Design And Application Guide
For High Speed MOSFET Gate Drive
Circuits
By Laszlo Balogh
ABSTRACT
The main purpose of this paper is to demonstrate a systematic approach to design high
performance gate drive circuits for high speed switching applications. It is an informative
collection of topics offering a “one-stop-shopping” to solve the most common design
challenges. Thus it should be of interest to power electronics engineers at all levels of
experience. The most popular circuit solutions and their performance are analyzed, including
the effect of parasitic components, transient and extreme operating conditions. The
discussion builds from simple to more complex problems starting with an overview of
MOSFET technology and switching operation. Design procedure for ground referenced and
high side gate drive circuits, AC coupled and transformer isolated solutions are described in
great details. A special chapter deals with the gate drive requirements of the MOSFETs in
synchronous rectifier applications. Several, step-by-step numerical design examples
complement the paper.
ÖZET
Bu çalışmanın temel amacı, yüksek performans switchig uygulamalarında, gate-drive
tasarımına sistematik bir yaklaşım getirmektir. Bu döküman bu konularla ilgililer için "onestop-shopping" yaklaşımıyla en yaygın tasarım sorunlarını çözmek için hazırlanmıştır.. Her
düzeyde güç elektroniği mühendisleri bu dökümanın hedef kistlesidir. Popüler devre çözümleri
ve performansları parazitik bileşenleri, sıradışı çalışma koşulları vs. de dahil edilerek analiz
edildi. MOSFET teknolıjilerinin ve çaılma özelliklerinin gelenl anlatımıyla basitten karmaşığa
doğru giden bir yöntem kullanıldı. Tasarım aşamaları, AC coupled ve izole edilmiş
transformatör çözümleri çok detaylı olarak açıklanmıştır. Senkron doğrultucu
uygulamalarında MOSFETs uygulamaları ilei ilgili kapı sürücü gereksinimlerine özel bir bölüm
de dökümanda mevcuttur.
INTRODUCTION
MOSFET – is an acronym for Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor and it is the
key component in high frequency, high efficiency switching applications across the
electronics industry. It might be surprising, but FET technology was invented in 1930, some
20 years before the bipolar transistor. The first signal level FET transistors were built in the
late 1950’s while power MOSFETs have been available from the mid 70’s. Today, millions of
MOSFET transistors are integrated in modern electronic components, from microprocessors,
through “discrete” power transistors. The focus of this topic is the gate drive requirements of
the power MOSFET in various switch mode power conversion applications.
GİRİŞ
MOSFET - Metal Oksit Alan Etkili Transistör yarıiletken için bir kısaltmadır ve yüksek
frekanslı, yüksek başarımlı switching uygulamaları için çok önemli bir bileşendir, Sürpriz
olabilir ama FET Teknolojisi 1930 yılında, icat edilmiştir, Bipolar Transistorün icadından 20 yıl
önce. Sinyal-level FET Transistörü 1950 lerin sonuna doğru üretilmişken güç MOSFETleri
70lerin ortalarında kullanılmaya başlanmıştır. Bugün, milyonlarca MOSFET transistörleri
Mikroişlemciler içine yerleştirilebilmektedir. Bu konunun odak noktası switch mod power
conversion uygulamalarında gate-drive gereksinimlerin nasıl karşılanabileceğidir.
MOSFET TECHNOLOGY
The bipolar and the MOSFET transistors exploit the same operating principle. Fundamentally,
both type of transistors are charge controlled devices which means that their output current is
proportional to the charge established in the semiconductor by the control electrode. When
these devices are used as switches, both must be driven from a low impedance source
capable of sourcing and sinking sufficient current to provide for fast insertion and extraction
of the controlling charge. From this point of view, the MOSFETs have to be driven just as
“hard” during turn-on and turn-off as a bipolar transistor to achieve comparable switching
speeds.
MOSFET TEKNOLOJİSİ
Bipolar ve MOSFET transistörler temelde aynı çalışma prensibine sahiptirler. Temelde, iki tip
transistörde yük kontrollü aletlerdir. Bu ikisininde çıkış degerleri, kontrol backlarında toplanmış
olan yükle orantılıdır. Bu iki transistör switching uygulamalarında kullanılırken düşük
empedanslı, kontrol yüklerin hızlı bir şekilde girebilecegi ve çıkabilecegi , yeterli akımı
saglayabilecek kaynaklar tarafından sürülmelidir. Bu Bakış açısından , karşılaştırılabilir
anahtarlama hızı elde edebilmek için, MOSFET ler turn-on ve turn-off sırasında bipolar
transistörler gibi “hard” olarak sürülmelidirler.
Theoretically, the switching speeds of the bipolar and MOSFET devices are close to identical,
determined by the time required for the charge carriers to travel across the semiconductor
region. Typical values in power devices are approximately 20 to 200 picoseconds depending
on the size of the device. MOSFET The popularity and proliferation of MOSFET technology
for digital and power applications is driven by two of their major advantages over the bipolar
junction transistors. One of these benefits is the ease of use of the MOSFET devices in high
frequency switching applications. The MOSFET transistors are simpler to drive because their
control electrode is isolated from the current conducting silicon, therefore a continuous ON
current is not required. Once the MOSFET transistors are turned-on, their drive current is
practically zero. Also, the controlling charge and accordingly the storage time in the MOSFET
transistors is greatly reduced.
Teorik olarak, bipolar ve MOSFET anahtarlama hızları ideale yakındır. Ve yük taşıyıcılarının
yarı iletken bölgesinin bir ucundan diğerine geçmesi için gerek süreye eşittir. Güç cihazları
için yaklaşık deger, yarıiletken bölgenin boyutlarına da bağlı olmak üzere 20-200 pikosaniye
arasındadır.. MOSFET transistörlerin bu bu kadar popüler olmalarının sebebi bipolar
transistörlere göre iki büyük avantajının olmasıdır. Bunlardan birincisi yüksek frekanslalı
swithcing uyğulamalarındaki kullanım kolaylığıdır. MOSFET transistörler daha kolay
sürülebilirler çünkü kontrol bacakları akım iletici silikondan izole edilmiş durumdadır. Bu
nedenle sürekli saglanan bir ON akmına ihtiyaç duymazlar. MOSFET transistörleri birkere ON
konumuna getirildikteen sonra drive akımı pratik olarak sıfırdır. Ayrıca kontrol yükün
depolanma zamanı modfet transistörlerde oldukça düşüktür.
This basically eliminates the design trade-off between on state voltage drop – which is
inversely proportional to excess control charge – and turn-off time. As a result, MOSFET
technology promises to use much simpler and more efficient drive circuits with significant
economic benefits compared to bipolar devices. Furthermore, it is important to highlight
especially for power applications, that MOSFETs have a resistive nature. The voltage drop
across the drain source terminals of a MOSFET is a linear function of the current flowing in
the semiconductor. This linear relationship is characterized by the RDS(on) of the MOSFET
and known as the on-resistance. On-resistance is constant for a given gate-to-source voltage
and temperature of the device. As opposed to the -2.2mV/°C temperature coefficient of a p-n
junction, the MOSFETs exhibit a positive temperature coefficient of approximately 0.7%/°C to
1%/°C. This positive temperature coefficient of the MOSFET makes it an ideal candidate for
parallel operation in higher power applications where using a single device would not be
practical or possible. Due to the positive TC of the channel resistance, parallel connected
MOSFETs tend to share the current evenly among themselves. This current sharing works
automatically in MOSFETs since the positive TC acts as a slow negative feedback system.
The device carrying a higher current will heat up more – don’t forget that the drain to source
voltages are equal – and the higher temperature will increase its RDS(on) value. The
increasing resistance will cause the current to decrease, therefore the temperature to drop.
Eventually, an equilibrium is reached where the parallel connected devices carry similar
current levels. Initial tolerance in RDS(on) values and different junction to ambient thermal
resistances can cause significant – up to 30% – error in current distribution.
Bu sayede transistorun ON durumundaki ve OFF durumundaki voltaj değişikliği tasarım
sorunlarıda ortadan kalkmış olur. Sonuç olarak MOSFET transistorler bipolar transistorlere
göre daha kolay bir kullanımın yanısıra farkedilir bir ekonomik avantaj sunarlar. Ayrıca,
özellikle güç uygulamaları için, MOSFETlerin direnç özelliği olduğunu vurgulamakta fayda var.
MOSFET üzerindeki voltaşj düşüş üzerinden geçen akımla doğru orantılıdır. Bu lineer
bağımlılık RDS olarak tarif edilir ve genelde on-rezistans olarak adlandırılır. On-rezistan
transistorün sıcaklıgı ve gate-to-sorce voltajı için sabittir. MOSFETler p-n baglantıların aksine
pozitif sıcaklık sabitine sahiptirler. Bu yaklaşık olarak derece başına %0.7 ile %1 arasındadır.
Bu pozitif sıcaklı sabiti (TC) nedeniyle MOSFETler tek bir aletin kullanılmasının pratik olarak
pek mümkün olmadıgı durumlarda, özellikle yüsek güç devrelerinde, paralel olarak
kullanılmak için idealdirler. Pozitif TC'leri olması nedeni ile paralel olarak kullanılan
MOSFETler akımı eşit olarak paylaşma eğilimindedirler. Bu akım paylaşımı MOSFETlerin
dogası geregi otomatik olarak gerçekleşir. (fazla akım taşıyan MOSFET daha fazla ısınarak
direnci digerlerine göre daha fazla artacaktır, direncii artınca dogal olarak üzerinden geçen
akım azalacaktır. Sistem kendiliginden dengeye gelerek aşağı yukarı yakın benzer şiddette
akım taşıyacaklardır.
Device types
Almost all manufacturers have got their unique twist on how to manufacture the best power
MOSFETs, but all of these devices on the market can be categorized into three basic device
types. These are illustrated in Figure 1. Double-diffused MOS transistors were introduced in
the 1970’s for power applications and evolved continuously during the years. Using
polycrystalline silicon gate structures and self aligning processes, higher density integration
and rapid reduction in capacitances became possible. The next significant advancement was
offered by the V-groove or trench technology to further increase cell density in power
MOSFET devices. The better performance and denser integration don’t come free however,
as trench MOS devices are more difficult to manufacture. The third device type to be
mentioned here is the lateral power MOSFETs. This device type is constrained in voltage and
current rating due to its inefficient utilization of the chip geometry. Nevertheless, they can
provide significant benefits in low voltage applications, like in microprocessor power supplies
or as synchronous rectifiers in isolated converters. The lateral power MOSFETs have
significantly lower capacitances, therefore they can switch much faster and they require much
less gate drive power.
Cihaz tipleri
Hemen hemen tüm üreticilerin en iyi güç MOSFETleri için kendi tasarımları vardır. Ancak
bunların tamamı üç ana grupta toplanabilir. Bunlar Şekil 1 gösterilmektedir. Double-diffused
Mos transistörler 70lerin başlarında ortaya çıukmışlar ve sürekli geliştirilmişlerdir.Polikristal
silikon kullanılarak özel gate yapıları, yüksek yoğunluklu entegreler ve kapasitanslarda hızlı
bir düşüş mümkün oldu.. Sonraki önemli gelişme is güç MOSFETlerinde hücre yogunlugunu
arttırmayı sağlayan V-groove teknolojisi oldu. Daha yüksek ve yogun MOS parçalar
üretilebildi. Bir sonraki tip MOSFET is leteral güç MOSFETleridir. Bu tip MOSFETlerin
kullanım alanı, çip üzerinde verimli olmayan geometrik yapılarda oluşturulabildii için sadece
voltaj ve akım oranlamasıyla kısıtlı kaldı. Ancak düşük voltaj uygulamalarında, özellikle
mikroçip ğüç sağlayıcılarda yada senronize rektifirerlarda, oldukça başarılıdırlar. MOSFETler
oldukça düşük kapasitanslıdır bu nedenle oldukça hızlı switching yapabilirler ve düşük gate
voltajlarında çalışabilirler.
MOSFET Models
There are numerous models available to illustrate how the MOSFET works, nevertheless
finding the right representation might be difficult. Most of the MOSFET manufacturers provide
Spice and/or Saber models for their devices, but these models say very little about the
application traps designers have to face in practice. They provide even fewer clues how to
solve the most common design challenges. A really useful MOSFET model which would
describe all important properties of the device from an application point of view would be very
complicated. On the other hand, very simple and meaningful models can be derived of the
MOSFET transistor if we limit the applicability of the model to certain problem areas. The first
model in Figure 2 is based on the actual structure of the MOSFET device and can be used
mainly for DC analysis. The MOSFET symbol in Figure 2a represents the channel resistance
and the JFET corresponds to the resistance of the epitaxial layer. The length, thus the
resistance of the epi layer is a function of the voltage rating of the device as high voltage
MOSFETs require thicker epitaxial layer. Figure 2b can be used very effectively to model the
dv/dt induced breakdown characteristic of a MOSFET. It shows both main breakdown
mechanisms, namely the dv/dt induced turn-on of the parasitic bipolar transistor - present in
all power MOSFETs - and the dv/dt induced turn-on of the channel as a function of the gate
terminating impedance. Modern power MOSFETs are practically immune to dv/dt triggering of
the parasitic npn transistor due to manufacturing improvements to reduce the resistance
between the base and emitter regions. It must be mentioned also that the parasitic bipolar
transistor plays another important role. Its base – collector junction is the famous bodydiode
of the MOSFET.
Figure 2c is the switching model of the MOSFET.
The most important parasitic components influencing switching performance are shown in this
model. Their respective roles will be discussed in the next chapter which is dedicated to the
switching procedure of the device.
MOSFET Modelleri
MOSFETlerin nasıl çalıştıklarını modelleyen pek çok MOSFET modeli mevcuttur. Ancak
doğru gösterimi bulmak zor olabilir. Üreticiler, ürünleri için pek çok detaylı model sunmalarına
ragmen , bu modeler uygulama ve tasarım sırasında karşılaşılacak pek çok sorun hakkında
pek bilgi vermezler. Bu sorunların cözümü hakkında daha da az bilgi sunarlar. Uygulama
açısından pek çok detaylı bilgiyi sağlayabilecek modeller öte yandan çok karmaşık hale
geliyor. Öte yandan, MOSFET transistörlerinin uygulama alanını sınırlayacak olursak
oldukça basit ve aolaşılabilir modeller ortaya konulabilir. Figür2 deki ilk model genel olarak DC
analizinde kullanılabilir. Figür 2a daki mosfdet modeli kanal direncini ve ve büyütme
katmanının direncini temsil etmektedir. Uzunluk, dolayısıyla katmanın direnci uygulama
voltajı üzerinde etkilidir. Yüksek voltaj MOSFETleri daha kalın büyütme katmanına ihtiyaç
duyar. Figür 2b MOSFETin breakdown karektesitigini analiz etmek için verimli olarak
kullanılabilir.
Şekil 2. Güç MOSFET modelleri
Şekil 2c MOSFET bir geçiş modelidir. Switching performansını etkileyen gürültü/parazit
bileşenleri bu model üzerinde gösterilir.
MOSFET Critical Parameters
When switch mode operation of the MOSFET is considered, the goal is to switch between the
lowest and highest resistance states of the device in the shortest possible time. Since the
practical switching times of the MOSFETs (~10ns to 60ns) is at least two to three orders of
magnitude longer than the theoretical switching time (~50ps to 200ps), it seems important to
understand the discrepancy. Referring back to the MOSFET models in Figure 2, note that all
models include three capacitors connected between the three terminals of the device.
Ultimately, the switching performance of the MOSFET transistor is determined by how quickly
the voltages can be changed across these capacitors. Therefore, in high speed switching
applications, the most important parameters are the parasitic capacitances of the device. Two
of these capacitors, the CGS and CGD capacitors correspond to the actual geometry of the
device while the CDS capacitor is the capacitance of the base collector diode of the parasitic
bipolar transistor (body diode). The CGS capacitor is formed by the overlap of the source and
channel region by the gate electrode. Its value is defined by the actual geometry of the
regions and stays constant (linear) under different operating conditions. The CGD capacitor is
the result of two effects. Part of it is the overlap of the JFET region and the gate electrode in
addition to the capacitance of the depletion region which is non-linear. The equivalent CGD
capacitance is a function of the drain source voltage of the device approximated by the
following formula:
MOSFET Kritik Parametreler
MOSFET kullanımında switching mod göz önüne alındığında amaç mümkün olan en kısa
zamanda mimimum ve maksimum rdireç durumlarıı arasında geçiş yapmaktır.. Teorik
swithing performası (20-200 pikosaniye) ve pratik uygulamalarda elde edilen performans (1060 ns) arasındaki bu yüksek farkın sebebiini anlamak önemlidir. Figür 2 deki MOSFET
modellerine dönecek olursak her üç modelde de aletin bacakları arasında 3 kapasitans
mevcuttur. Aletin switching performansı bu kapasitörler arasında voltajın ne kadar hızlı
değiştiğine baglıdır. CGS ve CGD kapasitörleri aletin geometrisinden kaynaklanyorken CDS
base kollektör diyotunun (gövde diyotu) kapasitansıdır. CGS kaynak ve kanal gölhelerinin üst
üste gelmesinden kaynaklanır ve degeri bölgenin geometrisi tarafından belirlenir, farklı
operasyon koşullarında degeri sabittir. CGD iki faktörün sonucudur. Gate elektrodunun ve
JFET bölgesinin üstüste gelmesinin bu kapasitansa etkisi vardır. CGD drenaj kaynagının
fonksiyonudur ve aşağıdaki formül ile testpit edilir
The CDS capacitor is also non-linear since it is the junction capacitance of the body diode. Its
voltage dependence can be described as:
Unfortunately, non of the above mentioned capacitance values are defined directly in the
transistor data sheets. Their values are given indirectly by the CISS, CRSS, and COSS
capacitor values and must be calculated as:
Further complication is caused by the CGD capacitor in switching applications because it is
placed in the feedback path between the input and output of the device. Accordingly, its
effective value in switching applications can be much larger depending on the drain source
voltage of the MOSFET. This phenomenon is called the “Miller” effect and it can be expressed
as:
Since the CGD and CDS capacitors are voltage dependent, the data sheet numbers are valid
only at the test conditions listed. The relevant average capacitance for a certain application
have to be calculated based on the required charge to establish the actual voltage change
across the capacitors. For most power MOSFETs the following approximations can be useful:
CDS kapasitansı body diyotunun junction kapasitansı oldugu için non-lineer özllik gösterir. Bu
kapasitansın voltaj bağımlılıgı aşağıdaki gibi gösterilir.
CGD kapasitasının aletin input ve outputu arasubdaki geridönüş yolunda olmasından kaynaklı
işler daha da karmaşıklaşır. Switcing uygulamalarında , bu deger mosetin drenaj voltajına
baglı olarak beklenenden daha yükse olabilir. Bu durum Miller etkisi olarak adlandırılır ve
aşağıdaki gibi ifade edilir.
Daha fazla komplikasyon uygulamaları nedeniyle giriş ve çıkış aygıtı arasında geribildirim
yolu yerleştirilir anahtarlama içinde CGD kapasitör kaynaklanır. Buna göre, uygulama geçiş
yılında efektif değeri çok MOSFET ve drenaj kaynak gerilimi bağlı olarak daha büyük
olabilir. Bu olgu "Miller" etkisi denir ve bu gibi ifade edilebilir:
CGD ve CDS kapasitörler volaj bagımlı oldukları için, datasheetlerde verilen değerler sadece
test şşartlarında geçerlidir. Belli uygulamalr için ilgili avaraj kapasitans, kapasitörler
arasındaki gercek voltaj değişimin gerçekleşmesi temel alınarak hesaplanmalıdır. Aşağıdaki
yaklaşım faydalı olacaktır.
The next important parameter to mention is the gate mesh resistance, RG,I. This parasitic
resistance describes the resistance associated by the gate signal distribution within the
device. Its importance is very significant in high speed switching applications because it is in
between the driver and the input capacitor of the device, directly impeding the switching times
and the dv/dt immunity of the MOSFET. This effect is recognized in the industry, where real
high speed devices like RF MOSFET transistors use metal gate electrodes instead of the
higher resistance poly-silicon gate mesh for gate signal distribution. The RG,I resistance is
not specified in the data sheets, but in certain applications it can be a very important
characteristic of the device. In the back of this paper, Appendix A4 shows a typical
measurement setup to determine the internal gate resistor value with an impedance bridge.
Obviously, the gate threshold voltage is also a critical characteristic. It is important to note that
the data sheet VTH value is defined at 25°C and at a very low current, typically at 250μA.
Therefore, it is not equal to the Miller plateau region of the commonly known gate switching
waveform. Another rarely mentioned fact about VTH is its approximately –7mV/°C
temperature coefficient. It has particular significance in gate drive circuits designed for logic
level MOSFET where VTH is already low under the usual test conditions. Since MOSFETs
usually operate at elevated temperatures, proper gate drive design must account for the lower
VTH when turn-off time, and dv/dt immunity is calculated as shown in Appendix A and F. The
trans conductance of the MOSFET is its small signal gain in the linear region of its operation.
It is important to point out that every time the MOSFET is turned-on or turned-off, it must go
through its linear operating mode where the current is determined by the gate-to-source
voltage. The trans conductance, gfs, is the small signal relationship between drain current
and gate-to-source voltage:
Bahsedilmesi gerekn diğer önemli bir parametrede gate-mesh direncidir (RG,I). Bu parazitik
direnç, alet içindeki gate sinyal dağılımı ile ilgilidir. Bu direnç alet üzerinde giriş kapasitörü ve
direnç arasında bulunduğu için yüksek hızlı switçing uygulamaladında çok önem taşır.
Dogrudan Mosffetin switching zamanlarını ve dv/dt oranını etkiler. Bu etki endüstiri tarafından
farkedildilerek gerçek yüksek frekanslı RF mossfet transistörlerinde gate sinyal dagılımı için
daha yüksek dirençli poli-silikon gate meshleri kullanılmak yerine metal gate elektrodları
kullanılır. RG,I direnci transistorlerin data sheetlerinde gösterilmesede, bazı uygulamalardan
sistemin karakteristiğini belirleyecek kadar önem kazanabilir. Bu yazının sonundan EK-4
kısmında bu iç direnci empedns köprüsü ile ölçmek için kullanılacak tipik bir kurulum
anlatılmaktadır. Gate eşik vaoltajınızn diger bir kritik parametre olduğu açıktır.
Datasheetlerde VTH degerinin 25 derece sıcaıklık ve düşük akımlar için (genel olarak 250
mikro amper) tanımlandığı akıldan çıkarılmamalıdır. Dolayısıyla bu deger genel olaral gate
switching waveform olarak bilinen Mİller platosu bölgesine eşit değildir. VTH hakkında diğer
bir az bahsedilen bilgi ise, -7mV/C bir katsayısının bulunduğudur. VTH'ın genel test
koşullarının zaten altında bulunuduğu logic level MOSFETler için tasarlanmış gate-drive
devrelerinde bile bu deger önemli etkilere sahiptir. Genel olarak MOSFETler belirli
sıcaklıklarda çalıştırıldığı için, uygun gate-drive tasarımınında turn-off zamanında düşük VTH
değeride hesaba katılmalıdır. Ve dv/dt immuniy EK-A ve F de gösterildiği gibi
hesaplanmalıdır. MOSFETin trans iletkenligi ise, lineer çalışma sırasında onun küçük sinyal
kazancıdır.. MOSFET her açıldığında yada kapatıldığında, MOSFET lineer çalışma
aşamasından geçmelidir, ki bu aşamada akmı gate-sorce voltajı tarafından belirlenir. Trans
iletkenliği,gfs, için drenaj akımı ve gate-to-source vaoltajı arasında küçük bir bağlantı vardır.:
Accordingly, the maximum current of the MOSFET in the linear region is given by:
Rearranging this equation for VGS yields the approximate value of the Miller plateau as a
function of the drain current.
Other important parameters like the source inductance (LS) and drain inductance (LD) exhibit
significant restrictions in switching performance. Typical LS and LD values are listed in the
data sheets, and they are mainly dependent on the package type of the transistor. Their
effects can be investigated together with the external parasitic components usually associated
with layout and with accompanying external circuit
elements like leakage inductance, a current sense resistor, etc. For completeness, the
external series gate resistor and the MOSFET driver’s output impedance must be mentioned
as determining factors in high performance gate drive designs as they have a profound effect
on switching speeds and consequently on switching losses.
Buna göre, Mostefin liineer beölgesinde maksimum akım aşağıdaki gibi bulunur:
Denklemi VGS için yeniden düzenlediğimizde, Miller platosunun yaklaşık değerini drenaj
akımının bir fonksiyonu olarak elde edebiliriz.
Kaynak (LS) ve drenaj(LD) indüktansları switching performansında önemli etkilere sahip olan
diğer parametrelerdir. Genel LS ve LD değerleri datasheetlerde verilmişlerdir. Değerleri genel
olarak transistör paketinin çeşitine bağlıdır. Bu parametrelerin etkileri devredeki diğer parazit
kaynaklarının etkileri (induktans elemanları, akım sensörleri vs.) ile birlikte degerlendirilebilir.
