UNIVERSIDAD DE OVIEDO
SISTEMAS DE COMUNICACIONES
ELECTRÓNICAS
Por: Alberto Martín Pernía
1
INTRODUCCIÓN
Telecomunicación: es toda emisión, transmisión y recepción de signos,
señales, escritos e imágenes, sonidos e informaciones de cualquier naturaleza,
realizadas por hilo, radioelectricidad, medios ópticos u otros sistemas
electromagnéticos
Modelo de un sistema de telecomunicación:
Fuente
origen
Procesador
de emisión
Medio de
transmisión
Procesador
de
recepción
Destino
Perturbaciones
Medios de transmisión:
Naturales: Atmósfera, agua, tierra, etc.
Artificiales: Cables, guías de onda, fibras ópticas, etc.
2
Características del medio de transmisión
Atenuación
[dB]
A = 10 log
PT
PR
3 dB ⇒
PT
=2
PR
PT: señal transmitida
PR: señal recibida
PdBm = 10 log
P (mW )
1 mW
[dBm]
Distorsión: el medio de transmisión no es lineal y actúa distorsionando la señal
a) modificando las características de la atenuación con la frecuencia
b) generando frecuencias no presentes en el emisor.
Interferencias: señales de naturaleza similar o de frecuencia próxima a la señal
a transmitir.
Ruido: señales indeseables que se suman a la señal útil.
Ruido térmico, ruido atmosférico, ruido ambiental
3
Descripción de una señal en el dominio de la frecuencia
To
A
Descomposición en
armónicos de Fourier
fo
Ancho de banda
Pot/Potmedia
0dB
-3dB
BW
f
4
Mensajes:
1 kHz
35 kHz
evolución temporal
Espectro de la voz humana
Interesa tener una alta relación
ρ = 20·log
señal
ruido
señal/ruido
[dB]
5
Ondas electromagnéticas (espectro):
A mayor λ menor energía y a mayor Frec. mayor energía
6
Ondas electromagnéticas:
Se componen de dos campos (E, H) perpendiculares entre si y que
a su vez son perpendiculares a la dirección de propagación
Velocidad de propagación C=λ·Frec
(C=3·108 m/s)
7
Ondas electromagnéticas:
Campo magnético:
Campo eléctrico:
+
-
I
E
8
Ondas electromagnéticas:
λ = C·T
T = 1/ f
C = λ·f
e(t)
T
A
t
Φ
Polarización de las ondas electromagnéticas:
Polarización vertical
Polarización horizontal
E
-
H
+
+
-
H
E
dirección de
propagación
dirección de
propagación
9
Antena resonantes:
Su longitud es un múltiplo entero de la semilongitud de onda
λ
long = n·
2
c
f=
λ
n= 1,2,3...
150
⇒ long = n·
[m]
f (MHz)
A mayor frecuencia menor
tamaño de antena
Diagrama de radiación
de una antena.
10
Sistemas de comunicación:
Atendiendo a la señal portadora se clasifican en :
A) Sin portadora (ej. Código Morse)
La señal transmitida esta constituida directamente por la información
Telégrafo
eléctrico
B) Con portadora
La información esta contenida en una onda de alta frecuencia.
Para ello se modificarán alguno de los parámetros de la onda portadora.
Denominaremos:
Moduladora: a la señal que contiene la información (baja frecuencia)
Portadora: la señal que transporta la información (alta frecuencia)
11
Sistemas de comunicación:
e(t)
T
A
Portadora
e( t ) = A·sen( wt + Φ ) = A sen Ψ ( t )
t
2·π
w = 2·π·f =
T
Φ
Técnicas de modulación Analógica
- Modulación de amplitud (AM):
la información se incorpora modificando A
- Modulación
angular
Frecuencia modulada (FM): modificamos (w·t)
Fase modulada (PM):
modificamos (F)
12
Modulación de amplitud (AM)
u C ( t ) = A C ·cos( w c t )
u m ( t ) = A m ·cos( w m t )
Onda AM
f ( t ) = [A C + k a ·u m ( t )]·cos( w C t )
f ( t ) = A C ·[1 + m·cos( w m t )]·cos( w C t )
Indice de mod ulación
k a ·A m
m=
·100
AC
13
Modulación de amplitud (AM)
Si m>100%
distorsión
14
Modulación de amplitud (AM)
f ( t ) = A C ·cos( w C t ) +
m·A C
m·A C
·cos[( w C + w m ) t ] +
·cos[( w C − w m ) t ]
2
2
1
m/2
wC-wm
wC
wC+wm
w=2πf
Voz: 300 - 3300 Hz
1
fm1=300
m/2
fC-fm2 fC-fm1
fC
Banda lateral inferior
fC+fm1 fC+fm2
f
fm2=3300 Hz
BW = f C + f m 2 − (f C − f m 2 ) = 2·f m 2
Banda lateral superior
15
Modulación de amplitud (AM)
Doble banda lateral sin portadora (DSB)
- Se reduce la energía emitida
m=1
5W
1
1.25 W
1.25 W
m/2
wC-wm
wC
wC+wm
w=2πf
Se elimina la portadora
PLSB =
2
m
·PC
4
PUSB =
2
m
·PC
4
⎛VC
⎞
⎜
⎟
2⎠
⎝
PC =
R
2
Valor eficaz
16
Modulación de amplitud (AM)
Banda lateral única (SSB)
Podemos transmitir
m=1
5W
1
1.25 W
a) la banda superior: USB
b) la banda inferior: LSB
c) las dos bandas con información
diferente: (BLI)
Banda lateral independiente
1.25 W
m/2
wC-wm
wC
wC+wm
w=2πf
Se elimina la portadora y
una banda.
