ELEKTRONİK
DEVRELER
DERS NOTLARI
Kaynaklar:
1- Adel S. Sedra, Kenneth C. Smith, "Microelectronic Circuits", 4th ed., Oxford University Press,
1997.
2- M. Sait Türköz, "Elektronik", Birsen Yayınevi, 2004.
3- Robert Boylestad, Louis Nashelsky, Prentice-Hall Int, , "Elektronik Elemanlar ve Devre
Teorisi", Çeviri: MEB basımevi, 2004.
4- Halit Pastacı, “Çözümlü Elektronik Devre Problemleri”, Yıldız Üniversitesi Basımevi, 1991.
5- Mersin Üniversitesi Meslek Yüksekokulu “Güç Kaynakları” ders notları.
Doç. Dr. Bülent ÇAKMAK
Ders içeriği:
I. YÜKSELTEÇLERİN FREKANS CEVABI

Desibel kavramı

Yükselteçlerin frekans-kazanç eğrileri (Bode diyagramları)
 Yükselteçlerin alçak ve yüksek frekans cevabı

Çok katlı yükselteçlerde frekans cevabı
II. REGÜLATÖRLER VE GÜÇ KAYNAKLARI

Zener diyot ve transistör ile regülasyon

Gerilim regülasyonlu güç kaynağı

IC gerilim regülatörleri

Anahtarlamalı (Switch-mode) güç kaynakları
III. AKTİF FİLTRELER (ACTIVE FILTERS)

Pasif ve aktif filtreler

İkinci dereceden alçak ve yüksek geçiren filtreler

Band geçiren ve band durduran aktif filtreler
IV. GERİLİM KONTROLLÜ OSİLATÖRLER VE FAZ KİLİTLEMELİ ÇEVRİM

Op-Amp’lı gerilim kontrollü osilatörler (kare ve üçgen dalga üreteçler)

566 fonksiyon üreteci

Faz kilitlemeli Çevrim (Phase Locked Loop-PLL) ve uygulamaları
V. GERİ-BESLEMELİ (FEED-BACK) YÜKSELTEÇLER

Geri-besleme kavramları

Geri-besleme bağlantı türleri

Pratik geri-besleme devreleri
VI. YÜKSELTEÇLERDE OSİLASYON KAVRAMI

RC osilatörler

Wien köprü osilatörler

Colpits ve Hartley osilatörler

Kristalli osilatörler
I. YÜKSELTEÇLERİN FREKANS CEVABI
BJT ve FET’lerin frekans cevabına konusuna grimeden önce bu devrelerin frekans analizlerinde
sıkça karşımıza çıkacak olan desibel kavramı üzerinde öncelikle duralım.
1.1 DESİBEL:
Telefon kullanılmaya başlandığında ilgili kurumlar bir iletim birimi bulmak/kullanmak sorunu ile
karşılaşmışlardı. Doğal olarak o zaman iletim ya da haberleşme denince akla çoğunlukla telefon
gelmekte idi.
Bu konudaki ilk öneri, Alexander Graham Bell tarafından telefonun bulunmasından iki yıl sonra
1887’de W. H. Pierce tarafından ortaya atılmıştı. O zaman Amerika ve Avrupa’da kullanılmaya
başlanan telefon standartları arasında bir uyum yoktu. Amerikalı ve Avrupalı telefon şirketlerinin
kendi kıtaları için daha uygun olacağını düşündükleri ve ısrar ettikleri birkaç birim üzerinde
uzlaşmalar oldu. Eylül 1927'de İtalya'da tam olarak bir uzlaşma sağlanamasa da iki adet birim
üzerinde karar verildi. Birinci birimde "e" doğal logaritmanın tabanını ve üst kuvvetleri oranını
temel alan birim ile 10 sayısının güçleri oranını temel alan birim kaldı. Birinci birimde doğal
logaritma kullanıldığı için bulucusu John NAIPER onuruna "neper" denmesi önerildi. İkinci
birimde ondalık logaritma kullanılıyordu ve bu birime de telefonu bulmuş olan Alexander Graham
BELL onuruna "Bell" denilmesi önerildi. İşte desibel sözcüğü buradan doğmuş oldu.
Bir sinyal bir noktadan başka bir noktaya iletilirken bir çok işlemden geçebilir.Bu sinyal kimi
zaman kat kat amplifikasyona tabi tutulur kimi zamanda zayıflamalara uğrar. Bu iletişim hattı
üzerinde bulunan katların (amplifikatörler, filtreler, kablolar vs.) bir kazançları ve kayıpları vardır.
Bu kazanç ve kayıplar Desibel (dB) ile ifade edilir. Desibel iki güç arasındaki oranın
logaritmik ifadesidir. Daha belirgin bir ifadeyle çıkış gücünün giriş gücüne oranının 10 tabanına
göre logaritmasının 10 ile çarpımıdır.
Örnek : Bir amplifikatörün girişine 50 W uyguladığımızda çıkışından 250W güç alırsak
kazancımız:
Gain ( dB ) =10xlog 250/50 =10xlog 5
=10x0.698
=7 dB kazanç olur.
Örnek : Şayet bir filtremizin girişine 50 W uyguladığımızda çıkışından 45W güç alıyorsak
kaybımız:
Gain ( dB ) =10xlog 45/50 =10xlog 0.9 =10x0.045 = -0.45 dB kayıp olur.
Sonuç olarak çıkışın girişe olan oranında çıkan desibel değeri pozitif ise kazanç vardır. Sonuç
negatif olduğunda ise ise kayıp vardır denilir. Kazanç birimi olarak desibel amplifikatörlerde ve
filtrelerde kullanıldığı gibi elektronik gürültü ölçümlerinde, ses şiddetinde, iki ayrı sinyalin
izalosyon ölçümlerinde vs. kullanılır. Anlaşılacağı gibi bu değer mutlak bir ölçüm değeri değil
logaritmik oransal bir ölçüdür.
Örnek: Bir amplifikatörün girişine uygulanan güç, çıkıştan 4 kat kuvvetlendirildiğini varsayarsak
kazancımız ne olur?
Gain ( dB ) =10xlog (Pçıkış/Pgiriş) =10xlog 4 =10x0.6 = 6 dB kazanç olur.
Örnek: Peşpeşe 3 ayrı amplifikatör ile bir amplifikasyon yapılıyorsa toplam kazanç ne olur?
Pçıkış
Pgiriş
a katı
b katı
c katı
Toplam kazancı bulmak için her katın çıkışları dB cinsinden toplanır. Bu arada her bir katın belli bir
kazançları olduğunu farz edersek,
Örneğin: a = 2 dB, b= 8 dB ve c= 4 dB
Toplam kazanç= a+b+c = 2+8+4 = 10 dB olur
Örnek: Bir filtrenin girişine 40 W güç uygulandığında filtrenin insertion loss’u (araya girme kaybı)
1 dB ise filtre çıkışından kaç watt elde edilir ?
Örnek: Bir amplifikatör çıkışı spectrum analizör ile ölçülmek isteniyor. Analizörün girişine
max.100 mW. müsaade edililiyor. Amp.çıkış gücü =10 W. Bu amplifikatörü ölçmek için araya
min. kaç desibel bir zayıflatma koymamız gerekiyor?
dBm kavramı:
dBm telekominikasyon sistemlerinde, radyo frekans katlarında kullanılan bir seviye ölçü birimidir.(
+) ve ( - ) seviyeler ile ifade edilir. 1 miliwat’a oranlanmış desibel (dBm) miliwatt cinsinden bir
gücün ondalık logaritmasının 10 katıdır.
veya
dBm= 10*log (Pçıkış/1 mW)
Formülden anlaşılacağı gibi ( dBm ) mutlak bir güç ifadesi olup oran değildir.( dB ) kazanç ve
kaybı ifade ettiği halde ( dBm ) düzeyi, seviyeyi ifade eder.
Örnek : 100 W.lık bir verici çıkışı kaç dBm eder ?
dbm = 10*log P
dbm = 10*log 100000 = 10*5 = 50 dBm
Örnek : 40 dBm kaç watt eder ?
dbm = 10*log P
40 = 10*logP
4 = log.P
(4 antilog = 10000 )
= 10000 mWatt
= 10 Watt
Örnek: Bir UHF modülatörün çıkışı -12 dBm dir. Bu modülatörün çıkışına 20 dB kuvetlendirici
konulduğunda çıkış gücü ne olur ?
Çıkış gücü = modülatör çıkışı + ampl.gain
= -12 +20
= +8 dBm
8dbm = 10*log P(mW)
0.8 = log. P
( 08. Antilog = 6.3 )
= 6.3 mWatt.
Gerilim Kazancı :
Buraya kadar güç kazancı ve güç kaybını inceledik. Ayrıca AC devrelerde (ses frekans vs.) gerilim
kazancı ve kaybı söz konusudur. Bir devrenin çıkış geriliminin giriş gerilime oranının 10 tabanınına
göre Logaritmasının 20 ile çarpımı gerilim kazancı ve kaybını belirler.
Çıkış direncinin giriş direncine eşit olması durumunda:
veya diğer bir deyişle;
Gv  10 log
2
Pç
Pg
 10 log
Vç / Ri
2
V g / Ri
2
 Vç 
 10 log
 V 
 g

 Vç 
 20 log

 V 
 g
Örnek: Bir cihazın giriş gücü 1000 V’da 10 kW’dır. Çıkış gücü ise, çıkış empedansı 20  iken 500
W’tır. Buna göre;
a) dB cinsinden güç kazancını bulunuz.
b) dB cinsinden gerilim kazancını bulunuz
c) (a) ve (b) şıkkındaki sonuçların neden uyuşup uyuşmadığını bulunuz.
Çözüm: a) GdB=10log(Pç/Pg)=10log(500/10000) = -13.01 dB (kayıp var)

  20 log


 Vg 

 Vç 
b) Gv  20 log
Pç Rç 
Vg


  20 log


500.20 
1 
  20 log
  20 dB
1000 
10


c) Ri=Vg2/Pg = 106/104 = 100 
Görüldüğü gibi giriş direnci 100  olup 20 ’luk çıkış direncinden farklıdır. Bu nedenle a) ve b)
şıkkındaki sonuçlar uyuşmamaktadır.
ÖDEV: 40 W çıkışlı bir yükselteç 10 ’luk bir hoparlöre bağlanmıştır.
a) Güç kazancı 25 dB ise tam güç sağlamak için gereken giriş gücünü bulunuz.
b) Yükseltecin gerilim kazancı 40 dB ise nominal çıkış için giriş gerilimini hesaplayınız.
1.2 Yükselteçlerin Frekans Cevabı
Analog elektronik dersinde yükselteçlerin orta frekans bandı civarındaki çalışmaları incelenmişti.
Bu frekans bandında kuplaj ve köprüleme kondansatörleri AC çalışmada kısa devre edilmişti. Öte
yandan, düşük bu kapasitörlerin reaktansında meydana gelen değişme nedeniyle artık kısa devre
yaklaşımı kullanılamaz. Yüksek frekanslarda ise aktif elemana (transistöre) ve devreye bağlı kaçak
kapasitif etkiler sistemin yüksek frekans tepkisini sınırlayacaktır. Ardışık (kaskat) bağlı bir sistemin
kat sayısındaki artış hem alçak hem de yüksek frekans tepkisini sınırlayacktır.
RC kuplajlı, doğrudan-kuplajlı ve transformatör-kuplajlı bir yükseltecin genlik kazanç eğrileri, diğer
bir deyişle Bode eğrileri, Şekil 1.1’de verilmektedir. Yatay ölçekte, alçak frekans bölgelerinden
yüksek frekans bölgelerine uzanan bir grafik çizebilmek için logaritmik ölçekte verilmektedir.
Şekil 1.1 Yükseltecin frekans kazanç eğrileri (Bode eğrileri); a) RC kuplajlı, b) transformatör
kuplajlı, c) Doğrudan kuplajlı.
RC kuplajlı bir yükselteçte düşük frekanslardaki düşüşün nedeni, CC, CS veya CE’nin artan
reaktansıdır. RC kuplajlı devrenin yüksek frekans sınırı ise transistörün parazitik kapasitif etkileri
ile belirlenir.
Transformatör kuplajlı devrede ise düşük frekanslarda oluşan frekans tepkisi, endüktif reaktansın
(XL=2fL) kısa devre etkisinden kaynaklanmaktadır. Yüksek ferakans tepkisi ise, primer ve
sekonder sargıları arasındaki kaçak kapasitans tarafından oluşturulmaktadır.
Doğrudan kuplajlı yükselteçte, herhangi bir kondansatör elemanı olmadığı için düşük frekanslarda
düşüşe neden olabilecek bir etki de sözkonusu olmayacaktır. Yüksek frekanslarda ise transistörün
parazitik kapasitans etkileri bir düşüne neden olmaktadır.
Şekil 1.1’deki devrede nispeten yüksek olan kazancın frekans sınırlarını sabitleştirmek için kazanç
kesim seviyesi olarak 0.707*Aorta seçilmiştir. Bunlara karşılık gelen f1 ve f2 frekansları ise kesim
(cut-off) frekansları olarak adlandırılır. 0.707 çarpanının seçilme nedeni, bu seviyede çıkış
gücünün, orta band güç çıkışının yarısı kadar olmasıdır. Şöyle ki,
P0 orta 
V02
R0

AVorta Vi
2
R0
Yarım-güç frekansında (Half-Power Frequency / HPF):
P0 HPF 
0.707 AVorta Vi
2
R0
 0.5
AVorta Vi
R0
2
 0.5 P0 orta
Sistemlerin band genişliği f1 ve f2 frekansları ile belirlenir. Buna göre;
Band genişliği (BW) = f2-f1
Haberleşme alanındaki uygulamalarda kazancın frekansa göre desibel olarak grafiği daha
kullanışlıdır. Normalize edilmiş kazanç eğrisi, denklem 1’de gösterildiği gibi formülüze edilmiş ve
Şekil 1.2’deki gibi gösterilmiştir.
AV
AVorta
 20 log10
dB
AV
AVorta
.................................. denklem (1)
Şekil 1.2 Normalize edilmiş kazanç (Bode) eğrisi
Orta band frekanslarında 20 log10 (1)  0 ve kesim frekanslarında 20 log 10 1 / 2   3 dB’dir. Bu
durum Şekil 1.3’deki dB eğrisinde gösterilmiştir.
Şekil 1.3 Normalize edilmiş frekans-kazanç (Bode) eğrisinin dB cinsinden grafiği.
2.2.1 RC tepkisi:
Evvela uygulanan frekansın temel bir RC devresi üzerindeki etkisini inceleyelim.
XC 
1
olduğundan çok yüksek frekanslarda kondansatörün reaktansı 0 (sıfır) olurken, çok
2f 1C
düşük frekanslarda ise, örneğin f=0 Hz’de,  (sonsuz) olacaktır (Şekil 1.4).
(a)
(b)
(c)
Şekil 1.4 (a) Temel RC devresi, (b) Çok yüksek frekanslarda yaklaşık eşdeğer, (c) Çok düşük
frekanslarda yaklaşık eşdeğer.
Kazanç, Av=V0/Vi oranı Şekil 1.5’deki gibi olacaktır.
Şekil 1.5 RC devresinin kazanç eğrisi.
Çıkış ve giriş gerilimleri arasında şu şekilde bir ilişki vardır:
V0 
RVi

R  XC
RVi
R 2  X C2
Xc=R olduğu zaman:
V0
1

 0.707
Vi
2
2
Diğer bir deyişle, Xc=R’yi sağlayan frekansta çıkış, Şekil 1.5’de gösterildiği gibi girişin %70.7’si
olacaktır.
V0 
1
Vi  AV 
XC  R 
1
1
 f1 
2f 1C
2RC
f1 frekansı BJT transistöründe alçak frekans kesim frekansını göstermektedir.
Eğer kazanç denklemi aşağıdaki gibi yazılırsa:
AV 
V0
R
1
1



Vi R  jX 1  j  X / R)  1  j 1 / 2fCR 
 AV 
1
1  j f1 / f 
Genlik ve faz terimleriyle;
AV 
V0
1

 tan 1  f1 / f 
2
Vi
1   f1 / f 
Av’nin genliği
V0 ile Vi arasındaki faz açısı
f=f1 olduğu zaman;
AV 
1
1

 0.707  3 dB
11
2
dB cinsinden kazanç:
AV |dB  20 log10

1
1   f1 / f 
2
 f 
 20 log10  1   1 

 f 
2 1/ 2




 f  
 10 log10  1   1  

 f  
2
f<<f1 veya  f1 / f  2 >>1 olan frekanslar için yukarıdaki denklem şu şekilde yazılabilir:
AV |dB  20 log10
f1
f
Yukarıda verilen değerleri kullanarak dB cinsinden kazanç-frekans eğrisi Şekil 1.6’daki çizilebilir.
Şekil 1.6 dB cinsinden kazanç-frekans (Bode) eğrisi.
Logaritmik ölçekte çizildiği zaman eğrinin düz bir çizgi şeklinde çıktığı görülmektedir. Bu düz
çizgili parçalar asimptotlar olarak adlandırılır. Bununla birlikte f=f1 olduğu zaman orta banda
seviyesinden 3 dB’lik bir düşüş olduğu daha önce söylenmişti. Böylece, grafikte gösterildiği gibi
çizgi çizgi ile gösterilen gerçek frekans eğrisi elde edilir.
Bu tip eğriler, Bode eğrisi olarak adlandırılır ve Bode eğrisi bir yükseltecin frekans cevabını
gösterir. Grafikten, frekansta 1 oktavlık (2 kat daha az) değişmenin kazançta 6 dB’lik bir değişmeye
neden olduğu görülmektedir. Frekansta 10 katlık (dekad) bir azalma ise kazançta 20 dB’lik bir
değişime neden olmaktadır.
1.2.2 Düşük frekanslarda yükselteç (BJT) cevabı
Şimdi de CS, CC ve CE kondansatörlü bir BJT’nin alçak frekans tepkisini inceleyelim. Şekil 1.7’de
böyle bir yükselteç devresi görülmektedir.
Şekil 1.7 Kuplaj ve köprüleme kondansatörlü yükselteç devresi.
CS’nin etkisi:
Yukarıdaki devrede giriş direnci: Z i  R1 // R2 // hie
Cs tarafından belirlenen düşük kesim frekansı:
f Ls 
1
2 ( Rs  Z i )C s
Vi gerilimi ile Vs gerilim arasında şu ilişki vardır:
Vi 
Z iVs
Rs  Z i  jX CS
Orta ve yüksek frekanslarda XCS’nin reaktansı çok küçük olduğundan:
Vi |orta 
Z iVs
Rs  Z i
CC’nin etkisi:
CC için ac eşdeğer devre;
Şekil 1.8 CC için ac eşdeğer devresi.
Bu durumda kesim frekansı şu formülle ifade edilir.
f LC 
1
2 ( RC  RL )CC
CE’nin etkisi:
CE kondansatörünün harici eşdeğer devresi;
Şekil 1.9 CE için ac eşdeğer devre.
 R's