Tartışmayı tamamlamak gerekirse, harici gate drençleri ve MOSFET driver çıkış empedansları
da yüksek performansıl switching uygulamalarının hızları ve sonuç olarak swhitching
kayıpları uzerinde büyük etkilere sahiptir.
SWITCHING APPLICATIONS
Now, that all the players are identified, let’s investigate the actual switching behavior of the
MOSFET transistors. To gain a better understanding of the fundamental procedure, the
parasitic inductance of the circuit will be neglected. Later their respective effects on the basic
operation will be analyzed individually. Furthermore, the following descriptions relate to
clamped inductive switching because most
MOSFET transistors and high speed gate drive circuits used in switch mode power supplies
work in that operating mode.
Figure 3. Simplified clamped inductive switching model
The simplest model of clamped inductive switching is shown in Figure 3, where the DC
current source represents the inductor. Its current can be considered constant during the
short switching interval. The diode provides a path for the current during the off time of the
MOSFET and clamps the drain terminal of the device to the output voltage symbolized by the
battery.
SWITCHING UYGULAMALARI
Yukarıda, swhitcing uygulamalarının performansları üzerinde etkisi olan neredeyse tüm
etkenlerden bahsettik. Şimdiş switching uygulamalarının gerçek davranışlarından
bahsetmeye başlayabiliriz. Temel işleyişi daha iyi anlayabilmek için, devrenin parazitik etkisi
gözardı edilecektir. Ancak bu etkiler daha sonra bağımsız olarak tekrar ele alınacaktır. Ayrıca
aşağıdaki tanımlamalar induktiv stiching için de geçerlidir, çünkü pekçok MOSFET
transistorleri ve yüksek hızlı gate drive devreleri switch mode güç kaynaklarında kullanılır.
Şekil 3. Basitleştirilmiş Sabitlenmiş endüktif switching modeli
Turn on-Sabitlenmiş endüktif switching'in en sade modeli Figür-3 te gösterilmiştir. Burada DC
akım kaynagı ,indüktörü gösterir. Buradan sağlanan akım kısa swtitching süresince sabit
olarak kabul edilebilir. Diyot, MOSFETin off-time'ı süresince akım için bir yol belirler ve aletin
drenaj terminaline bağlanır. Çıkış voltajı batarya ile sembolize edilir.
Turn-On procedure
The turn-on event of the MOSFET transistor can be divided into four intervals as depicted in
Figure 4.
Figure 4. MOSFET turn-on time intervals
In the first step the input capacitance of the device is charged from 0V to VTH. During this
interval most of the gate current is charging the CGS capacitor. A small current is flowing
through the CGD capacitor too. As the voltage increases at the gate terminal and the CGD
capacitor’s voltage has to be slightly reduced. This period is called the turn-on delay, because
both the drain current and the drain voltage of the device remain unchanged. Once the gate
is charged to the threshold level, the MOSFET is ready to carry current. In the second interval
the gate is rising from VTH to the Miller plateau level, VGS,Miller. This is the linear operation
of the device when current is proportional to the gate voltage. On the gate side, current is
flowing into the CGS and CGD capacitors just like in the first time interval and the VGS
voltage is increasing. On the output side of the device, the drain current is increasing, while
the drain-to-source voltage stays at the previous level (VDS,OFF). This can be understood
looking at the schematic in Figure 3. Until all the current is transferred into the MOSFET and
the diode is turned-off completely to be able to block reverse voltage across its pn junction,
the drain voltage must stay at the output voltage level.
Turn-on
MOSFET transistörün turn-on aşaması şekil4 te gösterildiği gibi 4 ana kısıma ayrılabilir.
Figure4: MOSFET turn-on aşamalarının zamanlamaları
Ilk adımda, aletin giriş kapasitansı 0V den V_th'ye degişir. Bu aşamada gate akımının büyük
kısmı C_GS kapasitörünü doldurmakta kullanılır. Kuçük bir miktar akım ile C_GD kapasitörü
doldurulur. Gate terminalindeki voltaj arttıkça V_GD kapasitöründeki voldaj hafifçe düşer. Bu
aşama turn-on gecikmesi olarak adlandırılır. Çünkü bu aşamada, hem drenaj akımı hemde
drenaj boltajı degişmeden kalır.
Gate eşik degerine kadar şarj edildikten sonra, MOSFET akım taşımaya hazır hale gelir. Bu
ikinci aşamada gate V_TH degerinden miller platosu seviyesine V_GS,Miller, yükselir. Bu
sırada alet lineer olarak çalışır. Yani akım gate voltajıyla doğru orantılıdır. Gate tarafında,
akım C_GS'ye ve C_GD dogru akar ve ilk aşamada olduğu gibi V_GS degeri artmaya
artmaya başlar. Output tarafında ise drain-to-source voltajı önceki degerinde (V_DS,OFF)
kalmaya devam ederken, drenaj akımı artmaya devam eder. Bu durum figür3 tki şemaya
bakakılarak anlaşılabilir. Akımın tamamı MOSFET içinde tranfer edile kadar ve diyot kendi pn
baglantısından terst voltaj geçişini tamamen engellemek için turn-off oluncaya kadar voltaj
output voltajı seviyesinde kalmalıdır.
Entering into the third period of the turn-on procedure the gate is already charged to the
sufficient voltage (VGS,Miller) to carry the entire load current and the rectifier diode is turned
off. That now allows the drain voltage to fall. While the drain voltage falls across the device,
the gate to- source voltage stays steady. This is the Miller plateau region in the gate voltage
waveform. All the gate current available from the driver is diverted to discharge the CGD
capacitor to facilitate the rapid voltage change across the drain-to-source terminals. The drain
current of the device stays constant since it is now limited by the external circuitry, i.e. the DC
current source.
The last step of the turn-on is to fully enhance the conducting channel of the MOSFET by
applying a higher gate drive voltage. The final amplitude of VGS determines the ultimate onresistance of the device during its on-time. Therefore, in this fourth interval, VGS is increased
from VGS,Miller to its final value, VDRV. This is accomplished by charging the CGS and CGD
capacitors, thus gate current is now split between the two components.
While these capacitors are being charged, the drain current is still constant, and the drain-to
source voltage is slightly decreasing as the on resistance of the device is being reduced.
Turn-on aşamasının 3. bölümüne gelindiğinde gate tüm akımı taşımak için zaten yeteri kadar
(V_GS,Miller) yüklenmiş ve rekfayır diyotu turn-off duruma geçmiştir. Bu dranaj voltajının
düşmesine olanak sağlar. Alet üzerinde drenaj voltajı düşerken gate-to-source voltajı sabit
kalmaya devam eder. Bu kısım Miller platosu bölgesidir. Gate akımının tamamı C_GD
kapositörünü discharge ederek drain-to-sorce terminallerinde ani bir voltaj degişimine olanak
saglamak için yön değiştirmiştir. Harici bir devre (mesela bir dc akım kaynağı) tarafından
sınırlandırıldığı için drenaj akımı sabit kalmaya devam eder.
Turn-on aşamasının son adımında daha yüksek bir gate-drive voltajı uygulanarak MOSFETtin
iletetim kapasitesi yükseltilir. V_GS'nin son degeri on-resistansının son değerini (çalışır
durumdayken) belirler. Bu nedenle, bu 4. aşamada V_GS degeri V_GS,Miller degerinden son
degerine (V_DRV) yükseltilir. Bu C_GS ve C_GD kapasitörlerinin şarz edilmesi böylece gate
akımının iki parcaya bölünmesi ile sağlanır. Bu kapasitörler şarj edilirken drenaj akımı hala
sabittir ve on-resistance degeri düşmeye başladığı için drain-tosource voltajı hafifce düşer.
Turn-Off procedure
The description of the turn-off procedure for the MOSFET transistor is basically back tracking
the turn-on steps from the previous section. Start with VGS being equal to VDRV and the
current in the device is the full load current represented by IDC in Figure 3. The drain-tosource voltage is being defined by IDC and the RDS(on) of the MOSFET. The four turn-off
steps are shown in Figure 5. for completeness.
Figure 5. MOSFET turn-off time intervals The first time interval is the turn-off delay which is
required to discharge the CISS capacitance from its initial value to the Miller plateau level.
During this time the gate current is supplied by the CISS capacitor itself and it is flowing
through the CGS and CGD capacitors of the MOSFET. The drain voltage of the device is
slightly increasing as the overdrive voltage is diminishing. The current in the drain is
unchanged. In the second period, the drain-to-source voltage of the MOSFET rises from
ID⋅RDS(on) to the final VDS(off) level, where it is clamped to the output voltage by the rectifier
diode according to the simplified schematic of Figure 3. During this time period – which
corresponds to the Miller plateau in the gate voltage waveform - the gate current is strictly the
charging current of the CGD capacitor because the gate-to-source voltage is constant. This
current is provided by the bypass capacitor of the power stage and it is subtracted from the
drain current. The total drain current still equals the load current, i.e. the inductor current
represented by the DC current source in Figure 3.
Turn-Off prosedürü
Turn-off presedürü temel olarak turn-on prosedürünün tersten işleyen hali olarak dört
aşamada ele alınabilir. Başlanğıçta V_gs degeri V_DRV degerine eşit ve alet üzerinden şekil
3 te I_DC olarak gösterilen tam-yük I_DC akımı gecmektedir. Drain-to-sorce voltajı I_DC
akımı ve R_DS(on) direnci tarafından belirlenmektedir. MOSFETin turn-off prosedürü şekil 5
de 4 adım olarak gösterilmiştir.
İlk aşama turn-off gecikmesidir, bu aşama C_ISS kapasitörünün kendi ilk degerinden Miller
platosu seviyesine kadar boşalması için gereken süre olarak da tanımlanabilir. Bu aşamada
gate akımı C_ISS tarafından saglanır ve C_GS ve C_GD üzerinden gaçer. Drenaj voltajı
hahifçe artarken overdrive voltajı hahifçe düşer. Drenaj akımı değişmez.
İkinci aşamada, MOSFETin drain-to-source voltajı I_DRxR_DS(on) degerinden kendi son
değeri olan V_DS(on) degerine yükselir. Ve burada rektifayır tarafından şekil 3 te gösterildiği
gibi sabit tutulur. Bu aşamada C_GD kapasitörü ( Miller platosu bölgesi olarak da kabul
edilebilir) gate akımı tarafından şarj edilir. Çünkü vate-tosource voltajı sabittir. Bu akım bypass
kapasitörü tarafından drenaj akımı kullanılarak saglanır. Toplam drenaj akımı hala yük
akımına (mesela figür 3 te belirtilen DC akım kaynagı ile gösterilen indüktör akımı) eşittir.
The beginning of the third time interval is signified by the turn-on of the diode, thus providing
an alternative route to the load current. The gate voltage resumes falling from VGS,Miller to
VTH. The majority of the gate current is coming out of the CGS capacitor, because the CGD
capacitor is virtually fully charged from the previous time interval. The MOSFET is in linear
operation and the declining gate-to-source voltage causes the drain current to decrease and
reach near zero by the end of this interval. Meanwhile the drain voltage is steady at VDS(off)
due to the forward biased rectifier diode. The last step of the turn-off procedure is to fully
discharge the input capacitors of the device. VGS is further reduced until it reaches 0V. The
bigger portion of the gate current, similarly to the third turn-off time interval, supplied by the
CGS capacitor. The drain current and the drain voltage in the device are unchanged.
Summarizing the results, it can be concluded that the MOSFET transistor can be switched
between its highest and lowest impedance states (either turn-on or turn-off) in four time
intervals. The lengths of all four time intervals are a function of the parasitic capacitance
values, the required voltage change across them and the available gate drive current. This
emphasizes the importance of the proper component selection and optimum gate drive
design for high speed, high frequency switching applications.
Üçüncü aşamanın başlangıcı diyotun turn-on aşaması ile işaretlenir, böylece yük akımı için
alternatif bir güzergah ortaya çıkar. Gate volyajı VGS,miller degerinden tekrar VTH değerine
düşer. Gate akımın büyük bir kısmı CGS kapasitörü tarafından sağlanmaktadır. Çünkü CGD
kapasitörü bir önceki aşamada sanal olarak tamamen şarz olmuştur. Bu aşamada MOSFET
lineer olarak çalışır ve düşen gate-to-source voltajı bu aşamaın sonunda drenaj akımının
neredeyse 0'a kadar düşmesine sebep olur. Aynı zamanda drenaj voltajı VDS(off) rektifiayır
diyotun forvard-biased olamsından kaynaklı sabittir.
Turn-off presedürünün son adımında MOSFETin input kapasiörü tamemen boşaltılır. VGS 0
volta kadar düşer. Gate akımın büyük bir kısmı 3. adıma benzer bir şekilde CGS kapasitörü
taradından sağlanır. Drenaj akımı ve drenaj voltajı değişmeden kalır. Sonuçları özetlemk
gerekirse, MOSFET transistörleri kendi maksimum ve minimum empedans durumları
arasında 4 aşamada switch edilebiilir. Bu aşamalar için gerekli olan süre parazitik kapasitans
degerlerinin, gerekli voltaj değişimi ve uygulanan gate akımının bir fonksiyonudur. Bu sonuç
yuksek hızlı switching uygulamaları ve gate- drive tasarımları için uygun devre elemanlarının
seçimin nekadar önemli işaret etmektedir.
Characteristic numbers for turn-on, turn-off delays, rise and fall times of the MOSFET
switching waveforms are listed in the transistor data sheets. Unfortunately, these numbers
correspond to the specific test conditions and to resistive load, making the comparison of
different manufacturers’ products difficult. Also, switching performance in practical
applications with clamped inductive load is significantly different from the numbers given in
the data sheets.
Turn-on ve turn-off gecikmeleri için karakteristik değerler (MOSFETin yükselme ve düşme
süreleri) transistörlerin datasheetlerinde belirtilmektedir. Ne yazıkki bu değerler özel test
şartlarında ve belirli resistif yüklerde ölçülmüştür ve farklı üreticilerin değerlerini birbiri ile
karşışatırabilmek çok zordur. Ayrıca pratikte ortaya çıkan değerler bu dataheetlerde verilen
değerlerden oldukça farklıdır.
Power losses
The switching action in the MOSFET transistor in power applications will result in some
unavoidable losses, which can be divided into two categories. The simpler of the two loss
mechanisms is the gate drive loss of the device. As described before, turning-on or off the
MOSFET involves charging or discharging the CISS capacitor. When the voltage across a
capacitor is changing, a certain amount of charge has to be transferred. The amount of
charge required to change the gate voltage between 0V and the actual gate drive voltage
VDRV, is characterized by the typical gate charge vs. gate-to-source voltage curve in the
MOSFET data sheet. An example is shown in Figure 6.
Figure 6. Typical gate charge vs. gate-to-source voltage
Güç Kayıpları
MOSFET transistörlerde swithc olayı önüne geçemeyeceğimiz bir takım güç kayıpları ile
sonuçlanır. Bu kayıplar iki grupta toplanabilir. Ilki gate driveda oluşan kayıptır. Daha önce
anlatıldığı üzere MOSFETin turn on yada turn off aşamasında CISS kapasitörü şarj ve deşarj
edilir. Kapasitör üzerindeki voltaj değişirken belli bir miktar yük taşınmalıdır. Gate voltajını oV
den gercek drive voltajı olan V_DRV'ye çıkarmak için gerekli olan yük miktarı MOSFETin
datasheetinde gösterilen gate yükü vs gate-tosource eğrisi tarafından karakterize edilir.
Bunun bir örnegi figur 6 da gösterilmiştir.
Şekil 6. Kapı vs Tipik kapısı şarj için kaynak gerilimi
This graph gives a relatively accurate worst case estimate of the gate charge as a function of
the gate drive voltage. The parameter used to generate the individual curves is the drain-to
source off state voltage of the device. VDS(off) influences the Miller charge – the area below
the flat portion of the curves – thus also, the total gate charge required in a switching cycle.
Once the total gate charge is obtained from Figure 6, the gate charge losses can be
calculated as: where VDRV is the amplitude of the gate drive waveform and fDRV is the gate
drive frequency – which is in most cases equal to the switching frequency. It is interesting to
notice that the QG⋅fDRV term in the previous equation gives the average bias current
required to drive the gate. The power lost to drive the gate of the MOSFET transistor is
dissipated in the gate drive circuitry. Referring back to Figures 4 and 5, the dissipating
components can be identified as the combination of the series ohmic impedance in the gate
drive path. In every switching cycle the required gate charge has to pass through the driver
output impedance, the external gate resistor, and the internal gate mesh resistance. As it
turns out, the power dissipation is independent of how quickly the charge is delivered through
the resistors. Using the resistor designators from Figures 4 and 5, the driver power dissipation
can be expressed QG.fDRV çarpımı
Bu grafik gate yükünü gate drive voltajının bir fonksiyonu olarak verir. Her bir egriyi üretmek
için kullanılan parametre drain-to-source -off voltajıdır.VDS(off) Miller sarzını (grafikte düz
bölgenin altında kalan kısım) ve dolayısıyla switching dongüsünde gerekli olan gate yükünü
etkiler. Toplam yük figür 6 dan birkere elde edildikten sonra, yükteki kayıp şöyle
hesaplanabilir.
burada VDRV gate-drive genligi, fDRV gate-drive frekansıdır ( genellikle switching frekansına
eşittir). Şunu belirtmek gerekir ki QG.fDRV çarpımı gatei sürmek için gerekliolan avaraj bias
akımına eşittir. Gate drive edilirken oluşan güç kayıbı gate devresinde gerçekleşir. Fiür 4 ve
5'e geri dönecek olursak yükteki kayıba neden olan parçalar gate drive yolunda seri olarak
empedanslar olarak düşünülebilirler. Her switching döngüsünde, gerekli olan gate yükü
sürücü output empedansını, harici gate direncini ve dahili mesh direncini katetmek
zorundadır. Oluşan yük kayıbı yükün direncler üzerinden ne kadar çabuk aktığından
bağımsızdır. Figür 4 ve 5 teki direnç tasarımları kullanılarak yükteki kayıp aşağıdaki gibi
hesaplanabilir.
In the above equations, the gate drive circuit is represented by a resistive output impedance
and this assumption is valid for MOS based gate drivers. When bipolar transistors are utilized
in the gate drive circuit, the output impedance becomes non-linear and the equations do not
yield the correct answers. It is safe to assume that with low value gate resistors (<5Ω) most
gate drive losses are dissipated in the driver. If RGATE is sufficiently large to limit IG below
the output current capability of the bipolar driver, the majority of the gate drive power loss is
then dissipated in RGATE.
In addition to the gate drive power loss, the transistors accrue switching losses in the
traditional sense due to high current and high voltage being present in the device
simultaneously for a short period. In order to ensure the least amount of switching losses, the
duration of this time interval must be minimized. Looking at the turn-on and turn-off
procedures of the MOSFET, this condition is limited to intervals 2 and 3 of the switching
transitions in both turn-on and turn-off operation. These time intervals correspond to the linear
operation of the device when the gate voltage is between VTH and VGS,Miller, causing
changes in the current of the device and to the Miller plateau region when the drain voltage
goes through its switching transition.
his is a very important realization to properly design high speed gate drive circuits. It
highlights the fact that the most important characteristic of the gate driver is its source-sink
current capability around the Miller plateau voltage level. Peak current capability, which is
measured at full VDRV across the driver’s output impedance, has very little relevance to the
actual switching performance of the MOSFET. What really determines the switching times of
the device is the gate drive current capability when the gate-to source voltage, i.e. the output
of the driver is at ~5V (~2.5V for logic level MOSFETs
Yukarıdaki denklemlede, gate drive devresi resistif çıkış empedansı ile tanımlanmıştır. Bu
kabullenme sadece MOS tabanlı gate sürücüleri için geçerlidir. Gate devresinde bipolar
transistör kullanılacağı zaman output empedansı non-lineer hale gelir ve yukardaki
denklemler doğru sonucu vermezler. Gate dirençlelrinin düşük olduğu durumlarda (<5Ohm)
pek çok gate drive kayıpları yokolur. Eger RGATE degeri IG yi bipolar sürücünün output akımı
kapasitesinden alçakta tutmak için yeterince yüksek ise gate drive kayıplarının büyük
çogunlugu RGATE üzerinde gerçekleşir.
Gate drive güç kayıplarına ek olarak, yüksek akım ve yüksek voltajın çok kısa zaman
peryotları için bir arada bulunmasından kaynaklı switching kayıpları yaşanması da
muhtemeldir. Switching kayıplarını düşürebilmek için bu kısa zaman peryodunun mumkün
olduğunca kısaltılması gerekmektedir. MOSFET'in tunr-on ve turn-off prosedürlerine tekrar
bakacak olursak, bu durum göz önüne alınarak her iki presedüründe 2. ve 3. aşamaları tekrar
gözden geçirilmelidir. Gate voltajının VTH ve VGS arasında bulundugu durumlarda, transistor
bu zaman aralıklarında lineer olarak çalışır.
Yüksek hızlı gate drive deverlerinin tasarımında bu iyi anlaşılması gereken bir konudur. Bu
gate-sürücüsünün en önemli karakteristiginin source-sink akım kapasitesinin miller platosu
voltaj seviyesi etrafında oldugunu işarat eder. Peak akım kapasitesi, otuput empedansı
üzerinden tam VDRV ölçülerek bulunur ve MOSFETin switching performası ile çok az ilgilidir.
MOSFETin switching performansını belirleyen asıl parametre, gate-to-soruce voltajı ( sürücün
çıkışı) 5V civarında iken gate sürücüsünün akım kapasitesidir.
A crude estimate of the MOSFET switching losses can be calculated using simplified linear
approximations of the gate drive current, drain current and drain voltage waveforms during
periods 2 and 3 of the switching transitions. First the gate drive currents must be determined
for the second and third time intervals respectively:
Assuming that IG2 charges the input capacitor of the device from VTH to VGS,Miller and IG3
is the discharge current of the CRSS capacitor while the drain voltage changes from VDS(off)
to 0V, the approximate switching times are given as:
MOSFET'in switching kayıpları, MOSFETin 2. ve 3. zaman aralıkları için denkklemlerde gatedrive akımı, deeanaj akımı ve direnaj voltajı için lineer yaklaşımlar yapılarak kabaca
hesaplanabilir. İlk olarak gate drive akımları 2. ve 3. zaman aralıkları için sırasıyla aşağıdaki
gibi bulunmalıdır:
IG2 nin input kapasitörünü VTH den VGS,Miller seviyesine sarj ettiği ve drenaj voltajının
VDS(off)tan 0V a düştügünde IG3 CRSS kapasitörünü şarj ettiğini kabul ederek swtiching
zamanları aşağıdaki gibi bulunabilir.
During t2 the drain voltage is VDS(off) and the current is tamping from 0A to the load current,
IL while in t3 time interval the drain voltage is falling from VDS(off) to near 0V. Again, using
linear approximations of the waveforms, the power loss components for the respective time
intervals can be estimated:
t2 süresinde drenaj voltajı VDS(off) dur ve akım 0A dan yük akımı IL'ye çıkarken t3 süresinde
ise drenaj voltajı VDS(off) dan 0V seviyesine düşer. Yine lineer yaklaşımlar kullanılarak ilgili
zaman aralıklakrında güç kayıpları aşağıdaki gibi hesaplanır:
where T is the switching period. The total switching loss is the sum of the two loss
components, which yields the following simplified expression:
Even though the switching transitions are well understood, calculating the exact switching
losses is almost impossible. The reason is the effect of the parasitic inductive components
which will significantly alter the current and voltage waveforms, as well as the switching times
during the switching procedures. Taking into account the effect of the different source and
drain inductance of a real circuit would result in second order differential equations to
describe the actual waveforms of the circuit. Since the variables, including gate threshold
voltage, MOSFET capacitor values, driver output impedance, etc. have a very wide tolerance,
the above described linear approximation seems to be a reasonable enough compromise to
estimate switching losses in the MOSFET.
Burada T switching peryodudur. Toplam switching kayıbıbasitleştirilmiş ifadeden
hesaplanacagı gibi iki kayıp çeşidinin toplamıdır.
Switching süreçleri aslında iyi anlaşılmış olmasına ragmen, gerçek switching kayıplarını
hesaplayabilmek neredeyse imkansızdır. Bunun sebebi akımı ve voltaj degerini ve hatta
siwitching zamanını çok belirgin bir düzeyde etkileyebilen parazitik etkilerdir. Değişik
kaynakların devre üzerindeki etkileri ikinci dereceden difreansiyel denklemler ile ifade
edilebilir. Denklemdeki gate voltajı eşik degeri, kapasitör degerleri sürücü in output
empedansı ve diğer degişkenler çok değişebilir ve geniş toleransa sahip olduklarından
yukarıdaki denklemde uygulanan lineer basitleştirmeler yeterince uygulanabilir ve mantıklı
hale gelmektedir.
Effects of parasitic components
The most profound effect on switching performance is exhibited by the source inductance.
There are two sources for parasitic source inductance in a typical circuit, the source bond
wire neatly integrated into the MOSFET package and the printed circuit board wiring
inductance between the source lead and the common ground. This is usually referenced as
the negative electrode of the high frequency filter capacitor around the power stage and the
bypass capacitor of the gate driver. Current sense resistors in series with the source can add
additional inductance to the previous two components. There are two mechanisms in the
switching procedure which involve the source inductor. At the beginning of the switching
transitions the gate current is increasing very rapidly as illustrated in Figures 4 and 5. This
current must flow through the source inductance and will be slowed down based on the
inductor value. Consequently, the time required to charge/discharge the input capacitance of
the MOSFET gets longer, mainly influencing the turn-on and turn-off delays (step 1).