17
Comunicación a través de la atmósfera
Teléfono
c
f=
λ
Amplificador
Antena
150
⇒ long = n·
[m]
f (MHz)
Antena
Amplificador
Teléfono
Antena resonante
Para transmitir la voz (300-3300 Hz) directamente
la longitud de la antena sería de 300 Km
Si incluimos una portadora de alta frecuencia
el problema se minimiza
18
Modulación de amplitud (AM)
19
20
Generación de doble banda lateral sin portadora (DSB)
Mezclador de diodo balanceado
Portadora
D1
D2
fm
VO
D3
Vo
D4
fC
Semiciclo positivo
Semiciclo negativo
D1
D2
fm
VO
fm
VO
D3
D4
+ fC -
- fC +
21
Circuito Integrado SA602A
mezclador doblemente balanceado
7
8
6
5
VCC
OSCILADOR
REGULADOR
DE TENSIÓN
TIERRA
1
2
3
4
Mezclador para modulación en AM:
VRF:moduladora y VLO:portadora
Mezclador para demodulación en AM: VRF:señal de radio y VLO:portadora
22
Demodulación AM
Elimina la componente DC
C2
Germanio
VRL
R
AM
C1
RL
Filtro
VC1(t)
23
Modulación FM
k f ·A m
·sen( w m t ))
u C ( t ) = A C ·cos( w c t +
wm
u m ( t ) = A m ·cos( w m t )
Onda FM
f ( t ) = A C ·cos( w c t + m f ·sen( w m t ))
Desviación en frecuencia
δ = k f ·A m
Indice de mod ulación
k f ·A m
mf =
wm
24
Modulación FM
Espectro de una onda modulada en frecuencia:
⎡J 0 (m)·sen w C t + J1 (m)[sen( w C + w m ) t − sen( w C − w m ) t ] + ⎤
f ( t ) : A C ·⎢
⎥
[
]
J
(
m
)
sen(
w
+
2
·
w
)
t
−
sen(
w
−
2
·
w
)
t
+
...
C
m
C
m
⎣ 1
⎦
Funciones de Bessel
mf
25
Modulación FM
Coeficientes de Bessel
26
Modulación FM
Características:
- Mayor insensibilidad al ruido
- Mayor calidad de sonido
- Ocupa más ancho de banda que AM
- Toda la energía transmitida en FM contiene información
- Los circuitos de modulación y demodulación son mas complejos que en AM
- Se generan más armónicos que en AM por lo que las frecuencias utilizadas
han de ser superiores (MHz)
- Se propaga por onda directa
- El espectro es simétrico respecto a la portadora
BW
A
Se puede estimar el ancho de banda:
BW=2·N·fm
N:número de coef. Bessel considerados
Formula de Carson:
fC
f
BW≈2·fm·(1+mf)
27
Comparación de las señales de FM y AM
28
Generación FM
SONIDO
C
L
OSCILADOR
LC
MICRÓFONO
fC =
FM
1
2·π L·C
Como condensador variable
se suele utilizar un diodo varicap
29
Demodulación de FM
R
i
+
FM
D
uL=2·π·f·L·i
(señal AM)
-
L
Demodulador de
AM
Detector de pendiente balanceado
Amp.
FM
+
Vi
La
C
D
(señal AM)
-
Circuito resonante
Demodulador de
AM
fC fR
+- Δf
f
30
Demodulación de FM con lazo de fase cerrada
FM
Detector
de fase
fo
vd
Filtro
pasa-bajos
Amplificador
ka
vsal
Salida
demodulada
al audio
Oscilador
controlado por
tensión
Este tipo de demoduladores se realiza con circuitos integrados
(PLL) como por ejemplo el XR-2212
31
Demodulación de FM con lazo de fase cerrada
32
Demodulación de PM
PM
FM
33
Comparación FM-PM
Onda PM
f ( t ) = A C ·cos( w c t + m p ·sen( w m t ))
Indice de mod ulación
m p = k p ·A m
Onda FM
f ( t ) = A C ·cos( w c t + m f ·sen( w m t ))
k f ·A m
mf =
wm
34
Receptor superheterodino
AMPLIFICADOR
DE RF
MEZCLADOR
AMPLIFICADOR
DE F.I.
