, cấp nguồn bởi bộ nghịch
lưu nguồn áp hai mức thông thường. Giả sử các tín hiệu
đo được là tốc độ góc trục động cơ , các dòng stator
is , is . Nhằm kiểm chứng khả năng của MPC ở đây
Với:
lựa chọn mô hình FOC cơ bản và đơn giản nhất, bộ điều
chỉnh tốc độ là bộ PI tuyến tính với đầu ra của bộ điều
chỉnh tốc độ xác định giá trị dòng iq là thành phần dòng
đảm bảo mô men động cơ, từ thông rotor y r đặt ở giá
Từ mô hình dòng gián đoạn (3), phương trình ước
lượng từ thông được thể hiện qua (4):
trị không đổi bằng định mức, thông qua giá trị điện cảm
3
T 1 1- s
1- s T
( +
) ; f 13 =
s Ts
Tr
s Tr
T
1- s
f 14 =
wT ; h11 =
s Ls
s
f 11 = 1 -
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
y,
ra
=
T
T
isa (k - 1) + (1- )y , rb (k - 1) - wT y , rb (k - 1)
Tr
Tr
(4)
T
T
y rb = isb (k - 1) + (1- )y , ra (k - 1) + wT y , ra (k - 1)
Tr
Tr
,
Theo (4) từ thông được tính toán thông qua các giá trị
dòng stator đo được i , i và tốc độ  và giá trị từ thông
 r'  , r'  ở bước trước đó. Với từ thông tính được theo
VCCA-2019
(4) mô hình dòng stator thể hiện là mô hình dự báo
dòng stator (3) ở bước thứ (k+1) với đầu vào điều khiển
là điện áp u ( k ) , u ( k ) và dòng stator đo được ở thời
điểm thứ k i ( k ) , i ( k ) .Từ phương trình thiết kế bộ
điều khiển dự báo dòng stator kết hợp mô hình ước
lượng từ thông, vậy cấu trúc ĐK tựa từ thông với
phương pháp điều khiển PCC kết hợp NLNA 2 mức
như H. 2.
Tối thiểu hóa
hàm mục tiêu
(3.2)
Dự báo biến
điều khiển
(2.5)
Mô hình tính toán từ thông
H. 2
Cấu trúc ĐK tựa theo từ thông với điều khiển dự báo dòng stator kết hợp bộ nghịch NLNA
Qua H. 2 nhận thấy rằng tín hiệu đầu ra của bộ điều
khiển dòng stator theo phương pháp điều khiển dự báo
PCC là tín hiệu được đưa đến cực điều khiển của thiết
bị bán bán dẫn IGBT. Trong cấu trúc ĐK này, khâu
điều chế điện áp SVM được lược bỏ, đó là đặc điểm
khác với phương pháp điều khiển FOC. Vì vậy bộ điều
khiển dòng stator PCC bên cạnh dự báo được dòng
stator thì cần xác định hàm mục tiêu dòng stator đó là
tìm tổng sai lệch giữa 2 giá trị dòng stator dự báo và
giá trị dòng stator đặt có giá trị nhỏ nhất hoặc bằng
không như (5):
g = i* ( k ) − i ( k + 1) + i* ( k ) − i ( k + 1) (5)
Và thực hiện theo thuật toán điều khiển trong mỗi chu
kì trích mẫu T ta thực hiện tính toán tám lần tính toán
theo hàm mục tiêu (5), sẽ tìm ra một trong tám trạng
thái của bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức điện áp, thích
hợp nhất để thực hiện việc đóng mở bộ nghịch lưu [15].
4. Kết quả mô phỏng
Bộ điều khiển dòng stator PI-FOC và PCC-FOC với bộ
điều khiển tốc độ PI, từ thông  rd' được xác lập và có
giá trị không đổi ở phần 2 và 3, được kiểm chứng thông
qua mô phỏng Matlab/Simulink. Các điều kiện và
thông số mô hình được cho trong bảng dưới đây:
B. 1 Bảng thông số mô phỏng
Thông số động cơ
Ký hiệu Giá trị
Công suất định mức
Pnom
2.2 kW
Tốc độ định mức
nnom
2880 vg/ph
Dòng điện định mức
Inom
4.7 ARMS
Số đôi cực
zp
1
4
Điện trở rotor
Rr
Điện trở stator
Rs
Điện cảm rotor
Lr
Điện cảm stator
Ls
Hỗ cảm
Lm
Hệ số công suất
cosφ
Hệ số từ tản toàn phần σ
Mô-men quán tính
J
2. Thông số bộ điều khiển
Tần số điều chế
fpwm
Thời gian trích mẫu
.