Furthermore, the source inductor and the CISS capacitor form a resonant circuit as shown in
Figure 7. Gate drive resonant circuit components
Parazitik bileşenlerin etkileri:
Switching performansı üzerinde en büyük etkiyi source indüktansı gösterir. Tipik bir devrede
parazitik indüktansın iki kaynağı bulunur. MOSFET paketinin baglantı kabloları ve kaynak ve
ground arasındaki baskıdevre kablolamaları. Bu genellikle gate driverinun bypass kapasitörü
ve yüksek firekans filitre kapsitörünün negatif elektrodu olarak da düşünülebilir. Devredeki seri
baglı (sense) dirençler ektra indüktans yaratarak önceki iki parazit gurubuna katkıda
bulunabilirler. Swithcing mekanizmasında kaynak indüktörünü içeren iki çeşit mekanizma
bulunur. Swithing geçişlerinin başlangıcında gate akımı sekil 4 ve sekil 5 de gösterildiği gibi
çok hızlı olarak yükselmektedir. Bu akım kaynak indüktansı üzerinden akmak zorundadır ve
indüktö değerine göre akım şiddeti azalacaktır. Sonuç olarak MOSFETtin input kapasitörünün
dolması veya boşalması daha fazla zaman alarak step1 deki turn on ve turn off gecikmelerini
getkileyecektir. Ayrıca kaynak indüktörü ve CISS kapasitoru şekilde gösterildiği gibi bir
rezonans devresi oluştracaktır.
Şekil 7.Gate drive resonans devresi bileşenleri
The resonant circuit is exited by the steep edges of the gate drive voltage waveform and it is
the fundamental reason for the oscillatory spikes observed in most gate drive circuits.
Fortunately, the otherwise very high Q resonance between CISS and LS is damped or can be
damped by the series resistive components of the loop which include the driver output
impedance, the external gate resistor, and the internal gate mesh resistor.
The only user adjustable value, RGATE, can be calculated for optimum performance by:
Resonans devresi gate drive voltaj dalgasındaki addım kenarları tarafından uyarılırslar. Pek
çok gate drive devrelerinde gözlenen dalgalı spike'ların sebebi budur. Bu sayede CISS ve LS
arasındaki çok yüksek Q resonansı seri dirençsel bileşenlerşerrle (driver output empedans,
harici gate direnci ve iç meşh direnci) düşürülür.
Kullanıcı tarafında kontol edilebilen tek deger RGATE optimum performansı elde edebilmek
için aşağıdaki gibi hesaplanır:
Smaller resistor values will result an overshoot in the gate drive voltage waveform, but also
result in faster turn-on speed. Higher resistor values will under-damp the oscillation and
extend the switching times without offering any benefit for the gate drive design. The second
effect of the source inductance is a negative feedback whenever the drain current of the
device is changing rapidly. This effect is present in the second time interval of the turn-on and
in the third time interval of the turn-off procedure. During these periods the gate voltage is
between VTH and VGS,Miller, and the gate current is defined by the voltage across the drive
impedance, VDRV-VGS. In order to increase the drain current quickly, significant voltage has
to be applied across the source inductance. This voltage reduces the available voltage across
the drive impedance, thus reduces the rate of change in the gate drive voltage which will
result in a lower di/dt of the drain current. The lower di/dt requires less voltage across the
source inductance. A delicate balance of gate current and drain di/dt is established through
the negative feedback by the source inductor. The other parasitic inductance of the switching
network is the drain inductance which is again composed of several components. They are
the packaging inductance inside the transistor package, all the inductances associated with
interconnection and the leakage inductance of a transformer in isolated power supplies. Their
effect can be lumped together since they are in series with each other. They act as a turn-on
snubber for the MOSFET. During turn-on they limit the di/dt of the drain current and reduce
the drain-to-source voltage across the device by the factor of LD⋅di/dt. In fact, LD can reduce
the turnon switching losses significantly. While higher LD values seem beneficial at turn-on,
they cause considerable problems at turn-off when the drain current must ramp down
available in the literature but points beyond the scope of this paper.
Küçük direnc degerleri gate drive coltajının çok yuksek degere çıkmasına sebep olurken
daha hızlı bir turn-on saglar. Yüksek direnç degerleri gate drive tarasımında herhangi bir
avantaj sağlamadığı gibi switching zamanlarının uzamasına neden olur. Drenasj akımı hızlıca
değiştikçe kaynak indüktansı negatif geribesleme etkisi gösterir. Bu etki turn on prosedürünün
2. zaman aralığınde ve turn off presedürünün 3. zaman aralığında gözlenir. Bu peyotlar
boyunca, gate voltajı VTH ve VGS,MILLER arasında gate akımı ise driver empedansındaki
voltaj değerine (VDRV-VGS) göre bir deger alır. Drenaj akımını çabucak yükseltmek için
kaynak indüktansına belirgin bir voltaj uygulanmak zorundadur. Bu voltaj driver
empedansındaki voltaj degerini düşürür. Bu voltaj düşmesi drenaj akımında düşük bir di/dt
oranına neden olur. Bu düşük di/dt oranı kaynak indüktansın üzerinden daha düşük bir
voltajın geçmesine nedene olur. Kaynak indüktörü tarafından negatif bir geribesleme
uygulanması ile gate akımı ve drenaj di/dti üzerinde hasass bir denge sağlanır. Swithing
networkünün Diğer bir parazitik indüktansı ise yine pek çok bileşenden oluşmuş olan drenaj
indüktansıdır. Transistör paketlerinin paketleme indüktansları, arabağlantılardan oluşan tüm
indüktanslarve isole edilmiş güç kaynaklarının transformatorlerinden kayaklı bir indüktanslar.
Tüm bunların etkileri bir bütün olarak düşünülebilir. Çünkü hepsi birbirine seri bağlıdır.
MOSFET'İn turn-on söndürücüsü (snubber) olarak etki ederler. Turn on sırasında drenaj
akımının di/dt ( I'nin zaman içindeki değişim oranı) değerini limitleyerek alet üzerindeki drainto-soruce voltaj değerini LD.di/dt oradında düşürürler. Aslında, LD turn-on swithing
kayıplarını da belirgin bir şekilde azaltır. Yüksek LD degerleri turn on sırasında faydalı
görünürken turn-off sırasında drenaj akımı düşerken dikkate alınması gerekensorunlara
neden olurlar. Ancak bunlar bu yazının değinecekleri arasında değildir.
İLK BÖLÜMÜN SONU 2010-01-14
GROUND REFERENCED GATEDRIVE
PWM Direct drive
In power supply applications, the simplest way of driving the gate of the main switching
transistor is to utilize the gate drive output of the PWM controller as shown in Figure 8.
Figure 8. Direct gate drive circuit The most difficult task in direct gate drives is to optimize the
circuit layout. As indicated in Figure 8, there might be considerable distance between the
PWM controller and the MOSFET. This distance introduces a parasitic inductance due to the
loop formed by the gate drive and ground return traces which can slow down the switching
speed and can cause ringing in the gate drive waveform. Even with a ground plane, the
inductance can not be completely eliminated since the ground plane provides a low
inductance path for the ground return current only. To reduce the inductance linked to the gate
drive connection, a wider PCB trace is desirable. Another problem in direct gate drive is the
limited drive current capability of the PWM controllers. Very few integrated circuits offer more
than 1A peak gate drive capability. This will limit the maximum die size which can be
driven at a reasonable speed by the controller. Another limiting factor for MOSFET die size
with direct gate drive is the power dissipation of the driver within the controller. An external
gate resistor can mitigate this problem as discussed before. When direct gate drive is
absolutely necessary for space and/or cost savings, special considerations are required to
provide appropriate bypassing for the controller. The high current spikes driving the gate of
the MOSFET can disrupt the sensitive analog circuitry inside the PWM controller. As MOSFET
die size increases, so too does gate charge required. The selection of the proper bypass
capacitor calls for a little bit more scientific approach than picking the usual 0.1μF or 1μF
bypass capacitor.
PWM direkt sürücü
Güç kaynağı uygulamalarında, ana anahtarlama taransistörünü sürmenin en basit yolu PWM
denetleyicinin gate sürücü çıkışını Fig. 8 deki gibi kullanmaktır.
Şekil 8. direkt gate sürücü devresi.
Direkt gate sürücü tasarımlarındaki en büyük zorluk devre düzeni optimize etmektir. Figür 8
de gösterildiği gibi, Mosfet ve PWD denetleyicisi arasında farkedilebilir bir uzaklık bulunabilir.
Bu uzaklık, gate dive ve ground arasında oluşan akım döngüsü nedeniyle parazitik
indiksiyonlara neden olabilir. Bu da switching hızını ve performansını etkiler. Ground tabakası
olmasına ragmen, bu parazitik indüktansı yok etmek herzaman mümkün olmayabilir. Bu gate
– drive baglantısından kaynaklı oluçan indüktansı yok etmek için, geniş PCB yolları
kullanılmalıdır. Direkt gatelerle ilgili bir başka problem ise, PWM denetleyicilerinin akım
kapasitelerinin genelde düşük olmasıdır. Çok az sayıdaki entegre devre 1A dan yüksek peak
akım kapasitesine sahiptir. Bu denetleyici taradından makul bir hızda sürülebilecek
maksimum die boyutunu sınırlandıracaktır. Direkt gate tasarımında Mosfet die boyutunu
sınırlandıracak bir başke etken ise denetleyicideki güç kayıplarıdır. Harici bit gate direnci bu
güç kaybını azaltmaya yardımcı olabilir. Gate sürücülerinin alan ve maliyet açısından
kesinlikle gerekli olduğu uygulamalarda, denetleyiciyi bypass edecek birtakım etkenler göz
önüne alınmalıdır. Yüksek akım atlamaları PWM içerisindeki hashas analog dervereler zarar
verebilit. Mosfet die boyutu arttıkça, dolayısıyla gerekli olan gate yükü de artmaktadır. Bu
bölümde uygun bypass kapasitör seçimi üzerine biraz bilimsel aklaşım getirilecektir.
Sizing the bypass capacitor
In this chapter the calculation of the MOSFET gate driver’s bypass capacitor is demonstrated.
This capacitor is the same as the PWM controller’s bypass capacitor in direct gate drive
application because that is the capacitor which provides the gate drive current at turn-on. In
case of a separate driver circuit, whether a gate drive IC or discrete solution, this capacitor
must be placed close, preferably directly across the bias and ground connection of the driver.
There are two current components to consider. One is the quiescent current which can
change by a 10x factor based on the input state of some integrated drivers. This itself will
cause a duty cycle dependent ripple across the bypass capacitor which can be calculated as:
Bypass kapasitörünün boyutlandırılması
Bu bölümde Mosfet gate sürücüsü için uygun bypass kapasitörü hesabı anlatılacaktır. Bu
kapasitör, turn-on sırasında gate drive akımını sağlaması nedeniyle, direkt gate sürücü
uygulamalarındaki PWM denetleyicin bypass kapasitörü ile aynıdır. Ayrı sürücü devrelerinin
mevcut oldugu durumlarda, bu kapasitör tercihen sürücün bias'ı ve groundu arasına yada
mümkün olduğu kadar yakına yerleştirilmelidir. Göz önünde bulundurulması gereken iki akım
vileşeni vardır. İlki istirahat akımı, ki devrenin input durumna göre bu akım anlık olarak 10
katına kadar değişebilir. Aşağıdaki formule göre hesaplanabilen bir akım döngüsüne neden
olur.
where it is assumed that the driver’s quiescent current is higher when its input is driven high.
The other ripple component is the gate current. Although the actual current amplitude is not
know in most cases, the voltage ripple across the bypass capacitor can be determined based
on the value of the gate charge. At turn-on, this charge is taken out of the bypass capacitor
and transferred to the MOSFET input capacitor. Accordingly the ripple is given by:
Burada input yükseğe çekildiğinde devrenin istirehat akımının daha yüksek olduğunu kabul
ediyoruz. Dalğalanma gösteren diğer bir devre bileşeni de gate akımıdır. Aslında gercek akım
degeri çoğu durumda bilinemez, bypass kapasitörü üstündeki yükten yola çıkılarak voltaj
dalgalanması belirlenir. Turn-on sırasında, bu yük bypass pakasitörü tarasından alınarak
Mosfet input kapasitörüne aktarılır. Voltajdaki dalğalanma aşağıdaki gibi bulunur
Süperposizyon ilkesini kullanarak ve denklemleri CDRV için çözerek, tolalere edilebilir ripple
voltajı (AV) için baypass kapasitör degeri aşağıdaki gibi hesaplanabilir.
where IQ,HI is the quiescent current of the driver when its input is driven high, DMAX is the
maximum duty cycle of the driver while the input can stay high, fDRV is the operating frequency
of the driver, and QG is the total gate charge based on the amplitude of the gate drive and
drain-tosource off state voltages.
Burada IQ,HI devrenin input degeri yüksek olduğu durumdaki istirahat akımı, DMAX inputun
yüksek dumdaki maksimum görev döngüsü, fDRV ise sürücünün çalışma frekansıdır. QG ise
gate-drive genliği ve drenaj-kaynak off state voltajları tarafından belirlenen toplam yüktür.
Driver protection
Another must-do with direct drive and with gate drive ICs using bipolar output stage is to
provide suitable protection for the output bipolar transistors against reverse currents. As
indicated in the simplified diagram in Figure 9, the output stage of the integrated bipolar
drivers is built from npn transistors due to their more efficient area utilization and better
performance.
Sürücü koruması
Göz önüne alınması ve kesinlikle uygulanması gereken konulardan birtanesi de ters
akımlara karşı sürücü korumasıdır. Figür9 da gösterildiği üzere entegre bipolar devrelerin
output kısımları npn transistörlerden yapılmıştır. Çünkü daha verimli ve daha
performasnlıdırlar.
Figure 9. Gate drive with integrated bipolar transistors
The npn transistors can handle currents in one direction only. The high side npn can source
but can not sink current while the low side is exactly the opposite. Unavoidable oscillations
between the source inductor and the input capacitor of the MOSFET during turn-on and turnoff necessitate that current should be able to flow in both directions at the output of the driver.
To provide a path for reverse currents, low forward voltage drop Schottky diodes are generally
needed to protect the outputs. The diodes must be placed very close to the output pin and to
the bypass capacitor of the driver. It is important to point out also, that the diodes protect the
driver only, they are not clamping the gate-to-source voltage against excessive ringing
especially with direct drive where the control IC might be far away from the gate-source
terminals of the MOSFET.
Npn transistörler akımı sadece tek yönde geçirirler. Yüksek kenar npn akım kaynağına
bağlıyken düşük kenar akımın gideceği yere bağlıdır. Her iki kenarda ters şekilde
bağlanamaz. Turn-on ve Turn-off aşamasında, kaynak indüktörü ve input kapasitörü arasında
gerçekleşen, önleyemediğimiz dalgalanmalar devernin output ucunda akımın her iki yöne de
akmasına neden olur. Ters akıma üzerinden akabilecegi bir yön belirleyerek outputları
koruma altına almak için düşük voltajlı ileri yönlü şchottky diyotları kullanılmalıdır. Bu diyotlar
devrenin bypass kapasitörü outpuç uçlarına çok yakın bağlanmalıdır. Özellikle belirtmek
gerekir ki bu diyotlar sadece devreyi korumaktadır, Aşırı gate-to-source voltaj yüklenmelerine
karşı bir güvence değildir.
Bipolar totem-pole driver
One of the most popular and cost effective drive circuit for driving MOSFETs is a bipolar,
noninverting totem-pole driver as shown in Figure 10.
Figure 10. Bipolar totem-pole MOSFET driver Like all external drivers, this circuit handles the
current spikes and power losses making the operating conditions for the PWM controller more
favorable. Of course, they can be and should be placed right next to the power MOSFET they
are driving. That way the high current transients of driving the gate are localized in a very
small loop area, reducing the value of parasitic inductances. Even though the driver is built
from discrete components, it needs its own bypass capacitor placed across the collectors of
the upper npn and the lower pnp transistors. Ideally there is a smoothing resistor or inductor
between the bypass capacitor of the driver and the bypass capacitor of the PWM controller for
increased noise immunity. The RGATE resistor of Figure 10 is optional and RB can be sized
to provide the required gate impedance based on the large signal beta of the driver
transistors.
Bipolar totem-pole driver
MOSFET'leri sürmek için en popüler ve maliyet açısından en etkin devre şekil 10 da
gösterilen bipolar, non-inverting totem-pole sürücü devresidir.
Şekil 10. Bipolar totem-pole Mosfet sürücü devresi
Harici diğer devreler gibi bu devre de, ani akım sıçramalarını ve güç kayıplarını kontrol altında
tutarak PWM denetleticisinin daha düzgün çalışabilmesi için gerekli çalışma koşullarının
oluşturur. Tabiki ve mutlak suretle sürdükleri güç Mosfetinin sag bitişiğine yerleştirilmelidir. Bu
şekilde, sürülen kapının yüksek akım geçişleri küçük bir döngü alanına hapsedilmiş olur.
Boylece bundan kaynaklanan pek çok parazitik indüktans mümkün olan en alt seviyelere
indirilmiş olur. Sürücü bitbirinden ayrı bileşenlerden oluşmuş olsa bile Upper npn ve Lower
pnp transistörlerin kollektörleri arasına yerleştirilmiş kendi bypass kapasitörüne ihtiyaç duyar.
Sistemin gürültü toleransını arttırmak için sürücü devresinin bypass kapasitöeü ve PWM
devresinin bypass kapasitörü arasına yumuşatıcı bir direncin yada indüktörün eklenmesi
faydalı olacaktır. Şekil 10'da gösterilen RGATE direnci opsiyoneldir . Sürücü transistörlerinin
geniş-sinyal-beta degerlerinini göz önüne alarak RB'nin degeri ihtiyaç duyulan gate
empedansını saglamak üzere değiştirilebilir.
An interesting property of the bipolar totem-pole driver that the two base-emitter junctions
protect each other against reverse breakdown. Furthermore, assuming that the loop area is
really small and RGATE is negligible, they can clamp the gate voltage between VBIAS+VBE
and GND-VBE using the base-emitter diodes of the transistors. Another benefit of this
solution, based on the same clamp mechanism, is that the npn-pnp totem-pole driver does
not require any Schottky diode for reverse current protection.
MOSFET totem-pole driver
The MOSFET equivalent of the bipolar totempole driver is pictured in Figure 11. All the
benefits mentioned about the bipolar totem-pole driver are equally applicable to this
implementation.
Figure 11. MOSFET based totem-pole driver Unfortunately, this circuit has several drawbacks
compared to the bipolar version which explain that it is very rarely implemented discretely.
The circuit of Figure 11 is an inverting driver, therefore the PWM output signal must be
inverted. In addition, the suitable MOSFET transistors are more expensive than the bipolar
ones and they will have a large shoot through current when their common gate voltage is in
transition. This problem can be circumvented by additional logic or timing components which
technique is extensively used in IC implementations.
Speed enhancement circuits
When speed enhancement circuits are mentioned designers exclusively consider circuits
which speed-up the turn-off process of the MOSFET. The reason is that the turn-on speed is
usually limited by the turn-off, or reverse recovery speed of the rectifier component in the
power supply. As discussed with respect to the inductive clamped model in Figure 3, the turnon of the MOSFET coincides with the turn-off of the rectifier diode. Therefore, the fastest
switching action is determined by the reverse recovery characteristic of the diode, not by the
strength of the gate drive circuit. In an optimum design the gate drive speed at turn-on is
matched to the diode switching characteristic. Considering also that the Miller region is closer
to GND than to the final gate drive voltage VDRV, a higher voltage can be applied across the
driver output impedance and the gate resistor. Usually the obtained turn-on speed is sufficient
to drive the MOSFET.
Bipolar totem-pole sürücünün ilginç bir özelliği ise, iki base-emiter junctionı birbirlerini ters
akıma karşı korur. Ayrıca loop bölgesinin gerçekten çok küçük ve RGATE degerinin göz ardı
edilebilecek kadar küçük olduğunu kabul edesek, transistörlerin base-emiter diyotlarını
kullanarak VBIAS+VBE ve GND-VBE arasındaki gate voltajını kenetleyebilirler. Bu çözümün
aynı kenetlemeke mekanizmazı temelinde bir başka avantajı ise npn-pnp totem-pole sürücü
ters akım korunması için Shottky diyotuna gerek duymaz.
Mosfet totem-pole sürücü
şekil 11 de gösterilmiş olan bipolar totem-pole sürücünün Mosfet karşılığıdır. Bipolar totempole sürücü için yukarda bahsedilmiş olan avantajların tamamı bu sürücü için de geçerlidir.
Ne yazık ki, bu devre bipolar versiyonuna göre bazı zorluklar içerir ve bu nedenden dolayı
çok nadiren tercih edilir. Şekil 11'de gösterilmiş olan devre sürücüyü invert etmektedir. Bu
nedenle PWM çıkış sinyali de invert edilmelidir. Ek olarak, Bu iş için uygun Mosfet
transistörler benzer işleri gören bipolar transistörlere göre oldukça pahalıdırlar ve gate voltajı
akar durumdayken geniş bir “shoot throuht akıma” sahiptirler. Bu problem ek mantık ve
zamanlama deverleri eklenerek çözülebilir. Bu çözüm IC uygulamalarında oldukça yaygın
olarak kullanılır.
Hızı iyileştirilmiş devreler
Hızın iyileştirilmesindenden bahsedildiğinde, tasarımcılar genellikle Mosfet sürücünün turn-off
sürecinin hızlandırılmasını göz önüne getirirler. Çünkü torn-on hızı genellikle turn-off
tarafından yada güç sağlayıcının rektifayır bileşenlerinin reverse recover hızı tarafından
belirlenir. Figür 3 te tartışıldığı üzere, Mosfetin turn-on süreci rectifayır diyodun turn-off süreci
ile örtüşür. Bu nedenle anahtarlama işleminin hızı diyodun reverse recover karakteristiği ile
belirlenir, gate sürücü devresinin gücüyle değil. Optimum bir tasarımda gate sürücü hızı
diyotun anahtarlama karakteristiği ile örtüşür. Miller bölgesinin GND ye yakın olduğu
düşünüldüğünde sürücü output empedansından ve gate direncinden daha yüksek bir voltaj
geçirerek turn-on aşamasında blirgin bir hızlanma gözlenebilir.
The situation is vastly different at turn-off. In theory, the turn-off speed of the MOSFET
depends only on the gate drive circuit. A higher current turn-off circuit can discharge the input
capacitors quicker, providing shorter switching times and consequently lower switching
losses. The higher discharge current can be achieved by a lower output impedance MOSFET
driver and/or a negative turn-off voltage in case of the common N-channel device. While
faster switching can potentially lower the switching losses, the turn-off speed-up circuits
increase the ringing in the waveforms due to the higher turnoff di/dt and dv/dt of the MOSFET.
This is something to consider in selecting the proper voltage rating and EMI containment for
the power device.
Durum turn-off sürecinde tamamen farklıdır. Teorik olarak Mosfetin turn-off hızı sadece gate
sürücü devresine bağlıdır. Yüksek akımlo bir turn-of devresi input kapasitörünü çabucak
discharge derek daha hızlı anahtarlama dolayısıyla daha düşük anahtarlama kaybı
sağlayabilir. Yüksek discharge akımı düşük empedanslı Mosfet output devresi veya Nchannel aletlerde negatif turn-off voltajı ile elde edilebilir. Daha hızlı swiitchingler genellikle
daha düşük switching kayıpları sağlarlar. Devrenin turn-off hızı artar. Bu power devreleri için
uygun voltajı seçmekte göz önüne alınması gereken bir faktördür.
Turn-off diode
The following examples of turn-off circuits are demonstrated on simple ground referenced
gate drive circuits, but are equally applicable to other implementations discussed later in the
paper. The simplest technique is the anti-parallel diode, as shown in Figure 12.
Figure 12. Simple turn-off speed enhancement circuit In this circuit RGATE allows adjustment
of the MOSFET turn-on speed. During turn-off the antiparallel diode shunts out the resistor.
DOFF works only when the gate current is higher than:
Turn-off diyotu
Aşağıdaki turn-off örnek develeri basit toprak referanslı gate sürücü devreleri üzerinde
hazırlanmıştır. Ancak bu yazının devamında bahsedilecek diğer devreler üzerinde de eşit
derecede uygulanabilir. En basit teknik şekil 12 de gösterilen anti-paralel diyottur
Figure 12.Turn off hızı arttırılmış basit devre.
Bu devrede RGATE Mosfetin turn-off hızının ayarlanmasına imkan vermektedir. Turn off
sırasında antiparalel diyot resistöre shunts out yapar. DOFF yanlızca gate akımı daha
yüksekken çalışır:
typically around 150mA using a 1N4148 and around 300mA with a BAS40 Schottky
antiparallel diode. Consequently, as the gate-tosource voltage approaches 0V the diode helps
less and less. As a result, this circuit will provide a significant reduction in turn-off delay time,
but only incremental improvement on switching times and dv/dt immunity. Another
disadvantage is that the gate turn-off current still must flow through the driver’s output
impedance.