(Muy selectivo)
DETECTOR
AMPLIFICADOR
B.F.
OSCILADOR
LOCAL
SINTONÍA
Mezclador: circuito no lineal capaz de generar una señal de F.I.
modulada igual que la señal de R.F.
Oscilador local: proporciona una señal de F.I. (455 kHz (AM) 10.7MHz (FM))
por encima o por debajo de la señal sintonizada en R.F.
35
Receptor superheterodino
fo
fi
fi+fo
fi-fo
R.F. 1000 kHz
Amp.
R.F.
fi
fo
Oscilador
local
(1455 kHz)
1000 kHz
1455 kHz
455 kHz
2455 kHz
.
.
.
F.I.
455 kHz
Amplificador
de F.I.
A la salida del filtro F.I. Tendremos la misma información que
en la entrada (misma modulación) pero trasladada a frec. Intermedia.
Para cambiar de emisora cambiamos la frecuencia del oscilador local
36
Receptor superheterodino
R.F.
fo
fi
fi+fo
fi-fo
1000 kHz
Amp.
R.F.
fi
F.I.
455 kHz
fo
Oscilador
local
(1455 kHz)
Amplificador
de F.I.
Frecuencia imagen: existen otras frecuencias que mezcladas con fo
dan como resultado la frec. Intermedia (ej. fi=1910 kHz; fi-fo=455kHz).
Sintonizaríamos otras emisoras también.
Para evitarlo el Amp de R.F. Debe rechazar la frec. Imagen y dicha
selectividad ha de ser variable. El circuito de rechazo de la frec.
Imagen ha de estar acoplado con el oscilador local.
37
Receptor superheterodino
La separación entre la frec. imagen y la frec. intermedia es = 2xF.I.
PROBLEMA:
Si queremos sintonizar 25 MHz la frec. imagen estaría en ≈26 MHz
(separación entre una frec y su imagen es 2·F.I.=1 MHz)
Nos encontramos con la frec. imagen muy próxima a la frec que
deseamos sintonizar
Solución:
a) aumentar la F.I. Esto complica el amplificador de F.I.
(son menos selectivo)
b) los circuitos resonantes han de ser muy selectivos (complicado)
(utilizar filtros a cristal ya que son muy selectivos)
38
Receptor superheterodino
c) Superheterodino de doble conversión
se utilizan dos etapas con dos frecuencias intermedias (F.I.):
- Una a 1,625 MHz más fácil de filtrar y seleccionar en la entrada
- otra a 455 kHz más baja para tener una mayor selectividad en el amplif. de F.I.
R.F.
Amp.
R.F.
F.I.
fi1
fi2
F.I.
455 kHz
1,635 MHz
fo1
Oscilador
local
(variable)
Amplificador
de F.I.
fo2
Oscilador
local fijo
(455 kHz)
Amplificador
de F.I.
Si queremos recibir 15 MHz el primer oscilador trabajaría a 16,625 MHz. La frec
imagen estaría en 15MHz+2·1,625 MHz=18,25 MHz suficientemente alejada para
ser filtrada en el amplif. de radio frecuencia.
39
Oscilador
E'
E
+
S
A
-
Sistema realimentado
R
β
S = A·E
R = S·β
E ' = E + S·β =
E = E ' − S·β
A' =
S
⎛ 1 + A·β ⎞
+ S·β = S·⎜
⎟
A
⎝ A ⎠
S ⎛ A ⎞
⎟⎟
= ⎜⎜
'
E ⎝ 1 + A·β ⎠
40
Oscilador
E'
S
A'
S ⎛ A ⎞
⎟⎟
A = ' = ⎜⎜
E ⎝ 1 + A·β ⎠
'
Realimentación negativa:
1 + A·β > 1 ⇒ A·β > 0
Realimentación positiva:
1 + A·β < 1 ⇒ A·β < 0
Sist. oscilatorio:
1 + A·β = 0 ⇒ A·β = −1
A·β
0 dB
⎧⎪ A·β = 1
⇒⎨
⎪⎩arg(A·β) = 180o
A·β
0
180
41
Oscilador
S
A
-1
⎧⎪ A·β = 1
⇒⎨
⎪⎩arg(A·β) = 180o
β
A*
β
1 + A·β = 0 ⇒ A·β = −1
S
Para que comience a oscilar
⎧⎪ A * ·β > 1
⇒⎨
⎪⎩arg(A * ·β) = 0o
En baja frecuencia β se realiza con condensadores y resistencias.
En radio frec. suele realizarse con elementos reactivos.