Re  RE // 
 re   X CE
 

Burada; RS'  RS // R1 // R2
Yukarıdaki Re formülü emetör köprüleme kondansatörü ile belirlenen kesim frekansını tanımlar.
f LE 
1
2Re C E
CS, CC ve CE kondansatörlerinin belirledikleri kesim frekanslarının alçak frekanslar için olduğu
unutulmamalıdır. Orta frekans bandında bu kondansatörlerin ac eşdeğer devre bulunurken kısa
devre edildiği unutulmamalıdır.
ÖRNEK:
Yandaki devrede;
VCC=20 V, =100, R1=40 k, R2=10
k, RC=4 k, RE=2 k, RL=2.2 k,
RS=1 k, CS=10 F, CC=1 F ve CE=20
F olduğuna göre alçak kesim frekansını
belirleyiniz ve Bode eğrisini çiziniz.
Frekans eğrisine karşı gerçek akzanç
hesabını yapınız.
ÇÖZÜM:
Thevenin eşdeğerinden düğüm noktasındaki gerilim:
VB 
R2VCC
200

4 V
R1  R2
50
Buradan;
V
4  0.7
IE  E 
 1.65 mA
RE
2
re 
26 mV
 15.76 
1.65 mA
hie   .re  100 * 15.76  1.576 k
Orta band kazancı şu şekilde verilebilir:
AVorta 
Kazanç,
V0 V0 Vi

VS
Vi VS
AV 
V0  ( RC // R L ) 

 90
Vi
hie
Zi = R1 // R2 // hie = 1.32 k
Vi
Ri
1.32


 0.569
VS Ri  RS 1.32  1
Böylece;
AVorta 
V0 V0 Vi

 (90)(0.569)  51.21
VS
Vi VS
CS’nin belirlediği kesim frekansı:
f Ls 
1
1

 6.86 Hz
2 ( Rs  Z i )C s
2 (1k  1.32k )(10 *10 6 )
CC’nin belirlediği kesim frekansı:
f LC 
1
1

 25.68 Hz
2 ( RC  RL )CC
2 (4k  2.2k )(1 *10 6 )
CE’nin belirlediği kesim frekansı:
RS'  RS // R1 // R2 =1 k // 40 k // 10 k = 1 k
 R's

 1k

Re  RE // 
 re   2k // 
 15.76   25.76 
 100

 

f LE 
1
1

 309.1 Hz
2ReCE
2 ( 25.76)( 20 * 10 6 )
fLE’nin diğerlerinden oldukça büyük olması, bunun tüm sistemin alçak frekans tepkisinin
belirlenmesinde daha ağırlıklı olduğunu göstermektedir. Diğer bir deyişle C C ve CS, yalnızca 100
Hz’in altındaki frekanslarda etkili olacaktır.
Şimdi dB cinsinden kazanç-frekans eğrisini (Bode eğrisi) çizelim.
Orta band kazancı -51.21 bulunmuştu. Orta band bölgesinde |A v/Avorta|dB = 1 olacaktır. Şekil 1.10’da
gösterildiği gibi 20log10(51.21/51.21) = 0 dB olacaktır. Kesim frekansında, |Av/Avorta|
=0.707*51.21=36.21 olacaktır.
Şekil 1.10 Örnek devre için elde edilen kazanç-frekans (Bode) eğrisi.
Şekil 1.10’da gösterilen Bode eğrisi, herbir kesim frekansında -6 dB/oktav’lık ya da -20
dB/dekad’lık bir asimptot çizerek elde edilir. CE ile tanımlanan kesim frekansının genellikle devre
band genişliğini tanımlamak için kullanılan -3 dB noktasını belirleyeceği açıktır. Band genişliği
içinde kalan freknaslar için mevcut maksimum gücün en azından yarısı yüke ulaşacaktır.
VS=0.707*Vmax olduğundan;
PL 
V L2 (0.707 * Vmax ) 2

 0.5 Pmax
RL
RL
Gerçek frekans tepkisini çizmek için kullanılan asimptot eğimi -12 dB’e düşmektedir.
2.2.3. FET’lerin alçak frekans cevabı
FET’lerde de BJT’lere benzer bir durum sözkonusudur.
Şekil 1.11 JFET’li yükselteç devresi
CG tarafından belirlenen kesim frekansı:
Burada Ri=RG
CC tarafından belirlenen kesim frekansı:
Burada,
CS tarafından belirlenen kesim frekansı:
Req  Rs //
1
|r  
gm d
FET yükselteçlerde de BJT’ler için elde edilen Bode eğrileri geçerlidir.
1.2.4 Yükselteçlerin yüksek frekans cevabı:
1.2.4.1 Miller kapasitansı
p-n ekleminin bir kapasitansı olduğu bilinmektedir. Bir ortak emetörlü (common emitter-CE) BJT
yükselteçte, bu kapasitans yüksek frekanslarda baz-kollektör ekleminde etkin olmaktadır. Ortak
kaynaklı (Common source-CS) FET’lerde ise, yine yüksek frekanslarda Geçit-Savak (gate-drain)
ekleminde etkin olmaktadır. İşte bu kapasitif etkiye Miller kapasitansı denilmektedir. Bu etki, giriş
ve çıkış devrelerini etkilemektedir. Böylece, bu etkiler Miller giriş ve çıkış kapasitansı olarak
adlandırılmaktadır.
Miller giriş kapasitansının (CMİ) etkisi, Şekil 1.12’de gösterilmiştir.
Şekil 1.12 Miller giriş kapasitansı
CMİ = (1+|AV|)Cf
Miller giriş kapasitansının miktarı, giriş ile çıkış araındaki içelektrot (interelectrode) kapasitansına
ve kazanca (AV) bağlıdır.
Miller çıkış kapasitansı ise Şekil 1.13’de gösterilmektedir.
Şekil 1.13 Miller çıkış kapasitansının gösterimi

1 
 C f : Miller çıkış kapasitansı
C MO   1 
AV 

Şayet kazanç (AV) 1’den çok büyükse, CMO  Cf alınabilir.
1.2.4.2 BJT’li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı
Yüksek frekans durumunda BJT’lerde -3 dB noktasını belirleyen iki faktör vardır: (1) Devre
kapasitansı (parazitik ve bağlantı kablolarından dolayı oluşan, (2) hfe ()’nın frekans bağımlılığı.
Şekil 1.14’de BJT’nin parazitik kapasitansları (Cbe, Cbc, Cce) ile bağlantı kablolarının kapasitansları
(CW1 ve CW2) gösterilmektedir.
Şekil 1.14 Ortak emetörlü yükseltecin yüksek-frekans cevabı
Şekil 1.15’deki devrenin yüksek frekans modeli Şekil 1.16’da verilmektedir.
Şekil 1.16 BJT’li yükseltecin yüksek frekans modeli
Bu modelde CS, CE ve CC kondansatörleri bulunmamaktadır. Çünkü yüksek frekansta bunların kısa
devre olduğu varsayılmıştır.
Giriş devresi için -3 dB kesim frekansı:
Burada,
RTh1 = RS // RB1 // RB2 // Ri
Ci = CW1 + Cbe + CMİ = CW1 + Cbe + (1+|Av|) Cbc
Son deklemdeki,
CW1 : Giriş kablolama kapasitansı,
CMİ : Miller giriş kapasitansı
Şekil 1.16’da gösterildiği gibi, yüksek frekanslarda C i azalacağından; RB1, RB2, Ri ve Ci paralel
birleşiminin toplam empedansı da azalacaktır. Sonuçta, Ci uçlarındaki gerilim ve Ib akımı azalır. Net
sonuç, sistemin toplam kazancının düşmesidir.
Çıkış devresi için kesim frekansı;
Burada,
RTh2 = Rc // RL
C0 = CW2 + Cce + CM0 = CW2 + Cce +Cbc
Çok yüksek frekanslarda C0 kapasitansı azalacağından, çıkış devresindeki empedans da azalacaktır.
Sonuç olarak, V0 da sıfıra doğru azalacaktır.
hfe ya da ’nın frekansa bağımlılığı:
Yükseltecin yüksek kesim frekansının belirlenebilmesi için, hfe ()’nın frekansa bağımlılığını ele
almak gerekir. ’nın frekansla değişmesi yaklaşık olarak aşağıdaki ifade ile verilebilir:
f   f h fe 
g be
gm

2 (C be  C bc )  orta 2 (C be  C bc )
Burada, g be 
gm 
1
hib
1
: Baz ve emetör arasındaki iletkenlik
rbe
olarak da alınabilir.
Yüksek frekans bölgesinde frekansa bağlı hfe ve hfb değişimleri Şekil 1.17’de gösterilmektedir.
Şekil 1.17 Yüksek frekans bölgesinde frekansa bağlı hfe ve hfb değişimleri.
ÖRNEK:
Yukarıdaki devrede gbe=10-3 S olduğuna göre,
a) fHi, fHO, f değerlerini hesaplayınız.
b) Alçak ve yüksek frekans için Bode eğrisini çiziniz.
c) Sistemin kazanç band genişliğini bulunuz.
ÇÖZÜM:
a)
RTh1  RS // RB1 // RB 2 // Ri  1 k // 40 k // 10 k // 1.576 k
Ci  CW 1  Cbe  (1 | AV |)Cbc = 4
pF + 48 pF + (1+90).(1.5 pF)
= 188.5 pF
Burada kullanılan Av değeri Miller kapasitansındaki kazanç değeri ile ilgili olduğundan daha önceki
örneğimizde bulduğumuz kazanç değerini kullandık.
RTh2 = Rc // RL = 4 k // 2.2 k = 1.419 k
C0 = CW2 + Cce + CM0 = CW2 + Cce +Cbc = 8 pF + 6 pF + 1.5 pF =15.5 pF
fH0 