Vòng trong
Ts
Vòng ngoài
Tsw
0.42 Ω
0.37 Ω
34.25 mH
34.41 mH
33.1 mH
0.9
0.07
0.001 kgm2
5 kHz
.
200 μs
2 ms
Một số chế độ làm việc tiêu biểu của động cơ được
khảo sát thông qua kịch bản mô phỏng sau:
• Tại t = 0s, khởi động tạo từ thông, động cơ
khở động không tải, tốc độ 100 rad/s
• Tại t = 0.4s tăng tốc độ động cơ với tốc độ 150
rad/s, đóng tải định mức (đầy tải).
• Tại t = 1 s, thực hiện đảo chiều quay động cơ
xuống đến tốc độ -150rad/s, đầy tải.
Với bộ điều khiển tốc độ PI: kp=0.5 và ki=70
Kết quả mô phỏng đáp ứng dòng stator của cấu trúc
điều khiển FOC sử dụng bộ ĐK PI cho dòng stator và
điều khiển PCC-MPC được thế hiển qua hình H. 3.
Từ kết quả mô phỏng H. 3, ta có bảng đánh giá đáp ứng
động học dòng stator của các phương pháp điều khiển
về thời gian xác lập và độ quá điều chỉnh của dòng
stator.
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
Bộ ĐK dòng stator
Thời gian xác lập
(s)
Độ quá điều chỉnh
(khởi động) (%)
Dòng
Thời gian xác
điện
lập(s)
Độ quá điều chỉnh
𝑖𝑠𝑞
(tăng và đảo
chiều) (%)
Bộ ĐK dòng
stator
Dòng
điện
𝑖𝑠𝑑
PCCFOC
0.25
PI-FOC
25.6
14.2
0.25
0.35
25
21
VCCA-2019
Tổng độ méo sóng
hài dòng điện
THD%
Dòng
điện 3
pha
0.35
PCC-FOC
9
4.5
Real
Ref.
Real
Ref.
4
7
3.5
isd (A)
6
isd (A)
3,38
PI-FOC
8
Đáp ứng dòng
điện 𝑖𝑠𝑑
4,28
5
3
2.5
4
2
3
1.5
2
1
1
0.5
0
0
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
0
2
25
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
4.5
Real
Ref.
Real
Ref.
4
20
3.5
isd (A)
Đáp ứng dòng
điện 𝑖𝑠𝑞
isq (A)
15
10
3
2.5
2
5
1.5
1
0
0.5
0
-5
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
0
2
Real
Ref.
150
50
ω (rad/s)
100
50
ω (rad/s)
100
0
-50
2
-100
-150
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
ia
ib
ic
20
Real
Ref.
0
-150
-200
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
ia
ib
ic
20
10
10
iabc (A)
iabc (A)
1.6
-50
-100
0
0
0
-10
-10
-20
-20
0
5
1.2
Time (s)
150
-200
Đáp ứng dòng
điện ba pha
0.8
200
200
Đáp ứng tốc độ
động cơ 𝜔
0.4
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
6
7
Real
Ref.
6
5
Te (N.m)
Te (N.m)
Real
Ref.