42
43
44
45
Oscilador
Rs
ue
Rs
Ao·ue
+
ue
Ao·ue
us
Zp
_
Z2
Z1
Zp =
Z3
Z1 ·( Z 2 + Z3 )
Z1 + Z 2 + Z3
Zp
us
A =
= Ao ·
ue
R s + Zp
β
*
Z2
Z1
usβ
Z3
ueβ
β=
u sβ
u eβ
=
Z3
Z 2 + Z3
46
Condiciones de oscilación
⎧⎪arg(A * ·β) = 0o
⎨ *
⎪⎩ A ·β > 1
A * ·β =
A o ·Z1 ·Z3
R s (Z1 + Z 2 + Z3 ) + Z1 (Z 2 + Z3 )
Zi son números complejos sin parte real, y el producto de dos de estos complejos
es un real, luego:
Arg(A*·β)=0 ⇒ Z1+Z2+Z3=0, (es el único térmico con parte imaginaria)
En oscilación (Z1+Z2+Z3=0)
⎛ A o ·Z 3 ⎞
⎛ A ·Z ⎞
⎟⎟ = arg⎜⎜ o 3 ⎟⎟ = 0 o
arg(A * ·β) = arg⎜⎜
⎝ − Z1 ⎠
⎝ (Z 2 + Z3 ) ⎠
Configuración en Emisor Común⇒A0<0⇒Z1 y Z3 han de ser del mismo tipo
Z1
Z3
Z1
Z3
OSC. HARTLEY
OSC. COLPITTS
47
Condiciones de oscilación
⎧⎪arg(A * ·β) = 0o
⎨ *
⎪⎩ A ·β > 1
A * ·β =
A o ·Z 3
>1
Z1
Z1
Ao >
Z3
Arg(A*·β)=0 ⇒ Z1+Z2+Z3=0 ⇒
−1
1
−
+ L·w o = 0 ⇒ w o
C1 ·w o C 2 ·w o
Frecuencia de oscilación
Aspectos constructivos:
- Condensadores tipo NPO, estiroflex
(C no depende de la Temperatura)
- Alimentaciones muy estables
48
Oscilador de Colpist
Si L=1uH y fo=500kHz ¿C1,C2?
200k
20k
R2
R1
C1
Z2
L
us
⎧⎪arg(A * ·β) = 0o
⎨ *
⎪⎩ A ·β > 1
Z1
Ao >
Z3
Z3
C2
Z1
1
C + C2
−1
−
+ L·wo = 0 ⇒ L·wo2 = 1
C1·wo C2 ·wo
C1·C2
wo2 =
Z1 C1
Ao >
=
Z 3 C2
R2 200 K
C1
Ao =
=
= 10 =
R1
20 K
C2
1
1
→ fo =
= 500kHz
L·C p
2·π · L·C p
→ C1 = 1uF , C2 = 110nF
49
OSCILADORES DE FRECUENCIA VARIABLE
50
Oscilador controlado por tensión
(utilización de diodos varicap)
51
Osciladores de cristal
- Basados en el efecto piezoeléctrico
- Tienen un comportamiento como bobina
en un margen de frecuencias muy estrecho.
- Se sustituye la bobina del Colpitts por el cristal.
- Tienen un comportamiento muy estable con la
temperatura
52
Cristales piezoeléctricos
53
Cristales piezoeléctricos
L
Co
R
C
54
55
56
57
Oscilador de precisión XR-2209
XR-2206 AM/FM, FSK,V/F, VCO
58
ICL8038
59
Oscilador controlado por tensión VCO
60
Generador de funciones de alta frecuencia
MAX-038
Margen de frecuencias: 0.1Hz-20MHz
Ciclo de trabajo ajustable 15%-85%
61
Mezcladores
iD
fRF
iD
fRF+fo
uGS
fRF-fo
fo
2
i D = k·u GS
VCC
R
iD
+
w1
uS
u GS = A1 ·sen( w 1t ) + A 2 ·sen( w 2 t )
w2
62
Mezcladores
sen 2 x =
sen(a + b) = sen a·cos b + sen b·cos a
sen(a − b) = sen a + cos b − sen b·cos a
1 − cos 2 x
2
sen(a + b) + sen(a − b) = 2 sen a·cos b
u GS = A1 ·sen( w 1t ) + A 2 ·sen( w 2 t )
[
2
i D = k·u GS
= k· A12 ·sen 2 ( w 1t ) + A 22 ·sen 2 ( w 2 t ) + 2·A1 ·A 2 ·sen( w 1t )·sen( w 2 t )
2·w1
2·w2
]
(w1+w2) y (w2-w1)
2·A1 ·A 2 ·sen( w 1t )·sen( w 2 t ) = A1 ·A 2 ·[sen (( w 1 + w 2 )·t ) + sen (( w 1 − w 2 )·t )]
Us=iD·R
La tensión de salida tendrá las frecuencias:
2·w1, 2·w2, (w1+w2) y (w2-w1)
63
Mezcladores
MOSFET de doble puerta
Vcc
Podemos sustituirlo por un circuito
resonante que filtre las componentes
de alta frecuencia y solo pase w2-w1
G1
G2
64
Mezcladores
Mezclador con diodo
iD
+
R
V1=A1·sen(w1t)
Vs
uD
V2=A2·sen(w2t)
No lineal
⎛ vvD
⎞
T
⎜
i D = IS · e − 1⎟ ; v T = 26mV
⎜
⎟
⎝
⎠
⎛ v1v+ v 2 ⎞
i D = IS ·⎜ e T − 1⎟ = k1 ( v1 + v 2 ) + k 2 ( v1 + v 2 ) 2 + ... (desarrollo de Tailor )
⎜
⎟
⎝
⎠
desprecienado términos de orden sup erior
[