1
2RTH 2 C 0

1
6.28(1.419 * 10 3 )(15.5 * 10 12 )
10 9
 7.24 MHz
138.12
f   f h fe 
g be
10 3

2 (Cbe  Cbc ) 2 (49.5 * 10 12 )
 f=3.217 MHz
b) Aşağıdaki şekilde Bode eğrisi verilmektedir. Alçak, orta ve yüksek ferkans bölgelerinde herbir
kesim frekansının -6 dB/oktav’lık bir asimptot tanımlamakta ve eğim, kesim frekansından her
geçişde -6 dB/oktav artmaktadır.
c) Band genişliği (BW) = fHi – fLE  fhi = 1.49 MHz.
Daha önce fLE = 309.1 Hz bulunmuştu.
1.2.4.3 FET’li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı
BJT’li yükselteçlerin yüksek frekans cevabı için geliştirilen model FET’li yükselteçlere de
uygulanabilir.
CW2
CW1
Cgd : Savak (akaç) ile geçit arasındaki kapasitans
CW1 : Giriş kablolama kapasitansı
Cgs : Geçit ile kaynak arasındaki kapasitans
CW2 : Çıkış kablolama kapasitansı
Cds : Savak (akaç) ile kaynak arasındaki kapasitans
Giriş devresi için:
Çıkış devresi için:
1.2.5 Çok katlı (Multistage) frekans etkileri
Çok katlı yükselteçlerde, her kat kendi frekans cevabına sahip olacaktır. Fakat, bir katın çıkışı bir
sonraki katın kapasitansları tarafından etkilenecektir. Bu durum, özellikle yüksek frekanslarda söz
konusudur. Örneğin, çıkış kapasitansının (C0) bir sonraki katın giriş Miller kapasitansını (CMİ),
bağlantı kapasitansını (CW1) ve parazitik kapasitansı (Cbc) içermesi gerekir. Ayrıca, ikinci kat
nedeniyle ilave alçak frekans kesim seviyeleri olacaktır; bu da bu bölgedeki sistemin toplam
kazancını daha da azaltacaktır. Bu durum, 3 katlı bir yükselteç sistemi için Şekil 2.18’de
gösterilmiştir.
Şekil 1.18 Çok katlı bir sistemin frekans cevabı
2. DC GÜÇ KAYNAKLARI
Bilindiği gibi bütün elektronik cihazlar (radyo, teyp, tv, bilgisayar v.b gibi) çalışmak için bir DC
enerjiye gereksinim duyarlar. DC enerji, pratik olarak pil veya akülerden elde edilir. Bu
oldukça pahalı bir çözümdür. DC enerji elde etmenin diğer bir alternatifi ise şehir
şebekesinden alınan ac gerilimi kullanmaktır. Şebekeden alınan ac formdaki sinüsoidal gerilim, DC
gerilime dönüştürülür. Bu işlem için DC güç kaynakları kullanılır. Temel bir DC güç kaynağının
blok şeması Şekil 2.1’de görülmektedir. Sistem; doğrultucu, filtre ve regülatör (regulator)
devrelerinden oluşmaktadır. Sistem girişine uygulanan ac gerilim (genellikle şehir şebeke
gerilimi), bir transformatör yardımıyla istenilen gerilim değerine dönüştürülür. Transformatör
çıkışından alınan bu ac gerilim, doğrultmaç devreleri kullanılarak doğrultulur. Doğrultulan gerilim,
ideal bir DC gerilimden uzaktır ve az da olsa dalgalanmalar (rıpıl) içerir. Filtre devreleri tam bir DC
gerilim elde etmek ve rıpıl faktörünü minimuma indirmek için kullanılır. İdeal bir DC gerilim
elde etmek için kullanılan son kat ise regülatör düzenekleri içerir. Sistemi oluşturan blokları
sırasıyla inceleyelim.
Transformatör
Doğrultmaç
Filtre
Regülatör
RL
Şekil 2.1 AC gerilimin DC gerilime dönüştürülmesi
2.1 Transformatör
Şehir şebeke gerilimi genellikle 220Vrms/50Hz’dir. Bu gerilim değerini belirlenen veya istenilen
bir ac gerilim değerine dönüştürülmesinde transformatörler kullanılır. Bir transformatör
silisyumlu özel saçtan yapılmış gövde (karkas) üzerine sarılan iletken iki ayrı sargıdan oluşur. Bu
sargılara primer ve sekonder adı verilir. Primer giriş, sekonder çıkış sargısıdır. Primer ile
sekonder sargıları arasında fiziksel bir bağlantı yoktur. Bu özellik, kullanıcıyı ve sistemi şehir
şebekesinden yalıtarak güvenli bir çalışma sağlar.
Üreticiler çeşitli güç değerlerinde transformatör üreterek kullanıcının tüketimine sunarlar.
Bir
trafonun gücü artıkça boyutu ve fiyatı da artmaktadır. Enerji kayıpları az olduğundan primerden
uygulanan güç, çok az kayıpla sekondere aktarılır. Primer sargıları genellikle 220 Vrms’dir.
Sekonder sargıları ise farklı gerilim değerlerinde üretilmektedir. Transformatörlerin
primer ve sekonder gerilimleri ve güçleri üzerlerinde etkin değer (rms) olarak belirtilir.
Transformatör seçiminde; primer ve sekonder gerilimleri ile birlikte gücüne de dikkat
edilmelidir. Bir güç kaynağının tasarımında kullanılacak transformatörün toplam gücü; trafo
üzerinde ve diğer devre elemanlarında harcanan güç ile yükte harcanan gücün toplamı
kadardır. Transformatör her durumda istenen akımı vermelidir. Fakat bir transformatörden uzun
süre yüksek akım çekilirse, çekirdeğin doyma bölgesine girme tehlikesi vardır. Bu nedenle
transformatör seçimine dikkat edilmeli, tasarlanacak DC kaynağının gücüne uygun transformatör
seçimi yapılmalıdır. Şekil-2.2’de örnek olarak farklı güçlerdeki bazı transformatör görüntüleri
verilmiştir.
Şekil 2.2 Çeşitli güçlerde transformatörler
2.2 Doğrultmaç Devreleri
Şehir şebekesinden alınan ve bir transformatör yardımıyla değeri istenilen seviyeye ayarlanan AC
gerilimi, DC gerilime dönüştürmek için ilk adım doğrultmaç devresi kullanmaktır. Doğrultmaç
devreleri, yarım dalga ve tam dalga olmak üzere iki tiptir. Yarım dalga doğrultmaç devresi
kaliteli bir güç kaynağı tasarımı için yeterli değildir. Çıkış gerilimi düşük ve darbelidir. İyi bir güç
kaynağı tasarımında mutlaka tamdalga doğrultmaç devresi kullanılmalıdır. Köprü tipi ve orta
uçlu olmak üzere iki tip tamdalga doğrultmaç devresi tasarlanabilir. Tipik bir köprü tipi
tamdalga doğrultmaç devresi ve çıkışından alınan dalga biçimi Şekil-2.3’de verilmiştir.
Şekil-2.3 Köprü tipi ve orta uçlu tam dalga doğrultmaç devreleri
Doğrultmaç çıkışından alınan işaretin dalga biçimi, DC işaretten uzaktır ve çeşitli dalgalanmalar
(ripple) barındırmaktadır. İşaret üzerindeki dalgalanmaları minimum düzeye indirip tam bir DC
gerilim elde etmek amacı ile filtre devreleri kullanılır. Çeşitli tip filtre devreleri (RC, C,
LC, π v.b) vardır. En pratik ve ekonomik filtre işlemi kondansatörlerle yapılır. Şekil-2.4’de
tamdalga doğrultmaç çıkışından alınan işaret ve filtre işlemi grafiksel olarak gösterilmiştir.
Doğrultmaç ve filtre devrelerinin çalışmaları ve özellikleri üzerinde fazla durmayacağız. Bu
konuların detayları için analog elektronik ders notlarına müracaat edilebilir.
Şekil-2.4 Köprü tipi ve orta uçlu tam dalga doğrultmaç devreleri
2.3 Filtre Devreleri
Yarımdalga ve tamdalga doğrultmaç devrelerinin çıkışlarından alınan doğrultmuş sinyal ideal bir
DC sinyalden çok uzaktır. Doğrultucu devrelerin çıkışından alınan bu sinyal darbelidir ve bir çok
AC bileşen barındırır. Elektronik devre elemanlarının tasarımında ve günlük hayatta kullandığımız
DC sinyal ise ideal veya ideale yakın olmalıdır. AC bileşenler ve darbeler barındırmamalıdır. Şehir
şebekesinden elde edilen doğrultulmuş sinyal çeşitli filtre devreleri kullanılarak ideal bir DC gerilim
haline dönüştürülebilir.
Filtreleme eleman tipleri şunlardır:
• RC filtreler
• LC filtre
• Π ve T tipi filtreler
En ideal filtreleme elemanları kondansatör ve bobinlerdir.
a-) RC filtre
Şekil-2.5’de komple bir DC güç kaynağı devresi, çıkış işaretinin dalga biçimi ve alabileceği DC
değer verilmiştir. Çıkışta filtre amacıyla kullanılan kondansatörün kapasite değeri önemlidir. Büyük
değerli kapasiteye sahip kondansatör daha iyi sonuç verir.
Şekil-2.5 Köprü doğrultucu ve RC filtre devreleri
b-) LC Filtre
Doğrultmaç devrelerinde ripıl faktörünü minimuma indirmek için bir diğer alternatif, bobin ve
kondansatörden oluşan LC filtre devresi kullanmaktır. Şekil-2.6’da LC filtre devresi görülmektedir.
Şekil-2.6 Tamdalga doğrultmaç devresinde LC filtre
Bu filtre devresinde bobinin endüktif reaktansı (XL) ve kondansatörün kapasitif reaktansından (XC)
yararlanılarak filtre işlemi gerçekleştirilir. Böyle bir filtre devresinde giriş ve çıkış işaretlerinin
dalga biçimleri Şekil-2.7 üzerinde gösterilmiştir. Çıkış geriliminin alacağı değer ve dalgalılık
miktarı aşağıda formüle edilmiştir.
Şekil-2.7 Tamdalga doğrultmaç devresinde LC filtre
c) π ve T Tipi Filtre
LC tipi filtre devreleri geliştirilerek çok daha kaliteli filtre devreleri oluşturulmuştur. Π ve T tipi
filtreler bu uygulamalara iyi bir örnektir. Rıpıl faktörünün minimuma indirilmesi gereken çok
kaliteli doğrultmaç çıkışlarında bu tip filtreler kullanılabilir. Şekil-2.8’de Π ve T tipi filtre devreleri
verilmiştir.
(a)
Şekil-2.8 (a) π ve (b) T tipi filtre devreleri
(b)
2.4 Gerilim Regülasyonu ve önemi
Kaliteli bir güç kaynağının yapımında son aşama regülasyon işlemidir. Regülesiz bir güç kaynağı
özellikle hassas cihazların beslenmesinde tercih edilmez. Regülesiz bir DC güç kaynağının
sakıncaları aşağıda özetlenmiştir.
 Regülesiz bir güç kaynağından çekilen akım miktarı değiştikçe (ya da) çıkış yükü
değiştikçe çıkış gerilimi sabit kalamayarak değişmektedir.
 Regülesiz kaynağın girişindeki AC gerilimin değişmesi, çıkış DC gerilimin de
değişmesine neden olur
 Regülesiz kaynakta doğrultma işleminde kullanılan yarıiletkenler ısıdan etkilenirler.
Dolayısıyla ısıdaki değişimler çıkış DC gerilimini de değiştirebilir.
Belirtilen bu üç kusuru ortadan kaldırmak ve çıkıştaki dalgalanma oranını azaltmak amacıyla
gerilim regülasyonu yapılır. Her hangi bir güç kaynağının gerilim regülasyonu (G.R) aşağıdaki gibi
formüle edilebilir:
Örnek: Bir DC güç kaynağının çıkış gerilimi boşta (yüksüz: IL=0 A) 12 V ölçülmüştür. Güç
kaynağının çıkış gerilimi 10 mA’lik tam yükte ise 11.9 V ölçülmüştür. Kaynağın gerilim
regülasyonunu bulunuz?
2.5 TRANSİSTÖRLÜ GERİLİM REGÜLATÖRLERİ
Kararlı ve düzenli bir DC gerilim elde etmede ilk adım gerilim regülasyonudur. Gerilim
regülasyonu, gerilim regülatörü devreleri kullanarak yapılmaktadır. İlk gerilim regülatörleri
zener diyot-transistör ikilisinin kullanılması ile geliştirilmiştir.
Regüle işleminin amacı belli bir elektriksel büyüklüğü dış etkilerden bağımsız olarak sabit
tutabilmektir. Bunun için regüle edilecek büyüklük (gerilim veya akım) sürekli olarak
ölçülmek zorundadır. Ölçülen bu değer (o andaki değer), olması istenen gerçek değerle
karşılaştırılarak regüle işlemi yapılır.
Regüle devrelerinde; olması istenen değer için bir referans gerilimi gereklidir. Bu değer
zener diyotlarla sağlanır. Bununla birlikte, zener diyot regüle işlemi için tek başına yeterli
değildir. Zener diyotla alınan referans değer, diğer bir takım elektronik devre elemanları ile
geliştirilerek regüle işlemi yapılır. Regüle işlemi gerilim için yapıldığı gibi akım içinde
yapılabilir. Gerilim regülatörünün karakteristikleri, transistör gibi aktif elemanlar kullanarak önemli
ölçüde iyileştirilebilir (dc akım yükseltmesi sağlanması). Transistörlü gerilim regülatörleri seri ve
paralel gerilim regülatörleri olarak ikiye ayrılmışlardır. Paralel regülatörde yüke paralel gerilim
kontrolü yapılır. Seri regülatörde ise gerilim kontrolü yük ile seri olup akım yolu üzerindedir.
2.5.1 Paralel Gerilim Regülatörleri
Paralel bir standart bir gerilim regülatörü devresi Şekil-2.9’da verilmiştir. Bu devrede; RP direnci
ve Q transistörü yardımı ile regüle edilmeye uygun bir gerilim bölücü oluşturulur. Çıkış
gerilimi VL=V0, zener geriliminden transistörün V BE eşik gerilimi kadar daha büyüktür. Yani
V0=VZ+VBE olur. RP ön direnci, transistörün maksimum akımı ve transistörde harcanmasına izin
verilen maksimum güç kaybı aşılmayacak biçimde seçilmelidir.
Şekil-2.9 Paralel Gerilim Regülatörü Devresi
Örneğin zener gerilimi VZ=5.6 Volt, Regülesiz giriş gerilimi VİN=16 Volt değerinde ise,
transistörden izin verilen maksimum IC=1A’lik akması halinde Rp direncinin değeri;
olarak elde edilir. Transistörün emiter ile kollektörü kısa devre edilirse, bu durumda giriş
geriliminin toplamı Rp direnci üzerinde düşer. Rp direncinde harcanan toplam güç ise;
olarak bulunur. O halde Rp direnci, 25W’lık bir güçle yüklenebilecek şekilde seçilmelidir.
Devredeki IK kısa devre akımı ise;
olarak bulunur. Çıkış gerilimi V0, Rp direncindeki gerilimin Vi-VZ farkından büyük oluncaya kadar
ve benzer şekilde yüksüz halde IL akımı IC akımından büyük oluncaya kadar kararlı kalır. Daha
sonra zener diyotundan akan akım değeri, zener kırılma akımı IZmin değerinden daha küçük olursa
kararlılık yok olur. Bu durum aynı zaman da V 0 çıkış gerilimi, Vi- (VZ+VBE) olduğunda söz
konusudur. Zener akımı IZ=0.02 amper olan bir zener diyodu kullanıldığında RLmin değeri;
= 30 
olur. Burada dikkat edilmesi gereken husus, IZmax değerine transistörün beyz akımının da
ekleneceğidir. Bu anda zener diyottan akacak gerçek akım değeri;
olur. Düşük güçlü bir transistörde ß değeri örneğin 50 ise;
olur ve zener gücü;
PZ =VZ·IZ
PZ =5.6Vx0.04A
PZ =224 mW
elde edilir. Paralel gerilim regülatörleri uygulamalarda pek kullanılmazlar. Çünkü bu
tür gerilim regülatörlerinde yüksüz durumda dahi bir güç harcanması söz konusudur.
Bu durum önemli bir dezavantajdır. Uygulamalarda bundan dolayı genellikle seri
gerilim regülatörleri tercih edilir.
2.5.2 Seri Gerilim Regülatörleri
Seri gerilim regülatörlerinde, regülasyon transistörü yüke seri bağlanır. Çıkış gerilimi V 0,
zener gerilimi (VZ) ile transistörün beyz-emiter gerilimi (VBE) farkına eşittir. Şekil-2.10'da seri
regülatör devresi görülmektedir. Buna göre çıkış gerilimi;
V0=VZ+(-VBE)
olur. Çıkış yük akımı ise, seçilen transistörün beyz akımını sağlayabilmesi şartı ile;
I0max=ß(IZmax-IZmin)
değerinde olur. Burada transistörün kaldırabileceği maksimum güç kaybı da dikkate alınmalıdır. ,
transistörün akım kazancıdır. RS direncinin bu durumda değeri;
ifadesinden bulunur. Burada IBMAX;
değerine eşittir.
Şekil-2.10 Seri Gerilim Regülatörü Devresi
Önceki bölümlerde anlatılan gerilim regülatörleri uygulama da bu halleri ile yeterli
değillerdir. Bu devrelerde çıkış geriliminin değeri kullanılan elemanların toleranslarına
bağlıdır. Bu ise bir dezavantajdır. Uygulamada; çıkış geriliminin istenilen değere
ayarlanabilmesi, yüksek akım verebilmesi ve aşırı akım koruması iyi bir güç kaynağından
istenilen özelliklerdir.
Şekil-2.11'de, yukarıda sıralanan bazı özelliklere cevap verebilen bir regülatör devresi çizilmiştir.
Görüldüğü gibi bu devrede üç adet transistör kullanılmıştır. Çıkış yük akımı Q3 transistörü
üzerinden alınmaktadır. Q2 transistörü ise Q3'ü sürmek amacı ile kullanılarak (Darlington
montajı) ß'ya aşırı bağımlılık yok edilmiştir. Devrenin analizine gelince; toprağa göre Q1
transistörünün kollektöründeki gerilim VCEQ1;
VCEQ1=V0-Vz+VBEQ3+VBEQ2
VCEQ1 geriliminin değeri, VZ gerilimine bağlı olarak en az 2 volt olmalıdır. Böylece en küçük çıkış
gerilimi belirlenmiştir. Örneğin Vz=5.6 volt kullanılırsa;
V0min=Vz+VCEQ1-(VBEQ2+VBEQ3)
V0min=5.6+2-(0.6+0.6) =6.4 Volt.
Dolayısıyla bu devreden en az 6.4 V çıkış gerilimi elde ederiz. Daha küçük çıkış gerilimi elde
etmemiz mümkün değildir.
Q3
Q1
Şekil-2.11 Çıkışı Ayarlanabilen Kararlı Gerilim Regülatörü
Q3 transistöründe harcanabilecek maksimum güç PQ3;
değerindedir. Devrede giriş gerilimi Vi, ayarlanabilecek çıkış gerilimi V0'dan daha büyük olmalıdır.
Örneğin çıkış geriliminin maksimum değeri 24 volt, minimum değeri 6 V ve akımı ise 0.5 Amper
olsun. Bu durumda PQ3 transistöründe harcanacak maksimum güç;
= (24-6).0,5 = 9 W
elde ederiz. Kullanılacak transistör, bu güce dayanabilecek güçte seçilmelidir. Devredeki diğer
elemanların analizine gelince: Önce devrede kullanılan R3, R4, R5 gerilim bölücü dirençlerinin
değerlerini bulalım. Bunun için önce Q1'in beyz akımını bulmamız gerekir. BC107 transistörü
kullanalım. Katologdan bu transistörün beyz akımı IBmax=100μA bulunur.
Devredeki direnç değerleri, ilgili akım ve gerilim denklemleri kurulduğunda şu şekilde elde edilir:
R1max=20 k, R2=680 , R3=560 , R4=620 .
2.5.3 Aşırı Akım Koruması
Regüleli gerilim kaynaklarından istenen bir diğer özellik ise aşırı akım korumasıdır. Regüleli bir
akım kaynağının çıkışından aşırı akım çekildiğinde veya kısa devre olduğunda regüle devresinin ve
güç kaynağının zarar görmemesi için aşırı akım koruma devresi eklenir. Şekil-2.12'de böyle bir
devre verilmiştir. Bu devrede, Şekil 2.11'deki devreye ilave olarak R6 ve Q4 transistörü ilave
edilmiştir. Devrenin diğer kısımları aynıdır. Bu yeni elemanlar bize iki seçenek sunarlar:
1) Çıkış akımı IL, önceden belirlenen bir akım değerinde sınırlanır.
2) Çıkış akımı IL, önceden belirlenen bir değeri aşarsa çıkış gerilimi sıfıra indirilir.
Devrenin çalışması kısaca şöyledir: Çıkıştan alınan I L (I0) akımı, R6 direnci ve Q3 transistörü
üzerinden geçer. Bu anda IL akımı R6 direnci üzerinde bir gerilim düşümüne neden olur. R 6 üzerine
düşen gerilim, Q4 transistörünün beyz-emiter gerilimine ulaştığında Q4 iletime geçer ve Q3
transistörünün beyz gerilimini sınırlar. Böylece akım sabit bir değerde kalır ve aşağıdaki gibi
hesaplanır.
I 0 max 
V BE 4
0.6 V

R6
R6
Böylece R6 direncini istediğimiz değere ayarlayarak akım sınırlaması yapabiliriz. Aşırı akım ve kısa
devre korumasında diğer elektronik devre elemanlarından da yararlanılabilir (SCR, Opamp, Flipflop gibi). Bu tercihe bağlıdır.
Q3
Q1
Şekil-2.12 Aşırı Akım Korumasının Gerçekleştirilmesi
2.5.4 Komple güç kaynağı:
Bir komple güç kaynağı devresi Şekil 2.13’de gösterilmektedir.
Şekil 2.13 Komple güç kaynağı devresi
Regülatörün VL’deki değişmelere karşı duyarlılığını artırmak için Darlington devresi konmuştur.
Şekilde gösterildiği gibi güç kaynağının bir bölümü önregülatör devresi gibi davranmaktadır.
IC3 
VZ 1
R3
Regülatörün VL’deki değişmelere karşı duyarlılığını daha da artırmak için bir fark yükselteç devresi
kullanılmıştır. Çıkıştaki 10 F’lık kapasite besleme gerilimini daha iyi filtrelemek amacıyla
kullanılmıştır.
2.6 LİNEER TÜMDEVRE GERİLİM REGÜLATÖRLERİ
Lineer tümdevre gerilim regülatörleri; ayrık elemanlarla oluşturulan regülatörlere göre hem daha
ekonomik, hem de daha işlevseldirler. Bu tür regülatörler genellikle seri gerilim regülatörü
gibi düşünebilir. Lineer tümdevre gerilim regülatörleri; genellikle çıkış gerilimleri (sabit/ayarlı)
kutuplama yönleri (pozitif/negatif) dikkate alınarak kendi aralarında sınıflandırılabilir.