4
5
Đáp ứng mômen
VCCA-2019
4
3
3
2
1
2
1
0
0
-1
-2
-1
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
0
2
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
Tổng méo sóng
hài dòng sttaor
THD%
H. 3
Đáp ứng dòng stator, tốc độ, mô-men và độ méo sóng hài dòng điện THD%
Qua kết quả mô phỏng và đánh giá, nhận thấy rằng cả
hai phương pháp thực hiện thiết kế bộ ĐK dòng stator
có đáp ứng nhanh, chính xác và cách ly được hai thành
phần dòng điện isd và isq. Tuy nhiên thời gian xác lập
nhanh (0.25s) và tổng méo sóng hài dòng stator
(4,28%) của của phương pháp điều khiển PCC-FOC có
ưu thế hơn so với bộ ĐK PI-FOC. Đồng thời do sử
dụng dòng điện xoay chiều i , i để dự báo dòng stator
Bên cạnh đó tiêu chí đánh giá độ bền hệ truyền động
được thể hiện qua các thông số của động cơ KĐB-RLS
như điện trở stator Rs, điện trở rotor Rr, điện cảm Lm
tăng lên, không còn chính xác so với kết quả tính toán,
dẫn đến tốc độ thực không bám tốc độ đặt, biên độ
mô-men lớn, do đó chất lượng truyền động điện bị ảnh
hưởng. Để đánh giá độ bên vững của hệ thống được
tiến hành mô phỏng và có kết quả như sau:
nên đáp ứn dòng stator PCC có biên độ lớn so với PIFOC.
Phương pháp
điều khiển
PI-FOC
160
140
140
120
120
100
100
ω (rad/s)
ω (rad/s)
Đáp ứng tốc
độ động cơ 𝜔
PCC-FOC
160
80
Real
Ref .
80
60
60
40
40
Real
Ref .
20
20
0
0
0
0.4
0.8
1.2
1.6
2
0
0.4
Time (s)
60
Real
Ref .
16
30
14
20
10
0
1.6
2
Real
Ref .
12
10
8
6
-10
4
-20
2
0
-30
0
6
1.2
Time (s)
18
40
Te (N/m)
Te (N/m)
50
Đáp ứng
mô- men
0.8
20
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
2
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
VCCA-2019
15
25
ia
ib
ic
20
ia
ib
ic
10
15
Đáp ứng dòng
điện 3pha
5
5
iabc (A)
iabc (A)
10
0
0
-5
-5
-10
-15
-10
-20
-25
0.4
0.8
Time (s)
1.2
1.6
-15
1.8
0.4
0.8
Time (s)
1.2
1.6
1.8
Tổng méo
sóng hài dòng
điện THD%
4
4
Rr
Điện trở rotor
Rr
Rr
3.5
3.5
3
3
2.5
2.5
2
2
1.5
1.5
0
H. 4
0.4
0.8
1.2
Time (s)
2
0
0.4
0.8
1.2
Time (s)
1.6
Đáp ứng dòng stator, tốc độ, mô-men, độ méo sóng hài dòng điện THD% và giá trị Rr thay đổi
Từ kết quả mô phỏng nhận thấy rằng khi điện trở rotor
(Rr) tăng lên 60% thì biên độ mô-men thay đổi, trong
đó phương pháp điều khiển PCC-FOC là 65% ; PI-FOC
là 17.6%, còn đáp ứng tốc độ thực không bám với tốc
độ đặt, biên độ tốc độ sụt giảm mạnh với phương pháp
điều khiển PCC là 73.33%, PI-FOC là 20%. Tổng méo
sóng hài dòng stator với PCC-FOC là 3,5% và PI-FOC
là 1.31%. Qua đó kết quả này, nhận thấy độ ổn định
của các phương pháp điều khiển dòng stator đều mất
ổn định khi thông số động cơ thay đổi, trong đó phương
pháp điều khiển PCC nhạy với thống số động cơ khi
thay đổi hay không chính xác với thực tiễn so với PIFOC.