VS = i D ·R = R k1 ( v1 + v 2 ) + k 2 ( v1 + v 2 ) 2
]
Aparecen: w1, w2, 2w1, 2w2, w1+w2, w2-w1
65
Mezcladores
Mezclador balanceado
D1
i1
V1
VS
R
D2
i2
V2
desprecienado términos de orden sup erior
i1 = k1 ( v1 + v 2 ) + k 2 ( v1 + v 2 ) 2 (desarrollo de Tailor )
i 2 = k1' ( v 2 − v1 ) + k '2 ( v 2 − v1 ) 2 (si los diodos son iguales k i = k i' )
VS = (i1 − i 2 )·R =
⎧VS = R ·(k1 ·2 v1 + k 2 ·4 v1v 2 )
⎪
⎨v1 = A1 ·sen( w 1t )
⎪v = A ·sen( w t )
2
2
⎩ 2
Aparecen: w1, w1+w2, w2-w1
se ha eliminado w2
66
Mezcladores
Mezclador en anillo o doblemente balanceado
D1
D2
fm
VO
D3
D4
fC
Aparecen: w1+w2, w2-w1
se ha eliminado w1 y w2
Circuito Integrado SA602A
mezclador doblemente balanceado
7
8
6
5
VCC
OSCILADOR
REGULADOR
DE TENSIÓN
Se utilizan diodos schottky
TIERRA
1
2
3
4
67
Mezcladores
Oscilador que varíe entre 15 y 15.3 MHz
10 MHz
Mezclador
Filtro
15 - 15.3
MHz
5 - 5.3
MHz
68
Amplificador de frecuencias intermedias
Ha de ser muy selectivo.
Se realizara con varias etapas sintonizadas a la F.I.
Las bobinas se realizan con polvo de hierro o ferrita (toroides)
6 kHz
6 dB
LM3028
455
kHz
f
69
TRANSMISIÓN DIGITAL
70
TRANSMISIÓN DIGITAL
Se transmite la señal a intervalos regulares de tiempo
v(t)
v(t)
t
t
Tipos de modulación:
Cuantificada: la información se aproxima por un número finito de valores, PCM
No cuantificada: los parámetros que varían del impulso lo hacen de forma
continua en función de la información: PAM, PWM, PPM
VENTAJA: MAYOR INMUNIDAD AL RUIDO QUE LA TRANSMISIÓN ANALÓGICA
PERMITEN TRANSMISIONES A MAYOR DISTANCIA
Circuitería digital de escaso coste
Pulsos digitales pueden ser almacenados
Pueden aplicarse circuitos de detección y corrección de errores
71
MODULACIÓN POR AMPLITUD DE IMPULSOS (PAM)
v(t)
v(t)
t
t
Pulsos de muestreo
Entrada
analógica
C
Salida
PAM
Frecuencia de muestreo= 2· Frec. Máxima de entrada
72
MODULACIÓN POR ANCHURA DE IMPULSOS (PWM)
Se varía la anchura de los impulsos proporcionalmente al valor
instantáneo de la onda moduladora.
Presenta un rendimiento superior a PAM.
CLOCK IN
PWM
73
MODULACIÓN POR ANCHURA DE IMPULSOS (PWM)
Variable:
Duración del pulso
constantes: Amplitud del pulso
Posición del pulso
74
MODULACIÓN POR POSICIÓN DE IMPULSOS (PPM)
Variable:
Posición del pulso
constantes: Amplitud del pulso
Duración del pulso
Señal de
entrada
PWM
d/dt
Recortador
Monoestable
PPM
75
MODULACIÓN POR CODIFICACIÓN DE IMPULSOS (PCM)
Convertidor A/D
N: número de niveles
n: número de bits
(V)
5
3.75
2.5
1.25
11
10
01
00
t
Resolución
Vmax
2n
Mínimo incremento de la variable analógica necesario ara modificar el bit menos significativo
76
MODULACIÓN POR CODIFICACIÓN DE IMPULSOS (PCM)
Ventajas:
- Permite efectuar numerosas transmisiones sin pérdidas por degradación
- Se presta para ser empleada en sistemas de multiplexado en el tiempo
Inconvenientes:
- Introduce un error ya que no se transmite el valor exacto,
sino el discreto más próximo
77
MODULACIÓN DIGITAL
Modulación por desplazamiento de amplitud (ASK)
* Características
-Portadora a frecuencia constante
-Fácil detección
-Fácil emisión
-Le afecta el ruido exterior
B: Baudios (bits por seg.)