Sabit gerilim çıkışlı (pozitif/negatif)
Ayarlanabilir gerilim çıkışlı (pozitif/negatif)
DC gerilimi, tüm etkilere karşı kararlı (regüleli) hale getirebilmek için regüle işleminin
önemli olduğunu biliyoruz. Regüle işlemi ise regülatör devreleri kullanılarak
gerçekleştirilmektedir. Bir önceki bölümde; aktif ve pasif devre elemanları kullanarak
regülatör yapımını gerçekleştirdik. Gelişen elektronik teknolojisi tek bir tümdevre (chip, ICs)
içerisinde gerilim regülatörü üretimine imkan sağlamıştır. Günümüzde tek bir tümdevre
içerisinde yüzlerce farklı tip ve özellikte gerilim regülatörü üretimi yapılmaktadır. Bu
bölümde elektronik piyasasında yaygın olarak kullanılan birkaç farklı tip tümdevre gerilim
regülatörünün tanıtımı yapılacak ve uygulama örnekleri verilecektir.
2.6.1 Sabit Gerilim Çıkışlı Lineer Tümdevreler
Tümdevre imalatçıları, çeşitli sabit gerilim değerlerinde regüleli çıkış gerilimi verebilen tip
tümdevreler üreterek kullanıcıya sunmuşlardır. Sabit gerilim regülatörleri genellikle üç uçlu imal
edilirler. Küçük boyutlu, kolay kullanımlı ve oldukça ucuzdurlar. Bu tür gerilim regülatörleri
kendi aralarında pozitif ve negatif olmak üzere iki gruba ayrılırlar.
Tablo-2.1’de oldukça sık kullanılan; üç terminalli, sabit çıkışlı pozitif gerilim
regülatörlerinin bazı önemli özellikleri verilmiştir.
78’li sayılarla kodlanan gerilim regülatörlerinde ilk iki rakam (78) regülatör tipini sonraki harf
çıkış akımını, son rakamlar ise çıkış gerilimi değerini verir. Örneğin 7805 ile kodlanmış bir
regülatör; +5V çıkış gerilimi ve 1A çıkış akımına sahiptir.
Tablo-2.1 Tümdevreli Pozitif Gerilim Regülatörleri
78M15 şeklinde kodlanmış bir gerilim regülatörü ise +15V çıkış gerilimine ve 500 mA çıkış
akımına sahiptir. Pozitif veya negatif sabit gerilim regülatörleri kullanarak regülatör yapmak
için Tablo 5.1’de belirtilen sınır değerlere uymak gerekir. Örneğin; tümdevre gerilim regülatörünün
girişine uygulanacak regülesiz gerilim değeri, regülatör geriliminden en az 2V daha büyük
olmalıdır. Tümdevre gerilim regülatörlerinin pek çoğunun çıkışları ısıl korumalıdır.
Çıkıştan aşırı akım çekildiğinde ısıl duyarlı koruma devresi etkinleşerek tümdevreyi aşırı
akıma karşı korur. Pozitif sabit gerilim regülatörlerinin terminal bağlantıları ve kılıf tipleri ise
Şekil-2.14’de verilmiştir.
Şekil-2.14 Tümdevre pozitif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve pin bağlantıları
Negatif çıkışlı sabit gerilim regülatörleri ise 79’lu sayılarla (7912, 79L15, 79M09 v.b gibi)
kodlanırlar. Tablo-2.2’de ise negatif gerilim regülatörleri özellikleri ile birlikte verilmiştir.
Tümdevreli negatif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve terminal bağlantıları Şekil- 2.15’de
verilmiştir. Negatif gerilim regülatörlerinin terminal bağlantıları, pozitif regülatörlerden farklıdır.
Bu duruma devre tasarımı ve montajında dikkat edilmelidir.
Tablo 2.2 Tümdevreli Pozitif Gerilim Regülatörleri
Şekil-2.15 Tümdevre negatif gerilim regülatörlerinin kılıf tipleri ve pin bağlantıları
2.7 PRATİK REGÜLELİ ve TÜM DEVRELİ GÜÇ KAYNAKLARI:
Üç uçlu sabit pozitif gerilim regülatörü ile yapılan temel uygulama devresi Şekil-2.16’da
çizilmiştir. Bu bağlantı tipiyle yapılan devre montajında; doğrultucu, regülatör ve beslenecek devre
birbirlerine yakın iseler, C1 ve C2 kondansatörlerine gereksinim olmaz. Ancak bağlantı kablolarının
boyları birkaç santimin dışına çıktığında yüksek frekanslarda titreşimi önlemek için bu
kondansatörler mutlaka kullanılır. C2 kondansatörü ayrıca çıkış geriliminin kararlılığını sağlamada
ve regülasyon hızını iyileştirmede kullanılmaktadır.
- Sabit gerilim regülatörleri:
Şekil-2.16 Üç uçlu pozitif gerilim regülatörünün temel bağlantı şeması
ÖRNEK: Aşağıdaki devrede LM7805 entegresi kullanılarak 5 V’luk sabit çıkış gerilimi elde
edilmektedir. Buna göre, bu DC güç kaynağı devresinin çalışmasını a) 150 mA ve b) 300 mA’lik
yük akımlarında inceleyiniz. 7805 elemanının özelliklerinde, şebeke regülasyonunu korumak için
kabul edilebilir giriş gerilimi 7.3 V olarak verilmiştir.
ÇÖZÜM:
Vr (p-p)
Tam dalga ve küçük yüklerde dalgalılık gerilimi (Vr) aşağıdaki formülle verilebilir:
Vr ( rms ) 
I dc
4 3 fC
f=50 Hz alınarak:
Vr (rms ) 
2.88I dc 2.88Vdc

C
RL C
Burada IDC miliamper, C mikrofarad ve RL kiloohm’dur.
Buna göre yukarıdaki örneğimize dönecek olursak:
a) Vr (tepe)  3 Vr (rms)  3.
2.88I dc
2.88(150)
 3.
 2.99 V
C
250
250 F’lık filtreleme kapasitesi üzerindeki DC gerilim:
VDC=Vm-Vr(tepe)=15 V – 2.99 V = 12 V
Giriş, bu DC gerilim civarında dalgalanacağı için minimum giriş gerilimi aşağıdaki değere kadar
düşebilir:
Vgiriş(min)= Vm-2Vr(tepe)=15 V – 2(2.99) V = 9.02 V
Bu değer 7.3 V anma değerinin üzerinde olduğu için çıkış gerilimi +5 V düzeyinde kalacaktır.
b) Yukarıdaki hesaplamalar IL=300 mA için yapıldığı zaman :
Vgiriş(min)= Vm-2Vr(tepe)=15 V – 2(6) V = 3 V bulunacaktır.
Bu ise kabul edilebilir minimum giriş gerilimi olan 7.3 V’un çok altındadır. Regülasyon, 150
mA’in altındaki yük akımlarında korunurken, 300 mA’in üstündeki yük akımlarında gerçekleşmez.
- Aşırı akım korumalı yüksek çıkış akımlı regülatör devresi:
Sabit gerilim regülatörlerinin çıkış akımları istenirse yükseltilebilir (Şekil 2.17). Bu devrede
regülatörün çıkış akımını artırmak için tümdevreye bir PNP güç transistörü (Q1) bağlanmıştır.
Devrede R1 direnci ve LM78XX’den akan yük akımı (IL), R1 üzerinde Q1 transistörünü süren bir
gerilim düşümü oluşturur. LM..’den akan akım ne kadar büyükse R1’deki gerilim düşümü ve
T1’den akan akım da o kadar büyük olur. Bu durumda I L akımı, LM.. ve transistör üzerinde ikiye
bölünür. Böylece, devrenin çıkış akımı LM..’ye zarar vermeden yükseltilmiş olur. Devre çıkışından
transistörün gücüne bağlı olarak yüksek akımlar alınabilir. Çıkış gerilimi sabittir.
LM.. entegresi içten aşırı akıma karşı korumalı olmakla birlikte Q1 transistörünü de aşırı akıma
karşı korumak için devreye Q2 transistörü ile R2 direnci bağlanmıştır. Devrede R2 üzerinden geçen
yük akımı (IL), R2 üzerinde bir gerilim düşümüne neden olur. Bu gerilim değeri Q2 transistörünün
eşik gerilimi (VBE=0.6 V) değerine ulaştığında Q2 iletime geçer, Q1 ise kesime gider. Dolayısıyla
LM entegresi ve Q1 transistörü aşırı akımdan korunmuş olur.
Devrede aşırı akım koruması R2 direnci ile sağlandığından değeri uygun bir biçimde seçilmelidir.
Şekil 2.17 Aşırı akım korumalı yüksek çıkış akımlı regülatör devresi
- Ayarlı gerilim regülatörleri
Sabit gerilim regülatörlerinin çıkış gerilimleri istenirse ayarlanarak istenilen değerlerde çıkış
gerilimi vermesi sağlanabilir. Çıkış gerilimi istenilen bir değere ayarlanabilen bir devre
örneği Şekil-2.18'de verilmiştir.
Şekil-2.18 Çıkış Gerilimi Ayarlanabilen Regülatör Devresi
Bu devrede tümdevre çıkışına R1 ve R2 dirençleri bağlanmıştır. Bundan dolayı regülatörün şase ucu
0 volttan farklı bir gerilimdedir. Regülatörün çıkış gerilimi V0;
V0  V REG  R2 I Q
formülü ile bulunur. Formülde kullanılan IQ akımı, tümdevrenin R2 direncinden akan sükünet
akımıdır ve değeri 5mA ile 10mA arasında değişir. Devrenin çıkış geriliminin dalgalılık oranı
oldukça büyüktür. Dalgalılık oranını azaltmak amacı ile çıkışa 100µF’lık bir kondansatör
bağlanmıştır. Çıkış dalgalılık oranı buna rağmen ancak 20mV’a kadar düşürülebilmiştir.
Şekil-2.19’da ayarlanabilir çıkış veren pozitif ve negatif gerilim regülatörleri verilmiştir. Her iki
devrede de çıkış gerilimi R2 ayarlı direnci tarafından ayarlanmaktadır. R2 değerine bağlı olarak çıkış
geriliminin alabileceği gerilim değerleri ise tablo olarak verilmiştir.
Şekil 2.19 Ayarlanabilir pozitif ve negatif gerilim regülatörleri
NOT: LM 79... serisi ile
gerçekleştirilen negatif gerilim
regülatörlerinin de devre bağlantı
şemaları pozitif gerilim regülatörleri
ile aynıdır.
- Simetrik çıkışlı sabit gerilim regülatörleri
Pozitif ve negatif gerilim regülatörleri birlikte kullanılarak simetrik çıkışlı sabit gerilim regülatörleri
yapılabilir. Şekil 2.20’de böyle bir devre verilmektedir. Bu tip regüleli gerilim kaynakları yapılırken
kondansatörlerin polaritelerine ve tümdevre bacak bağlantılarına dikkat edilmelidir.
Şekil-2.20 Sabit Simetrik çıkışlı regüleli güç kaynağı
2.8 ANAHTARLAMALI GERİLİM REGÜLATÖRLERİ
(SWITCHING VOLTAGE REGULATORS)
Kullanım alanı ve önemine bağlı olarak çeşitli tiplerde güç kaynağı ya da dc besleme kaynaklarının
tasarımı yapılmaktadır. DC güç kaynakları genel olarak; regülesiz, regüleli ve anahtarlamalı
olarak başlıca üç ana kategoride sınıflandırılır.
Düşük güçlü dc güç kaynaklarının tasarımında genellikle lineer (doğrusal) tümdevre gerilim
regülatörleri tercih edilmektedir. Tercih nedeni olarak; basit yapıları, yük değişimlerine hızlı cevap
vermeleri, gürültüsüz çalışmaları ve düşük maliyetleri gibi etkenleri sıralayabiliriz. Fakat bu tip
regülatörlerde verim çok düşük ve güç kaybı fazladır. Yüksek güçlü dc kaynaklarının tasarımında
verimleri çok daha fazla olan anahtarlamalı gerilim regülatörleri (switching regulators)
kullanılmaktadır. Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinin kullanım alanları teknolojik gelişmelere
paralel olarak son yıllarda oldukça artmıştır. Birkaç farklı tip anahtarlamalı gerilim regülatörü
tasarımı yapılmaktadır.
Güç kaynaklarının tasarımında dikkat edilmesi gereken önemli faktörlerden birisi verimliliktir.
Doğrusal (lineer) tümdevre gerilim regülatörlerinde verimlilik oldukça düşüktür ve yaklaşık olarak
%25 ile %60’lar seviyesindedir. Bu durumda ac’den dc’ye dönüştürme işleminde yaklaşık olarak
%50’ler seviyesinde bir enerji kaybı söz konusudur. Düşük güçlü (10W altı) dc güç kaynaklarının
tasarımında önemsenmeyecek boyutlarda olan bu kayıp özellikle yüksek güçlerde sorunlara neden
olmaktadır. Doğrusal (lineer) bir regülatörde güç kaybı yaklaşık olarak;
PREG = (Vİ −V0 ) ⋅ IL ≅ ≅ VCE ⋅ IC
olarak ifade edilmektedir. Dolayısıyla kayıpların tümüne yakını kontrol elemanı olarak kullanılan ve
aktif bölgede çalıştırılan transistör üzerinde oluşmaktadır.
Anahtarlamalı Gerilim Regülatörlerinin avantajları:

Anahtarlamalı güç kaynaklarının verimleri diğer güç kaynaklarına nazaran oldukça
yüksektir.



Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinin çalışma frekansları şehir şebekesinden çok yüksektir
(kHz). Bu nedenle tasarımlarında kullanılan bobin ve transformatör v.b gibi. devre
elemanlarının fiziksel boyutları oldukça küçüktür.
Doğrusal regülatörlerde; regülesiz giriş gerilimi daima çıkış geriliminden büyük olmalıdır.
Anahtarlamalı regülatörlerde ise çıkış gerilimi girişten büyük yapılabilmektedir.
Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinde birden fazla çıkış elde edilebilmekte ve çıkış
geriliminin kutupları değiştirilebilmektedir. Bu özellik doğrusal regülatörlerde söz konusu
değildir.
Anahtarlamalı Gerilim Regülatörlerinin dezavantajları:

Yapıları doğrusal (lineer) regülatörlere göre daha karmaşıktır. Bu nedenle tasarımları zor ve
maliyetleri yüksektir. Bu nedenle düşük güçler için kullanımı ve tasarımı pek tercih edilmez.
Yüksek güçlü dc kaynakların tasarımında ise anahtarlamalı gerilim regülatörü kullanmak
neredeyse zorunluluktur.

Çıkış gürültü seviyeleri ve dalgalılık oranları daha yüksektir. İlave filtre devreleri
kullanımına gereksinim duyulur. Bu durum maliyeti artırır.

Yük akımlarında ve giriş gerilimlerinde meydana gelen değişimleri algılama ve tepki verme
süreleri daha uzundur.

Anahtarlamalı gerilim regülatörleri yapılarından dolayı, elektromanyetik ve radyo frekanslı
(EMI-RFI) girişimlere sebep olurlar.Bu nedenle özel filtre devrelerine ve ekranlama
işlemine gereksinim duyarlar.
2.8.1 Anahtarlamalı Gerilim Regülatörünün çalışma prensibi:
Anahtarlamalı gerilim regülatörünün temel çalışma prensibi, girişine uygulanan dc işaretin yüksek
frekanslarda anahtarlanarak çıkışa aktarılmasına dayanmaktadır. Bu işlem için giriş gerilimi
kıyılmakta ve darbe-periyot oranı değiştirilmektedir. Kısaca darbe genişliği modülasyonu (Pulse
Widh Modulation=PWM) yapılmaktadır. Bu işlem; regülatör çıkışını yük ve giriş geriliminde
oluşan değişimlerden bağımsız hale getirir.
Ayrıca devrede kullanılan elemanlar (yarıiletkenler) kesim/doyum modunda anahtarlamalı olarak
çalıştıkları için güç kayıpları minimumdur. Anahtarlamalı bir güç kaynağının blok olarak temel
yapısı Şekil-2.21’de verilmiştir.
Şekil 2.21 Anahtarlamalı DC gerilim regülatörünün blok diyagramı
Blok diyagramı verilen anahtarlamalı gerilim regülatörünün temel çalışma ilkelerinden olan darbe
genişliği modülasyonunun (PWM) temel prensibi ise Şekil-2.22’de gösterilmiştir.
Şekil 2.22 Anahtarlamalı dc gerilim regülatöründe dalga biçimleri
Anahtarlamalı gerilim regülatörünün blok diyagramının da görüldüğü gibi hata amplifikatörünün
eviren girişindeki gerilim (VM), geri beslemeden dolayı;
Opamp’ın ideal olduğu kabul edilirse (eviren ve evirmeyen girişleri arasında gerilim farkı yoktur),
evirmeyen girişteki VREF değeri;