1N4148 kullanıldığında genellikle 150mA seviyesinde, BAS40 Schottky antiparallel diyot
kullanıldığında ise 300mA seviyesindedir. Sonuç olarak gate-to-source voltajo 0V ye
yaklaşırken diyot giderek daha az yardımcı olur. Böylece, bu devre turn-off gecikme zamanını
farkedilir düzeyde azaltır, bu seitching zamanında ve dv/dt değerinde sacede artışşal bir
iyileşmedir. Diğer bir dezavantajı ise gate turn-off akımı halen sürücünün output empedansı
üzerinden akmaya devam etmek zorundadır.
PNP turn-off circuit
Undoubtedly the most popular arrangement for fast turn-off is the local pnp turn-off circuit of
Figure 13. With the help of QOFF, the gate and the source are shorted locally at the MOSFET
terminals during turn-off. RGATE limits the turnon speed, and DON provides the path for the
turnon current. Also, DON protects the base-emitter junction of QOFF against reverse
breakdown at the beginning of the turn-on procedure.
The most important advantage of this solution is that the high peak discharge current of the
MOSFET input capacitance is confined in the smallest possible loop between the gate,
source and collector, emitter connections of the two transistors.
PNP turn-off devesi
Şüphesiz, hızlı turn-off performansını elde etmek için en çok kullanılan devre şekil13 te
gösterilen bölgesel pnp turn-off devresidir. QQFF yardımıyla, turn off sırasında gate ve kaynak
Mosfetin terminallerinde local olarak kısadevre yaptırılır. Rgate turn-on hızını sınırlar, DON
turn-on akımı için bir güzargah sağlar. Ayrıca turn-on sürecinin başlanğıcında reversebrekdownlara karşı DON QQFF'in base-emiter junctionunu korur.
Bu çözüöün en önemli avantajı ise, Mosfet input kapasitansının yüksek peak discharge akımı
iki transistörün gate,source ve kollektor,emiter bağlantıları arasında mümkün olan en küşük
loop a hapsedilmiştir.
The turn-off current does not go back to the driver, it does not cause ground bounce problems
and the power dissipation of the driver is reduced by a factor of two. The turn-off transistor
shunts out the gate drive loop inductance, the potential current sense resistor, and the output
impedance of the driver. Furthermore, QOFF never saturates which is important to be able to
turn it on and off quickly. Taking a closer look at the circuit reveals that this solution is a
simplified bipolar totem-pole driver, where the npn pull-up transistor is replaced by a diode.
Similarly to the totem-pole driver, the MOSFET gate is clamped by the turn-off circuit between
GND-0.7V and VDRV+0.7V approximately, eliminating the risk of excessive voltage stress at
the gate. The only known shortcoming of the circuit is that it can not pull the gate all the way
to 0V because of the voltage drop across the base-emitter junction of QOFF.
NPN turn-off circuit
The next circuit to examine is the local npn turnoff circuit, illustrated in Figure 14. Similarly to
the pnp solution, the gate discharge current is well localized. The npn transistor holds the
gate closer to GND than its pnp counterpart. Also, this implementation provides a self biasing
mechanism to keep the MOSFET off during power up.
Turn-off akımı sürücüye geri dönmez, toprağa sıçrama sorunları yaratmaz ve bu nedenlede
güç kaybını en az iki kat azaltır. Turn-off transistörü gate sürücü loop indüktansını, potansiyel
akım alğı direncini ve sürücünün output empedansını shunt out eder. Ayrıca QQFF hiç bir
zaman satüre olmaz, böylece çok hızlı bir şekilde turn-off ve turn-on olabilir. Devre biraz daha
iyi incelenecek olursa bu çözüm npn transistörünün bir diyot ile değiştirildiği basit bir bipolartotem-pole sürücüsüdür. Totem-pole sürücüsüne benzer olarak Mosfetin gate degeri GND0.7V ve VDRV+0.7V arasında tutularak gatede valtaj aşım riski elimine edilmiş olunur. Bu
devrenin bilinen tek bir kötü yanı QQFF'in base-emiter junctionındaki voltaj düsmesi nedeniyle
gate'i herzaman 0V' a çekememesidir.
NPN turn-off devresi
İnceleyecegimiz diğer bir devre ise şekil14 te gösterilen npn turn-off devresidir. Pnp
devresine benzer olarak gate discharge akımı iyi lokalize edilmiştir. Npn transistör pnp
çözüme gate'i GNDye daha yakın tutabilir. Ayrıca bı çözüm power-up sırasında Mosfeti kapalı
tutarak self-biasing mekanizması sağlar.
Unfortunately, this circuit has some significant drawbacks. The npn turn-off transistor, QOFF
is an inverting stage, it requires an inverted PWM signal provided by QINV.
Figure 14. Local npn self biasing turn-off circuit
The inverter draws current from the driver during the on time of the MOSFET, lowering the
efficiency of the circuit. Furthermore, QINV saturates during the on-time which can prolong
turn-off delay in the gate drive.
NMOS turn-off circuit
An improved, lower parts count implementation of this principle is offered in Figure 15, using a
dual driver to provide the inverted PWM signal for a small N-channel discharge transistor.
Malesef bu devrenin çok önemli bir sorunu vardır. Npn turn-off transistörü QINV tarafından
invert edilmiş bir PWM sinyaline ihtiyaç duymaktadır.
Mosfetin çalışması sırasında inverter devre elemanı akımı sğrğcğden çeker, bude devrenin
veriminin düşmesine neden olur. Ayrıca QINV çalışma sırasında satüre olarak turn-off
ssürecinin uzamasına neden olur.
NMOS turn-off devresi
Bu devrenin iyileştirilmiş hali olan NMOS turn-off devresş şekil 15 de verilmiştir. Bu deverede
küçük N-channel discharge transistörine invert PWM sinyalini elde etmek için iki sürücü
kullanılmaktadır.
This circuit offers very fast switching and complete discharge of the MOSFET gate to 0V.
RGATE sets the turn-on speed like before, but is also utilized to prevent any shoot through
currents between the two outputs of the driver in case of imperfect timing of the drive signals.
Another important fact to consider is that the COSS capacitance of QOFF is connected in
parallel to the CISS capacitance of the main power MOSFET. This will increase the effective
“Total Gate Charge” the driver has to provide. Also to consider, the gate of the main MOSFET
is floating before the outputs of the driver IC becomes intelligent during power up.
dv/dt protection
There are two situations when the MOSFET has to be protected against dv/dt triggered turnon. One is during power up where protection can usually be provided by a resistor between
the gate and source terminals of the device. The pull down resistor value depends on the
worst case dv/dt of the power rail during power up according to:
Bu devre çok hızlı çalışır. Ayrıca Mosfetin =V'a kadar tamamen desarj olmasını sağlar.RGATE
daha öncesindede olduğu gibi turn-on hızını belirler, ayrıca sürücünün iki çıkışı arasında
oluşan akım atlamalarını engeller. Göz önünde bulundurulması gereken diğer önemli bir nokta
ise QQFF'in COSS kapasitansının ana güç devresinin CISS kapasitansına paralel bağlı
olduğudur. Bu durum sürücünün sağlaması gereken Total Gate Charge verimliliğini arttırır.
Ayrıca, Ana Mosfetin gate değeri power-up sırasında IC nin çıkışları “intelligent” olmadan
önce dalğalanmaktadır.
dv/dt Koruması
dv/dt tarafından tetiklenen turn-on sürecine karşı Mosfet korunutken iki durum önünde
bulundurulmalıdır.. Birincisi, gate ve source terminalleri arasına yerleştirilen bir direnç powerup sırasında bir koruma oluşturur. Pull-down direnç değeri power-up sırasında dv/dt'nin en
kötü durumuna göre aşağıdaki gibi belirlenir.
In this calculation the biggest challenge is to find the highest dv/dt which can occur during
power up and provide sufficient protection for that particular dv/dt. The second situation is in
normal operation when turn-off dv/dt is forced across the drain-to-source terminals of the
power switch while it is off. This situation is more common than one may originally anticipate.
All synchronous rectifier switches are operated in this mode as will be discussed later. Most
resonant and soft switching converters can force a dv/dt across the main switch right after its
turn-off instance, driven by the resonant components of the power stage. Since these dv/dt’s
are significantly higher than during power up and VTH is usually lower due to the higher
operating junction temperature, protection must be provided by the low output impedance of
the gate drive circuit. The first task is to determine the maximum dv/dt which can occur under
worst case conditions. The next step in evaluating the suitability of a particular device to the
application is to calculate its natural dv/dt limit, imposed by the internal gate resistance and
the CGD capacitance of the MOSFET. Assuming ideal (zero Ohm) external drive impedance
the natural dv/dt limit is:
Bu hesaplamada, kaşılaşılacak en büyük sorun dv/dt'nin en büyük değerinin hesaplanmasıdır,
ki böylece power up sırasında dv/dt'nin herhangi bir değeri için bir koruma yaratılabilsin.
Ikinci durum ise devrenin normal çalışması sırasında gerçekleşir yani turn-off da dv/dt power
anahtarının drain-to-source terminalinden akmaya zorlanırken. Bu durum daha hazla
meydana gelen bir durumdur. Daha sonra tartışılacağı üzere tüm senkronize rektifyır switchler
bu modda çalışır. En resonant ve soft switching dönüştürücüler turn-off dan hemen sonra
dv/dt'yi ana switchten geçirmeye çalışır. dv/dt power up sırasında belirgin bir şekilde yüksek
olduğu ve junctiondaki yüksek operasyon sıcaklığı nedeniyle VTH genellikle düşük olduğu
için koruma gate drive devresinin düşük çıkış empedensında sağlanmalıdır. Birinci görev en
kötü koşullarda oluşabilecek en yüksek dv/dt oranına karar verilmesidir. Sonraki adım ise
kullanılacak aletin bu ulgulama içinn ne kadar uygun olup olmadığını anlamak için dv/dt din
doğal limitlerinin bulunmasıdır. Bu limit dahili gate direnci ve Mosfetin CGD kapasitansı
tarafından belirlenir. İdeal (sıfır Ohm) harici sürücü empedansı olduğunu kabul ederek, doğal
dv/dt limiti aşağıdaki gibi bulunur:
where VTH is the gate threshold at 25°C, -0.007 is the temperature coefficient of VTH, RG,I is
the internal gate mesh resistance and CGD is the gateto- drain capacitor. If the natural dv/dt
limit of the MOSFET is lower than the maximum dv/dt of the resonant circuit, either a different
MOSFET or a negative gate bias voltage must be considered. If the result is favorable for the
device, the maximum gate drive impedance can be calculated by rearranging and solving the
previous equation according to:
where RMAX=RLO+RGATE+RG,I. Once the maximum pull down resistor value is given, the
gate drive design can be executed. It should be taken into account that the driver’s pull down
impedance is also temperature dependent. At elevated junction temperature the MOSFET
based gate drive ICs exhibit higher output resistance than at 25°C where they are usually
characterized. Turn-off speed enhancement circuits can also be used to meet dv/dt immunity
for the MOSFET since they can shunt out RGATE at turn-off and during the off state of the
device. For instance, the simple pnp turn-off circuit of Figure 13 can boost the maximum dv/dt
of the MOSFET. The equation modified by the effect of the beta of the pnp transistor yields
the increased dv/dt rating of:
burada VTH 25 °C de gate eşik değeri, -0.007 is VTH in sıcaklık katsayısı, RG,I dahili gate
mesh direnci ve VGD gate-to-drain kapasitörüdür. Eğer Mosfetin doga dv/dt sınırı resonant
devrenin maksimum dv/dt oradından kçük ise, başka bir mosfet yada negatif gate bias voltaşı
kullanılmalıdır. Eğer elde edilen sonu, uygulama için kullanılabilir durumdaysa, maksimum
gate drive empedansı önceki denkelemleri yeniden düzenleyerek aşağıdaki gibi
hesaplanabilir.
Burada RMAK=RLO+RGATE+RG,I dır. Maksimum pulldown direnç değeri birkere
vedildiğinde, gate tasarımı kolayca yapılabilir. Diriver'ın pull down empedansının da sıcaklıkla
değişebildiği unutulmamalıdır. Hesaplanan junction sıcaklıgında, Mosfet tabanlı gate dıver
IC'ler 25 °C de belirtilen karakterizzasyon değerlerinden çok daha yüksek output direnci
gösterirler. Turn-off hızı iyileştirilmiş devereler Mosfet'in dv/dt ye “immunity”sini karşılamak için
kullanılabilir. Çunkü aletin off zamanında ve turn-off sırasında RGATE'i shunt out ederler.
Örnek olarak, figür 13 de gösterilen basist pnp turn-off deversi modfetin maksimum dv/dt
değerini karşılayabilir. Pnp transistörün beta'sının etkisini de hesaba katarak arttırılmış dv/dt
oranı aşağıdaki gibi hesaplanır.
In the dv/dt calculations a returning factor is the internal gate resistance of the MOSFET,
which is not defined in any data sheet. As pointed out earlier, this resistance depends on the
material properties used to distribute the gate signal, the cell density, and the cell design
within the semiconductor.
dv/dt hesaplarında bir geri dönüş faktörüde Mosfetin dahili gate direncidir ki bundan hic bir
datasheette bahsedilmez. Daha öndedende bahsedildiği gibi, bu direnç değeri sinyali
dağıtmak için kullanılan maddenin özeliklerine, hücre yogunluğuna ve yarı iketken içindeki
hücre tasarımına bağlıdır.
İKİNCİ BÖLÜMÜN SONU
SYNCHRONOUS RECTIFIER DRIVE
The MOSFET synchronous rectifier is a special case of ground referenced switches. These
devices are the same N-channel MOSFETs used in traditional applications, but applied in low
voltage outputs of the power supplies instead of rectifier diodes. They usually work with a very
limited drain-to-source voltage swing, therefore, their CDS and CGD capacitors exhibit
relatively large capacitance values. Moreover, their application is unique because these
devices are operated in the fourth quadrant of their V-I plane. The current is flowing from the
source toward the drain terminal. That makes the gate drive signal kind of irrelevant. If the
circumstances, other components around the synchronous switch require, current will flow in
the device, either through the resistive channel or through the parasitic body diode of the
MOSFET. The easiest model to examine the switching behavior of the MOSFET synchronous
rectifier is a simplified buck power stage where the rectifier diode is replaced by the QSR
transistor as shown in Figure
SENKRON RECTIFIER SÜRÜCÜ
Mosfet senkronize rektifier sürüsü ground-referanslı awitchlerin özel bir uyğulamasıdır. Bu
aletler geleneksel uygulamalarda kullanılan N-kanal Mosfetlerle aynıdırlar. Ancak rektifier
diyotları yerine güç ünitesinen çıkışlarına düşük voltaj uygulanır. Genellikle çok sınırlı bir
drain-to-source voltaj salınımı ile çalışırlar. Bu nedenle CDS ve CGD kapasitörleri çok yüksek
kapasitans değerlerine sahiptirler. Ayrıca, kullanıldıkları alanda tektirler çünkü V-I planinin 4.
çeğreğinde çalışırlar. Akım kaynaktan drenaj terminaline doğru akar. Bu gate drive sinyalini
alakasız kılar. Senkronize switch drivein çevresindeki elemanlar ihtiyaç gösterirse akım
resistif kanalı yada mosfetin parazitik body diyotunu kullanarak device içinden akar. Mosfet
senkronize rektifier swictci anlamak için en basit model, rectifier diyotun QSR tansistör ile
değiştirildiği şekilde gösterilmiş olan basitleştirilmiş “buck power stage” uygulamasıdır.
Şekil 16.
Basitleştirilmiş senkronize rektifier
The first thing to recognize in this circuit is that the operation of the synchronous rectifier
MOSFET depends on the operation of another controlled switch in the circuit, namely the
forward switch, QFW. The two gate drive waveforms are not independent and specific timing
criteria must be met. Overlapping gate drive signals would be fatal because the two
MOSFETs would short circuit the voltage source without any significant current limiting
component in the loop. Ideally, the two switches would turn-on and off simultaneously to
prevent the body diode of the QSR MOSFET to turn-on. Unfortunately, the window of
opportunity to avoid body diode conduction is very narrow. Very accurate, adaptive timing and
fast switching speeds are required, which are usually out of reach with traditional design
techniques.
Bu devrede göze çarpması gereken ilk şey, Mosfet senronize rectifier ın çalışmasının
devredeki bir başka kontrollü switche bağlı olmasıdır. Yani QFW forward switch. İki gate drive
dalga formu birbirinden bağımsız değillerdir ve özel zamanlama kriterleri karşılanmalıdır. Üst
üste binen gate drive sinyalleri ölümcül olabilir çünkü loop üzerinde bekirgin hiçbir akım
sınırlayıcı eleman olmadan iki Mosfet kısadevre edeceklerdir. İdeal olarak iki switch QSR
Mosfetin body diyotunun zarar görmesini engellemek içim aynı anda turn-on ve turn-off
yapılmalıdırlar. Malesef body diyot kısadevresini engellemek için zamanlama çok kısa ve çok
hassas olmalıdır ve bu geneleksel tasarım teknikleri ile pek kolay değildir.
Consequently, in most cases a brief period – from 20ns to 80ns – of body diode conduction
precedes the turn-on and follows the turn-off of the synchronous MOSFET switch.
Sonuç olarak, çoğu zaman bu kısa zaman dilimi 20 ile 80 nanosaniye arasındadır, bu dilim
içinde body diyotu iletkenligi sağlanıp Mosfetin Turn-on ve Turn-off süreçleri tamamlanır.
Gate charge
During the body diode conduction period the full load current is established in the device and
the drain-to-source voltage equals the body diode forward voltage drop. Under these
conditions the required gate charge to turn the device on or off is different from the gate
charge needed in traditional first quadrant operation. When the gate is turned-on, the drain-tosource voltage is practically zero and the CGD and CDS capacitors are discharged. Also, the
Miller effect is not present, there is no feedback between the drain and gate terminals.
Therefore, the required gate charge equals the charge needed to raise the voltage across the
gate-to-source and gate-todrain capacitors from 0V to the final VDRV level. For an accurate
estimate, the low voltage average value of the CGD capacitor between 0V and VDRV has to
be determined according to:
Gate charge
Gövde diyotu iletim süresi boyunca, tüm yük akım alet (device) üzerinden akar ve drain-tosource voltajı body diyodu üzerinde forward voltaj düşmesine eşit olur. Bu koşullar altında
device'i on yada off yapmak için gereken yük ilk çeğrekte gereken gate yükünden farklıdır.
Gate turn-on olduğunda, drain-to-source voltajı pratik olarak 0 'dır ve CGD ve CDS
kapasitörleri deşarj olmuş durumdadır. Ayrıca drain ve gate arasında geribildirim olmadığı için
burada Miller etkisi yoktur. Bu nedenle ihtiyaç duyula gate yükü gate-to-source ve gate-tofrain
kapasitörlerini 0V den VDRV seviyesine çıkarmak için gereken yüke eşittir. Doğru bir tahmin
için CGD kapasitörünün 0V ve VDRV arasındaki düşük voltaj ortalaması aşağıdaki denkleme
göre hesaplanır:
The following equation can then be used to estimate the total gate charge of the synchronous
MOSFET rectifier:
This value is appreciably lower than the total gate charge listed in the MOSFET data sheets.
The same MOSFET with an identical driver circuit used for synchronous rectification can be
turned on or off quicker than if it would be driven in its first quadrant operation. Unfortunately,
this advantage can not be realized since the low RDS(on) devices, applicable for
synchronous rectification, usually have pretty large input and output capacitances due to their
large die size. Another important note from driver power dissipation point of view is that the
total gate charge value from the data sheet should be considered. Although the gate charge
delivered by the driver during turn-on is less than the typical number listed in the data sheet,
that covers a portion of the total charge passing through the driver output impedance. Before
turn-on, while the drain-to-source voltage changes across the device, the Miller charge
provided by the power stage must flow through the driver of the synchronous MOSFET
causing additional power dissipation. This phenomenon can be seen in Figure 17, which is
part of the next discussion on dv/dt considerations. The turn-off procedure of the synchronous
MOSFET obeys the same rules as the turn-on procedure, therefore all the previous
considerations with respect to gate charge are applicable.
Aşağıdaki denklem Mosfet senkronize rektifierın toplam gate yükünü hesaplamak için
kullanılabilir.
Bu değer, Mosfet datasheetlerinde verilen değerlerden bariz bir şekilde daha düşüktür.
Senkronize fektifying işlerinde kullanılan aynı ideal Mosfety devresi, sürecin ilk çeğreğinde
çok daha hızlı bir şekiklde tuyrn-on ve turn-off yapılabilir. Malesef bu avantaj, düşük RDS
cihazları için kullanılamamaktadir. Çünkü genel olarak boyutları nedeniyle yüksek input ve
output kapasitansları vardır. Diğer bir önemli nokta ise data sheetlerde verilen toplam yük
değerleri göz önünde bulundurulmalıdır. Datasheetlerde verilen tipik değerlere göre turn on
sırasında sürücü tarafından dağıtılan akımın daha düşük olmasına rağmen, bu değerler driver
output empedansından geçen yükün büyük bir kısmını bu değer kapsar. Turn on öncesinde
drain-to-source voltajı device üzerinde değiştigi sırada, power katmanı tarafından beslenen
miller senkronize mosfet üzerinden akarak ekstra yük kaybına yol açarlar. Bu fenoma
figur17de gösterilmektedir. Bu aynı zamanda bi sonraki bölümde bahsedilecek olaan dv/dt
etkenleri kısmında elealınacaktır. Mosfetin turn-off süreci turn-on süreci ile aynı kurallar
içerisinde gerçekleşir. Bu nedenle bundan önceki kısımlarada gate yükü ile ilgili bahsedilen
herşey turn-off için de geçerlidir.
dv/dt considerations
Figure 17 shows the most important circuit and current components during the turn-on and
turnoff procedures of QSR. Actually, it is more accurate to say that the switching actions
taking place in QFW forces QSR to turn-on or off independently of its own gate drive signal.
Figure 17. Synchronous switching model
The turn-on of QSR starts with the turn-off of QFW. When the gate drive signal of QFW
transitions from high to low, the switching nodetransitions from the input voltage level to GND.
The current stays in the forward switch until the CRSS capacitor is discharged and the body
diode of QSR is forward biased. At that instant the synchronous MOSFET takes over the
current flow and QFW turns off completely. After a short delay dominated by the capabilities of
the controller, the gate drive signal of QSR is applied and the MOSFET is turned on. At that
time the current transfers from the body diode to the channel of the device. At the end of the
conduction period of QSR the MOSFET must be turned off. This procedure is initiated by
removing the drive signal from the gate of the synchronous switch. This event itself will not
cause the turn-off of the device. Instead, it will force the current to flow in the body diode
instead of the channel. The operation of the circuit is indifferent to this change. Current starts
to shift from QSR to QFW when the gate of the forward switch transitions from low to high.
Once the full load current is taken over by QFW and the body diode is fully recovered, the
switching node transitions from GND to the input voltage level. During this transition the
CRSS capacitor of QSR is charged and the synchronous MOSFET is susceptible to dv/dt
induced turn-on. Summarizing this unique operation of thesynchronous MOSFET and its gate
drive, the most important conclusion is to recognize that both turn-on and turn-off dv/dt of the
synchronous MOSFET is forced on the device by the gate drive characteristics (i.e. the
switching speed) of the forward switch. Therefore, the two gate drive circuits should be
designed together to ensure that their respective speed and dv/dt limit matches under all
operating conditions. This can be ensured by adhering to the steps of thefollowing simple
calculations:
dv/dt etkenleri
Figür17 QSR'ın turn-on ve turn-off süreçleri sırasında en önemli dere ve akım elemanlarını
göstermektedir. Switching sürecinin QFW'un QSR ı turn-on/turn-off'a zorlaması ile yada
bağımsız bir şekilde kendi drive sinyalini değiştirmesiyle gerçekleştiğini söylemek daha doğru
olur.
QSR'ın turn-on sürecei QFW'ın turn-off süreci ile başlar. QFW'un gate drive sinyali yüksekten
düşüğe geçtiğinde, node geçişleride input voltajları GND seviyesine çekilerek gerçekleşir.
CRSS kapasitörü boşalana kadar akım forward haldedir ve QSR'ın body diyotu forward bias
dir. O anda Senkronize mosfet akımı akışını alır ve QFW'u tamamen turn-off eder.
Kontrolorleririn kapasitanları ile domine edilmiş küçük bir gecikmeden sonra QSR'ın gate
drive sinyadi uygulanır ve Mosfet turn-on edilir. Bu sırada aloö nody diyottan aletin
kanallarına akmaya başlar. QSR'ın bu iletim peryodunun sonunda Mosfet turn-off olmalıdır.