T=2/B
-Ancho de banda: doble de la señal de datos a transmitir
⎡A
⎤
v am ( t ) = [1 + v m ( t )]·⎢ ·cos( w C t )⎥
⎣2
⎦
v m señal binaria mod uladora
78
MODULACIÓN DIGITAL
Sistemas digitales de portadora analógica
Modulación ASK (Amplitude Shift Key Modulation)
2
2
20
20
10
1
Vmod2( t )
Vcuad( t )
0
0
10
−1
1
0
0.01
0.02
0
20
0.03
0.04
0.05
− 20 20
0.05
t
20
20
10
Vas k( t )
0.01
0.02
0.03
0.04
t
0.05
0.05
20
10
0
Vas kdif( t )
10
− 20 20
0
0
0
10
0
0
0.01
0.02
0.03
t
0.04
0.05
0.05
− 20 20
0
0
0.01
0.02
0.03
t
0.04
0.05
0.05
79
Modulación por desplazamiento de amplitud (ASK)
El ancho de banda es inferior a FSK o PSK
pero la inmunidad al ruido es más reducida
BW=fo
Puede considerarse el ancho de banda igual a los baudios
Ej. 1200 baudios ⇒ ancho de banda BW=1200Hz
80
Demodulador (ASK)
Señal modulada
Señal demodulada
Detector de envolvente
81
Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Señal
FSK
VCO
82
Modulación FSK (Frequency Shift Key modulation): Se puede ver como dos ASK
2
2
20
20
10
1
Vfsk1( t )
Vcuad( t )
0
0
10
−1
1
0
0.01
0.02
0
20
0.03
0.04
t
0.05
− 20 20
0.05
20
20
0
0.01
0.02
0
0.03
0.04
0.05
t
0.05
20
10
10
Vfsk1( t )
Vfs k( t )
0
10
10
− 20 20
0
0
0
0.01
0.02
0.03
t
0.04
0.05
0.05
− 20 20
0
0
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
t
0.03
0.035
0.04
0.045
83
0.05
0.05
Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Espectro
B: Baudios (bits por seg.)
fo=B/2 (frecuencia máxima de la moduladora
f1 − f 2
Δf =
2
Δf
mf =
fo
La frecuencia de la señal modulada puede variar ±Δf
El índice de modulación mf será
Con el índice de modulación podemos identificar los
coeficientes de Bessel y deducir el ancho de banda:
BW = 2· N · f o
N: Número de coeficientes
de Bessel considerados
La frecuencia central del BW será:
f c = f1 +
BW
2
f1<f2
84
Amp
B
f1
f
2 Δf
Δf
Amp
+
Amp
fo
fo
f
f1
f
Δ
BFSK=2( f + B)
Δf
β=
B
BFSK = 2 ⋅ B ⋅ (1 + β )
Δf = B
B FSK = 4 ⋅ B
Aunque Δ F puede ser menor que B, el ancho de banda preciso es siempre mayor
que 2B
85
Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Receptor: Demodulador PLL-FSK
FSK
Comparador de
fases
cc
Amp
Tensión de
error
Salida de datos
binarios
Oscilador
controlado por
tensión
(VCO)
PLL
Demodulador FSK no coherente
FSK
Divisor de
potencia
Filtro
pasabanda
Filtro
pasabanda
fs
fm
Detector de
envolvente
Detector de
envolvente
Salida de
datos
86
Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Ancho de banda BW=B
fo=B/2
87
Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Emisor PSK
Modulador balanceado
Oscilador
sen(wct)
Inversor
-sen(wct) Multiplexador
Filtro
pasa-banda
PSK
Datos
binarios
D1
D3
Oscilador de
portadora
D4
Salida
modulada
D2
88
Datos binarios
Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
D1
D2
Datos binarios
+V (1 Lógico)
D3
D4
Datos binarios
-V (0 Lógico)
89
Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Receptor PSK
PSK
+- sen(wct)
Modulador
balanceado
(PRODUCTO)
s
Filtro
pasa-bajos
Convertidor
de
nivel
Datos
binarios
sen(wct)
Recuperación
coherente de
portadora
v s = sen( w C t )·sen( w C t ) = sen 2 ( w C t ) =
“1” Lógico
1 1
− ·cos( 2 w C t )
2 2
Se filtra
1 1
v s = − sen( w C t )·sen( w C t ) = − sen 2 ( w C t ) = − + ·cos(2 w C t )