Elde edilen çıkış geriliminin devre giriş gerilimi Vİ’den ve yük akımı IL’den bağımsız olduğu
görülmektedir. Devrede R2=2·R1 ve VREF=10V olarak seçilirse, devrenin çıkış gerilimi V0;
olarak bulunur. Dolayısı ile çıkış geriliminin maksimum değeri Vİ kadar olduğundan bu devre
V0<Vİ olacak şekilde kullanılabilir. Şekil-2.21’de verilen gerilim karşılaştırıcının çıkışındaki VA
geriliminin periyodu T’dir. Buna göre darbe-periyot oranı;
Görüldüğü gibi darbe periyot oranını (D); VA geriliminin periyodu (T) belirlemektedir. VA gerilimi
ise Şekil-2.21’de görüldüğü gibi karşılaştırıcı girişine verilen VM değerine bağlıdır. Dolayısıyla
sistemin lineer bir darbe periyot modülatörü (PWM) gibi çalıştığını söyleyebiliriz.
Devrede (Şekil-2.21) PWM modülatörü çıkışından alınan VA gerilimi kare dalgadır. Bu gerilimin
gücü, bir güç anahtarından geçirilerek yükseltilmektedir. Dolayısıyla güç anahtarı çıkışından alınan
VB gerilimi de kare dalgadır. Bu gerilimde bulunabilecek yüksek frekanslı harmonik bileşenleri
zayıflatmak için bir LC alçak geçiren filtre devresi kullanılır. Bu işlem için X L>>XC seçilmelidir. Bu
durumda devre çıkışından alınacak V0 çıkış gerilimi, VB’nin ortalama değerine eşittir.
Anahtarlamalı regülatör devresinde kullanılan güç anahtarı ise (power switch) bir grup transistörle
gerçekleştirilen özel bir anahtardır. Bu devrede transistörler aktif bölgede çalıştırılmaz. Kesim ve
doyum bölgelerinde bir anahtar gibi çalıştırılır. Bu yüzden güç kayıpları çok azdır. Güç anahtarı
devresinde verimliliği artırmak amacıyla kollektör-emiter doyum gerilimi (V CE(SAT)) düşük ve
anahtarlama hızı yüksek transistörler tercih edilir.
2.8.2 Anahtarlamalı Gerilim Regülatör Çeşitleri:
Günümüzde pek çok farklı tip anahtarlamalı gerilim regülatörü tasarımı yapılabilmektedir. Bunların
içerisinde en yaygın olarak kullanılanlar ise genellikle 3 tiptir. Bunlar;
• Aşağıya doğru (step-down veya buck) anahtarlamalı regülatör
• Yukarıya doğru (step-up veya boast) anahtarlamalı regülatör
• Yön çeviren (inverting veya boast) anahtarlamalı regülatör
a) Aşağıya doğru (step-down veya buck) anahtarlamalı regülatör:
Aşağı doğru anahtarlamalı regülatörlerin çıkışından alınan regüleli gerilim, regülesiz giriş
geriliminden daha küçüktür. Şekil-2.23’de anahtarlamalı gerilim regülatörünün geliştirilmiş devresi
ve devrede kullanılan transtörün kesim-doyum (on-off) aralıkları gösterilmiştir. Devrede kullanılan
C kondansatörünün şarjı süresi tON, deşarj süresi ise tOFF olarak şekil üzerinde tanımlanmıştır.
Şekilden de görüldüğü gibi tON süresinin artırılması V0 çıkış gerilimini artırmakta, tOFF süresinin
artırılması ise çıkış gerilimini azaltmaktadır. Transistör kesim veya doyum modunda anahtarlamalı
çalıştırılarak tON ve tOFF süreleri kontrol edilmektedir. Bu devrenin çıkış gerilimini formüle edersek;
Şekil 2.23 Aşağı doğru anahtarlamalı
gerilim regülatörü ve gerilim dalga
biçimleri
Devrede regülasyon işleminin nasıl gerçekleştirildiğini kısaca anlatalım. Regülatör çıkış geriliminin
(V0) herhangi bir sebeple azalması, R3 direncinde oluşan gerilimin azalmasına dolayısıyla opamp’ın
eviren girişindeki gerilimin azalmasına neden olur. Bu durumda opamp’ın çıkışı yükseleceğinden
PWM bloğu vasıtasıyla tON süresi de artar ve regülatör çıkış gerilimdeki azalmaya izin verilmez.
Devrede gerilim regülasyonu bu şekilde sağlanmış olur.
ÖDEV: Yukarıya doğru (step-up veya boast) anahtarlamalı ve yön çeviren (inverting
veya boast) anahtarlamalı regülatör devrelerini araştırınız ve devre örnekleri veriniz.
2.8.1 Anahtarlamalı Tümdevre Gerilim Regülatör Devreleri
Anahtarlamalı gerilim regülatörlerinin tasarımının oldukça zor ve karmaşık olduğu belirtilmişti. Bu
durumu dikkate alan pek çok tümdevre üreticisi firma, anahtarlamalı gerilim regülatörlerinde
kullanılan bir veya birkaç bloğu tek bir tümdevre içerisinde kullanıcıya sunmuştur. Örneğin
National Semiconductor firmasının geliştirmiş olduğu LM78S40 (Şekil 2.24) tümdevre bunlardan
birisidir.
Şekil 2.24 Genel amaçlı anahtarlı gerilim regülatörünün iç yapısı ve pin bağlantıları
Şekil 2.24’de görüldüğü gibi bu tümdevre, anahtarlamalı regülatör sistemleri için gerekli olan aktif
yapı bloklarını barındırmaktadır. Bu blokları kısaca; sıcaklık kompanzeli gerilim referansı, Aktif
akım sınırlayıcılı ve darbe-peryot oranını kontrol eden osilatör devresi, hata kuvvetlendiricisi,
yüksek akım-yüksek gerilim çıkış anahtarı, bir güç diyodu ve genel amaçlı bir opamp’dan
oluşmaktadır.
Bu tümdevrenin bazı önemli özellikleri aşağıda sıralanmıştır.
• Yukarı doğru, aşağı doğru ve yön çeviren anahtarlama regülatörü olarak kullanılabilir.
• Çıkış gerilimi 1.25V ile 40V aralığında istenilen bir değere ayarlanabilir.
• Tümdevre tek başına ve harici güç transistorü kullanmadan 1.5A’e kadar tepe akımı verebilir.
• Düşük geçiş (standby) akımı düşüktür.
• 80dB civarında yük ve hat regülasyonuna sahiptir.
LM78S40 entegresi ile gerçekleştirilmiş step-up (yukarı) ve step-down tip anahtarlamalı gerilim
regülatörü devreleri Şekil 2.25 ve Şekil 2.26’da verilmektedir. Üretici firma katologları kullanılarak
gereksinimine uygun anahtarlamalı gerilim regülatörleri tasarlanabilir.
Şekil 2.25 Step-Up Anahtarlamalı gerilim Regülatörü (15V/70V)
Şekil 2.26 Step-down Anahtarlamalı Gerilim Regülatörü (15V/70V)
Bir LM 317K entegresi ile gerçekleştirilmiş basit bir anahtarlamalı regülatör devresi Şekil 2.27’de
gösterilmektedir.
Şekil 2.27 LM 317K entegresi ile gerçekleştirilmiş bir anahtarlamalı regülatör devresi
ÖDEV: Şekil 2.27’deki devrenin çalışmasını anlatarak, ne tür bir anahtarlamalı
regülatör devresi (devrenin bölümlerini şekil üzerinde göstererek) olduğunu belirtiniz.
3. AKTİF SÜZGEÇLER/FİLTRELER (ACTIVE FILTERS)
Filtrelerin başlıca işlevi, belirli bir frekans bandını geçirip diğerlerini zayıflatmasıdır. Pasif ve
Aktif olmak üzere iki tip filtre tasarımı yapılabilir. Pasif filtre tasarımında; direnç,
kondansatör ve bobin (self) gibi pasif devre elemanları kullanılır. Aktif filtrelerde ise pasif devre
elemanlarına ilaveten transistör ve tümdevre gibi yarıiletken devre elemanları da kullanılır.
Aktif filtrelerin pasif filtrelere nazaran bazı avantaj ve dezavantajları vardır. Bunlar aşağıda
sıralanmıştır:
Aktif filtreler
Pasif filtreler
Aktif filtre devrelerinde tümdevre üretim
teknolojisinden kaynaklanan sınırlamalar
nedeniyle self (bobin) elemanı kullanılamaz.
Bu eleman yerine negatif empedans
dönüştürücülerden yararlanılarak
kondansatörden self elde edilebilir.
Pasif filtre tasarımında bobin (self) elemanı
kullanılır, bir sınırlama yoktur.
Aktif filtrelerde, filtrenin geçirgen olduğu Pasif filtrede filtrenin geçirgen
frekanslarda herhangi bir zayıflatma olmaz. frekaslarda zayıflatma olur.
Çünkü aktif filtre tasarımında kullanılan
opamp, filtre edilen işaretleri yükselterek
olduğu
çıkışına aktarabilir.
Aktif filtre devrelerinin çıkış empedansı çok Böyle bir durum pasif filtrelerde sözkonusu
düşük, giriş empedansı ise oldukça yüksektir. değildir.
Bu nedenle, aktif filtrelerin girişlerine veya
çıkışlarına bağlanacak devre veya devre
elemanlarının etkilenmesi söz konusu değildir
Aktif filtrelerin her zaman besleme gerilimine Pasif filtreler herhangi bir
gereksinimleri vardır.
gerilimine gereksinim duymazlar.
besleme
Aktif filtre tasarımında kullanılan opampların Frekans bandı kullanılan bobin ve kapasite
band genişlikleri sınırlı olduğunda her frekansta değerleri ile ayarlanabilir.
aktif filtre tasarlamak oldukça zordur
Pek çok endüstriyel uygulamada sıkça kullanılan filtreler başlıca dört tiptir. Bunlar;
- A
 lçak Geçiren (Low Pass) 
- Y
 üksek Geçiren (High Pass)
- Band Geçiren (Band Pass) 
- Band Söndüren (Notch Filters)
Belirtilen dört tip filtrenin frekans tepkileri (cevapları) Şekil-4.1’de ayrıntılı olarak
çizilmiştir. Örneğin alçak geçiren filtre, belirlenen bir frekansın altındaki frekansları geçiren,
üstündekileri ise zayıflatan bir devredir. Belirlenen bu frekans değerine “Köşe frekansı” olarak
adlandırılır ve “Fc” ile ifade edilir. denir. Fc, aynı zamanda; “0.707 frekansı”, “-3dB frekansı”
veya “kesim frekansı” olarak da isimlendirilir.
Şekil 4.1 Filtrelerin frekans tepkileri
Filtre devrelerinde iletilen frekans aralığına geçen band, zayıflatılan frekans aralığına ise
durdurulan veya söndürülen band adı verilir. Alçak geçiren filtre; kesim frekansının (FC)
altındaki frekansları geçirir, üstündekileri ise durdurur veya zayıflatır. Alçak geçiren filtre
devresinde köşe frekansına kadar çıkış gerilim Vo sabittir ve zayıflama yoktur. Köşe frekansı
değerinden sonra çıkış işareti belirli bir eğimle zayıflar. Bu durum Şekil-4.1’deki
karakteristikte kesik çizgi ile gösterilmiştir. Düz çizgi ise ideal filtreyi temsil etmektedir. Yüksek
geçiren filtre; kesim frekansının (FC) üstündeki frekansları geçirir, altındakileri ise durdurur
veya zayıflatır. Band geçiren filtre ise, sadece belirlenen band içerisindeki frekansları
geçirir, diğerlerini zayıflatır.
4.1 Pasif filtreler
I- R-C ile yapılan alçak frekansları geçiren pasif filtreler: Bu devre sadece alçak frekansları geçirir.
Yüksek frekanslarý þaseye verir. Frekans yükseldikçe kondansatörün kapasitif reaktansý küçülür.
Çünkü XC = 1/ 2.pi.f.C [W ]'dur. Reaktansýn küçülmesi sinyallerin diðer yükselteç katýna
geçmesini engeller. Şekil 4.2'de R-C'li alçak frekanslarý çıkışa ulaştıran (geçiren) pasif filtre
verilmiştir.
II- R-L ile yapılan alçak frekansları geçiren pasif filtreler: Bu filtrede kullanılan bobinin endüktif
reaktansı XL=2.pi.f.L denklemine göre frekans yükseldikçe büyür. Bu nedenle yüksek frekanslı
sinyaller bobinden geçemez. Şekil 4.2'de R-L'li alçak frekanslarý çýkýþa ulaþtýran (geçiren) pasif
filtre verilmiþtir.
Şekil 4.2 R-C ve R-L’li alçak geçiren filtreler
III- R-C ile yapılan yüksek frekanslarý geçiren pasif filtreler: Düşük frekanslarda kondansatörün
kapasitif reaktansı büyük olduğundan alçak frekanslı sinyaller diğer kata geçemez. Şekil 4.3'de RC'li yüksek frekansları çıkışa ulaştıran (geçiren) pasif filtre verilmiþtir.
IV- R-L ile yapılan yüksek frekansları geçiren pasif filtreler: Alçak frekanslı sinyallerde bobinin
endüktif reaktansı küçük olduğundan sadece yüksek frekanslý iþaretler diðer kata geçebilir. Şekil
4.3'de R-L'li yüksek frekanslarý çıkışa ulaştıran (geçiren) pasif filtre verilmiştir.
Şekil 4.3 R-C ve R-L’li yüksek geçiren filtre
4.2 Aktif filtreler
Filtre devreleri zayıflatma eğimine veya kalitesine bağlı olarak; 1. derece veya -20
dB/dekad, 2.derece veya -40 dB/dekad ve 3. derece -60 dB/dekad olmak üzere
tasarlanabilirler.
4.2.1 Alçak geçiren aktif filtre
Belirlenen kesim frekansının altındaki frekansları olduğu gibi geçirip, üzerindeki frekansları
zayıflatan filtrelere alçak geçiren filtre denir.
- Birinci dereceden alçak geçiren aktif filtre devresi
Uygulamalarda sıkça kullanılan 1. derece veya -20 deb/dekad’lık filtre devresi ve frekans
cevabı Şekil 4.4’de verilmiştir.
Şekil 4.4 Birinci dereceden alçak geçiren aktif filtre devresi ve frekans cevabı
Devrede filtre işlemi R ve C elemanlarından oluşmaktadır. Op-Amp ise birim kazanç yükselteci
olarak çalışmaktadır. Opamp’ın eviren ve evirmeyen girişleri
arasında
potansiyel fark
olmadığından (0 V), çıkış gerilimi C kondansatörü uçlarındaki gerilime eşittir.
Devrenin kazancı:
1
AV 
Rof
Ro1
1  jC R1C1
Burada, Op-Amp’ın DC kazancı:
Ao  1 
R0 f
R01
Ve a1  C R1C1
a1 , Bessel filtre sabiti olarak adlandırılır ve birinci, ikinci, üçüncü derece filtre devrelerinde değeri
farklılık arzeder.
Kesim frekansı,
fC 
a1
2R1C1
Örnek: R1=1.2 k, C1=0.02 F olduğuna göre birinci dereceden alçak geçiren filtrenin kesim
frekansını hesaplayınız ( a1 =1).
fC 
a1
2R1C1
= 6.63 kHz
SORU: Birinci dereceden alçak geçiren aktif filtre devresinde kesim frekansının 2 kHz olması
isteniyor. Buna göre göre C1 kapasitesini bulunuz.
ÇÖZÜM:
fC 
a1
2R1C1
1
1
 C1  2f R  2 .2000.10.10 3  0.008 F
C 1
Filtre devrelerinde kesim frekansından sonra zayıflama eğiminin artması, filtrenin ideale
yaklaştığını gösterir. Pek çok uygulamada -20 dB/dekad’lık birinci dereceden bir filtre devresi
yeterli olmayabilir. Bu amaçla -40 dB/dekad’lık ve -60 dB/dekad’lık filtre devreleri geliştirilmiştir.
Alçak geçiren filtre devresi için 20, 40 ve 60 dB/dekad’lık üç tip filtre devresi için frekans cevabı
(frekans/kazanç eğrileri) Şekil 4.5’de çizilmiştir.
Şekil 4.5 Alçak geçiren filtre devrelerinin frekans tepkesi
Filtrenin iki bölümünün Şekil 4.6’daki gibi bağlanması 40 dB/dekad’lık kesim frekanslı ikinci
dereceden bir aktif alçak geçiren filtre oluşturur.
- İkinci dereceden alçak geçiren aktif filtre:
Şekil 4.6 İkinci dereceden alçak geçiren aktif filtre devresi ve frekans cevabı
Devrenin düzenlenmesi ve analizi için aşağıda belirtilen adımlar sırayla izlenmelidir.
1. İlk adım kesim frekansı fC’nin belirlenmesi veya seçilmesidir.
2. Analiz kolaylığı için R1=R2=R olmalı ve değeri 10 kΩ ile 100 kΩ arasında
seçilmelidir. ROf değeri ise 2·R olarak seçilmelidir.
3.
C1 kondansatörünün değeri;
C1 
0.707
 C .R
seçilmelidir.
4. C2 kondansatörü ise C2=2.C1 olacak şekilde seçilmelidir.
ÖRNEK: İkinci dereceden alçak geçiren aktif filtre devresinde R=10 kΩ, wc = 30 krad/s için C1 ve
C2 değerleri ne olmalıdır?
ÇÖZÜM:
C1 
0.707
0.707

 2.4 nF
C .R 30.103.10.103
C2 = 2.C1 = 4.8 nF
Üçüncü dereceden alçak geçiren bir aktif filtre devresi, -40 dB/dekad ve -20 dB/dekad’lık alçak
geçiren aktif filtre devrelerinin ardarda bağlanması ile gerçekleştirilir.
4.2.2 Yüksek geçiren aktif filtre
Yüksek geçiren filtre; belirlenen kesim frekansının üstündeki frekansları olduğu gibi geçirip,
altındaki frekansları zayıflatan filtre devresidir. -20 dB/dekad, -40 dB/dekad ve -60
dB/dekad olmak üzere üç tip yüksek geçiren filtre devresi vardır. Bu üç tip filtre
devresinin frekans cevapları (kazanç/frekans) eğrileri Şekil 4.7’de gösterilmiştir.
Şekil 4.7 Yüksek geçiren aktif filtre frekans eğrileri
- Birinci ve ikinci dereceden yüksek geçiren aktif filtreler:
Birinci ve ikinci dereceden yüksek geçiren aktif filtre devreleri ve frekans karakteristiği Şekil
4.8’de gösterilmiştir. -20 dB/dekad’lık filtrenin yeterli olmadığı durumlarda (yani birinci dereceden
filtrelemenin yeterli olmadığı durumlarda) -40 dB/dekad’lık (ikinci mertebeden) filtreler kullanılır.
Kesim frekansı;
f C  f o ,L 
1
2R1C1
R1=R2 ve C1=C2 olan ikinci derece filtre de aynı kesim frekansını verir.
Şekil 4.8 Birinci (a) ve ikinci (b) mertebeden yüksek geçiren aktif filtre devreleri ve frekans
eğrisi (c).
ÖRNEK: R1=R2=2.1 k, C1=C2=0.05 F ve Ro1=10 k, Rof= 50 k olduğuna göre ikinci dereceden
yüksek geçiren aktif filtre için kazancı ve kesim frekansını hesaplayınız (a1=1.3617).
ÇÖZÜM:
Ao  1 
R0 f
R01
 1
50
6
10
Kesim frekansı,
fC 
a1
1.3617