Bu süreç drive sinyalinin senkronize swithchin gatinden alınması ile başlatılır. Bu olay aletin
turn-off olmasını tek başına sağlamaz. Bunun yerine, bu olay akımın kanallar yerine bodydiyot üzerinden akmasını zorlar. Forward switchin düşükten yüksek seviyeye geçmesi ile
akım QSRdan QFW'a kaymaya başlar. Birkere tam yük akım QFW tarafından alındığında ve
body diyotu tamamen recover edildilir. GND düzeyinden input düzeyine Switching node
geçişleri gerçekleşir. Bu geçişler sırasında QSR'ın CRSS kapasitörü şarj olur ve senkronize
Mosfet, dv/dt tarafından indüklenen turn-on'a duyarlıdır. Bu operasyonu özetleyecek
olursak, turn-on ve turn-off süreçlerinin ikisinde de senkronize Mosfet 'in
dv/dt 'si forwar switchin gate drive karekteristiği tarafından zorlanır. Bu nedenle, iki gate drive
devresi de birlikte tasarlanarak, birbirlerine göre hızları ve dv/dt sınırları birbirleri ile uyumlu
hale getirilmelidir. Bu aşağıdaki hesap adımları gerçekleştirilerek başarılabilinir.
Assuming the same devices for QSR and QFW, no external gate resistors, and that the
internal gate resistance is negligible compared to the drivers output impedance, the ratio of
the driver output impedances can be approximated by:
QSR ve QFW 'aynı devicelar olduğu, harici bir gate direncinin bulunmadığı ve driver output
empedansına öre gate iç direncinin çok çok küçük olduğu durumlarda, driver output
empedansı oranı yaklaşık loarak aşağıdaki gibi hesaplanabilir:
A typical example with logic level MOSFETs driven by a 10V drive signal would yield a ratio of
0.417, which means that the pull down drive impedance of QSR must be less than 42% of the
pull up drive impedance of QFW. When carrying out these calculations, remember that every
parameter except VDRV is temperature dependent and their values might have to be
adjusted to reflect the worst case operating conditions of the
design.
10V lik bir drive sinyaliyle sürüşem tipik bir logic Mosfette bu oaran 0.417 gibi bir değere
denkgelir ki bu QSR'ın pull-down drive empedansının QWF'nin pull-up drive empedansından
%42 daha düşük olması gerektiği anlamına gelir. Bu hesaplar yapılılrken VDRV dışındaki tüm
parametrelerin sıcaklık ile değiştiği akılda tutulmalı ve değerler en kötü senerya için
seçilmelidir.
HIGH SIDE NON-ISOLATED GATE DRIVES
High side non-isolated gate drive circuits can be classified by the device type they are driving
or by the type of drive circuit involved. Accordingly,
they are differentiated whether P-channel or N-channel devices are used or whether they
implement direct drive, level shifted drive, or bootstrap technique. Which ever way, the
design of high side drivers need more attention and the following checklist might be useful to
cover all aspects of the design:
• Efficiency
• Bias / power requirements
• Speed limitations
• Maximum duty-cycle limit
• dv/dt implications
• Start-up conditions
• Transient operation
• Bypass capacitor size
• Layout, grounding considerations
YÜKSEK TARAFI İZOLE EDİLMEMİŞ GATE DRIVELAR
Yüksek tarafı izole edilmemiş gate drive devreleri sürücü deverleri olarak yada sürücü içeren
devreler olarak sınıflandırılabilir. Dolayısıyla P-channel / N-chanel olmalarına yada direcktdrive yada bootstrap çalışmalarına göre göre birbirlerinden ayrışırlar.
Hangisi olursa olsun, yüksek tarası izole edilmemiş sürücülerin tasarımlarına daha özen
gösterilmeli ve aşağıdaki kontrol listesinin tüm gerekleri yerine getirilmelidir.
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Verimlilik
Bias / güç gereksinimleri
Hız sınırlamaları
Maksimum görev döngüsü (duty-cycle) sınırı
dv/dt gereklilikleri
Start-up şartları
Geçiş süreçleri
Bypass kapasitör büyüklükleri
Grounding
High side drivers for P-channel devices
In this group of circuits the source terminal of the P-channel MOSFET switch is connected to
the positive input rail. The driver applies a negative amplitude turn-on signal to the gate with
respect to the source of the device. This means that the output of the PWM controller has to
be inverted and referenced to the positive input rail. Because the input voltage can be
considered as a DC voltage source, high side P-channel drivers do not
have to swing between large potential differences on the switching frequency basis, but they
must work over the entire input voltage range. Moreover, the driver is referenced to an AC
ground potential due to the low AC impedance of the input voltage source.
P-Channel yüksek kenar sürücüler
Bu çeşit devrelerde P-Channel Mosfet'in source terminali pozitif input girişine bağlanmıştır.
Sürücü gate'e aletin kaynagına göre negatif genlikli turn-on sinyali uygular. Bu PVM kontrol
devresinin çıkışının invert edilmesi ve referansını pozitif input railinden alması anlamına gelir.
İnput voltajı DC volyaj kaynagi gibi düşünülebileceğinden , yüksek kenar P-Channel sürücüler
seitching frekansı temelinde geniş bir voltaj aralığını taramak zorunda
değildir. Ancak tüm voltaj aralığında çalışabilir olmak zorundadırlar. Ayrıca, input voltaj
kaynağının düşük AC empedansı nedeniyle, sürücü AC ground'a referanslanmıştır.
P-channel direct drive
The easiest case of P-channel high side drivers is direct drive, which can be implemented if
the maximum input voltage is less then the gatetosource breakdown voltage of the device. A typical application area is 12V input DC/DC
converters using a P-channel MOSFET, similar to the schematic in Figure 18. Note the
inverted PWM output signal is readily available in some dedicated controllers for P-channel
devices.
P-Channel direct sürücü
P-channel sürücülerin en kolay hali direct sürücülerdir. Eğer maksimum input voltajı gate-tosource breakdown voltajından daha düşükse bu yaklaşım uygulanabilir. Tipik uygulama alanı
12 volt input DC/DC çeviricilerdir. Benzer bir uyguluma figür 18 de gösterilmektedir. İnvert
edilmiş PVM output sinyalinin bazı P-channel adanmış (dedicated) kontrolörlerde mevcut
olduğunu not etmekte fayda var.
Şekil 18. Doğrudan sürücü P-channel MOSFET
The operation of the circuit is similar to the ground referenced direct driver for N-channel
devices. The significant difference is the path of the gate
drive current, which never flows in the ground connections. Instead, the high charge and
discharge currents of the gate are conducted by the positive rail interconnection.
Consequently, to minimize the loop inductance in the gate drive, wide traces or a plane is
desirable for the positive input.
Devrenin çalışması ground referanslı N-channel direct sürücülere benzerdir. En temel farkları
gate-drive akımının izleyecegi yoldur. Bunda akım hiç bir zaman ground bağlantılardan
akmaz. Bunun yerine, yüksek sarj ve desarj akımları pozitif rail ile birleştirilmiştir. Sonuç
olarak, gate drive içindeki loop'u minimize etmek için pozitif inputlarda geniş yollar ve geniş
tabla vazgeçilmezdir.
P-channel level shifted drive
For input voltages exceeding the gate-to-source voltage limit of the MOSFET, level shifted
gate drive circuits are necessary. The simplest level shift technique is using an open collector
driver as shown in Figure 19. Unfortunately, open collector level shifters are not suitable for
driving MOSFETs directly in a high speed application.
P-channel level shifted sürücü
Mosfetin gate-to-source voltaj sınırını aşan input voltajları için level-shifted gate sürücü
devrelerinin kullanılması gerekmektedir. En basit level-shifted tekniği figür 19 gösterildiği gibi
bir açık kollektör driver kullanmaktır. Neyazık ki çık-kollektör level-shifters yüksek hızlı
uygulamalarda mosfetleri sürmek için uygun değillerdir.
Şekil 19. Açık kollektör PMOS sürücü
Problems are numerous with this implementation starting with the limited input voltage range
due to the voltage rating of the open collector transistor. But the most inhibiting obstacle is the
high drive impedance. Both resistors, ROFF and RGATE must be a high value resistor to limit
the continuous current in the driver during the conduction period of the switch. Furthermore,
the gate drive amplitude depends on the resistor divider ratio and the input voltage level.
Switching speed and dv/dt immunity are severely limited which excludes this circuit from
switching applications. Nevertheless, this very simple level shift interface can be used for
driving switches in inrush current limiters or similar applications where speed is not an
important consideration. Figure 20 shows a level shifted gate drive circuit which is suitable for
high speed applications and works seamlessly with regular PWM controllers. The open
collector level shift principle can be easily recognized at the input of a bipolar totempole driver
stage. The level shifter serves two purposes in this implementation; it inverts the WM output
and references the PWM signal to the input rail. The turn-on speed is fast, defined by RGATE
and R2. During the on-time of the switch a small DC current flows in the level shifter keeping
the driver biased in the right state. Both the gate drive power and the level shift current are
provided by the positive input of the power stage which is usually well bypassed.
Bu implementasyon pekçok sorunuda beraberinde getirir. Bunlardan birtanesi, açık kollektör
transistörün voltaj oranlamasından kaynaklı giriş voltaj aralığının çok sınırlı olmasıdır. Ancak
daha önemli bir sorun yüksek sürücü empedansıdır. İki direç de (ROFF ve RGATE)
switchingin iletim süresi boyunca sürekli akımı lsınırlayabilecek kadar yüksek değerli
olmalıdırlar. Dahası, gate sürücü genliği direnç sürücü oranı ve input voltajı seviyesine
bağlıdır. Switching hızı ve dv/dt bağımlılığı bu devrenin bulunmadığı switching
uygulamalarında oldukça sınırlıdır. Yinede bu çok basit seviyedi shift uygulaması, hızın çok
önemli olmadığı inrush akım sınırlayıcılarda yada benzeri uyğulamalarda switchleri sürmek
için kullanılabilir. Şelik 20 de level yükseltilmiş bir gate drive uygulaması gösterilmektedir. Bu
uygulama yüksek hızlı uygulamalar ve normal PWM denetleyiciler için oldukça uygundur. Açık
kollektör level-yükseltme prensibi burda bipolar totempole sürücü kısmında net olarak
görülebilmektedir.. Bu uygulamada level-yükseltici iki amaca hizmet eder. Birincisi WM çıkışını
invert ederek PWM sinyalini input railine referanslar. RGATE ve R2 tarafından kontrol edilen
turn-on hızı yüksektir. Çalışma süreci boyunda küçük bir DC akımı level-yükseltici üzerinden
akarak sürücüyü bias eder ve onu dogru durumda tutar. Gate dtive enerjisi ve level-shift akımı
çoğu zaman bypass edilen power ünitesinin pozitif inputu tarafından sağlanır.
Şekil 20. Level-shifted MOSFETdriver P-kanal sürücü
The power consumption of the driver has a frequency dependent portion based on the gate
charge of the main switch and a duty-cycle and input voltage dependent portion due to the
current flowing in the level shifter.
One of the drawbacks of this circuit is that VDRV is still a function of the input voltage due to
the R1, R2 divider. In most cases protection circuits might be needed to prevent excessive
voltage across the gate-to-source terminals. Another potential difficulty is the saturation of the
npn level shift transistor, which can extend the turnoff time otherwise defined by R1 and
RGATE. Fortunately both of these shortcomings can be addressed by moving R2 between
the emitter of QINV and GND. The resulting circuit provides constant gate drive amplitude
and fast, symmetrical switching speed during turn-on and turn-off. The dv/dt immunity of the
driver scheme is primarily set by the R1 resistor. A lower value resistor will improve the
immunity against dv/dt induced turn-on but also increases the power losses of the level
shifter. Also, notice that this solution has a built in self-biasing mechanism during power up.
While the PWM controller is still inactive, QINV is off and the gate of the main MOSFET is
held below its threshold by R1 and the upper npn transistor of the totempole driver. Pay
specific attention to rapid input voltage transients though as they could cause dv/dt induced
turn-on during the off state of the P-channel MOSFET transistor.
Sürücünün güç tüketimimin frekansa bağlı kısmı main switchin gate yüküne ve görev
döngüsününe bağlıdır. Güç tüketiminin input voltajına bağlı kısmı ise level-shifterın üzerinden
akan akıma bağlıdır.
Bu devrenin kötü noktalarından birtanesi ise VDRV hala R1ve R2 den kaynaklı olarak input
voltajının bir fonksiyonudur. Çoğu zaman gate-to-source terminallerinden akabilecek açırı
voltaja karşı koruma devereleri ne ihtiyaç vardır. Bir diğer potansiyel tehlike ise npn level shift
transistörünün satüre olma ihtimalidir ki bu turn-off zamanının uzamansına neden olur.
Ancak bu iki problemi R2 yi QINVnin emiteri ve GND arasına yerleştirerek çözmek
mümkündür. Ortaya çıkacak devre sabit gate drive genliği sağlamakla birlikte hızlı ve simetrik
bir un-on turn-off süreci sağlar. Ayrıca bu devre power-up sırasında dahili bir self-biasing
mekanizmasına sahiptir. PWM denetleyicinin aktif olmadığı durumda, QINV off ve Mosfetin
ana gate'i R1 taradından eşik değerinin altında , totem pole driverin npn transistörününn
üzerinde tutar.
In general, the DC level shift drivers have relatively low efficiency and are power dissipation
limited above a certain input voltage level. The fundamental trade-off is to balance the
switching speed and the power consumption of the level shifter to meet all requirements
under the entire input voltage range.
Genel olarak, DC level-shift sürücüler göreceli düşük verimlidirler ve güç kaybı belli bir input
seviyesinin üzerine sınırlanmıştır. Level-shifter yaklaşımında switching hızı güç
harcamasından daha önemlidir.
High side direct drivers for N-channel devices
The majority of power supply applications utilize N-channel MOSFETs as the main power
switch because of their lower price, higher speed and lower on-resistance. Using N-channel
devices as a high side switch necessitates a gate drive circuit which is referenced to the
source of the MOSFET. The driver must tolerate the violent voltage swings occurring during
the switching transitions and drive the gate of the MOSFET above the positive supply rail of
the power supply. In most cases, the gate drive voltage must be above the highest DC
potential available in the circuit. All these difficulties make the high side driver design a
challenging task.
N-channel sistemler için yüksek kenar direct sürücüler
Düşük fiyat avantajları, daha yüksek hızları ve düşük dirençleri nedeniyle, power supply
uygulamalarının büyük çoğunluğunda ana power switch olarak N-channel Mosfetler kullanılır.
N-channel aletleri yüksek kenar switch olarak kullanmak Mosfet source'una referans edilmiş
bir gate drive deveresi gerektirir. Driver switching geçişleri sırasında oluşabilecek ani voltaj
dalgalanmalarını totare edebilecek nitelikte olmalıdır. Çoğu durumda, gate drive voltajı
devredeki bulunabşlecek potansiyel DC değerinden yüksek olmalıdır. Tüm bu zorluklar
yüksek kenar sürücü tasarımını önemli kıllamktadır.
High side direct drive for N-channel MOSFET
In the easiest high side applications the MOSFET can be driven directly by the PWM
controller or by a ground referenced driver. Two conditions must be met for this application:
A typical application schematic is illustrated in Figure 21 with an optional pnp turn-off circuit.
N-channel Mosfet için yüksek kenar direct sürücü
En basit uygulamada, Mosfet dogrudan PWM denetleyici yada ground-referanslı sürücü
taradından sürülebiliri. Bunun için iki şart oluşmalıdır.
Bu uygulama şekil 21 de opsiyonel pnp turn-off devresi ile şematik olarak verilmiştir.
Şekil 21. N Doğrudan sürücü kanallı MOSFET
Looking at the basic operation of the circuit neglect the pnp turn-off transistor for now – there
are two major differences with this configuration compared to the ground referenced drive
scheme. Since the drain is connected to the positive DC input rail, the switching action takes
place at the source terminal of the device. It is still the same clamped inductive switching with
identical turnon and turn-off intervals. But from gate drive design point of view this is a
completely different circuit. Notice that the gate drive current can not return to ground at the
source terminal. Instead it must go through the load, connected to the source of the device. In
discontinuous inductor current mode the gate charge current must go through the output
inductor and the load. In continuous inductor current mode, however, the loop can be closed
through the conducting pn junction of the rectifier diode. At turn-off, the gate discharge current
comes through the rectifier diode connected between ground and the source of the MOSFET.
In all operating modes, both the charge and discharge currents of the CGD capacitor flow
through the high frequency bypass capacitor of the power stage.
The net result of all these differences is the increased parasitic source inductance due to
more components and larger loop area involved in the gate drive circuitry. As presented
earlier, the source inductance has a negative feedback effect on the gate drive and slows
down the switching actions in the circuit.
The other significant difference in high side direct drive is the behavior of the source – the
switching node of the circuit. Paying close attention to the source waveform of the MOSFET
during turn-off, a large negative voltage can be observed. Figure 22 illustrates this rather
complex switching action.
As the turn-off is initiated by pulling the gate terminal toward ground, the input capacitances
of the MOSFET are quickly discharged to the Miller plateau voltage. The device is still fully on,
the entire load current is flowing through the drain to the source and the voltage drop is small.
Next, in the Miller region, the MOSFET works as a source follower.
The source falls together with the gate, and while the voltage across the drain-to-source
increases,the gate-to-source voltage remains constant at the VGS,Miller level. The dv/dt is
limited by the gate drive impedance and the CGD capacitor of the device. Once the source
falls 0.7V or so below ground, the rectifier diode is supposed to clamp the switching node to
ground.
Devernin temel çalışmasına baktığımızda, burada şimdilik pnp turn-off transistörünü göz ardı
edelim. Ground referanslı sürücü şemasıyla karşılaştırıldığında iki temel farklılık vardır. Drain
pozitif DC giriş rail'ine bağlandığı için, switching olayı aletin source terminalinde gerçekleşir.
Bu hala turn-off ve turn-on sürecleri aynı olan bir swtiching olayıdır. Ancak gate tasarımı
tarafından bakacak olursak bu tamamen farklı bir devredir. Dikkat edecek olursak gate drive
akımı source terminali üzerinden grounda geri dönmemektetir. Onun yerine aletin
source'una bağlanmış olan load üzerinden gitmektedir. Sürekli olamayan (kesintili) akım
modunda gate yük akımı output indüktörü ve load'ı üzerinden gitmelidir. Sürekli indüktör akımı
modunda ise rekfier diyodun pn bağlantısını geçerek kapalı bir loop olşturur. Turn off
sürecinde gate deşarj akımı mosfetin kaynağı ve ground arasına bağlanmış rectifier diyotu
üzerinden gelir. Tüm çakışma modelarında CGD'nin hem şarj hem dejarz akımı power
katmanının yüksek frekans bypass kapasitörü üzerinden akar.
Tüm bunların sonucu olarak, deveredki loop alanı genişledigi için parazitik source indüktansı
artmış olur. Daha öncede anlatıldığı gibi source indüktansı gate drive üzerinde negatif
feedback'e sahiptir. Devredeki svitching olayını yavaşlatır.
Yüksek kenar direct drive uygulamasındaki diğer bir önemli fark ise, source2un
davranışlarıdır. Turn-off sırasında Mosfetin source dalga yapısına özel bir özen
gösterdiğimizde büyük bir negatif voltaj gözlenebilir. Figür 22 de daha az karışık bir durum
gösterilmektedir.
Turn-off olayı gate terminalinin grounda çekilmesiye tetiklendiği için Mosfetin input
kapasitansları hızlıca desarj olarak Miller platosu seviyesine gelir. Alet hala çalışıyor
durumdadır, yük akımının tamamı drainden kaynaga doğru akar ve voltaj düşmesi küçüktür.
Sonrasında, Miller bölgesinde, Mosfet bir kaynak takipcisi gibi davranır. Kaynak gate ile
birlikte düşer, drain-to-source voltaj geçişi artarken gate-to-source voltaj degeri VGS_Miller
seviyesinde sabit kalır. dv/dt gate drive empedansı ve CGD kapasitörü tarafından
sınırlandırılmıştır. Kaynak birkere 0.7 V yada grounda düştüğünde rektifier diyodunun
switchig ucunu grounda kenetlemesi beklenir.
Actually, the source can fall way below ground for a short period of time until the rectifier
diode gets through its forward recovery process and the current overcomes the effect of the
parasitic inductances. After the load current is completely transferred from the MOSFET to the
diode, the switching node can return to its final voltage, adiode drop below ground.
This negative excursion of the source voltage represents a significant problem for the gate
drive circuit. Slow diodes, high parasitic inductance values can cause excessive negative
voltage at the source of the MOSFET, and can pull the output pin of the driver below ground.
To protect the driver, a low forward voltage drop Schottky diode might be connected between
the output pin and ground as indicated in Figure 21. Another aspect to consider is when the
gate terminal reaches 0V, the gate discharge current would become zero. Further negative
pull on the gate terminal and the MOSFET starts turning back on. Ultimately the system finds
a very delicate equilibrium where the gate discharge current and the voltage drop across the
parasitic inductances result the same di/dt in the device current.
Even the optional turn-off speed-up circuit shown in Figure 21 can not help during the
negative voltage spike of the switching junction. The pnp transistor will turn-off when the gate
falls to a VBE above ground and the MOSFET is left on it own during the negative voltage
transient. Also, pay attention to the reduced noise tolerance during the off state of the main
switch. The source is several hundred millivolts below ground and the gate is held at
approximately 0.7V above ground. This positive voltage across the gate with respect to the
source is dangerously close to the threshold voltage especially for logic level devices and at
elevated temperatures.
Aslında source kısa bir zaman dilimi için rektifier diyodu forward recovery işlemine başlayana
kadar ve akım parazitik indüktansların etlilerini alt edene kadar groundun altına düşebilir.
Load akımı Mosfetten diyoda tamamen aktarıldıktan sonra, switching ucu final voltaj değerine
geri dönerbilir.
Source voltajının bu negatif yolculugu gate drive devresininin önemli bir problemine işaret
etmektedir. Yavaş diyodlar, yüksek parazitik inüktans degerleri Mosfetin source voltajı
değerinde aşırı değerlere neden olabilir ve sürücünün output pinini groundun altına
düşürebilir. Sürücüyü korumak için, düşük forward voltaj schottky diyotu gorunt ve output pini
arasına şekil 21 de gösterildiği gibi yerleştirilebilir. Göz önünde bulundurulması gereken bir
başka şey ise, gate terminali 0V a ulaştığında, gate deraj akımı da 0 olur ve mosfetin gate
terminalinde yeni bir nagatif düşüş tekrar oluşmaya başlar. Sonuç olarak sistem çok hassas
bir dengeye ulaşır ki burada gate desarj akımı ve parazitik indüktanslar üzerindeki voltaj
düşmesi aletin akımında aynı di/dt ye neden olur.
Bootstrap gate drive technique
Where input voltage levels prohibit the use of direct gate drive circuits for high side N-channel
MOSFETs, the principle of bootstrap gate drive technique can be considered.
This method utilizes a gate drive and accompanying bias circuit, both referenced to the
source of the main MOSFET transistor. Both the driver and the bias circuit swing between the
two input voltage rails together with the source of the device. However, the driver and its
floating bias can be implemented by low voltage circuit elements since the input voltage is
never applied across their components. The driver and the ground referenced control signal
are linked by a level shift circuit which must tolerate the high voltage difference and
considerable capacitive switching currents between the floating high side and ground
referenced low side circuits.
Bootstrap driver gate tekniği
N-Channel Mmosfetlerde input voltajı seviyesinin direct drive gate devresinin kullanımına
olanak tanımadığıo durumlarda bootstrap gatedirve tekniğinin kullanımı bir seçenek olarak
değerlendirilebilir. Bu method, gate driveı bisas devresi ile kullanır. İkiside mosfet
transistörünün sorsuna referans edilmiştir. Hem driver hem de bias devresi iki imput voltajı
seviyesi arasında haraket eder. Ncak sürücü ve onun değişken bias'ı düşük voltaj devre
elemanları ile implement edilebilir. Çünkü input voltajı hiç bir zaman devre alemanları arasına
uyğulanmayacaktır. Sürücü ve ground referanslı kontrol sinyali level-shift devresine
ilişkilendirilmiştir. Böylece devre yüksek voltaj değişimlerini toolore edebilecektir.
Discrete high performance floating driver
A typical implementation representing the bootstrap principle is displayed in Figure 23. The
ground referenced PWM controller or MOSFET driver is represented by its local bypass
capacitor and the output pin. The basic building blocks of the bootstrap gate drive circuit can
be easily recognized. The level-shift circuit is comprised of the bootstrap diode QBST, R1, R2
and the level shift transistor, QLS. The bootstrap capacitor, CBST, a totem-pole bipolar driver
and the usual gate resistor are the floating, source referenced part of the bootstrap solution
This particular implementation can be used very effectively in 12V to approximately 24V
systems with simple low cost PWM controllers which have no floating driver on board. It is
beneficial that the IC voltage rating does not limit the input voltage level. Furthermore, the
level shift circuit is a source switched small NMOS transisto which does not draw any current
during the on time of the main MOSFET from the bootstra capacitor. It is an important feature
to maintain high efficiency in the level shifter, and to extend the maximum on-time of the main
switch. The operation can be summarized as follows: when the PWM output goes high to turn
on the main MOSFET, the level shift transistor turns off. R1 supports the base current to the
upper npn transistor in the totem-pole driver and the main MOSFET turns on. The gate
charge is taken fro the bootstrap capacitor, CBST. As the switch turns on, its source swings to
the positive input rail. The bootstrap diode and transistor block the input voltage and power to
the driver is provided from the bootstrap capacitor. At turn-off, the PWM output goes low
turning on the level shift transistor.