2 2
“0” Lógico
90
Recuperación coherente de portadora
PSK
Filtro
pasabanda
x2
PLL
VCO
Salida
Divisor de
frecuencia
·/. 2
Portadora
recuperada
1 1
− ·cos(2 w C t )
2 2
1 1
salida = − sen( w C t )·[− sen( w C t )] = sen 2 ( w C t ) = − ·cos(2 w C t )
2 2
salida = sen( w C t )·sen( w C t ) = sen 2 ( w C t ) =
Entrada
fi
Se filtra
Comparador de
fases
−π/2
+V
π/2
-V
Salida de VCO
fo=fn+Δ f
Filtro
Pasabajos
Oscilador
controlado por
tensión (VCO)
Amplificador
de
baja ganancia
ε
La fase del bloque x2
se rastrea con el PLL
XR-215
- Dos señales con igual fase tienen igual frecuencia
- Si fi≠fo; la tensión aplicada al VCO (ε) se modifica
hasta que ambas frecuencias se igualen (sist. Realimentado)
91
Estructura básica de un PLL
92
Estructura básica de un PLL
93
Respuesta temporal
94
95
96
97
98
99
100
Para tener buena estabilidad de frecuencia y también la posibilidad de tener saltos controlados,
se desarrollaron los sintetizadores de frecuencia
101
102
103
Modulaciones QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
Concepto de DIBIT
01
00
Vc(t ) = a ⋅ cos(2 ⋅ π ⋅ fc ⋅ t ) + b ⋅ sen(2 ⋅ π ⋅ fc ⋅ t )
DIBIT
Fase
a
b
00
π
+1
+1
01
3π
-1
+1
10
− 3⋅π
-1
-1
11
−π
+1
-1
4
4
4
4
10
11
104
Modulaciones QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
00
2
01
10
11
2
1.5
1
0.5
VQPSK2t
()
0
0.5
1
1.5
−2
2
0
0
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
t
0.03
0.035
0.04
0.045
0.05
0.05
En general, QPSK
105
Modulación QAM (Quadrature Amplitude Modulation)
Vc(t ) = a ⋅ cos(2 ⋅ π ⋅ fc ⋅ t ) + b ⋅ sen(2 ⋅ π ⋅ fc ⋅ t )
hacemos variar su valor (en módulo)
Supongamos cuatro bits: separamos en dos grupos, que pasan a modular la fase y
cuadratura
Dibit
a
Dibit
b
00
1/3
00
1/3
01
-1/3
01
-1/3
10
1
10
1
11
-1
11
-1
106
Información
a
b
0000
1/3
1/3
0001
1/3
-1/3
0010
1/3
1
0011
1/3
-1
Dibit
a
00
1/3
01
-1/3
10
1
0100
-1/3
1/3
11
-1
0101
-1/3
-1/3
0110
-1/3
1
0111
-1/3
-1
Dibit
b
00
1/3
1000
1
1/3
01
-1/3
1001
1
-1/3
10
1
1010
1
1
11
-1
1011
1
-1
1100
-1
1/3
1101
-1
-1/3
1110
-1
1
1111
-1
-1
107
b
Mas distancia 16QAM que 16 QPSK
a
Resumen:
- Necesario reconstruir, Nyquist
- Generalmente, se muestrea (moduladora analógica portadora digital)
y se cuantifica, dando lugar a los PCM (PAM => PCM)
- Portadora analógica: ASK, FSK, PSK, QPSK y QAM
- Concepto de multibit: aumentamos la cantidad de información
- Diferencias QPSK y QAM
108
Antenas
R
H
R: resistencia a la radiación
r: resistencia ohmica
I
r
L
C
I
Pi [W]
Coeficiente de eficiencia de la antena
Potencia radiada
Pr = ηPi
R
η=
R+r
109
λ/2
Polarización: depende de la posición del campo eléctrico respecto al suelo
polarización horizontalÆ E paralelo a la tierra
polarización verticalÆ E perpendicular a la tierra
110
Tma de reciprocidad
Los parámetros van a ser válidos para recepción
como para transmisión
111
Antena Isotrópica
Radia igual potencia en todas las direcciones “Pt”
d
Dp =
Pt
Pt
=
S 4·π ·d 2
[W / m ]
2
Si colocamos una antena receptora de área efectiva A a una distancia d
Pr =
Pt· A
4·π ·d 2
[W ]
Potencia recibida
El área efectiva de una antena isotrópica es:
λ2
A=
4·π
Cociente entre potencia recibida y densidad de potencia
en el punto considerado.