 2.04 kHz
2R1C1 2 .2100.50.10 9
4.2.3 Band geçiren aktif filtre
Şekil 4.9’da iki katlı bir bant geçiren filtre devresi ve frekans eğrisi verilmiştir. İlk katı bir yüksek
geççiren filtre olup ikinci katı ise alçak geçiren bir filtredir.
Şekil 4.9 Bant geçiren aktif filtre devresi ve frekans eğrileri.
Dar ve geniş bant olmak üzere iki tip band geçiren filtre vardır. Dar bant filtrelerde band genişliği
rezonans frekansının 1/10’nundan daha küçüktür. Geniş band filtrelerde ise daha büyüktür.
Rezonans frekansının (wr), band genişliğine (B) oranına filre devresinin kalite faktörü (Q) denir.
Kalite Faktörü, Q=wr/B formülü ile belirlenir. Q’nun alacağa değere göre filtre devresinin
kalitesi ve seçiciliği değişir. Q değeri yüksek ise seçicilikte fazladır. Dar bantlı filtrelerde
seçicilik daha fazladır çünkü Q>10’dur. Geniş bantlı da ise Q<10’dur.
Band geçiren filtre tasarımında iki yöntem vardır. Birinci yöntemde wr ve B değerleri seçilir, Q
değeri ise hesaplanır. İkinci yöntemde ise wr ve Q değerleri seçilir, B değeri ise
hesaplanır. Hesaplamayı kolaylaştırmak ve devreyi sadeleştirmek için C 1=C2=C olarak seçilir
ve B hesaplanır. R değerleri ise aşağıdaki formüllerlehesaplanır:
Ro1=Ro2=R alınarak;
R
2
B.C
,
R1 
R
2. Ar
,
R2 
R
4.Q  2. Ar
2
ÖRNEK: Band geçiren filtre devresinde wr=10 krad/s, Ar=40, Q=20 ve C1=C2=C=0.01 F
olduğuna göre B, R1, R2 ve R3 değerlerini hesaplayınız.
ÇÖZÜM:
ÖRNEK: R1=R2=10 k, C1=0.1 F, C2=0.002 F alarak band geçiren aktif filtrenin alt ve üst kesim
frekanslarını hesaplayınız.
ÇÖZÜM:
f o ,L 
1
 159.15 Hz
2R1C1
f o ,H 
1
 7.96 kHz
2R2C2
4.2.3 Band durduran (söndüren) aktif filtre
Belirli bir frekans aralığındaki işaretleri geçirmeyip, diğerlerini geçireren veya zayıflatan bir filtre
tipidir. Band söndüren filtre genellikle istenmeyen ve sistemler üzerinde parazit (gürültü)
etkisi yapan işaretlerin azaltılmasında kullanılır. Örneğin elektronik cihazların çevresinde
çalışan motor, jeneratör, transformatör v.b elektromekaniksel cihazlar çevrelerinde ve
şebekede elektriksel gürültü oluşmasına sebep olurlar. Belirtilen bu parazitleri yok etmek
amacı ile elektronik cihazların pek çoğunda band söndüren filtre devreleri kullanılır. Şekil
4.10’da bir band söndüren filtre devresi ve frekans eğrisi verilmektedir. Band söndüren filtre
devresinin düzenlenmesinde; rezonans frekansı, band genişliği (B) veya kalite faktörü (Q)’nün
bilinmesi gerekir.
Şekil 4.10 Band durduran (söndüren) filtre devresi ve frekans cevabı
5. GERİLİM KONTROLLÜ
OSCILLATOR- VCO)
OSİLATÖR
(VOLTAGE
KONTROLLED
Osilatörler ve çeşitleri konusu ayrı bir bölüm altında incelenecek olmakla birlikte gerilim kontrollü
osilatörler faz kilitlemeli çevrim (PLL) gibi bazı elektronik devrelerde kullanıldıklarından PLL
konusuna geçmeden önce VCO’ların çalışma prensiplerine öğrenmekte fayda vardır.
Gerilim kontrollü osilatör (VCO), frekansı DC gerilimle belli değerler arasında ayarlanabilen bir
osilasyon çıkış sinyali (kare veya üçgen dalga) üreten devredir. Diğer bir deyişle, VCO devresinin
girişi DC, çıkışı ise periyodik kare ya da üçgen dalgadır. Ayrıca VCO nun birde kontrol gerilimi
vardır. Bu gerilim VCO nun frekansını değiştirir. Kontrol gerilimi sıfır olduğunda osilatör normal
frekansla salınır, kontrol gerilimi değiştikçe VCO’nun frekansı artar veya azalır. VCO, maksimum
frekansı ile minimum frekans arasında kontrol gerilimine bağlı olarak salınabilen bir osilatördür.
Aksi taktirde VCO nun istenilen frekans bölgesine ulaşması mümkün olmayacaktır. Bir UHF TV
vericisinde kullanılması gereken VCO, eğer verici sentezörde değişiklik yapmadan UHF kanalında
çalıştırılması isteniyorsa 510.15MHz ile 894.15MHz arasında salınım yapması gerekmektedir.
VCO’lar Op-Amp’lar veya 566 IC entegre devre elemanlarıyla gerçekleştirilebilirler. Şimdi
sırasıyla bunları inceleyelim.
5.1 Op-Amp’ın gerilim kontrollü osilatör olarak kullanılması:
Şekil 5.1 'deki devre, Vi giriş voltajı ile frekansı kontrol edilebilir bir testere dişi jeneratördür.
Temel olarak bu devre integral alıcı bir devredir. Negatif geri besleme hattında bir kondansatör ve
ona paralel bağlı bir tristör (SCR-Silicon Controlled Rectifier) kullanılmıştır. Tristör ON-OFF
anahtarlamayı gerçekleştirir. Tristörde, anod-katod ve gate olmak üzere üç terminal bulunur.
Gate voltajı ( VG ) belli bir eşik gerilimini aştıktan sonra
iletime geçer. Gate voltajı, eşik geriliminin altında bir tristör
yalıtımdadır.
Çıkış voltajının pozitif olması için Vi gerilimi negatiftir. DC
bataryanın negatif kutbu OP-AMP 'ın faz çeviren (-) girişine
uygulandığı zaman çıkıştan pozitif bir rampa darbesi elde
edilir.
Çıkışta meydana gelen pozitif darbe, tristörün eşik gerilimini
aşarsa tristör iletime geçer ve kondansatör tristör üzerinden
deşarj olur. Bu kez çıkış negatif yönde inmeye başlar. Çıkışın
negatif yönde inmesi, tristörü yalıtıma sokacağından kondansatör tekrar şarj olur. Bu kez çıkışındaki
rampa darbesi tekrar pozitif yönde artmaya başlar. Kondansatörün şarj ve deşarjı ile tristörün iletime
ve yatılıma geçmesiyle devrenin çıkışından testere dişi biçimindeki dalga elde edilir.
Şekil 5.1 OP-AMP 'lı Gerilim
Kontrollü Osilatör
Vi giriş voltajı sabit olduğundan çıkıştan elde edilen testere dişi dalganın eğimi;
dVo / dt = Vi / RC 'dir.
Çıkışta meydana gelen testere dişi dalganın periyodu;
T=Vg / (Vi / RC) = (Vg / 1).(RC / Vi) =(Vg / Vi).RC 'dir.
Testere dişi dalganın frekansı ise f = 1 / T 'den bulanabilir.
Şekil 5.2’de simülasyon programı kullanılarak elde edilmiş voltaj kontrollü devresinin çıkış dalga
şekli osilaskopta görülmektedir. Osilaskoptaki dalga şekli testere dişi biçiminde olduğundan adı
testere dişi dalgadır.
Şekil 5.2 VCO devresinin çıkış dalga şekli
5.2 IC 566 entegresi ile gerçekleştirilen VCO:
566 IC VCO’ya bir örnek teşkil eder; bu entegre frekansı dış direnç ve kondansatör ile
belirlenen ve uygulanan DC gerilimle değiştirilebilen kare dalga ve üçgen dalga sinyalleri üreten
devreler içerir. Şekil 5.3’de gösterilen 566 entegresinin C1 dış kondansatörünü R1 dış direnciyle
belirlenen bir hızda doldurmak ve boşaltmak için kullanılan akım kaynaklarına ve DC modülasyon
giriş gerilimine sahip olduğu gösterilmiştir. Kondansatörün doldurulması ve boşaltılması için akım
kaynaklarını anahtarlamak amacıyla bir Schmitt tetikleyici devresi kullanılmıştır. Kondansatörün
üzerinde oluşan üçgen dalga gerilimi ile Schmitt tetikleyiciden gelen kare dalga tampon yükselteçler
üzerinden çıkışa verilir.
Şekil 5.3 566 fonksiyon üretecinin blok diyagramı
566 entegresinin bacak bağlantıları ile formülleri Şekil 5.4’de gösterilmiştir. Uygun bir dış direnç
ve kondansatör seçimiyle osilatör, 10 Hz – 1 MHz frekans aralığı arasında düzenlenebilir ve sonra
Vc kontrol gerilimiyle 10 Hz – 1 MHz aralığında modüle edilebilir.
Şekil 5.4 566 entegresinin bacak bağlantıları ve formülleri
-
566 fonksiyon üreteci (gerilim kontrollü osilatörü) uygulama devresine bir
örnek:
Kare ve üçgen dalga üreten 566 için pratik bir devre örneği Şekil 5.5’de verilmiştir. Bu pratik
devredeki parametrelerin seçimi şu şekildedir:
Şekil 5.5 566 VCO pratik devresi
R2 ve R3 direnç bölücü, aşağıdaki sabit değere sahip DC modülasyon gerilimini bellirler.
Burada V+=12 V iken 0.75V+=9 V’dur.
olarak hesaplanır.
-
Vc kontrol geriliminin değiştirilmesine örnek bir pratik devre:
Çıkış kare dalga sinyalinin frekansını ayarlamak üzere Vc giriş geriliminin nasıl kullanılabileceğine
(değiştirilebileceğine) örnek bir devre Şekil 5.6’da verilmiştir.
Şekil 5.6 566 entegresinin Vc kontrol gerilimi ile frekans ayarı
R3 potansiyometresi Vc’nin 9’tan 12 V’a ayarlanmasını mümkün kılar. Bu da 10 Hz ile 1 MHz
frekans aralığına karşılık gelmektedir. R3 potunun ucu en üst noktada iken:
Buradan alt çıkış frekansı:
f0 
2
 12  11.74 
  19.7 kHz
12 
12
(10 x10 )( 220 x10 ) 