Ayrık yüksek performansı kayan sürücü
Bootstrap tegniğini gösteren tipik bir uygulama figür 23 de gösterilmiştir. Grounda refareanslı
PWM denetleyici yada Mosfet sürücü kendi local bypass kapasitörleri ive output pinleri ile
gösterilmiştir. Bootstrap gate drive devresinin temel yapıtaşları kolayca görülebilir. Level-shift
devresi botstrapın QBST,R1,R2 ve QLS (level-shift transistmrü) ne denk gelir. Bootstrap
kapasitörü CBST, bipolar devresi ve genel gate direncleri bootstrap çözümünün floatin
(kayan, dalğalanana) parçalarıdır.
Bu çözüm 12V- ve 24 V arasındaki sistemlerde düşük maliyetli üzerinde floating devresi
olmayan sistemlerde çok etkin bir biçimde kullanılabilir. IC voltaj oranlarının input voltaj
seviyelerini sınırlamaması çok fayda sağlar. Ayrıca level-shift devresi Mosfetin on olduğu
zaman boyunca bootstrap kapasitöründen hiç akım geçirmeyen source anahtarlamalı basit bir
NMOS transistörüdür. Ana switchin maksimum çalışma zamanını arttırmak ve level-shifter in
yüksek verimliligini koruyabilmek önemli bir iştir. Tüm işleyiş şöyle özetlenebilir: PWM çıkışı
ana fosfeti turn-on yapmak için high olduğunda level-shifter transistörü turn-off olur. R1 direnci
base akımında totem-pole sürücünün npn transistörünü destekler. Ve ana mosfet turn-on olur.
Gate yükü bootstrap kapasitörtü olan C_BST'den alınır. Switch turn-on olduğundan, switchin
kaynağı pozitif input rail'ine kayar. Bootstrap diyodu ve transistör input voltajını ve bootsrap
kapasitörü tarafından sağlanan power'ı bloke eder. Turn-off sırasında PWM çıkışı düşer ve
level-shifter transistörü turn-on olur.
Current starts to flow in R1 and R2 towards ground and the lower pnp transistor of the
totempole driver turns on. As the gate of the main MOSFET discharges, the drain-to-source
voltage increases and the source transitions to ground, allowing the rectifier to turn-on. During
the off time of the main switch, the bootstrap capacitor is recharged to the VDRV level through
the bootstrap diode. This current is supplied by the CDRV bypass capacitor of the ground
referenced circuitry and it goes through DBST, CBST, and the conducting rectifier component.
This is the basic operating principle of the bootstrap technique.
Integrated bootstrap drivers
In medium input voltage applications, mainly 24V or 48V telecom systems, most of the
bootstrap components can be integrated into the PWM controller as illustrated in Figure 24.
Akımm R1 ve R2 üzerinden grounda doğru akmaya başlar ve totem-pole sürücünün düşük
pnp transistörü turn-on olur. Ana mosfetin gatei deşarj oldugundan drain-to-source voltajı ve
grounda geçişler artarak rektifierın turn-on olmasını sağlar. Ana switchin off süresi boyunda,
bootstrap kapasitörü VDRV seviyesine kadar yeniden şarj olur. Akım, ground referanslı
devrenin CDRV bypass kapasitörü tarafından sağlanır ve DBST,CBST üzerinden akarak
rektifier bileşenlerine ulaşır. Bu bootstrap tekniğinin en basit uygulamasıdır.
Entegre bootstrap sürücüleri
Orta seviye giriş voltajı uygulamalarında, genellikle 24V yada 48V telekom sistemlerinde,
bootstrap bileşenlerinin büyük bir kısmı fiğür 24 te belirtildiği gibi PWM denetleyici işerisine
dahil edilebilir.
Şekil 24 bootstrap sürücüsü
For even higher voltages, dedicated driver ICs are available to ease the design of bootstrap
gate drive with up to 600V rating. These high voltage ICs are differentiated by their unique
level shift design. In order to maintain high efficiency and manageable power dissipation, the
level shifters should not draw any current during the on-time of the main switch. Even a
modest 1mA current In the level shift transistors might result in close to 0.5W worst case
power dissipation in the driver IC. A widely used technique for these applications is called
pulsed latch level translators and they are revealed in Figure 25.
Daha yüksek voltajlar için dahi, adanmış IC devreler mevcuttur ve 600V a kadar bootstrap
gate drive tasarımlarının kolayca gerçekleştirilmelerine katkıda bulunurlar. Bu yüksek voltaj IC
devreleri özgün tasarımları ile diğerlerinden ayrılmaktadılar. Yüksek verimliliği ve güç
kayıplarını yönetebilmek için level shifterlar üzerinden ana switchin on süresi boyunca akım
geçmemelidir. Level-shifter transistörlerinden akacak 1mA akım bile IC sürücüsünde 0.5W 'a
yakın bir güç kaybına neden olabilir. Bu tür uygulamalar için çokça kullanılan bir teknik ise
şekil 25 de gösterildiği gibi pulsed-latch level transistörlerin kullanılmasıdır.
Şekil 25 Yüksek voltaj IC sürücülerde tipik level-shifter
As indicated in the drawing, the PWM input signal is translated to ON/OFF commands. The
short pulses generated at the rising and falling edges drive the level shift transistor pair which
interfaces with the high side circuitry. Accordingly, the floating portion of the driver is modified
as well, the level shifted command ignals have to be differentiated from noise and 24 must be
latched for proper action. This operation results in lower power dissipation because of the
short duration of the current in the level shifter but lowers noise immunity since the command
signal is not present at the input of the driver continuously. The typical pulse width in a 600V
rated pulsed latch level translator is around 120 nanoseconds. This time interval adds to
natural delays in the driver and shows up as turn-on and turn-off delays in the operation and
is indicated in the data sheet of the drivers. Due to the longer than optimum delays, the
operating frequency range of the high voltage gate driver ICs is limited below a couple of
hundreds of kHz.
Some lower voltage high side driver ICs (up to 100V) use continuous current DC level shift
circuits to eliminate the delay of the pulse discriminator, therefore they support highe
operating frequency.
Çizimde belirtildiği gibi, PWM input sinyalleri ON/OFF komutlarına tercüme edilir. Yükselen
ve düşen kenarlarda üretilen kısa sinyallerle level-shift transistörü hangi interfacin yüksek
kenar devresiyle eşleceği belirlenir. Dolayısıyla sürücünün kayan (floating) kısmı modifiye
edilmiş olur, seviyesi kaydırılmış (level-shifted) komut sinyalleri devredeki gürültüden
ayırılarak gerekli eylemler yerine getirilmiş olmalıdır. Bu operasyon level-shifterdan akan
akımın kısa süreli olması deneniyle güç kaybının düşmesini sağlar ancak düşük gürültü
bağışıklıgına neden olur çünkü komut sinyalleri sürücünün inputunda sürekli olarak
bulunmamaktadır. 600Vluk latch-level-transistörü bir sistemde tipik sinyal genişligi 120
nanosaniye civarındadır. Bu süreye datasheetlerde verilen sürücünün turn-on ve turn-off gibi
doğal gecikmelerde eklenmiştir. Optimum gecikmelerden daha uzun olması sebebiyle Icli
yüksek voltaj sürücü devrelerinin çalışma frekansları birkaç Khznin altındadır.
Bazı düşük voltaj yüksek kenat sürücü Icleri (100V ye kadar) kesintisiz (sürekli) DC akım
level-shift devreleri kullanarak pulse ayracıncaki gecikmeleri önler ve bu sayede maksimum
çalışma frekansı elde edilir.
Bootstrap switching action
Bootstrap gate drive circuits are used with high side N-channel MOSFET transistors as shown
in Figure 26. The switching transitions of the high side switch were explored previously with
respect to the high side N- hannel direct drive scheme and are equally applicable with
bootstrap drivers. The biggest difficulty with this circuit is the negative voltage present at the
source of the device during turn-off. As shown previously, the amplitude of the negative
voltage is proportional to the parasitic inductance connecting the source of the main MOSFET
to ground (including the parasitic inductance associated with the rectifier) and the turn-off
speed (di/dt) of the device as determined primarily by the gate drive resistor, RGATE and
input capacitor, CISS. This negative voltage can be serious trouble for the driver’s output
stage since it directly affects the source pin – often called SRC or VS pin – of the driver or
PWM IC and might pull some of the internal circuitry significantly below ground. The other
problem caused by the negative voltage transient is the possibility to develop an over voltage
across the bootstrap capacitor. Capacitor CBST will be peak charged by DBST from CDRV.
Since CDRV is referenced to ground, the maximum voltage which can build on the bootstrap
capacitor is the sum of VDRV and th amplitude of the negative voltage at the source terminal.
A small resistor in series with the bootstrap diode can mitigate the problem. Unfortunately,
the series resistor does not provide a foolproof solution against an over voltage and it also
slows down the recharge process of the bootstrap capacitor.
Bootstrap switching
Bootstrap gate sürücü devreleri figür26 da gösterildiği gibi yüksek kenar N-Channel Mosfet
transistörleri ile kullanılırlar. Yüksek kenar switchin geçişleri daha öncesinden yüksek-kenar
N-channel dricet drive sürücü şemalarında gösterilmişti. Burada da aynı yaklaşım geçerlidir.
Budaraki en büyük zorluk chazın off olduğu durumlarda da kaynakta mevcut olan negatif
voltajın varlığıdır. Daha önceden de gösterildiği gibi, Negatif voltajın genliği ana Mosfetin
kaynağını grounda bağlayan parazitik induktansla orantılıdır ve cihazın turn-off hızı (di/dt)
büyük ölçüde gate drive denci olan RGATE ve input kapasitörü CISS tarafından belirlenir.
Bahsedilen negafit voltaj sürücünün outputu için diddi sorunlar yaratabilir çünkü doğrudan
PWMin ICsinin source pinleri olan SRC yasa VS pinini etkiler ve dahili devrelerin bir kısmını
groundun altına çekebilir. Negatif voltajın neden olduğu bir başka sorun ise, bootsrap
kapasitörünün üzerinde aşırı boltaj geçişinin oluşma ihtimalidir. CBST kapasitörü CDRV deki
DBST tarafından peak olarak şarj edilecektir. CDRV ground referanslı olduğu içn bootstrap
kapasitörü tarafındanoluşturulacak maksimum voltaj VDRVnin ve soruce terminalindeki
voltajın toplamı kadar olacaktır. Bootstrap diyodyba seri olarak bağlanmıi bir direnç bu sorunu
çözmeye yardımcı olabilir. Ancak Bu çözüm ne yazıkki garanti bir çözüm değildir ve ayrıca
bootstrap kapasitörünün şarjını da yavaşlatır.
Figür 26: Bootstrap gate sürücüsü için yüksek voltaj IC devresi
A circuit to deliver very effective protection for the SRC pin is given in Figure 27. It involves
relocating the gate resistor from the gate to the source lead between the driver and the main
MOSFET and adding a small, low forward voltage drop Schottky diode from ground to the
SRC pin of the driver.
Yukarıda bahseilen probklem için daha iyi bir çozüm şekil 27'de gösterilmiştir. Bu çözümde
SRC pininden grounda low forward Schotky diyodu eklenmiş ve gate drenci yeniden
konumlandırılmıştır.
In this circuit, RGATE has a double purpose; it sets the turn-on and turn-off speed in the
MOSFET and also provides current limiting for the Schottky diode during the negative
voltage transient of the source terminal of the main switch. Now, the switching node can
swing several volts below ground without disturbing the operation of the driver. In addition, the
bootstrap capacitor is protected against over voltage by the two diodes connected to the two
ends of CBST.
The only potential hazard presented by this circuit is that the charge current of the bootstrap
capacitor must go through RGATE. The time constant of CBST and RGATE slows the
recharge process which might be a limiting factor as the PWM duty ratio approaches unity.
Bootstrap biasing, transient issues and start-up
Figure 28 shows a typical application diagram of the bootstrap gate driv technique. There are
four important bypass capacitors marked on the schematic.
The bootstrap capacitor, CBST is the most important component from the design point of
view, since it has to filter the high peak current charging the gate of the main MOSFET while
providing bias for the source referenced floating circuitry. In every switching cycle during
normal operation, the bootstrap capacitor provides the total gate charge (QG) to turn-on the
MOSFET, the reverse recovery charge (QRR) and leakage current of the bootstrap diode
(ILK,D, the quiescent current of the level shifter (IQ,LS) and the gate driver (IQ,DRV), and the
leakage current between the gate-source terminals (IGS), including the current drawn by a
potential gateto- source pullv down resistor. Some of these currents flow only during the ontime of the main switch and some of them might be zero depending on the actual
implementation of the driver and level shifter.
Bu devrede, RGATE çift amaçlaıdır. İlk olarak Mosfet'in turn-on ve turn-off hızını ayarlar.
Ikinci olarak ana switchin source terminalinde negatif voltaj geçişi sırasında Schottky
diyotunun akımını sınırlar. Bu sayede bu swiching nodu , çihazın normal çalışmasını
etkinenmeden değişik voltaj aralıklarında hareket edebilir. Ek olarak, bootstrap kapasitörü
CBST'nin iki ucuna bağlanmış iki diyot tarafondan yüksek voltaj geğiş ihtimallerine karşı
korunmuş bulunmaktadır.
Bu devrede oluşabilecek tek bir potansiyel tekhike bulunmaktadır, o da, bootsrap
kapasitörünün şarj olması için gereken akım RGATE üzerinden akmaktadır. CBST ve
RGATEin zaman sabitleri resarj işlemini bir miktar yavaşlatarak PWM görev
zamanlamalarında, geçşlerde bir limit faktörü gibi rol oynayabilir.
Bootstrap biasing, transient issues and start-up
Şekil 28'de bootstrap gatte drive tekniğinin tipik bir uygulama diyagramı gösterilmektedir.
Şemada 4 önemli bypass kapasitörü bulunmaktadır. Bootstrap kapasitörü CBST, tasarım
bakış açısından bunlar arasındaki en önemlisidir. Cünkü ana mosfetin gateinin şarjı
sırasında devreye bias yaparken aynı zmanada yüksek peak akımları da filitreler. Her bir
swithing döngüsünde, bootstrap kapasitörü Mosfet'in turn-on işlemi sırasında toplam gate
yükünü (QG) , reverse recovery yükünü (QRR) ve dootsrab diyodunun kesinti akımınu (ILK,D)
ce level-shifter için IQ,LS akımını, gate sürücü için IQ,DRv akımını ce gate-source terminalleri
arasında IGS akımını sağlar. Bu akımlardan bazıları sadece on-time sırasında akarken
bazıları o sırada 0 dır. Bu devrenin tasarımına göre değişebiilir.
Şekil 28. Bootstrap bypass örnegi
Assuming steady state operation, the following general equation can be used to calculate the
bootstrap capacitor value to achieve the targeted ripple voltage, ΔVBST:
İstikrarlı çalışma durumu göz önüne alındığında, ihtiyaç duyulan bootstrap bypass kapasitörü
değerini hesaplamak için aşağıdaki formuller kullanılabilir.
burada
To finalize the bootstrap capacitor value, two extreme operating conditions must be checked
as well. During load transients it might be necessary to keep the main switch on or off for
several switching cycles. In order to ensure uninterrupted operation under these
circumstances, the CBST capacitor must store enough energy to hold the floating bias
voltage above the under voltage lockout threshold of the high side driver IC for an extended
period of time.
Going from light load to heavy load, certain controllers can keep the main switch on
continuously until the output inductor current reaches the load current value. The maximum
on time (tON,MAX) is usually defined by the value and the voltage differential across the
output inductor. For these cases, a minimum bootstrap capacitor value can be established as:
Bootstrap kapasitör değerinin son haline erişmek için, çalışma koşullarının iki aşırı ucu göz
önüne alınmalıdır. Yük geçişleri sırasında birkaç swtiching döngüsünde ana switchi “on” yada
“off” tutmak gerekli oabilir. Bu koşullarda cihazın kesintisiz bir şekilde çalışacağından emin
olmak için , CBST kapasitörü yeterli kadar büyük olmalı ve floatin bias voltajını high site IC
devresnin lockout eşiğinin üzerinde uzamış çalışma evresinin sonuna kadar tutabilmelidir.
Hafif yükten ağır yüke doğru giderken, output indüktör akımı load akım değerine ulaşıncaya
kadar bazı temel kontroller ana switchin sürkliligini sağlamada yardımcı olabilir. Maksimum
on-time (tON,MAX) genellikle output indüktöründeki voltaj farklılıkları tarafından belirlenir.
Böyle durumlar için, minimum bootstrap kapasitör değeri aşağıdaki gibi bulunabilir.
where VBST is the initial value of the bootstrap bias voltage across CBST and VUVLO is the
under voltage lockout threshold of the driver. With a discrete floating driver implementation,
VUVLO could be substituted by the minimum safe gate drive voltage.
Any load transient in the other direction will require pulse skipping when the MOSFET stays
off for several switching cycles. When the output inductor current reaches zero, the source of
the main switch will settle at the output voltage level. The bootstrap capacitor must supply all
the usual discharge current components and store enough energy to be able to turn-on the
switch at the end of the idle period. Similar to the previous transient mode, a minimum
capacitor value canbe calculated as:
burada VBST bootsrap bias voltajının CBST üzerindeki ilk değeridir ve VUVLO sürücünün
lockout voltaj eşik değeridir. Ayrık floating sürücü uygulamasında VUVLO yerine minimum
güvenli gate drive voltajı kullanılabilir.
Diğer yönde herhangi bir yük geçişi Mostefin birkaç switching döngüsü sırasında “off”
kalmasını gerektirir. Output indiktörün üzerindeki akım 0'a ulaştığında ana switching source'u
output voltaj seviyesine set edilir. Bootstrap kapasitörü tüm akımnı ve idle peryodunun
sonunda switch'i turn-on yapmak için gerekli olan enerjiyi sağlayabilmelidir. Öncekine benzer
bir şekilde minimum kapasitör değeri aşağıdaki gibi hesaplanır.
In certain applications, like in battery chargers, the output voltage might be present before
input power is applied to the converter. In these cases, the source of the main MOSFET and
the negative node of CBST are sitting at the output voltage and the bootstrap diode might be
reverse biased at start-up. Delivering the initial charge to the bootstrap capacitor might not be
possible depending on the potential difference between the bias and output voltage levels.
Assuming there is enough voltage differential between the input and output voltages, a simple
circuit comprised of RSTART resistor, DSTART diode, and DZ zener diode can solve the startup problem as shown in Figure 29.
Bazı tip uygulamalarda, (örnek olarak batarya sarj uygulamalarında) output voltajı konverter'a
input power'ı uygulanmadan önce mevcut bulunabilir. Bu tür durumlarda, ana mosfet ve
CBST'nin negatif ucu output voltajında oturuyot olabilir ve vootstrap diyotu start-up sırasında
reverse biased olabilir. Bias ve output voltaj seviyeleri arasındaki farka bağlı olarak bootstrap
kapasitörüne ilk yükü göndermek herzaman mümkün olmayabilir. İnput ve output voltajları
arasında yeterli farkın bulunduğunu kabul ederek, şekil 29 da gösterilen RSTART direnci,
DSTART diyodu ve DZ zener diyotundan oluşmuş basit devre ile bu start-up problemini
aşmak mümkündür.
Şekil 29. Bootstrap start-up devresi
In this start-up circuit, DSTART serves as a second bootstrap diode used for charging the
bootstrap capacitor at power up. CBST will be charged to the zener voltage of DZ which is
supposed to be higher than the driver’s bias voltage during normal operation. The charge
current of the bootstrap capacitor and the zener current are limited by the start-up resistor.
For best efficiency the value of RSTART should be selecte to limit the current to a low value
since the second bootstrap path through the start-up diode is permanently in the circuit.
Bu stat-up devresinde, DSTART power-up sırasında bootstrap kapasitörünü şarj etmek için
kullanılan ikinci bir bootstrap diyodu gibi iş görür. CBST kapasitörü Dznin voltaj değerine
kadar sarj edilecektir ki bu normal çalışmada sürücünün bias voltajı değerinden yüksektir.
Bootstrap kapasitörünün sarj akımı ve zener akımı start-up direnci tarafından
sınırlandırılmıştır. En iyi verim için RSTART direncinin değeri akım değerini düşük tutacak
şekilde seçilmelidir, çünkü startup diyodu ile oluşturulan ikinci bootstrap yolu devrede kalıcı bir
biçimde bulunacaktır.
Grounding considerations
There are three important grounding issues which have to be addressed with respect to the
optimum layout design of the bootstrap gate drivers with high side N-channel MOSFETs.
Figure 28 can be used to identify the most critical high current loops in a typical application.
The first focus is to confine the high peak currents of the gate in a minimal physical area.
Considering the path the gate current must pass through, it might be a challenging task. At
turnon, the path involves the bootstrap capacitor, the turn-on transistor of the driver, the gate
resistor, the gate terminal, and finally, the loop is closed at the source of the main MOSFET
where CBST is referenced. The turn-off procedure is more complicated as the gate current
has two separate components. The discharge current of the CGS capacitor is well localized, it
flows through the gate resistor, the turn-off transistor of the driver and from the source to the
gate of the power MOSFET. On the other hand, the CGD capacitor’s current must go through
RGATE, the turn-off transistor of the driver, the output filter, and finally the input capacitor of
the power stage (CIN). All three loops carrying the gate drive currents have to be minimized
on the printed circuit board.
The second high current path includes the bootstrap capacitor, the bootstrap diode, the local
ground referenced bypass capacitor of the driver, and the rectifier diode or transistor of the
power stage. CBST is recharged on the cycle-by-cycle basis through the bootstrap diode from
the ground referenced driver capacitor, CDRV, connected from the anode of DBST to ground.
The recharge happens in a short time interval and involves high peak current. Therefore, the
high side driver must be bypassed locally on its input side as well. According to the rule-ofthumb, CDRV should be an order of magnitude larger than CBST. Minimizing this loop area
on the printed circuit board is equally important to ensure reliable operation.
The third issue with the circuit is to contain the parasitic capacitive currents flowing between
power ground and the floating circuitry in a lo impedance loop. The goal is to steer these
currents away from the ground of the sensitive analog control parts. Figure 30 reveals the
parasitic capacitive current paths in two representative applications with high side driverICs
Topraklama Üzerine
Yüksek kenar N-Channel Mosfetlerle bootstrap gate driverların bir arada kullanıldığı
tarasımlarda topraklama ile ilgili 3 önemli konu göz önünde bulundurulmalıdır. Figür 28, tipik
bir uygulamada en kritik yüksek akım loopunu göstermek için kullanılabilir.
Birinci önemli konu, gatin yüksek peak akımını olabildiğince küçük bir fizksel alanda
tutmaktır. Gate akımının gececeği yolu göz önünde bulundurarak, bu zor ve önemli bir iş
olabilir. Turn-on sırasında, bu yol bootsrap kapasitörünü, sürücünün turn-on transistörünü,
gate direncini, gate terminalini ve CBST ye referanslanmış ana mosfeti de içine alarak bir loop
oluşturur. Gate iki ayrı bileşenden oluştuğu için turn-of süreci daha da karışıktır. CGD
kapasitörünün deşarj akımı iyi lokalize olmuştur. Bu akım gate direnci, turn off transistörü ve
power moosfetinin kaynağı üzerinden akar. Diğer taraftan aslında CGD akımı RGATE , turn
off transistörü, output filitresii ce power katmanının input kapasitörü (CIN) üzerinden
akmalıdır. Tüm bu üç loop da akan gate akımı minimize edilmelidir.
İkinci yüksek akım yolu bootstrap kapasitörü, bootstrap diyodu, devrenin lokal ground
referanslı bypass kapasitörü rektifier diyodu yada power katmanının transistöründen oluşur.
CBST bootsrap diyodu üzerinden ground referasnlı driver kapasitörü CDRV ve DBST
tarafından cycle-by_cycle (adım adım, döngü döngü) reşarj edilir. Reşarj kısa bir süre içinde
yüksek bir peak akımı ile gerçekleşir. Dolayısıyla yüksek kenar sürücü local olarak kendi
inputu tarafından bybass edilmelidir. Sağ el (baş parmak ) kuralına göre, CDRV CBSTnin
değerinin çok çok üzerinde olmalıdır. Bu loopu baskı devre üzerinde minimize etmek sistemin
düzgün çalışması açısından da çok önemlidir.
Göz öninde bulundurulması gereken 3. şey ise, empedans loopunda power ground ve devre
araında akan parazitik etkili akımdır. Kural olarak bu akım hassas anolog kontrol
bileşenlerinin olabildiğince uzeğından geçmelidir. Figur30 da yüksek kenar Iclerin ullanıldığı
iki uygulamada bu parazitik kapasitif akım yolununun durumu gösterilmektedir.