5. Kết luận
Phương pháp điều khiển PCC-FOC là một trong chiến
thuật điều khiển mới trong hệ thống truyền động điện
cho thấy được sự vượt trội về thời gian đáp ứng nhanh,
khả năng áp đặt chính xác dòng điện stator chỉ sau một
số hữu hạn chu kỳ trích mẫu, cách lý được hai thành
phần dòng stator. Tuy nhiên đáp ứng dòng stator, mômen có biên độ lớn, nhạy với sự thay đổi, không chính
xác thống số động cơ. Bên cạnh đó phương pháp điều
khiển PCC phải có chu kỳ trích mẫu lớn để đạt hiệu quả
7
1.6
tốt. Để khắc phục nhược điểm này thường sử dụng
phương pháp điều khiển chu kỳ trích mẫu hay dự đoán
nhiều trạng thái. Cách dự báo nhiều trạng thái có thể
làm giảm tần số chuyển mạch điện tử công suất đáng
kế, mà không ảnh hưởng đến ổn định trạng thái và hiệu
suất trạng thái đáp ứng tốt hơn với tần số chuyển mạch
tương ứng. Và để phát huy hết khả năng dự đoán nhiều
trạng thái, thì sử dụng biến tần đa mức là sự lựa chọn
đúng đắn, vấn đề này sẽ được tiếp tục nghiên cứu
Trong khi đó bộ điều khiển dòng stator PI - FOC cho
thấy được sự ổn định của hệ thống truyền động điện, ít
bị ảnh hưởng tác động từ thông số động cơ hơn so với
cấu trúc điều khiển dự báo dòng điện PCC. Kết quả đáp
ứng động học tốt và đúng yêu cầu nếu trong trường hợp
thông số động cơ chính xác và phụ tải ít biến động. Hạn
chế này sẽ được giải quyết khi sử dụng các phương
pháp điều khiển phi tuyến.
Kết quả nghiên cứu này sẽ là định hướng, tư vấn cho
kỹ sư trong việc lựa chọn thiết kế bộ điều chỉnh dòng
stator đảm bảo tiêu chí nhanh, chính xác và tách kênh,
dẫn đến đáp ứng mô-men áp đặt nhanh, điều chỉnh tốc
độ động cơ đúng yêu cầu công nghệ. Đây sẽ là hướng
mở về nghiến cứu điều khiển tốc độ hệ truyền động
động cơ KĐB được nuôi bởi nghịch lưu nguồn áp với
2
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
phụ tải đa dạng, biến động trong lý thuyết cũng như
triển khai thực tiễn.
Tài liệu tham khảo
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
[8]
[9]
[10]
[11]
[12]
[13]
[14]
8
Peter Vas (1990) Vector Control of AC
Machines. Clarendo PressOxford.
M Harsha Vardhan Reddy and V. Jegathesan,
Open loop V/f Control of Induction Motor based
on hybrid PWM with Reduced Torque Ripple,
ICETECT 2011, Karunya University.
Jun – Koo Kang, Seung – Ki Sul (1999). New
Direct Torque Control of Induction Motor for
Minimum Torque Ripple and Constant Switching
frequency. IEEE Transactions on Industry
Applications, Vol. 35, No. 5, pp. 1076 – 1082.
Quang NP, Dittrich JA (2015) Vector Control of
Three-Phase AC Machines – System
Development in the Practice. Springer Berlin
Heidelberg, 2nd Edition.
Nguyễn Phùng Quang (2016). Điều khiển vector
truyền động điện xoay chiều ba pha. Nhà xuất bản
Bách Khoa Hà Nội, ISBN:978-604-95-0029-9.
Cortes, P.; Kazmierkowski, M.P.; Kennel, R.;
Quevedo, D.E.; Rodriguez, J, Predictive Control
in Power Electronics and Drives. IEEE Trans.
Ind. Electron. 2008, 55, 4312–4324.
Rodriguez, J.; Kazmierkowski, M.P.; Espinoza,
J.R.; Zanchetta, P.; Abu-Rub, H.; Young, H.A.;
Rojas, C.A. State of the Art of Finite Control Set
Model Predictive Control in Power Electronics.
IEEE Trans. Ind. Inform. 2013, 9, 1003–1016.
Rodriguez, J.; Kazmierkowski, M.P.; Espinoza,
J.R.; Zanchetta, P.; Abu-Rub, H.; Young, H.A.;
Rojas, C.A. State of the Art of Finite Control Set
Model Predictive Control in Power Electronics.
IEEE Trans. Ind. Inform. 2013, 9, 1003–1016.
Geyer, T.; Papafotiou, G.; Morari, M. Model
Predictive Direct Torque Control—Part I:
Concept, Algorithm, and Analysis. IEEE Trans.
Ind. Electron. 2009, 56, 1894–1905.