3
R3 ayar ucu en alt noktaya getirildiği zaman;
Buradan üst çıkış frekansı:
olarak bulunur.
6. FAZ KİLİTLEMELİ DÖNGÜ (PHASE LOCHED LOOP – PLL)
Faz kilitleme devresi (PLL : Phase–Locked Loop) geri besleme işaretinin frekans ve
fazının, giriş işaretinin fazına ve frekansına kilitlenme ilkesine dayanan bir sistemdir. Giriş
işaretinin dalga şekline ilişkin bir sınırlama yoktur. Faz kilitleme çevrimlerinin ilk uygulaması, 1932
yılında radyo işaretlerinin aranması amacıyla kullanım alanı bulmuştur. 1960’larda ise, NASA uydu
programları için faz kilitlemeli devre tekniğinden yararlanılmıştır. Tümdevre teknolojisinin
hızlandığı ve büyük gelişme gösterdiği 1960’lı yıllara kadar, faz kilitlemeli çevrim sistemlerinin
gerçekleştirilmesi hem pahalı hem de karmaşık olmaktaydı. Tümdevre teknolojisinin gelişmesi ile
“tektaş (monolitik) tümleştirmenin” getirdiği ekonomik avantaj, faz kilitlemeli çevrim tekniğini
özellikle endüstriyel elektronik ve tüketici elektroniği alanlarında çok büyük uygulama çeşitliliği ile
karşı karşıya getirmiştir.
6.1 Kullanım Alanları
Günümüzde monolitik (tektaş) faz kilitlemeli çevrim tekniği, FM dedektörlerin, stereo
demodülatörlerin, ton kod çözücülerin, frekans sentezleyicilerin temel yapı bloku olmuştur.
Süzgeçleme, işaret dedektörü olarak kullanılma ve motor hız kontrolü de faz kilitlemeli çevrimin
diğer uygulama alanları arasında sayılabilir. Faz kilitlemeli çevrim sistemlerinde analog ve sayısal
elemanların birlikte kullanılması yoluna gidilmektedir. PLL’in başka yaygın kullanım alanları
arasında;
1- Bir referans sinyal frekansının katlarını üreten frekans sentezleyici
2- Giriş sinyal frekansı ile PLL çıkış gerilimi arasında mükemmel bir doğrusallığa sahip FM
demodülasyon devreleri
3- Frekans kaydırmalı anahtarlama (FSK) çalışmasında kullanılan sayısal veri iletimindeki
taşıyıcı frekanslarının veya iki veri iletiminin demodülasyonu
4- Modemler, telemetre alıcı ve vericileri, ton kod çözücülerini, genlik modülasyonu
dedektörleri ve izleme filtreleri de dahil olmak üzere çok çeşitli uygulama alanları.
6.2 Faz Kilitlemeli çevrimin yapısı
Günümüzde haberleşme tekniği,ölçü ve kontrol düzenleri gibi yerlerde geniş çapta
kullanılan faz kilitlemeli çevrim devresinin ilkesel şeması Şekil 6.1’de gösterilmiştir. Bu devrede bir
gerilim kontrollü osilatör (VCO – Voltage Controlled Oscillator), bir faz karşılaştırma devresi, bir
alçak geçiren filtre ve bir kuvvetlendirici bulunur ve bunlar bir çevrim oluşturur. Sisteme V i giriş
işaretinin uygulanmaması durumunda, gerilim kontrollü osilatör fo serbest salınım frekansında
çalışır.
Bir faz kilitlenmeli çevrim devresinin davranışını karakterize eden iki bölge vardır. Bunlar,
kilitlenme ve kilitli kalabilme bölgeleridir. Bu bölgeleri tanımlayabilmek üzere, incelemeyi a-artan
giriş frekansı, b-azalan giriş frekansı için iki bölgede yürütmek gerekir.
Giriş
Faz
dedektörü
Ve
fi+fo
fi-fo
Alçak
geçiren filtre
Vo
VCO
yükselteç
fi-fo
Çıkış
VC
Şekil 6.1 Faz kilitlemeli çevrim ilkesi
Döngü kilitlendiği zaman (giriş sinyal frekansı ile VCO’nun frekansı aynıdır), çıkış olarak alınan
Vd gerilimi VCO’yu giriş sinyali ile kilitli tutmak için gereken gerilimdir. Ardından VCO,
çıkışından giriş frekansında sabit genlikli kare dalga sinyali üretir. En iyi çalışma, VCO merkez
frekansının (fo) kendi doğrusal çalışma aralığının ortasındaki DC öngerilim noktasına
ayarlanmasıyla elde edilir. Döngü kilitli olduğu zaman faz dedektörüne uygulanan iki sinyal aynı
faz da olmasa da aynı frekanstadır. Faz dedektörüne uygulanan iki sinyal arasındaki sabit faz farkı,
VCO için sabir bir DC gerilim oluşturur. Bu durumda giriş sinyalinin frekansındaki değişmeler,
VCO’ya uygulanan DC gerilimin değişmesine neden olur. Yakalama ve kilitleme frekans aralığında
DC gerilim, VCO frekansını sürerek giriş frekansıyla eşitlenmesini sağlar.
Faz karşılaştırma devresi, aynı frekanstaki iki giriş işaretin (V 0 ve Vi ) arasındaki faz farkına bağlı
bir çıkış gerilimi (Ve) üretir. Çıkışı sinyallerin toplam ve fark frekans bileşnlerini içerir. Alçak
geçiren süzgeç (AGS), sinyalin sadece alçak frekans bileşenlerini geçirir.
Giriş işaretinin frekansının düşük frekanslardan itibaren arttırıldığını düşünelim. Çıkış işareti
frekansının giriş işareti frekansına doğru değişmeye zorlandığı bölge olan çekme bölgesinin alt
ucuna ulaşıldığında, VC kontrol gerilimi, devrenin yapısına bağlı olarak negatif veya pozitif bir
değere sıçrar. Giriş işareti frekansının buradan, yani f 1 frekansından daha da arttırılması halinde, VC
kontrol gerilimi Şekil 6.2’deki değişimi ve çıkış işareti frekansı da giriş işaretinin frekansını izler. f 2
frekansında kilitli kalabilme bölgesinin üst sınırına ulaşılır. Kontrol gerilimi sıfıra düşer ve osilatör
de salınım frekansında çalışmaya devam eder.
VC
f1
fo
f4
f2
fo
f3
kilitlenme
bölgesi
kilitli kalabilme böl.
Şekil 6.2 Kilitlenme ve Kilitli kalabilme bölgeleri
Giriş işaretinin frekansının yüksek frekanslardan itibaren azaltıldığı varsayılsın. Aynı olay bu
yönde de kendini gösterir. f3 frekansında kilitlenme olur. Frekansın daha da düşürülmesi durumunda
VC kontrol gerilimi yine Şekil 6.2’deki değişimi izler. f4 frekansında kilitli kalabilme bölgesinin ait
ucuna ulaşır,kontrol gerilimi tekrar sıfıra, çıkış işaretinin frekansı da serbest salınım frekansına
sıçrar. Bütün bunlardan fark edileceği gibi, sistemin bir giriş frekansına kilitli kalabildiği frekans
bölgesine “kilitli kalabilme bölgesi” (lock range), gelen işarete kilitlenebildiği frekans bölgesine de
“kilitlenme bölgesi”(capture range) isimleri verilebilir. Kilitlenme olduktan sonra f i giriş frekansının
değişmesi ile çıkış işareti frekansının bunu izleyebildiği bölge olan kilitli kalabilme bölgesi, daima
kilitlenme bölgesinden daha büyüktür. Kilitli kalabilme bölgesi band genişliği sisteminin açık
çevrim kazancına, kilitlenme bölgesi band genişliği ise alçak geçiren süzgeç karakteristiğine
bağlıdır. f1, f2, f3, f4 frekanslarından yararlanılırsa, kilitlenme bölgesi band genişliği
2 . fC = f3-f1
kilitli kalabilme bölgesi band genişliği de
2 . fL = f2-f4
şeklinde tanımlanabilir.
döngü, giriş frekans değişikliklerini takip etmek üzere dinamik bir şekilde kendini ayarlar.
6.3 PLL Uygulaması (frekans demodülatörü)
PLL’in en önemli uygulama alanlarından biri frekans demodülasyonudur. FM demodülasyonu
doğrudan PLL devresi kullanılarak gerçekleştirilebilir. PLL merkez frekansının FM taşıyıcı
frekansında seçilmesi durumunda Şekil 6.1’deki PLL blok diyagramındaki filrelenmiş gerilim ya da
çıkış gerilimi, değeri sinyal frekansındaki değişmeyle orantılı olarak değişen demodülasyonlu
gerilimdir. Şekil 6.3’de 565 PLL biriminin blok diyagramı gösteriliyor.
Şekil 6.3 565 PLL biriminin blok diyagramı
Şekil 6.4’de PLL’in FM demodülatörü olarak kullanılışı gösterilmektedir. R1 direnci ve C1
kondansatörü fo serbest çalışma frekansını belirler. C2 ile gösterilen ikinci bir dış kondansatör, alçak
geçiren filtrenin geçirme bandını ayarlamak için ayarlamak için kullanılır. Burada ayrıca PLL
döngüsünü kapatmak için VCO çıkışı, geriye faz dedektörürünün girişine bağlanmıştır. 565 tipik
PLL entegresinde V+ ve V- kullanılır.
: Kilitleme aralığı frekansı
181.8 kHz’lik kilitleme aralığındaki bir giriş, 7 nolu bacak üzerinde bir çıkış gerilimi oluşturacaktır.
Bu gerilim fo’a ayarlanmış giriş sinyaliyle belirlenen DC gerilim düzeyi civarında değişecektir. 7
nolu bacaktaki sinyalin frekansa bağlı değişimi Şekil 6.4’de verilmektedir. 7 nolu bacak üzerindeki
DC gerilim ile 181.8 kHz frekans aralığındaki (136.6 kHz’lik orta frekans civarında) giriş frekansı
arasında doğrusal bir ilişki vardır. Çıkış gerilimi, belirlenen çalışma aralığında frekanslarla değişen
demodülasyonlu sinyaldir.
Şekil 6.4 565 PLL entegresinin FM demodülatörü olarak bağlantısı ve çıkış gerilimi-frekans
ilişkisi
7. Geri beslemeli Yükselteçler:
Geri beslemenin ne işe yaradığını bir örnekle açıklayalım: Şimdi ayarlı bir adaptör yaptığınızı
düşünün. Bu adaptörün ucuna da bir DC motor bağladığımızı varsayalım. Ne olur? Motor dönmeye
başlar. Şimdi motorun milini elimizle yavaşça tutalım. Motor yavaşlayacaktır. Motorun devrinin
aynı kalmasını istersek adaptörün voltajını yükseltmemiz gerekir. Motorun milini daha da sıkarsak
voltajı daha da arttırmamız gerekir. Mili bıraktığımız zaman motor çok yüksek hıza çıkacaktır. Bu
kez adaptörün voltajını hemen düşürmemiz gerekecektir. Bu örnekteki davranışımızı düşünecek
olursak motorun devrini sabit tutmamız için sanki biz devrenin bir parçasıymış gibi davranıp
adaptörün voltajını ayarlıyoruz. Bir geri besleme devresi de aynı işi yapar.
Bu tür geri besleme devrelerine NEGATİF geri beslemeli devreler denir. Negatif sözcüğünün
anlamı çıkışın genliğini azaltmak için girişi azaltan anlamındadır yani yükseltecin toplam kazancı
negatif geri besleme ile azaltılır. Buradaki azaltma işlemi aslında zararlı bir şey değildir. Örnekte de
gördüğünüz gibi devrede bir takım kararlılıklar sağlar. Bu sonucu elde etmek içinde bir şeyler
kaybederiz. Kaybettiğimiz kazancın bir kısmıdır. Negatif geri beslemenin faydalarını elektronik için
özetleyecek olursak;
1- Doğrusal bir çalışma
2- Az gürültü
3- Kararlı kazanç
4- Doğrusal frekans tepkisi
5- Yüksek giriş empedansı ve düşük çıkış empedansıdır.
Negatif geri besleme her türlü regülatörde, hız kontrollerinde yükselteçlerde her zaman
kullanılmaktadır.
Geri beslemenin negatif olması gibi bir de pozitif geri besleme vardır. Bunu da basit bir örnekle
açıklayalım. Hepimiz bir sebeple düğün salonu yada gazino gibi bir yere gitmişizdir. (Gitmeyenler
TV de canlı bir konser seyretmişlerdir.) Buralarda bana göre 1 trilyon wattlık yükselteçler
kullanıyorlar. Buralarda hoparlörleri sahnenin etrafına sıralarlar. Bazı sanatçılarda halkla yakın
temas kurmak için mikrofonla beraber sahnenin ön tarafına çıkınca etrafı İİİİİİİiiiiiiiiiİİİİİiKKK
benzeri bir ses kaplar. Bu ses sanatçıyı geri kaçırmak için özel olarak üretilmeyip () hoparlörden
çıkan sesin tekrar mikrofondan alınarak yükseltece verilmesi, yükseltilip yeniden hoparlörden
çıkması sonra tekrar mikrofon tarafından alınıp yükseltece verilmesi yeniden hoparlörden çıkması
sonra yeniden mikrofon.... Buna kısaca POZİTİF geri besleme denir. Pozitif geri besleme de
faydalıdır. Yukarıdaki örnekte açıkladığım gibi insanları kaçırtır ve daha önemli olarak OSİLATÖR
yapımında kullanılır.
Şimdi NEGATİF ve POZİTİF geri beslemeyi biraz daha detaylı inceleyelim.
7.1 Negatif Geri Besleme (Negative Feed-Back):
Aşağıdaki şekilde genel bir geri besleme devresi görülmektedir.
Devrenin girişinde bir karıştırıcı yada toplayıcı da diyebileceğimiz bir bağlantı vardır. Bu devre
genellikle ve özel bir durum yoksa dirençlerden yapılır. Devrenin girişine Vs sinyali uygulanmıştır.
Devrenin çıkışından alınan Vo sinyalinin (küçük) bir kısmı yada ß (beta) kadarı alınarak Vf olarak
geri verilir. Devredeki ß kutusu aslında geri besleme devresini temsil etmektedir. Geri besleme
devresinde bir kazanç olmayıp aslında bir zayıflatma söz konusudur.
Burada en önemli nokta geri besleme devresinden gelen Vf sinyali ile devrenin girişine bağlanan Vs
sinyalinin fazları birbirine ters olmalıdır. Yani birbirlerini zayıflatmaları gerekir. Bu durumu
sağlamak için ya devredeki yükselteç "eviren" cinsten olmalı yada geri besleme devresi çıkış
sinyalinin işaretini ters çevirmelidir. Genellikle yükseltecin eviren cinsten olması tercih edilir.
Yükseltecin girişine uygulana sinyal Vi, Vs ve Vf sinyallerinin farkıdır. Buda devrenin toplam
kazancının azalmasına yol açar. Bu azalma bir kayıptan ziyade bir iyileşme olarak düşünülmelidir.
Negatif geri beslemenin sonuçları yukarıda belirttiğimiz beş maddeden oluşur.
7.1.1 Negatif geribesleme türleri
Negatif geri besleme bağlantı türlerine göre dörde ayrılır. Bunlar;
- Seri gerilim beslemesi,
- Paralel gerilim beslemesi,
- Seri akım beslemesi ve
- Paralel akım beslemesidir.
Bu bağlantı türlerinin değişik anlam ve özellikleri vardır. Seri sözcüğü geri besleme sinyalinin giriş
sinyali ile seri bağlandığını, paralel sözcüğü geri besleme sinyalinin giriş sinyali ile paralel
bağlandığını, gerilim sözcüğü geri besleme devresinin girişine çıkış geriliminin bağlandığını, akım
sözcüğü ise geri besleme devresinin girişine çıkış akımının bir kısmının girdiğini gösterir.
Paralel geri beslemeli devrelerde giriş empedansı düşük, akım geri beslemeli devrelerde çıkış
empedansı yüksek, seri geri beslemeli devrelerde giriş direnci yüksek ve gerilim beslemeli
devrelerde çıkış empedansı düşük özellikler gösterir.
Yükselteçlerde genellikle giriş empedansının yüksek, çıkış empedansının düşük olması istenir.
Bu denenle seri ve gerilim geri besleme kullanılarak sağlanır.
Aşağıdaki şekilde geri besleme devreleri görülmektedir.
Seri Gerilim Geri Besleme:
Aşağıdaki şekil bir seri gerilim geri besleme devresidir.
Bu devrenin geri besleme yokken kazancı:
Ya da
olur. Geri besleme sinyalinin varlığı durumunda:
Geri besleme devresinin katsayısını da kullanırsak geribeslemeli toplam kazanç:
bulunur. Görüldüğü gibi yükseltecin kazancı (1+A) kadar azalır.
Aynı devrenin giriş empedansı ise:
olarak yazılır. Görüldüğü gibi geri beslemesiz giriş empedansını
değeri ile çarpılması ile bulunur ki buda yüksek değerlerdir.
Devrenin çıkış empedansı ise:
Vs=0 V yapılarak I akımı akacak şekilde V gerilimi uygulanarak bulunur.
olarak bulunur. Görüldüğü gibi devrenin çıkış empedansı geri beslemesiz çıkış empedansının
kadar azalmış halidir.
Paralel Gerilim Geri Besleme:
Aşağıdaki şekil bir paralel gerilim geri besleme devresidir.
Bu devrenin geri beslemeli kazancı:
bulunur.
Devrenin giriş empedansı ise:
olarak yazılır. Görüldüğü gibi geri beslemesiz giriş empedansının
değerine bölünmesi ile bulunur. Buda düşük değerlerdir.
Devrenin çıkış empedansı ise:
olarak bulunur.
Görüldüğü gibi devrenin çıkış empedansı geri beslemesiz çıkış empedansını
halidir.
Seri Akım Geri Besleme:
Aşağıdaki şekil bir seri akım geri besleme devresidir.
Bu devrenin geri beslemeli kazancı:
kadar azalmış
Devrenin giriş empedansı ise:
olarak yazılır.Görüldüğü gibi geri beslemesiz giriş empedansının
değeri ile çarpılması ile bulunur. Bu da yüksek değerlerdir.
Devrenin çıkış empedansı ise:
I
V
V
V
 AVi 
 AV f 
 AI
Z0
Z0
Z0
 Z 0 (1  A) I  V
 Z of 
V
 Z 0 (1  A)
I
Görüldüğü gibi,
empedansını
olarak bulunur. Görüldüğü gibi devrenin çıkış empedansı geri beslemesiz çıkış
kadar artmış halidir. Çıkış empedansı yükselmektedir.
Paralel Akım Geri Besleme:
Aşağıdaki şekil bir paralel akım besleme devresidir.
Bu devrenin geri beslemeli kazancı:
bulunur.
Devrenin giriş empedansı ise:
olarak yazılır. Görüldüğü gibi geri beslemesiz giriş empedansının
değerine bölünmesi ile bulunur. Buda düşük bir değerlerdir.
Devrenin çıkış empedansı ise:
olarak bulunur.
Görüldüğü gibi devrenin çıkış empedansı geri beslemesiz çıkış empedansını
halidir.
kadar artmış
Geribeslemenin giriş ve çıkış empedanslarına etkisi aşağıdaki tabloda özetlenmiştir:
Z 0 (1   A)
(azalır)
( artar )
Z0
1  A
Z 0 (1   A)
( artar )
(azalır)
ÖRNEK: a) = -0.1 ve b) = -0.5 geribeslemesi için A=-100, Ri=100 k, Ro=20 k değerlerine
sahip seri gerilim geri beslemeli gerilim kazancını, giriş ve çıkış empedanslarını hesaplayınız.
ÇÖZÜM:
İlgili denklemleri kullanarak;
Buradaki çözümden daha iyi bir giriş ve çıkış empedansı için kazançtan özveride bulunulduğu
görülmektedir. Kazancın 11’de 1 oranında azaltılmasına karşılık çıkış direnci de aynı oranda
azalmış ve giriş direnci artmıştır. Geribesleme ile diğer devre özelliklerini iyileştirmek adına mevcut
gerilim kazancının bir kısmından vazgeçilmektedir.
Negatif geribeslemenin sonuçları:
1- Frekans bozulmasının azaltılması: A>>1 olan bir yükselteçte geribeslemeli kazanç
Af=1/’dır. Buradan, geribesleme devresinin tamamen dirnçlerden yapılmış olması halinde temel
yükselteç kazancı frekansa bağlı olsa bile geribeslemeli kazancın frekansa bağlı olmadığı ortaya
çıkar. Pratikte frekansa bağlı olarak değişen yükselteç kazancı nedeniyle ortaay çıkan frekans
bozulması, negatif geribeslemeli bir yükselteç devresinde önemli ölçüde azalır.
2- Gürültü ve doğrusal olmayan bozulmanın azalması: Sinyal geribeslemesi gürültü sinyalinin
(güç kaynağı vınlaması gibi) ve doğrusal olmayan bozulmanın miktarını azaltma eğilimi gösterir.
(1+ A) faktörü, hem giriş gürültüsünü hem de doğrusal olmayan bozulmayı önemli ölçüde
azaltarak belirgin bir iyileşme sağlar. Ancak toplam kazancın da azaldığını belirtmek gerekir
(devrenin verimini artırmak için ödenen bedel ).
Kazancı geribeslemesizdüzeye çıkarmak için ilave katların kullanılması halinde sisteme
geribesleme yükseltecinin azalttığı kadar gürültü ekleneceği unutulmamalıdır. Daha yüksek bir
kazanç ve daha az gürültü üretecek şekilde geribeslemeli yükselteç devresinin kazancını yeniden
ayarlamak suretiyle bu problem bir ölçüde aşılabilir.
3- Kazanç ve band genişliği üzerinde etkisi: Negatif geribeslemeli toplam kazanç;
Pratik bir yükselteçte (tekbir alçak ve yüksek frekans kesim noktasına sahip) aktif eleman ve devre
kapasitanslarından dolayı yüksek frekanslarda açık çevrim kazancı düşmektedir. Kondansatörle
bağlı yükselteç katlarında kazanç, alçak frekanslarda da düşebilir. Açık çevrim kazancı A, yeteri
kadar azaldığı ve A çarpanı 1’den çok büyük olmadığı zaman Af=1/ ifadesi geçerliliğini yitirir.
Aşağıdaki şekil hegatif geribeslemeli yükseltecin geribeslemesiz yükselteçten (B) daha büyük band
genişliğine (Bf) sahip olduğunu göstermektedir.
Şekil. Negatif geribeslemenin kazanç ve band genişliğine etkisi.
Görüldüğü gibi üst 3 dB ferkansı için negatif geribeslemeli yükselteç devresinde kazanç düşük
olduğu için band genişliği artmaktadır.
4- Geribeslemeli kazanç kararlılığı: Geribeslemeli yükseltecin kararlılığı ile geribeslemesiz olanın
kararlılığı arasında nasıl bir ilişki olduğunu belirlemek de faydalı olacaktır. Geribesleme
denkleminin türevi alınırsa;
Bu, geribesleme kullanıldığı zaman kazançtakki değişmenin (dA), A çarpanı oranında azaldığını
göstermektedir.
ÖRNEK: Kazancı -1000 ve =-0.1 olan bir yükseltecin kazancı sıcaklığa bağlı olarak %20
değişiyorsa, geribeslemeli yükseltecin kaancındaki değişmeyi bulunuz.
ÇÖZÜM:
Böylece yükseltecin kazancı A=-1000’de %20 oranında değişirken, geribeslemeli kazanç yalnızca
Af=-100’de %0.2 oranında değişmektedir.
PRATİK GERİBESLEME DEVRELERİ:
Bu aşamadan sonra geri besleme devreleri ait örnekleri BJT ve FET’li yükselteç devrelerinde
inceliyeceğiz.
FET’li seri-gerilim geribeslemesi:
Aşağıda bir seri-gerilim geribeslemeli FET’li yükselteç devresi görülmektedir. Çıkış sinyalinin
(Vo) bir kısmı, R1 ve R2 dirençlerinden oluşan bir geribesleme devresi kullanılarak girişe
bağlanmıştır. Vf geribesleme gerilimi Vs kaynak gerilimi ile seri bağlanmıştır.
ÖRNEK: Aşağıdaki devrede R1=80 k, R2=20 k, Ro=RD=10 k ve gm=4 mS olduğuna göre
geribeslemesiz ve geri beslemeli kazançları hesaplayınız.
Geri beslemesiz yükselteç kazancı:
Çıkış direnci RL:
= 10k // 10k//100k  5 k
Geribesleme devresinin geribesleme faktörü:
Geribesleme kazancı:
741 ile Seri gerilim geri beslemeye Örnek
Aşağıdaki şekil işlemsel yükselteç kullanan seri gerilim geribesleme bağlantısını göstermektedir.
R1=1.8 k, R2=200  ve işlemsel yükseltecin kazancı A=-100000 olduğuna göre yükseltecin
kazancını hesaplayınız.
 -10
BJT’li seri gerilim geribeslemesi:
Aşağıdaki emetör izleyici (ortak kollektörlü) devrede seri gerilim geribeslemesi kullanılmıştır. Vo
çıkış gerilimi aynı zamanda giriş gerilimine seri olarak geri beslenen gerilimdir.
Geribeslemesiz durumda kazanç;
Geribesleme parametresi:
Geribeslemeli durumda kazanç;
 1 elde edilir
BJT’li seri akım geri beslemesi:
Diğer bir geri besleme tekniği de çıkış akımından (Io) örnek almak ve girişe seri olarak bağlamaktır.
Seri akım geri beslemesi yükseltecin kazancını kararlı hale getirir, fakat giriş direncini artırır.
Aşağıdaki BJT’li yükselteç devresinin emetörü köprülenmediği için geri besleme tipi seri akım geri
beslemesidir. RE direncinden akan akım, uygulanan kaynak sinyalinin tersi yönünde bir geribesleme
gerilimine neden olur, dolayısıyla Vo çıkış gerilimi azalır. Seri akım geribeslemesini ortadan
kaldırmak için ya RE direnci kaldırılmalı ya da kondansatör ile köprülenmelidir.
(a)
(b)
Şekil. (a) Seri akım geribeslemeli yükselteç devresi, (b) Geribeslemesiz durum için hibrit
eşdeğeri.
ÖRNEK: Yukarıdaki geribesleme devresinde RB=470 k, Rc=2.2 k, C1=0.5 F, RE=510 ,
hfe=120 ve hie=900  olduğuna göre geribeslemeli durumda gerilim kazancını, giriş ve çıkış
empedanslarını bulunuz.
ÇÖZÜM:
Geribeslemesiz durumda;
= 510 
Giriş ve çıkış empedansları:
Zi= RB // hie  hie=900 
Zo= Rc=2.2 k
Geribeslemeli durumda:
Kazanç:
Gerilim kazancı:
Af 
 I 
V0
I R
 0 C   0  RC  A f RC  (1.93x10 3 )(2.2 x10 3 )  4.25
VS
VS
 VS 
Giriş ve çıkış empedansları:
Z if  Z i (1  A)  900(1  510 x0.133)  61.9 k
Z 0 f  Z 0 (1   A)  2.2k (1  510 x 0.133)  151.4 k
Op-amp’lı paralel gerilim geribeslemesi:
Aşağıda gösterilen sabit kazançlı işlemsel yükselteç devresi, paralel gerilim geribeslemesi sağlar.
V0

İdeal işlemsel yükselteç için Ii=0 ve Vi=0 ve Av= olduğundan; A 
Ii
(a)
(b)
Şekil. (a) Paralel gerilim negatif geribeslemeli op-amp devresi, (b) eşdeğer devresi
Geribeslemeli kazanç;
Geribesleme gerilim akzancı:
FET’li paralel gerilim geribeslemesi:
Aşağıdaki devrede FET kullanan paralel gerilim geribeslemeli yükselteç devresi gösterilmektedir.
(a)
(b)
Şekil. (a) FET’li paralel gerilim geribeslemeli yükselteç devresi, (b) eşdeğer devresi
Geribesleme direnci bağlı değilken geribeslemesiz kazanç (Is=Ii), ortak kaynaklı devrenin kazancı
ile direncinin çarpımına eşittir.
Geribeslemesiz kazanç (DİKKAT: Gerilim kazancı değil)
Geribesleme faktörü;
Geribesleme kazancı:
Geribesleme gerilim kazancı:
ÖRNEK: Yukarıdaki devrede gm=5 mS, RD=5.1 k, RF=20 k olduğuna göre geribeslemesiz ve
geribeslemeli gerilim akançlarını hesaplayınız.
ÇÖZÜM:
Geribeslemesiz gerilim kazancı:
Geribeslemeli durumda gerilim kazancı:
8. OSİLATÖRLER
DC gerilimi istenilen frekansta işaretlere dönüştüren devrelere osilatör denir. Diğer bir deyişle
osilatörler ayarlandığı frekansta ya da sabit bir frekansta sürekli çıkış veren devrelerdir. Bazı
kaynaklarda "salıngaç" olarak da isimlendirilmektedir. DC gerilim kaynakları ile beslenirler.
Hatırlanacağı üzere, negatif geri beslemede çıkıştaki sinyalin bir kısmını "ters" çevirip tekrar
yükseltecin girişine bağlıyorduk. Sonuçta daha az çıkış seviyesi ama daha az gürültü ve daha fazla
bant genişliği elde ediyorduk. Pozitif geri beslemede ise çıkışın bir kısmını bu kez, girişle aynı
fazda yani girişteki sinyali destekleyecek yönde veriyoruz. Bu şekildeki bir devrenin çıkışından
sürekli bir gürültü elde ederiz. Yani çıkışta her türlü sinyal vardır. Eğer bir osilatör yapmak istersek
devrenin çıkışına bir "rezonans devresi" koyup bu sinyallerden bir tanesini dışarı alır diğerlerini yok
ederiz. Elde ettiğimiz bu tek frekansın bir kısmını pozitif geri besleme olarak yükseltecin girişine
bağladığımızda bir osilatör elde ederiz.
Bu bağlamda, bir osilatör devresi; osilasyonu başlatan rezonans devresi, yükselteç ve geribesleme
katlarından oluşmaktadır. Temel osilatör devrelerinden sinüsoidal çıkış alınır. Fakat çıkışlarında
kare, üçgen v.b dalga biçimleri elde edilebilen osilatör tasarımı da yapılabilir. Osilatörler; kullanım
amaçları ve özelliklerine bağlı olarak çeşitli şekillerde tasarlanabilirler. Osilasyonun başlamasını
sağlayan rezonans devreleri genellikle; R-C veya R-L pasif devre elemanlarında oluşur. Aşağıda
popüler ve yaygın kullanım alanları bulunan bazı osilatör tipleri sıralanmıştır.