Şekil 30. Yüksek kenar uygylamalarda kapasitif akımlar.
Single high side driver ICs usually have only one GND connection. Since the capacitive
currents must return to the ground potential of the power stage, the low side portion of the IC
should be referenced to power ground. This is counterintuitive, since the control signal of the
driver is referenced to signal ground. Nevertheless, eliminating the high capacitive current
component between analog and power ground will also ensure that the potential difference
between the two grounds are minimized.
The situation is greatly improved with general purpose half bridge driver ICs which contain
one low side and one high side driver in the same package. These circuits have two ground
connections usually labeled as GND and COM, providing more flexibility in layout. To return
the capacitive currents to power ground in the shortest possible route, the COM pin is
connected to power ground. The GND pin can be utilized to provide connection to the signal
ground of the controller to achieve maximum noise immunity.
For completeness, the bypass capacitor of the PWM controller should be mentioned as well,
which is placed near to the VCC and GND pins of the IC. Referring to Figure 28 again, CBIAS
is a relatively small capacitor with respect to CBST and CDRV since it provides only high
frequency bypassing and it is not involved in the gate drive process.
Tek yüksek kenar IC genellikle sadece bir adet GND bağlantısına sahiptir. Kapastif akımların
power katmanının grounduna geri gönmesi gerektiğinden, Icnin düşük kenar bölümü power
katmanına referasnlanmalıdır. Bu beklenenin aksine bi durumdur, çünkü sürücünün kontrol
sinyali sinyal grounduna referasnlanmıştır. Yinede analog ve power gorundları arasındaki
yüksek kapasitif akım bişelenlerini elimine etmek iki ground arasıındaki potansiyel farkı
minimize edecektir.
Bu durum genel amaçlı yarı-köprü (half-bridge) sürücü ICleri ile daha da iyi hale getirilmiştir.
Bunlar bir düşük kenar ve bir yüksek kenar sürücüyü aynı paket içinde sunmaktadırlar. Vu
deveker iki ground bağlantısına sahiptirler ve bu baglantılar tasarımda esneklik sağlamak
amacıyla genelliklle GND ve COM olarak adlandırılırlar. Kapasitif akımların power grounduna
mümkün olan en kısa yoldan geri dönmesi için, COM pini power grounduna bağlanır. GND
pini maksimum gürültü bağışıklığı sağlanması amacı ile denetleyicinin sinyal grounduna
bağlanır.
Bütünlük açısından PWM denetleyicinin bypass kapasitöründen de bahsedilmelidir. Bu
kapasitör Icnin VCC ve GND pinlerinin yakınlarına yerleştirilmelidir. Tekarar figür 28'e bakacak
olursak CBIAS CBST ve CDRV ye göre küçük bir kapasitör sayılır. Çünkü sadece yüksek
firekans bypassı sağlar ve gate drive sürecinde yer almaz.
ÜÇÜNCÜ KISIMIN SONU
AC COUPLED GATE DRIVE CIRCUITS
AC coupling in the gate drive path provides a simple level shift for the gate drive signal. The
primary purpose of AC coupling is to modify the turn-on and turn-off gate voltages of the main
MOSFET as opposed to high side gate drives where the key interest is to bridge large
potential differences. In a ground referenced example like the one in Figure 31, the gate is
driven between -VCL and VDRV-VCL levels instead of the original output voltage levels of the
driver, 0V and VDRV. The voltage, VCL is determined by the diode clamp network and it is
developed across the coupling capacitor. The benefit of this technique is a simple way to
provide negative bias for the gate at turn-off and during the off state of the switch to improve
the turn-off speed and the dv/dt immunity of the MOSFET. The trade-off is slightly reduced
turn-on speed and potentially higher RDS(on) resistance because of the lower positive drive
voltage.
The fundamental components o f AC coupling are the coupling capacitor CC and the gate-tosource load resistor RGS.
AC COUPLED GATE SÜRÜCÜ DEVRELERI
Gate sürücü yolunda AC eşleşmesi gate drive sinyali için kolay bir level shift sağlar. AC
eşleşmesinin temel amacı, yüksek voltajlarlar ilgilenen yüksek kenar gate sürücülerinin
tersine ana Mosfetin turn-on ve turn-off voltajlarını modifiye edebilmektir. Figür 31 deki gibi
ground referanslı örneklerde, orjinal output voltajı seviyesi (0V ve VDRV) yerine gate -VCL ve
VDRV-VCL voltaj seviyeleri arasında sürürür. VCL degeri kenetlenme networkü ve onun
eşleşme kapasitörü tarafından belirlenir. Bu teknigin temel amacı, turn-off ve switchin off
süresi boyunca gatee negatif bias sağlamaktır. Böylece Mosfetin turn-off hızı ve dv/dt
bağışıklığı artmaktadır. Bunun bedeli, turn-off hızında birazcık düşme ve düşük pozitif sürücü
voltajından kaynaklı daha yüksek bir RDS direncidir.
AC coupling'in temel bileşenleri eşleşme (coupling)kapasitörü CC ve gate-to-source direnci
RGS'dir.
The resistor plays a crucial role during power up, pulling the gate low. This is the only
mechanism keeping the MOSFET off at start up due to the blocking effect of the coupling
capacitor between the output of the driver and the gate of the device. In addition, RGS
provides a path for a current across the coupling capacitor. Without this current component
the voltage would not be allowed to build across CC. Theoretically, in every switching cycle
the same amount of total ate charge would be delivered then removed hrough the capacitor
and the net charge passing through CC would be zero.
The same concept can be applied for steady state operation to determine the DC voltage
across the coupling capacitor with RGS in the circuit. Assuming no clamp circuitry, a constant
VC voltage across the capacitor, and a constant duty cycle D, the current of RGS can be
represented as an additional charge component passing through CC. Accordingly, the total
charge delivered through the coupling capacitor during turn-on and consecutive on-time of
the MOSFET is:
Direnç power up sırasında, gate'i lowa çekerek hayati bir rol oynamaktadır. Bu Mosfeti
startup srasında off tutabilmek için uygulanabilecek tek yöntemdir. Ek olarak RGS eşleşme
kapasitörü akımı için bir yol sağlar. Bu akım bileşeni olmadan voltaj CC üzerinden akmayı
gerçekleştiremez. Teorik olarak, her bir switching döngüsünde ayni miktarda toplam gate yükü
dağıtılır ve sonrasında kapasitörden uzaklaştırılır ve CC den geçen net yük 0 olur.
Aynı yaklaşım, steady-state operasyonlara uygulanarak eşleşme kapasitörü üzerinden akan
voltaja RGS ile karar mümkündür. Kapasitör zerinden akan akımın voltajının sabit ve VC
olduğunu, görev sabir döngüsünün D olduğunu varsayarak RGS üzerinden geçen akım CC
nin ek bir yük bileşeni olarak tanımlanabilir. Ayrıca Mosfetin turn-on sırasında ve
devamındaki on- süresi boyunda CC tarafından dağıtılan toplam yük aşağıdaki gibi
hesaplanır:
Following the same considerations for the turnoff and successive off-time of the switch, the
total charge can be calculated as:
For steady state operation, the two charges must be equal.. Solving the equations for VC
determines the voltage across the coupling capacitor.
This well know relationship highlights the duty ratio dependency of the coupling capacitor
voltage. As duty cycle varies, VC is changing and the turn-on and turn-off voltages of the
MOSFET adjust accordingly. As Figure 32 exemplifies, at low duty cycles the negative bias
during turn-off is reduced, while at large duty ratios the turn-on voltage becomes insufficient.
Aynı yaklaışmları turn-off ve devamındaki off süresi için uyğulayarak, toplam yük aşağıdaki
gibi hesaplanabilir.
Steady-state operasyonlar için, iki yük birbirine eşit olmalıdır. VC için denklemleri çozerek CC
üzerindeki voltaj aşağıdaki gibi hesaplanır:
Bu iyi bilinen bağlantı, CC voltajının duty ratio'suna bağımlılığını göstermektedir. Duty
değiştiği çin VC de değişit ve Mosfetin turn on – turn off voltajları buna göre ayarlanır. Figür
32 gösterilirki düşük dörev döngülerinde negatif bias ile turn-off azaltılırken geniş görev
ratiolarında turn of voltajı yetersiz kalmaktadır.
The inadequate turn-on voltage at large duty ratios can be resolved by using a clamp circuit
connected in parallel to RGS as shown in Figure 31. Its effect on the coupling capacitor
voltage is also shown in Figure 32. As the coupling capacitor voltage is limited by the clamp,
the nmaximum negative bias voltage of the gate is determined. Since the gate drive amplitude
is not effected by the AC coupling circuit, a minimum turn-on voltage can be guaranteed for
the entire duty cycle range.
Figür 31 de gösterildiği gibi, geniş duty oranlarında yetersiz turn-on voltajı RGSye paralel
bağlanmış bir clamp devresi ile yeterli hale getirilebilir. Bu devrenin etkisi figür32 de de
gösterilmiştir. Eşleşme kapasitörünün voltaj değeri clamp taradımdan sınırlandırılarak,
gate'teki maksimum negatif bias değeri belirlenmiş olmaktadır. Gate drive genliği AC eşleşme
devresinden etkilenmediği için, minimum turn-on voltajı tüm görev döngüsü sırasında garani
edilmiş olunur.
Calculating the coupling capacitor
The amount of charge going through CC in every switching cycle causes an AC ripple across
thecoupling capacitor on the switching frequency basis. Obviously, this voltage change should
be kept relatively small compared to the amplitude of the drive voltage. The ripple voltage can
be calculated based on the charge defined previously as:
Coupling kapasitörünün hesaplanması
Her switching döngüsünde CC üresinden geçen yük miktarı, CC üzerinde frekans temelli bir
AC dalğalanmasına neden olur. Bu voltaj dalğalanması, sürücü voltajıyla karşılaştırıldığında
olabildiğince küçük tutulmalıdır. Bu dalgalanan voltaj yük temelinde aşağıdaki gibi hesaplanır.
Taking into account that Vc=D⋅VDRV, the equation can be rearranged to yield the desired
capacitor value as well:
Vc = D ⋅ VDRV olduğunu dikkate alarak, denklem aşağıdaki gibi yeniden düzenlenerek
ihtiyaç duyulan kapasitör değeri aşağıdaki gibi olur.
The expression reveals a maximum at D=0.5. A good rule of thumb is to limit the worst case
AC ripple amplitude (ΔVc) to approximately 10% of VDRV.
Bu ifadeden D=0.5 maksimum değereri eldedeilir. Buradanda AC dalğalanma genliği ( Δvc)
yaklaşık olarak VDRV nin %10'udur.
Start up transient of the coupling capacitor
Before the desired minimum coupling capacitor value could be calculated, one more
parameter must be defined. The value of RGS has to be selected. In order to make an
intelligent decision the start up transient of the AC coupling circuit must be examined.
At power up, the initial voltage across CC is zero. As the output of the driver start switching
the DC voltage across the coupling capacitor builds up gradually until it reaches its steady
state value, VC. The duration to develop VC across CC depends on the time constant defined
by CC and RGS. Therefore, to achieve a target start-up transient time and a certain ripple
voltage of the coupling capacitor at the same time, the two parameters must be calculated
together. Fortunately, there are two equations for two unknowns:
Eşleşme (coupling) kapasitörünün start-up süreçleri
Gerek duyulan eşleşme kapasitörü değerinin hesaplanmasından önce, bir paremetre daha
tanımlanmalıdır. RGS degeri seçilmelidir. Uygun bir seçim yapabilmek için AC eşleşme
devresinin star-up süreçleri dikkatlice incelenmelidir.
Power-up sırasında, CC üzerindeki başlangıç voltaj değeri 0'dır. Sürücünün outputu
swithinge başladığı için, CC üzerindeki DC voltaj değeri giderek büyümektedir taki steady
değerine (VC) ulaşana kadar. Bu sürenin uzunlugu CC ve RGS tarafından belirlenen zaman
sabitlerine bağldır. Bu nedenle, hedeflenen start-up zamanını ve belirli kapasitör voltaj
dalgalanma genliğini elde etmek için iki paremetre birlikte hesaplanmalıdır. Bu iki bilinmeyen
için iki denklemimiz mevcuttur.
which will yield a single solution. Substituting the expression for RGS from the second
equation, D=0.5 for worst case condition and targeting ΔVc=0.1⋅VDRV, the first equation can
be solved and simplified for a minimum capacitor value:
Bu denklemlerin tek bir çözümü vardır. RGS için olan ifadeyi ikinci deklemden alıp yerine
koyarak D=0.5 , en kötü şartlarda ve tek bir çözüm verecek. , D = 0.5 kötü durumda durum
için ve ΔVc = 0,1 ⋅ VDRV 'yi heefleyerek, ilk denklem minimum kapasitör değeri için
çözülerel aşağıdaki değer elde edilir:
Once CC,MIN is calculated, its value and the desired start-up time constant (τ) defines the
required pull down resistance. A typical design trade-off for AC coupled drives is to balance
efficiency and transient time constant. For quicker adjustment of the coupling capacitor
voltage under varying duty ratios, higher current must be allowed in the gate-to-source
resistor.
CC değeri birke hesaplandıktan sonra, bu değer ve ihtiyaç duyulan start-up zaman sabiti (τ)
kullanılarak ihtiyaç duyulan pull-down direnci hesaplanabilir. Bu tür devrelerin temel tasarım
açmazı verimliligi ve geçiş zaman sabitlerini dengelemektir. Değişen duty ratio'lar altında
eşleşme kapasitörünün çabucak ayarlanması iöin gate-to-sorce direncinde yüksek akım
geçişlerine izin verilmelidir.
TRANSFORMER COUPLED GATE DRIVES
Before the appearance of high voltage gate drive ICs, using a gate drive transformer was the
only viable solution to drive high side switches in offline or similar high voltage circuits. The
two solutions coexist today, both have their pros and cons serving different applications. The
integrated high side drivers are convenient, use smaller circuit board area but have significant
turn-on and turn-off delays. The properly designed transformer coupled solution has negligible
delays and it can operate across higher potential differences. Usually it takes more
components and requires the design of a transformer or at least the u nderstanding of its
operation and specification.
Before concentrating on the gate drive circuits, some common issues pertinent to all
transformer designs and their correlation to gate drive transformers will be reviewed.
• Transformers have at least two windings. Theuse of separate primary and secondary
windings facilitates isolation. The turns ratio between primary and secondary allows voltage
scaling. In the gate drive transformer voltage scaling is usually not required, but isolation is an
important feature.
• Ideally the transformer stores no energy, there is no exemption. The so called flyback
“transformer” really is coupled inductors. Nevertheless, small amounts of energy are stored in
real transformers in the nonmagnetic regions between the windings and in small air gaps
where the core halves come together. This energy storage is represented by the leakage and
magnetizing inductance. In power transformers, reducing the leakage inductance is important
to minimize energy storage thus to maintain high efficiency. The gate drive transformer
handles very low average power, but it delivers high peak currents at turn-on and turn-off. To
avoid time delays in the gate drive path, low leakage inductance is still imperative.
• Faraday’s law requires that the average voltage across the transformer winding must be
zero over a period of time. Even a small DC component can cause flux “walk” and eventual
core saturation. This rule will have a substantial impact on the design of transformer coupled
gate drives controlled by single ended PWM circuits.
• Core saturation limits the applied volt-second product across the windings. The transformer
design must anticipate the maximum voltsecond product under all operating conditions which
must include worst case transients with maximum duty ratio and maximum input voltage at
the same time. The only relaxation for gate drive transformer design is their regulated supply
voltage. • A significant portion of the switching period might be reserved to reset the core of
the main power transformer in single ended applications, (working only in the first quadrant of
the B-H plane) such as the forward converter. The reset time interval limits the operating duty
ratio of the transformer. This is rarely an issue even in single ended gate drive transformer
designs because they must be AC coupled thus they operate with bi-directional
magnetization.
TRANSFORMATÖR COUPLED GATE SÜRÜCÜLER
Yüksek voltaj IC devrelerinin ortaya çıkışından önce, yüksek kenar switchleri sürmek icin offline yada benzer yüksek voltaj devrelerinde gate drive transformator kullanmak neredeyse bir
zorunluluktu. Bugün iki çözüm aynı anda mevcut bulunmakta. Uygulamanın çeşitine göre iki
çözümün de artıları ve eksileri bulunmakta. Yüksek voltaj IC devreleri boar üzerinde az yer
kaplayıp kullanımı kolay olmasına ragmen turn-off ve turn-on gecikmeleri çokyüksektir.
Uygyun bir şekilde tasarlanmış transformatör coupled devresi ile neredeyse hic bir gecikme
olmadan yüksek voltajlarda anahtarlama yapılabilmektedir. Genellikle bu tür bir devre
tasarlamak daha fazla devre bileşeni kullanmayı ve çoğu zaman bir transformatör yapımını,
en azından trasformatörün tüm yapısını ve özelliklerini çok iyi bilmeyi gerektirmektedir.
Gate drive devrelerine konssantre olmadan önce, tüm transformatör tasarımları il ve onların
gate sürücü trasformatörleri ile alakalı bazı temel konular gözden geçirmekte fayda
bulunmaktadır.
• Trasformatörlerde en az iki sargı bulunmaktadır. Primary ve sekondary sargıların
kullanılması izalasyonu sağlar. Sarğıların birbirine oranı output voltaj seviyesini değiştirir
(scaling). Gate drive transformatörlerde voltaj değişimi (scaling) çok gerekli değildir. Ancak
izalosyon çok önemli bir özelliktir.
• İdeal trasnformatörler enerji depolamaz. BU konuda herhangi bir muafiyet yoktur.
Trasformatorler aslında iki aded eşlenmiş (soupled) indiktördür. Ancak gerçek hayatta,
trasformatörler manyetik olmayan bölgelerinde özellikle iki sarğının ve aradaki trasformatör
çekirdeğinin birleştiği hava boşluklarında küçük bir miktar enerjiyi depolarlar. Bu enerji
depolanması kayıp ve mıknatıslayan indüktans solarak gösterilecektir. Güç
trasnformatörlerinde, kayıp indüktansı enerji depolanmasını minimize etmek ve dolayısıyla
verimi arttırmak için çok önemlidir. Gate drive trasnformatörleri çok düşük ortalama güçlerde
çalışır ancak turn on ve turn off sırasında yüksek peak akım degerlerini sağlayabilir.Gate
drive path'inde zaman gecikmelerinden kaçınmak için yinede düşük kayıp indüktansı
elzemdir.
• Faraday yasasına göre, bir zaman peryodunda trasformatör sargıları üzerindeki ortalama
voltaj 0'dır. Trasformatör tasarımlarının, maksimüm iş yükü ve en kötü şartlarda bile voltsaniye çarpımının maksimum olacak şekilde yapılması gerekmektedir. Gate drive
transformatörü için tek relaxation sadece kendi regüle edilmiş power supply voltajlarıdır.
• Single-end uygulamalarda (B-H düzleminin sadece ilk çeğreğinde çalışan) uygulamalarda,
switching peryodunun önemli bir kısmı ana ğüç transformatörünün çekirdeğinin resetlenmesi
için rezerve edilmiş olabilir. Bu single-ended gate drive transformatör tasatımlarında çok nadir
olan birşeydir. Çünkü AC coupled olmak ve di-directional manyetizasyon ile çalışmak
zorundadırlar.
Single ended transformer coupled gate drive circuits
These gate drive circuits are used in conjunction with a single output PWM controller to drive
a high side switch. Figure 33 shows the basic circuit. The coupling capacitor must be placed
in series with the primary winding of the gate drive transformer to provide the reset voltage for
the magnetizing inductance. Without the capacitor there would be a duty ratio dependent DC
voltage across the winding and the transformer would saturate.
Figure 33. Single ended transformer coupledgate drive
Single-ended trasformatör eşlenmiş gate drive devreleri
Bu çeşit gate drive devreleri tek çıkışlı PWM denetleyiciler ile birlikte yüksek kenar switchi
sürmek için kullanılır. Figür33 te basit bir devre gösterilmiştir.
Eşlenmiş (coupling) kapasitör gate drive trasnformatörünün pirimer sarğısına seri bağlanarak
manyetize indüktans için reset voltajını sağlar. Bu kapasitör olmadan sargılar üzerinde duty
ratio'ya bağlı bir DC voltajı olurdu ve trasformatör satüre olurdu.
The DC voltage (VC) of CC develops the same way as shown in AC coupled direct drives. Th
steady state value of the coupling capacitor voltage is:
Similar to AC coupled direct drives, the actual gate drive voltage, VC, changes with duty ratio.
In addition, sudden changes in duty ratio will excite the L-C resonant tank formed by the
magnetizing inductance of the gate drive transformer and the coupling capacitor. In most
cases this L-C resonance can be damped by inserting a low value resistor (RC) in series with
CC. The value of RC is determined by the characteristic impedance of the resonant circuit
and given as:
CC nin DC voltajı (VC) AC coupled gate drivelardaki givi etki gösterir. Coupling kapasitörün
steady-state'deki değeri :
AC coupled sürücülere benzer bir biçimde, gerçek gate drive voltajı, VC, duty ratio ile
değişiklik gösterir. Ek olarak, duty ratiodaki ani değişiklikler gate drive transformatörünün
manyetik indüktans ı ve coupling kapasitör tarafından belirlenmiş olan L-C resonant tank'a
etki edecektir. Pek çok durumda bu L-C rezonansı CC ye seri, düşük değerli bir direnç (RC)
eklenerek damped edilebilir. Rc nin değeri dezonant devrenin karakteristiği tarafından
belirlenir.
Keep in mind that the RC value defined in the equation above is the equivalent series
resistance which includes the output impedance of the PWM driver. Additionally, consider that
a critically damped response in the coupling capacitor voltage might require unreasonable
high resistor value. This would limit the gate current, consequently the switching speed of the
main switch. On the other hand, underdamped response may result in unacceptable voltage
stress across the gate source terminals during the resonance.
The current building VC has two components; the magnetizing current of the transformer and
the current flowing in the pull down resistor connected between the gate and the source of the
main MOSFET. Accordingly, the start-up and transient time constant governing the adjust
speed of the coupling capacitor voltage ref lects the effect of the magnetizing inductance of
the gate drive transformer and can be estimated by:
Unutmamak gerekir ki, denklem tarafından verilen Rc değeri eş seri direnç değerine denktir.
Ki bu değer PWM sürücünün output empedans değerini de içermektedir. Ek olarak, coupilng
kapasitör voltajının kritik olarak dumped çevabı anlamsız olarak cok yüksek direnç değeri
gerektirebilir. Bu gate akımı dolayısıyla ana switching hızını limitleyecektir. Diğer taraftan
rezonans sırasında , düşük seviyede damped edilmesi gate source terminallerinde kabul
edilemeyecek düzeyde voltaj stresi yaratabilir.
Vc ile akan akımın iki bileşeni vardır; transformatörün manyetize akımı ve ana Mosfet'in gate
ve source'una bağlanmış pull-down direncinden akan akım. Dolayısıyla stur-up ve geçiş
zamanı sabitleri coupling kapasitör voltajının ayar hızını belirleyer. Gate drive
transformatörünün manyetize akımının bu değer üzerindeki etkisi aşağıdaki gibi hesaplanır.
The magnetizing inductance has another significant effect on the net current of the driver, and
on its direction. Figure 34 highlights the different current components flowing in the circuit and
the sum of the current components, IOUT, which has to be provided by the driver.
Figure 34. Driver output current with transformer coupled gate drive
Manyetize indüktans, net sürücü akımı ve onun yönü üzerinde diğer bir önemli etkiye daha
sahiptir. Figür34 te devre üzerinden akkan değişik akım bileşenleri ve akım bileşenlerinin
toplamı, IOUT ki sürücü bunu sağlayabilimeidir, gösterilmektedir.
Figure 34. Trasformatör coupled gate drive sürücüde sürücü çıkış akımları
Note the gray shaded area in the output current waveform. The output driver is in its low state
which means it is supposed to sink current. But because of the magnetizing current
component, the driver actually sources current. Therefore, the output must handle bidirectional current with transformer coupled gate drives. This might require additional diodes if
the driver is not capable of carrying current in both directions. Bipolar MOSFET drivers are a
typical example where a Schottky diode has to be connected between the ground and the
output pin. Similar situation can occur during the high state of the driver at different duty cycle
or current component values. One easy remedy to solve this problem and avoid the diodes on
the driver’s output is to increase the resistive current component to offset the effect of the
magnetizing current.
At wide duty cycles, like in the buck converter, the circuit of Figure 33 does not provide
adequate gate drive voltage. The coupling capacitor voltage increases proportionally to the
duty ratio. Accordingly, the negative bias during off-time increases as well and the turn-on
voltage decreases. Adding two small components on the secondary side of the gate drive
transformer can prevent this situation. Figure 35 shows a commonly used technique to
restore the original voltage levels of the gate drive pulse.