Barrero, F.; Prieto, J.; Levi, E.; Gregor, R.; Toral,
S.; Duran, M.J.; Jones, M. An Enhanced
Predictive Current Control Method for
Asymmetrical Six-Phase Motor Drives. IEEE
Trans. Ind. Electron. 2011, 58, 3242–3252.
Wang, F.; Zhang, Z.; Davari, S.A.; Fotouhi, R.;
Khaburi, D.A.; Rodriguez, J.; Kennel, R. An
Encoderles Predictive Torque Control for an
Induction Machine With a Revised Prediction
Model and EFOSMO. IEEE Trans. Ind. Electron.
2014, 61, 6635–6644.
Liuping Wang, Sahn Chai, Deaf Yoo, Lu Gan, Ki
Ng (2015), PID and predictive control of
electrical drives and power, Mar 2015, WileyIEEE Press, ISBN: 978-1-118-33944-2.
Nguyễn Doãn Phước, Cơ sở lý thuyết điều khiển
tuyến tính, Nhà xuất bản Bách Khoa Hà Nội,
2016.
Nguyen Phung Quang, Vo Thanh Ha, Tran Vu
Trung, A New Control Design with Dead-Beat
VCCA-2019
Behavior for Stator Current Vector in ThreePhase AC Drives - International Journal of
Electrical and Electronics Engineering (SSRGIJEEE) –April 2018, 5(4) pp1-8.
[15] Võ Thanh Hà, Hoàng Thành Nam, Nguyễn
Phùng Quang, Nghiên cứu điều khiển dự báo cho
hệ truyền động tựa từ thông rotor biến tần - động
cơ không đồng bộ – Hội nghị-Triển lãm quốc tế
về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
(12/2017), pp 501-506.
[16] Lie Wu, Xu Mei, “Predictive Current Control of
an induction Machine Fed by a Two-level
Voltage source Inverter” (2017).
PGS.TS. Trần Trọng Minh
nhận học vị Tiến sĩ năm 2007
tại trường Đại học Bách khoa
Hà Nội. Năm 2016 TS. Trần
Trọng Minh nhận học hàm
Phó giáo sư. Hướng nghiên
cứu chính: phát triển các cấu
trúc bộ biến đổi bán dẫn công
suất mới; xây dựng, phát triển
các ứng dụng của điện tử công suất; các vấn đề liên
quan đến điều khiển và tự động hóa các quá trình
công nghiệp.
Là tác giả chính
và đồng tác giả của nhiều bài báo, báo cáo hội nghị
trong và ngoài nước. Trong đó là tác giả chính sách
điện tử công suất (nhà xuất bản KHKT-2008), giáo
trình điện tử công công suất (nhà xuất bản giáo dục2012) và là đồng tác giả giáo trình như hệ thống sản
xuất tích hợp máy tính (nhà xuất bản KHKT-2006).
Ths. Võ Thanh Hà sinh năm
1979, nhận bằng thạc sỹ về tự
động hóa của trường đại học
Bách Khoa Hà Nội (HUST) năm
2004. Hiện tại là giảng viên của
bộ môn Kỹ thuật điện – Khoa
Điện- Điện tử, trường ĐH Giao
Thông Vận Tải. Từ năm 2015 là
nghiên cứu sinh trường ĐH Bách
Khoa Hà Nội, hướng nghiên cứu chính là điều khiển
truyền động điện.
Lê Sỹ Toàn sinh năm 1994, nhận
bằng Kỹ sư về Điều khiển và Tự
động hóa trường Đại học Bách
Khoa Hà Nội (HUST) năm 2017.
Hiện tại đang làm kỹ sư Tự động
hóa tại công ty Yokogawa Việt
Nam. Từ năm 2018 là học viên cao
học trường ĐH Bách khoa Hà Nội.
Hướng nghiên cứu chính là điều
khiển truyền động điện, điện tử công suất, tự động hóa
sản xuất.
Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 5 về Điều khiển và Tự động hoá
Phạm Thị Giang sinh năm 1997,
sinh viên năm bốn chuyên nghành
Kỹ thuật điện - Khoa Điện-Điện
Tử, trường Đại học Giao Vận Tải.
Hướng nghiên cứu chính là điều
khiển truyền động điện và trang bị
điện trong công nghiệp và giao
thông vận tải.
9
VCCA-2019