Para cualquier otra antena de ganancia “Gr” respecto a la isotrópica :
λ2
A = Gr·
4·π
Potencia radiada efectiva
ERP = Gr ·Pe
Pe: pot. Eléctrica en terminales 112
Bandas de frecuencia
113
Bandas de frecuencia
114
Ganancia de la antena
Ganancia de directividad:
Gd=Densidad de potencia en la dirección principal/Dp (isotrópica)
Para la misma potencia de emisión en ambas antenas
Gd= Potencia radiada por una isotrópica/ Pot. Radiada por la antena real
Con igual potencia de alimentación
3·104
Gd =
Δϕ ·Δθ
Δθ: anchura del haz en el plano vertical
Δϕ: anchura del haz en el plano horizontal
Ganancia de potencia:
Gp=Densidad de potencia en la dirección principal/Dp (isotrópica)
Para la misma potencia de alimentación en ambas antenas
Gp= Potencia con que se excita una isotrópica/ Pot. De excitación de la antena real
Para la misma densidad de potencia en la dirección principal
Rendimiento de la antena η
Gp = Gd ·η
R
η=
r+R
R: resistencia de radiación
r: resistencia ohmica 115
R: resistencia de radiación
Resistencia que disiparía una energía eléctrica igual a la E. radiada
R=
Potencia emitida
2
I max
En el punto de alimentación
Antena receptora
Densidad de potencia recibida:
Impedancia característica del medio
En una antena isotrópica:
d: distancia
E: valor eficaz del campo eléctrico
recibido a una distancia “d”
2
E max
Dp =
zφ =
E
=
H
[w / m ]
2
2
zφ
μo
= 377 Ω
εo
2
E
Pt
Dp =
=
2
4·π ·d
377
[w / m ]
2
116
Antena receptora isotrópica
2
E
Pt
Dp =
=
2
4·π ·d
377
[w / m ]
2
30·Pt [ w]
d [ Km]
E [mV / m ] =
Antena receptora no isotrópica
Pt = Gd ·P
P: potencia radiada
Pt: potencia radiada en la dirección principal
Modelo de antena receptora
Ra:r+R
Vγ
Receptor
zc
r: resistencia de pérdidas
R: resistencia de radiación
I: corriente en el punto de alimentación
2
P
⎛h⎞
R = 2 = 80·π 2 ·⎜ ⎟ [Ω]
I
⎝λ ⎠
Ej. Un hilo de corriente uniforme de 1 m de longitud tendría una resistencia de radiación
de 7,89 a 30 MHz y 789 a 300 MHz
117
Potencia transferida a la carga será:
V 2 ·Rc
Pe =
(Ra + Rc )2 + (xa + xc )2
En valor eficaz
Potencia disipada en la antena:
V 2 ·Ra
Pe =
(Ra + Rc )2 + (xa + xc )2
Altura efectiva “he”:
he
θ
I ( x ) = I ·sen (θ )
El área del rectángulo = área bajo la senoide ⇒
I(x)
0
En valor eficaz
he=λ/π
λ/2
La tensión captada por el dipolo de media onda (V):
V = E ·he =
E ·λ ·G
π
En una antena adaptada Za=ZC*
E ·λ ·G
Vγ =
2·π
118
Longitud de la antena:
c
f=
λ
150
⇒ long = n·
[m]
f (MHz)
Antena resonante
Carga de la antena:
Podemos aumentar la longitud eléctrica de una antena sin variar su longitud física
Cálculo mediante software
Bobina de carga
Antena con carga capacitiva
119
Líneas de transmisión
Zi
Línea de transmisión
I
ZO
V
Línea de transmisión
x
Onda incidente
Onda reflejada
V ( x ) = V1·eγ · x + V2 ·e −γ · x
I ( x) =
V1 =
Si ZL=Zφ no existe onda
reflejada. Línea adaptadada
V1 γ · x V2 −γ · x
·e − ·e
Zφ
Zφ
VL + Zφ ·I L
2
γ = jw LC
V2 =
VL − Zφ · I L
2
Línea sin pérdidas
120
Coeficiente de reflexión
Relación entre tensión incidente y tensión reflejada en ese punto
zi − z
Γ=
zi + z
*
O
*
O
Una línea de transmisión sin pérdidas
ZO =
L
C
Una línea de transmisión esta adaptada si : ZO=Zi
ROE
ROE (Relación de onda estacionaria ) es una medida de la energía enviada por el transmisor
que es reflejada por el sistema de transmisión y vuelve al transmisor. Se admite como máximo
Un ROE de 2, es decir un 12% de potencia perdida.
1+ Γ
ROE =
1− Γ
121
En la carga
2
Potencia transmitida “PT”
Pi: Potencia incidente
Pr: Potencia reflejada
Pérdidas de retorno
PT = Pi − Pr =
V1
2
Pr =
Γ
2·Zφ
V1
2·Zφ
P.R.(dB ) = 10 log
]
2
2
Pi =
[
V1
2
1− Γ
2·Zφ
Pref
Pinc
= 20 log Γ
122
Problema: Una antena radia isotrópicamente, si E=50mV m-1
A una distancia 1 Km calcular:
a)
b)
potencia radiada
Resistencia de radiación si la corriente terminal de la antena es I=3.5A
Solución:
2
E max
Dp =
2
zφ
[w / m ]
2
a) P=2·π·r2 ·Dp= 2·π·(103)2·0.052/377=41.7 W
b) P=I2·R ; R=41.7/3.52=3.4Ω
123