RC Faz Kaydırmalı Osilatör
Wien Köprü Osilatörü
LC Osilatörler
1. Kolpits Osilatörü
2. Hartley Osilatörü
3. Amstrong Osilatörü
Kristal Osilatör v.b
Bir osilatör devresinin oluşturulabilmesi için önce tank devresi (rezonans devresi) ve yükselteç
devresine gereksinim vardır. Ayrıca osilasyonun sürekliliğini sağlamak için yükselteç devresinde
pozitif geribesleme yapılmalıdır.
8.1 FAZ KAYDIRMALI RC OSİLATÖR
Şekil 1’de ortak emiterli bir yükselteç devresi görülmektedir. Bu yükselteç devresini geliştirerek bir
osilatör devresine dönüştürebiliriz. Ortak emiterli yükselteç devresinde;yükselteç girişine uygulanan
işaret ile çıkışından alınan işaret arasında 1800 faz farkı olduğunu biliyoruz.
Ortak emiterli yükselteç devresini bir osilatör haline dönüştürmek için; yükselteç çıkışından
alınacak işaretin bir kısmı, pozitif geribesleme ile yükselteç girişine uygulanmalıdır. Bu osilasyonun
sürekliliği için gereklidir. Osilasyonun başlaması ise R-C devreleri ile gerçekleştirilir. Osilasyon
işlemi için bir kondansatörün şarj ve deşarj süresinden faydalanılır.
Şekil 1. Ortak emetörlü yükselteç devresi
Yükselteç çıkış gerilimini; girişe geri besleyerek osilasyon elde edebilmek için, çıkış işaretini 180 o
faz kaydırmak gerekmektedir. RC faz kaydırmalı osilatör devresinin temel prensibi bu şarta
dayanmaktadır. Şekil 2’de RC faz kaydırmalı osilatör devresi verilmiştir. Devre dikkatlice
incelendiğinde çıkış işaretinin bir kısmı RC geri besleme elemanları ile girişe geribeslenmiştir.
Her bir RC hücresi; çıkış işaretinin bir kısmını 60 o faz kaydırmaktadır. Çıkış ile giriş arasında 3 adet
faz kaydırma devresi kullanılmıştır. Dolayısıyla çıkış işaretinin fazı 180 o kaydırılarak girişe pozitif
geribesleme yapılmıştır.
Şekil 2. RC faz kaydırmalı osilatör devresi.
Her bir RC devresinin 60o faz kaydırması istenirse R1=R2=Rg ve C1=C2=C3 olarak seçilmelidir.
Rg, ortak emiterli yükseltecin giriş empedansıdır.
Giriş empedansının R1 ve R2'ye eşit olması gerekmektedir. Bu koşullar sağlandığı zaman, çıkış
işaretinin frekansı aşağıdaki formül yardımı ile bulunur.
Osilasyonların genliği, geribesleme oranına ve yükseltecin kazancına bağlıdır. Geribesleme oranı
seri RC devrelerinin toplam empedansına bağlıdır. Bu empedans arttıkça geribesleme oranı düşecek
ve çıkış işaretinin (osilasyonun) genliği azalacaktır. Faz kaydırmalı osilatör devresinin tam bir
şematiği Şekil 3’de verilmiştir.
Şekil 3. RC faz kaydırmalı osilatör devresi.
8.1.1 İşlemsel Yükselteçli RC Osilatör Devresi:
Entegre devreler RC osilatör devrelerinde de kullanılmaktadır. Şekil 4’deki devrede op-amp’ın
çıkışı (sistem 1/29’luk zayıflatma sağlar) 180o’lik faz kaymasını sağlayan üç katlı RC devresini
besler. Op-amp’ın kazancının 29’dan büyük olması sağlanarak (Ri ve Rf dirençleriyle) birden büyük
bir çevrim kazancı elde edilir.
Şekil 4. Op-amp’lı faz kaydırmalı RC osilatör devresi
Burada osilatör frekansı:
f 
1
2RC 6
8.2 WİEN KÖPRÜLÜ OSİLATÖR
8.2.1 Wien köprüsü
Wien köprüsü, endüstriyel elektronik devre uygulamalarında ve çeşitli endüstriyel cihazlarda
sıklıkla kullanılmaktadır. En popüler ve yaygın kullanım alanı ise osilatör devrelerindedir. Şekil
5'de bir Wien köprü devresi görülmektedir.
Şekil 5. Wien köprü devresi.
8.2.2 Wien köprülü osilatör
Şekil-6'da görülen Wien Köprü Osilatörü devresidir.
Şekil 6. Wien Köprülü osilatör devresi
Q1 ve Q2 transistörleri ile oluşturulan her iki yükselteç katı bir evirmeyen yükselteç olarak görev
yapar. P potansiyometresi osilatör çıkış gerilimi Vç'ın bir kısmının girişe geri beslenmesinde
kullanılır.
Wien köprü osilatörünün zayıflatma katsayısı yükselteç ile kompanze edilir. Osilatör devresindeki P
direnci ayarlanarak, devrenin başlangıç osilasyonu kontrol edilir. Geribesleme tek bir frekansta
oluşur. Başlangıç osilasyonunun ayarlanması ile, osilatör çıkışında sinüsoidal bir işaret elde edilir.
Elde edilen bu işaretin frekansı ise devrede kullanılan R ve C elemanlarına bağlıdır.
8.2.3 Op-Amp’lı Wien Köprü osilatörü
Şekil 7’deki Op-amp’lı Wien Köprü Osilatör devresinde frekansı belirleyen elemanlar R1, R2
dirençleri ile C1 ve C2 kondansatörleridir. R3 ve R4 dirençleri geribesleme yolunun bir parçasını
oluştururlar. Yükseltecin çıkışı, a ve c noktalarında köprü girişi olarak bağlanmıştır. Köprü
devresinin b ve d noktaları arasındaki çıkışı, op-amp’ın girişidir. Köprü devresinin analizi
sonucunda;
R1=R2 ve C1=C2=C olması durumunda;
Şekil 7. Op-amp’lı Wien Köprü Osilatör Devresi
ÖRNEK:
Aşağıdaki Wien Köprü Osilatör devresinin rezonans frekansını hesaplayınız.
ÇÖZÜM:
8.2 LC OSİLATÖRLER:
Devrede kullandığımız rezonans devresi bir bobin ve bir kondansatörden (LC) oluşmaktadır. Bu tür
osilatörlere LC osilatör denir. LC osilatörlerin de türleri vardır. Şimdi bunların çok kullanılanların
tek tek inceleyeceğiz. Burada bir açıklama yapayım. Yazımın bu bölümünde dünyada kullanılan tüm
osilatör devrelerini değil bence sık kullanılanları inceleyeceğiz. Aşağıda en çok kullanılan üç
osilatörün özelliklerini gösteren şekil görülmektedir.
Yukarıdaki şekillerden de anlaşılacağı gibi Colpitts osilatör geri beslemesini kapasitif bir gerilim
bölücüden almaktadır. Hartley osilatör geri beslemesini endüktif bir gerilim bölücüden almaktadır.
Amstrong osilatör ise geri beslemesini ana sarım üzerine sarılmış birkaç turluk başka bir sarımdan
almaktadır. Amstrong osilatördeki bu yapı aslında bir trafodur.
8.2.1 KOLPİTS OSİLATÖR
Kolpits osilatörler bir çok uygulamada yaygın olarak kullanılmaktadır. Bu osilatörlerin rezonans
devresi (tank devresi) L ve C elemanlarından oluşmaktadır. Şekil 8'de devre şeması ayrıntılı olarak
verilmiştir.
Devrenin çalışmasını kısaca şöyledir Osilatör devresinde Q1 transistörü ortak beyzli bir yükselteç
olarak çalışır. L1, C2 ve C3 rezonans devresi yük empedansıdır. Osilatör devresinin; empedansı ve
amplifikasyonu rezonans frekansında yüksektir.
Yükselteç çıkış işaretinin bir kısmı, emitere geri beslendiğinde; devre osilasyon yapmaya başlar.
Geribeslemenin miktarı (oranı), C2 ve C3 kondansatörlerinin arasındaki oranla belirlenir. Geri
besleme küçükse, emiter gerilimi gibi kollektör akımı da sinüsoidal formda olacaktır.
Şekil 8. Kolpits osilatör devresi.
8.2.2 HARTLEY OSİLATÖR
Şekil 9’da bir transistörlü Hartley osilatör devresi gösterilmiştir.
Şekil 9. Transistörlü Hartlet osilatör devresi
Bu devrenin osilatör frekansı:
f 
1
2
Leş C
ve
Leş  L1  L2  M
8.3 KRİSTALLİ OSİLATÖRLER:
Bir osilatör, bir alıcı yada verici sabit bir frekansta çalışacaksa yani çalıştığı frekansta az da olsa bir
değişiklik olmayacaksa o zaman devredeki osilatörün kristalli olması en iyi yöntemdir. Kristal
osilatörün ana parçası olan piezoelektrik kristal çoğunlukla kuvars madeninden yapılır. Kuvars,
çeşitli büyüklüklerde kesilerek, yontularak çeşitli frekanslar için üretilir. Osilatör için üretilmiş bir
kuvars yuvarlak vitamin haplarına yada küçük dikdörtgen prizmaya benzer.
Bir kuvars kristaline basınç uygularsak iki kenarı arasında bir gerilim oluşturur. Kuvars benzeri
maddelerle yapılmış çakmaklar buna bir örnektir. Tersi biçimde bir kuvars kristaline DC gerilim
uygularsak bu kez de burkulur. Tersi bir gerilim uygularsak diğer yönde burkulur. AC bir gerilim
uygularsak, uygulanan AC gerilimin frekansında her iki yöne burkulur yani titreşir. Uygulanan AC
gerilimim frekansı, kristalin bir kesim özelliği olan rezonans frekansında ise o zaman en büyük
titreşim elde edilir. Kristalin sembolü aşağıda verilmektedir.
Yukarıda anlatıldığı gibi kristalin hareketleri mekaniktir. Bu mekanik hareketi sağlayan kristalin
elektriksel modeli ise aşağıdaki şekildedir.
Elektriksel modelin sol tarafı bir seri rezonans devresidir. Bu seri kısım kristalin hiç bir bağlantı ucu
olmayan halini temsil eder. Sağ taraftaki Cj ise kristalin bağlantı elektrotları ve elektrotları
elektronik devreye bağlayan bağlantı telleri arasındaki kapasiteyi temsil eder. Piezoelektrik
kristallerin Q değerleri çok yüksek olur tipik bir değer olarak 20000 diyebiliriz. Bu devrede L ve C
kristalin rezonans frekansını belirler. R direnci ise kristalin mekanik salınımına yaptığı direnmedir.
R direnci ihmal edilirse seri kısmın rezonans frekansı;
Sağ tarafta seri rezonans devresine paralel bir Cj kondansatörü var. Bu kondansatörün değeri seri
rezonans kısmındaki kondansatörden çok büyüktür. Bir örnek verecek olursak, tipik bir kristalde
C=0,025pf ve Cj=3,5pf gibi. Bu durumda kristalin paralel devre olarak rezonans frekansı;
Paralel rezonansta oluşan frekans, seri rezonansta oluşan frekanstan biraz daha yüksektir. Tipik
olarak seri rezonans frekansı paralel rezonans frekansının 0,9 daha düşüğüdür. Kristali paralel
rezonansta çalıştırmanın bir avantajı vardır. Cj kondansatörü kristalin bağlantıları ile ilgili olduğu
için kristale dışarıdan ayarlı bir kondansatör takarak (trimer kondansatör) frekansı çok az aşağı ya
da yukarı çekmek mümkündür. Bu değişim çok fazla olmamak koşulu ile ince ayar için çokça
kullanılır.
Kristal bir kütleye sahiptir. Bu nedenle ısındığı yada soğuduğu zaman hacmi dolaysıyla frekansı
değişir. Bu değişim az olmasına rağmen hassas devrelerde istenmez. Isıya bağlı frekans kaymasını
önlemek için kristaller sabit ısıda çalıştırılır. Sabit ısı, içinde kristal ve termostatlı ısıtıcı bulunan
küçük fırınlarla (crystal owen) sağlanır.
8.3.1 Seri rezonans devreli kristalli osilatör
Aşağıdaki BJT’li devrede de, kristal seri rezonans devresi olarak çalışmaktadır. Dikkat edilirse
kristal, devreye seri geri besleme elemanı olarak bağlanmıştır. Kristal rezonans frekansında
minimum empedans gösterecek ve maksimum geri besleme yapacaktır. R1 ve R2 dirençleri gerilim
bölücü olarak kararlı bir DC öngerilim devresi oluşturur. Kristal empedansı minimum olduğu zaman
(seri rezonans modunda) kollektörden baza gerilim geribeslemesi maksimumdur. C 1 kuplaj
kondansatörü büyük değerli örneğin 10 nF gibi seçilir. Çalışma frekansında C 1’in empedansı ihmal
edilebilecek kadar küçüktür ve kollektör ile baz arasında DC bloklama sağlar. RFC (radyo frekans
bobini) ise büyük değerli çok turlu bir bobin olup DC ön gerilim sağlar ve yüksek frekanslı
sinyalleri güç kaynağından izole eder.
Aşağıdaki devre "Kristal Kontrollü Pierce Osilatörü" olarak bilinir. Devrenin osilasyon frekansı,
kristalin seri rezonans frekansıyla belirlenir.
Seri rezonans devreli kristal
osilatör
8.3.2 Paralel rezonans devreli kristalli osilatör
Aşağıdaki devrede FET’li devrede, kristal paralel rezonans devresi olarak çalıştırılır. Bu durumda
kristal çok yüksek empedans gösterecektir. FET transistörün akaç tarafındaki LC devresi, kristalin
paralel rezonans frekansına yakın bir değere ayarlanır.
Bir kristalin, paralel rezonansta empedansı maximum olduğu için aşağıdaki şekilde gösterildiği gibi
devreye paralel bağlanır. Paralel rezonans frekansında kristal 'in empedansı yüksek olduğu için
üzerindeki gerilim düşümüde maximum olur.
Paralel Rezonans Devresi Olarak Çalışan Kristal Kontrollü Osilatör Devresi
8.3.2 Op-Amp’lı kristal osilatör
Düşük frekanslarda kristal osilatörlere bir örnek olarak işlemsel yükselteçli aşağıdaki devreyi
verebiliriz. Bu devrede kristal, geri besleme yoluna seri bağlanmıştır. Dolayısıyla kristal, seri
rezonans frekansında çalışır. Bu devrenin çıkışından kare dalga alınır. Tam olarak zener geriliminde
çıkış genliğini sağlamak için çıkışa bir çift zener bağlanmıştır.
OP-AMP 'lı Kristal Kontrollü Osilatör Devresi
8.3.3 Overtone piezoelektrik kristal
Bir kristal osilatörün kesim biçimi, kristalin çalışma frekansı ile doğrudan ilişkilidir. Bundan dolayı
kristaller iki tür kesilerek üretilirler. Birincisi ana frekans üreten kristaller. Bu tür kristaller genel
olarak en çok 50 MHz´e kadar yapılır. İkincisi ise ana frekansının üzerinde çalışan kristaller (over
tone). Over tone kristaller en az 50 MHz ya da daha üzeri frekansta çalışacak şekilde üretilir. Over
tone kristaller, ana frekansta çalışan bir kristalin kalınlığından daha fazla kalınlığa sahiptir. Örneğin
20 MHz´de çalışan bir kristal 1mm kalınlığında olsun. 30 MHz overton çalışan bir kristal en ve
boyu sabit kalmak üzere 3mm kalınlığa sahiptir.
Yüksek frekansta çalışan ana frekansa sahip kristal üretilmemektedir. Bunun nedeni, kristalin
kalınlığının çok incelmesinden oluşan üretim güçlükleridir. Bu kristallerin bir özelliği de ana
frekansın hep tek katı (3, 5 gibi) frekans üretmeleridir. Overtone kristallerin dezvantajı olarak;
osilatör devrelerinde ana frekansı bastırmak için filtreler gerektirir. Ayrıca daha düşük Q değerlerine
sahiptirler.