Akım waveformundaki gri taralı bölgeye dikkatli bakmak gerekir. Driver outputu kendi düşük
seviyesinde (low state), ki bu akımın buraya akıyor olduğu düşünülebilir. Ancak manyetize
akım bileşeni nedeniyle aslında driver akım kaynağıdır. Bu nedenle trasformer coupled
devrelerde çıkışın bi-rirectional olduğu unutulmamalıdır. Eğer sürücü iki yönlü akımı taşımaya
uygun değilse, bu nedenle ek diyotlar kullanmak gerekebilir. Bipolar Mosfet sürücüler Shotky
diyotlarının ground ve output ucuna bağğlandığı tipik örneklerdir. Benzer durum sürücünün
yüksek düzeyde (high state) olduğu farklı görev döngüleri yada akım bileşenleri için de
geçerlidir. Bu durumu kolayca diyot kullanmadan çözebilmek için, rezistif akım bileşenini
manyetize akımımı offsetleyecek düzeye kadar arttırarak çözebilirsiniz.
Geniş görev döngülerinde (meseka buck cevirici uygulamalarında) figür 33 deki devre uygun
gate drive voltajını sağlayamaz. Coupling kapasitör voltajı duty ratio ile orantılı olarak artar.
Böylece off-time sırasında negatif bias artar, turn-on sırasında da voltaj düşer. Gate drive
transformatörünün ikincil tarafına iki küçük devreelamanının eklenmesi bu durumu çözebilir.
Figür35 de gate drive sinyalinin orjinal seviseyine çıkartılması için sıkça kullanılan bir teknik
gösterilmektedir.
Figure 35. DC restore circuit in transformer coupled gate drive
Here, a second coupling capacitor (CC2) and asimple diode clamp (DC2) are used to restore
the original gate drive amplitude on the secondary side of the transformer. If a larger negative
bias is desired during the off time of the main switch, a Zener diode can be added in series
with the diode in a similar fashion as it is shown in Figure 31, with respect to the AC coupled
direct drive solution.
Burada ikinci coupling kapasitmrü (CC2) ve basit bir ketentleme diyodu (DC') kullanılarak
trasformatörün ikincil bölümünde gate drive genligi orjinal değerine restore edilmiştir. Eğer
ana switchin off-time'ı sırasında daha yüksek bir negatif bias gerekiyor ise, bir Zener diyot
şekil 31 gösterilene benze bir şekilde diyoda seri bir şekilde ekleklenebilir.
Calculating the coupling capacitors
The method to calculate the coupling capacitor values is based on the maximum allowable
ripple voltage and the amount of charge passing through the capacitor in steady state
operation was described in the previous AC coupled circuits. The equation for CC2 is similar
to the one identified for direct coupled gate drive circuit. The ripple has two components; one
is related to the total gate charge of the main MOSFET and a second component due to the
current flowing in the gate pull down resistor:
Coupling kapasitörlerin hesaplanması
Coupling kapasitörlerin değerlerinin hesaplanması için aşağıda tanımlanan yöntem, devrenin
stabil çalışır durumda (steady state), daha önce tanımlanmış AC coupled devredeki gibi,
kapasitör üzerinden geçecek maksimum yük ve izin verilen maksimum voltaj dalgalanması
değerine göre oluşturulmuştur. CC2 için geçerli olan denklem direct-coupled gate drive
devresindekine benzerdir. Ripple (dalgalanma) iki bileşene sahiptir; ilki na Mosfetin toplam
gate yükü ile alakalı, ikincisi ise gate pull down direncinden akan akım ile alakalıdır.
This expression has a maximum at the maximum on-time of the switch, i.e. at maximum duty
ratio. In the primary side coupling capacitor the magnetizing current of the gate drive
transformer generates an additional ripple component. Its effect is reflected in the following
equation which can be used to calculate the primary side coupling capacitor value:
Bu ifade, switchin maksimimum on-time'ında (örnek olarak maksimum duty ratio'da)
maksimum değere ulaşır. Coupling kapasitörün birincil tarafında gate dirive
transformatörünün manyetize edici akımı ek bir dalgalanma (ripple) bileşeni üretir. Bu etki
aşağıdaki denlemlerde hesaba dahil edil edilerek birincil taraftaki coupling kapasitörünün
değerinin hesaplanmasında kullanılmıştır.
The minimum capacitance to guarantee to stay below the targeted ripple voltage under all
operating conditions can be found by determining the maximum of the above expression.
Unfortunately the maximum occurs at different duty ratios depending on the actual design
parameters and component values. In the majority of practical solutions it falls between D=0.6
and D=0.8 range.
Also note that the sum of the ripple voltages, ΔVC1+ΔVC2 appears at the gate terminal of the
main MOSFET transistor. When aiming for aparticular ripple voltage or droop at the gate
terminal, it has to be split between the two coupling capacitors.
Tüm çalışma koşullarında ripple voltajının hedeflenen değerin altında kalmasını sağlayacak
(garanti edecek) minimum kapasitans değeri yukardaki ifadenin maksimum değerini bularak
elde edilebilir. Ne yazık ki maksimum deger devre tasarımına ve kullanılan devre
elemanlarına göre farklı duty ratiolarda gerçekleşmektedir. Pratik uygulamaların pek çogunda
bu değer D=0.6 ve D=0.8 arasına düşmektedir.
Ayrıca ripple voltajların toplamlarına baktığımızda ana Mosfet transistörümün gate
terminalinde ΔVC1+ΔVC2 görülmektedir. Gate terminalinde belirli bir voltaj dalgalanmasını
yada düşmesini hedeflediğimizde, değer iki coupling kapasitörü arasında split edilmek
zorundadır.
Gate drive transformer design
The function of the gate drive transformer is to transmit the ground referenced gate drive
pulse across large potential differences to accommodate floating drive implementations. Like
all transformers, it can be used to incorporate voltage scaling, although it is rarely required. It
handles low power but high peak currents to drive the gate of a power MOSFET. The gate
drive transformer is driven by a variable pulse width as a function of the PWM duty ratio and
either constant or variable amplitude depending on the circuit configuration. In the single
ended circuits the gate drive transformer is AC coupled and the magnetizing inductance sees
a variable amplitude pulse. The double ended arrangements, such as half-bridge
applications, drive the gate drive transformer with a constant amplitude signal. In all cases,
the gate drive transformers are operated in both, the first and third quadrant of the B-H plane.
The gate drive transformer design is very similar to a power transformer design. The turns
ratio is usually one, and the temperature rise due to power dissipation is usually
negligible.Accordingly, the design can be started with the core selection. Typical core shapes
for gate drive transformer include toroidal , RM, P or similar cores. The core material is high
permeability ferrite to maximize the magnetizing inductance value, consequently lower the
magnetizing current. Seasoned designers can pick the core size from experience or it can be
determined based on the area product estimation in the same way as it is required in power
transformer design. Once the core is selected, the number of turns of the primary winding can
be calculated by the following equation:
Gate drive tranformer tasarımı
Gate drive transformatörünün fonksiyonu, ground referanslı gate drive sinyalini yüksek
potansiyel farklarına uyum sağlayacak şekilde floating drive uygulamalarına aktarmaktır.
Bütün transformatörler gibi, çok nadiren ihtiyaç olsa da voltaj scaling yapabilirler. Düşük
güçlerde (low power) yüksek akım değerlerini power Mosfetin gate drive'ına sağlayabilirler.
Gate drive transformatörü devre yapılandırmasına bağlı olarak PWM duty ratio'suna bağlı
olarak değişken sinyal genişlikli yada sabit sinyal genişlikli olarak sürülebilirler. Tek uçlu
(single ended) devrelerde gate dive transformatörü AC coupled'dır ve manyetize şndüktans
değişken genlikli sinyaller görür. Half-bridge uygulamaları gibi çift sonlu (double ended)
uygulamalarda gate drive transformatörünü sabit genlikli sinyaller ile sürmek gerekir. Tüm
durumlarda, gate drive transformatörleri B-H plane'inin (süreç) hem 1. hemde 3. çeyreklerinde
kullanılmaktadırlar.
Gate drive trasnformatör tasarımı power transformatöe tasarımlarına çok benzerler. Sargı
oranı genellikle 1'dir ve sıcaklıga bağlı güç kayıpları genellikle göz ardı edilebilir ölçektedir.
Böyece, trasnformatör satarımı core (çekirdek) tasarımı ile başlayabilir. Gate drive
trasnformatörleri için tipik çekirdek tasarımı troidal, RM, P yada benzer çekirdeklerdir.
Çekirdek malzemezi yüksek permeabilitiye sahip ferrit bir madde olmalıdır ki manyetize
indüktans değeri maksimum dolayısıyla manyetize akımı da minimum (yada çok düşük)
olabilsin. Tecrübeli tasarımcılar çekirdek büyüklüklerini deneyimlerine göre seçebilirler yada
power trasformatörler tasırımlarında doldugu gibi ürün tahminleri doğrultusunda seçebilirler.
Çekirdek seçildikden sonra pirimer sargı için gerekli sargı sayısı aşağıdaki gibi hesaplanabilir:
where VTR is the voltage across the primary winding, t is the duration of the pulse, ΔB is the
peak-to-peak flux change during t, and Ae is the equivalent cross section of the selected core.
The first task is to find the maximum volt-second product in the numerator. Figure 36 shows
the normalized volt-second product for both single ended and double ended gate drive
transformers as the function of the converter duty cycle.
burada VTR birincil sargı üzerindeki voltaj değeri, t sinyal süresi, ΔB iki peak arasında t
süresinde flux değişimi, Ae trasformatör çekirdeğinin denk-kesitidir. Yapılacak ilk iş
numaratörde maksimum volt-saniye çarpımını bulmaktır. Figür36 da single-ended vd doubleended gate drive trasnformatörleri için maksimum volt-saniye çarpımları konverter görev
döngüsünün bir fonksiyonu olarak gösterilmektedir.
Figür36 Gate drive transformer volt-second product vs. duty ratio
For an AC coupled circuit, the worst case is at D=0.5 while direct coupling reaches the peak
volt-second value at the maximum operating duty ratio. Interestingly, the AC coupling reduces
the maximum steady state volt-second product by a factor of four because at large duty ratios
the transformer voltage is proportionally reduced due to the voltage developing across the
coupling capacitor.
It is much more difficult to figure out ΔB in the Np equation. The reason is flux walking during
transient operation. When the input voltage or the load are changing rapidly, the duty ratio is
adjusted accordingly by the PWM controller. Deducing exact quantitative result for the flux
walk is rather difficult. It depends on the control loop response and the time constant of the
coupling network when it is present. Generally, slower loop response and a faster time
constant have a tendency to reduce flux walking. A three to one margin between saturation
flux density and peak flux value under worst case steady state operation is desirable for most
designs to cover transient operation.
AC coupled bir devre için, maksimim görev döngüsünde direct coupling peak voltaj-saniye
değerine ulaşırken en kötü durum D=0.5 olmasıdır. İnginç olarak AC coupling steady state'de
(sistemin olagan çalışması sırasında) maksimum volt-saniye çarpımını ¼ oranında
düşürmektedir. Çünkü Geniş görev döngülerinde trasformer voltajı coupling kapasitöründeki
voltaj değerine oaranla düşmektedir.
ΔB yi Np denkleminde bulmak oldukça zordur sebebi ise geçiş operasyonları srasındaki flux
değişimidir (flux-walkin). İnput voltajı yada load'u hızlı bir çekide değişirken, görev döngüsü
(duty ratio) PWM denetleyiciye göre ayarlanır. Tam nitelikli bir sonuç çıkarabilmek flux
walking için oldukça zordur. Kontrol loop'unun tepkisine ve coupling networkünün zaman
sabitine bağlıdır. Genel olarak yavaş loop tepkisi ve hızlı zaman sabiti fulux walking'i
düşürme eğilimdedir. En kötü durumda steady state'te 1 e 3 oranında satürasyon flux
yogunlugu ve peak flux degeri pek çok tasarımda geçiş operayonlarını tamamlayabilmek için
zorunludur.
The next step is to arrange the windings in the available window area of the core. As
mentioned before, the leakage inductance should be minimized to avoid time delay across the
transformer, and the AC wire resistance must be kept under control. On toroidal cores, the
windings should be wound bifilar or trifilar depending on the number of windings in the gate
drive transformer. With pot cores, each winding should be kept in a single layer. The primary
should be the closest to the center post, followed by the low side winding, if used, and the
high side winding should be the farthest from the center post. This arrangement in pot cores
provides an acceptable leakage inductance and the lowest AC winding resistance.
Furthermore, natural shielding of the control (primary) winding against capacitive currents
flowing between the floating components and power ground is provided by the low side
winding which is usually connected to the power ground directly.
Sonraki adım ise çekirdeğin uygun pencere aralığında sargıları sarmaktır. Daha öncede
hatırladıldığı üzere, trasformerdaki zaman gecikmesini en aza indirmek yada önlemek için
lackage indüktansı minimize edilmelidir ve AC kablo rezistansı kontrol altında tutulmalıdır.
Troidal çekirdeklerin kuıllanıldığı durumlarda, trasformatörün sargı sayısına bağlı olarak
sargılar çft telli veya üç telli olarak sarılmalıdır. Pot çekirdeklerde her bir sargı tek bir
kademede (single layer) yapılmalıdır. Pirimer merkez arkasına olabildiğince yakın tutullmalı
ve düşük kenra sargı ile devam edilmeli, ve yüksek kenar sargı merkez arkasından
olabildiğince uzakta olmalıdır. Pot çekirdeklerde bu tarz bir tasarım lackage indüktansını
kabul edilebilir bir sınır altında tutarak düşük AC sargı rezistansını sağlar. Ayrıca floating
bileşenler arasında akan kapasitif akımlara karşı düşük kenar sargının power grounda
dogrudan bağlanması ile doğal bir shilding sağlanır.
Dual duty transformer coupled circuits
There are high side switching applications where the low output impedance and short
propagation delays of a high speed gate drive IC are essential. Figure 37 and Figure 38 show
two fundamentally different solutions to provide power as well as control to regular low
voltage gate drive ICs in a floating application using only one transformer.
Dual duty transformer coupled devreler
Düşük empedansın ve kısa propagation gecikmelerinin gerekli oldugu yüksek hızlı gate drive
IC lerin kullanıldığı yüksek kenar switching uygulamaları bulunmaktadır. Figür37 ve figür38
de sadece 1 trasformatör kullanılarak devreye güç sağlayan ve düşük voltaj gate drive
IC'sinikontrol eden temelde birbirinden çok farklı iki çözüm gösterilmektedir.
Figure 37. Power and control transmission with one transformer
The circuit of Figure 37 uses the switching frequency to carry the control signal and the power
for the driver. The operation is rather simple. During the on-time of the main switch, the
positive voltage on the secondary side of the transformer is peak rectified to generate the
supply voltage for the gate drive IC. Since the power is generated from the gate drive pulses,
the first few drive pulses must charge the bias capacitor. Therefore, it is desirable that the
driver IC chosen for this application has an under voltage lock out feature to avoid operation
with insufficient gate voltage. As it is shown in the circuit diagram, the DC restoration circuit
(CC2 and DC2) must be used to generate a bias voltage for the driver which is independent
of the operating duty ratio. DC2 also protects the input of the driver against the negative reset
voltage of the transformer secondary winding. The transformer design for this circuit is
basically identical to any other gate drive transformer design. The power level is just slightly
increased by the power consumption of the driver IC, which is relatively small compared to
the power loss associated by the total gate charge of the MOSFET. The transformer carries a
high peak current but this current charges the bypass capacitor, not the input capacitance of
theMOSFET. All gate current is contained locally between the main transistor, driver IC and
bypass capacitor.
Şekil 37'de gösterilen devre kontrol sinyalini taşımak ve güç için switching frekansını
kullanmaktadır. Aslında işleyiş oldukça basittir. Ana switchin on-time'ı boyunca
transformatörün sekonder tarafındaki pozitif voltaj rektife edilerek gate drive IC'si için voltaj
sağlar. Güç gate drive pulse'larından üretildiği için ilk bir kaç pulse bias kapasitörünü şarj
eder. Bundan dolayı, bu uygulama için seçilmiş olan IC'nin düşük voltaj korumasının olması
elzemdir. Devre diyagramında gösterildiği üzere, DC restorasyon devresi (CC2 ve DC2),
operasyon duty ratio'sundan bağımsız olan sürücüye bias voltajı yaratmak için
kullanılmalıdır. DC2 aynı zamanda sürücünün inputlarını,trasnformatörün ikincil sargısının
nagatif resel voltajından korumak için de kullanılır. Bu devre için trasnformatör tasarımı diger
gate trasnformatörlerinin tasarımlarıyla temelde aynıdır. Güç seviyesi driver IC'sinin güç
tüketimi nedeni ile hafifçe artmıştır ki bu Mosfet toplam gate yükünün güç kaybı ile
karşılaştırıldığında oldukça düşük kalır. Trasnformatör yüksek peak akımı taşır ancak bu
akım baypass kapasitörünü şarj eder, Mosfetin input kapasitörünü değil. Tüm gate akımı ana
stansistör, sürücü IC'si, ve bypass kapasitörü arasında lokal olarak sahiplenilmekte
(taşınmakta, bulundurulmaktadır.
Figure 38. Bir transformatörlü güç ve kontrol transmisyonu.
Another similar solution to transfer power and control signal with the same transformer is
shown in Figure 38. The difference between the two circuits in Figures 37 and 38 is the
operating frequency of the transformer. This implementation utilizes a dedicated chip pair. The
high frequency carrier signal (fCARRIER>>fDRV) is used to power transfer, while amplitude
modulation transmits the control command. The basic blocks of the gate drive schematic in
Figure 38 can be integrated into two integrated circuits allowing efficient utilization of circuit
board area. Because of the high frequency operation, the transformer size can be reduced
compared to traditional gate drive transformers. Another benefit of this solution is that the bias
voltage of the floating driver can be established independently of the gate drive commands,
thus the driver can react without the start- p delay discussed in the previous solution.
Aynı transformatör ile güç ve kontrol sinyalini trasnfer eden başka bir çözüm şekil 38 de
gösterilmiştir. Şekil 37 de gösterilen ve 38 de gösterilen devreler arasındaki fark,
trasformatörlerin çalışma frekanslarıdır. Bu uyarlama , dedike edilmiş (adanmış) çip çiftleri
kullanır . Yüksek frekans taşıyıcı sinyal (fCARRIER>>fDRV) güç transfer etmek için
kullanılırken genlik modülasyonu kontrol sinyallerini taşımak için kullanılır. Figür38 deki temel
blok devre kartını verimli kullanmak için iki entgre devre kullanılarak tasarlanabilir. Yüksek
frekans operayonları nedeniyle, transformatör boyutu genel gate drive transformatörleri ile
karşılaştırıldığında daha küçük olabilir. Bu çözümün bir başka avantajı ise dalgalanan
(floating) sürücünün bias voltajı gate drive komutlarından bağımsız olarak sağlanabilir ve
böylece sürücü daha önceki bölümlerde bahsedilen p-gecikmesi olmadan cevap verir.
/////////////
Double ended transformer coupled gate drives
In high power half-bridge and full-bridge converters, the need arises to drive two or more
MOSFETs usually controlled by a push-pull or also called double-ended PWM controller. A
simplified schematic of such gate drive circuit is illustrated in Figure 39.
In these applications a dual polarity symmetrical gate drive voltage is readily available. In the
first clock cycle, OUTA is on, forcing a positive voltage across the primary winding of the gate
drive transformer. In the next clock cycle, OUTB is on for the same amount of time (steady
state operation) providing an opposite polarity voltage across the magnetizing inductance.
Averaging the voltage across the primary for any two consecutive switching period results
zero volts.
Double ended transformer coupled gate drives
Yüksek güc (high power) haf-bridge ve full-bridge çeviricilerde (converters) double-ended
PWM denetleyici olarak adlandırılan push-pull'lar ile kontrol edilen 2 yada daha fazla Mosfet'e
ihtiyaç doğar. Bu şekilde bir devrenin basit bir şemetiği şekil 39 da gösterilmiştir.
Bu çeşit uygulamalarda dula polarite simetrik gate drive voltajı kullanıma hazırdır. İlk saat
döngüsünde (clock cycle) OUTA on durumundadır, ve gate drive trasnformatörün birincil
sargısı üzerinden pozitif bir voltaj zorlar. Sonraki saat döngüsünde OUTB on durumndadır ve
aynı süre zaman için manyetize indüktans üzerinde ters polariteli voltaj sağlar. Bu nedenle
peşpeşe iki zaman döngüsü için avaraj voltaj '0' dır.
Figure 39. Push-pull type half-bridge gate drive
Therefore, AC coupling is not needed in pushpull type gate drive circuits.
Designers are often worried about any small amount of asymmetry that could be caused by
component tolerances and offsets in the controller. These small deviations are easily
compensated by the output impedance of the driver or by a small resistor in series with the
primary winding of the transformer. The uneven duty cycle will cause a small DC current in
the transformer which generates a balancing voltage across the equivalent resistance of the
drive circuit. Assuming two different duty ratios, DA and DB for the PWM outputs, the DC
current level of the magnetizing inductance is defined as:
Bu nedenle, push-pull tarzı gate drive devrelerde AC coupling'e ihtiyaç yoktur.
Tasarımcılar genellikle genellikle denetleyicilerdeki offsetlerden ve kullanılan devre
bileşenlerinden kaynaklı oluşabileke küçük miktardaki asimetri sorunları hakkında fazlasıyla
endişelenmektedirler. Bu küçük sapmalar output empedansı yada transformatörün primer
sargısına seri bağlanacak küçük bir direnç ile kolayca kompanse edilebilir. Eş olmayan görev
döngüleri (uneven duty cycle) transformatörde küçük bir DC akımına neden olarak sürücü
devresinin eş-direnci üzerinde denge voltajı oluşturur. İki farklı duty ratio oldugunu kabul
ederek, PWM outputları için DA ve DB, manyetize ündüktansın akım seviyesi aşağıdaki gibi
tanımlanabilir.
To demonstrate the triviality of this problem, let’s assume that DA=0.33, DB=0.31 (6% relative
duty ratio difference!), VDRV=12V, and REQV=5Ω which is the sum of one low side and one
high side driver output impedance. The resulting DC current is 24mA and the excess power
dissipation is only 3mW.
The design of the gate drive transformer follows the same rules and procedures as already
described in this chapter. The maximum voltsecond product is defined by VDRV and the
switching period, because push-pull circuits are usually not duty ratio limited.
Appropriate margin (~3:1) between worst case peak flux density and saturation flux density
must be provided. A unique application of the push-pull type gate drive circuits is given in
Figure 40 to control four power transistors in a phase shift modulated full bridge converter.
Bu sorunun basitligini sizlere anlatmak için aşağıdaki değerlere sahip olduğumuzu fazr
edelim: DA=0.33, DB=0.31 (dudty ratiolarda %6 'lık bir fark), VDRV=12V, REQV=5Ω ki bu
değer bir düşük kenar ve bir yüksek kenar sürücü output empedansının toplamıdır. Oluşan
DC akımı 24 mA'dir ve power kaybı (dissipation) sadece 3mW'dır.
Gate drive transformatörünün tasarımında bu bölümde anhsedilmiş olan aynı kural ve
prosedürler geçerlidir. Pull-push devreleri genellikle dudy-ratio ile limitli olmadıkları için
maksimum volt-saniye çarpımı switching peryotu ve VDRV ile tanımlanır.
En kötü peak flux yogunlugu ve saturation (doygunluk) flux yogunlugu arasında yeterli marjin
(~3:1) sağlanmalıdır. Push-pull tarszı gate drive uygulaması şekil 40 'da gösterilmektedir.
Devre faz-kaymalı (phase-shift) module full-bridge konvertırda dört adet power transistörünü
kontrol etmektedir
Figure 40. Push-pull type half-bridge gate drive
Due to the phase shift modulation technique, this power stage uses four approximately 50%
duty cycle gate drive signals. The two MOSFETs in each leg requires a complementary drive
waveform which can be generated by the two output windings of the same gate drive
transformer. Although, steady state duty ratio are always 0.5, changing the phase relationship
between the two complementary pulse trains necessitates to have an asymmetry in the duty
cycles. Therefore, during transient operation the PWM outputs are not producing the normal
50% duty cycle signals for the gate drive transformers. Accordingly, a safety margin must be
built in the transformer to cover uneven duty ratios during transients.
Another interesting fact to point out is that local turn-off circuits can be easily incorporated and
are very often needed on the secondary side of the transformer. The gate drive transformer,
more precisely the leakage inductance of the transformer exhibits a relatively high
impedance for fast changing signals. The turn-off speed and dv/dt immunity of the power
circuit can be severely impacted if the driver’s pull down capability is not optimized for high
speed switching applications.
Faz kayması (phase shift) modulasyon teknigi nedeniyle power katmanı dört adet yaklaşık
%50 duty-cycle gate drive sinyali kullanır. Her bacaktaki iki Mosfet birbirini tamamlayan
sürücü dalga formu (waveform) gerektirir ki bunlar aynı gate drive transformatörünün output
sargıları ile sağlanabilir. Steady-state (olagan çalışma) duty-ratio'su 0.5 oldugu halde, birbirini
tamamlayan iki pulse katarı (treni) arasındaki faz ilişkisini değiştirmek görev döngülerinde
(duty-cycle) asimetriye neden olur. Bu sebeple gate drive transformatörü için, operasyon
geçişleri sırasında PWM outputları normal %50'lik görev sinyallerini üretmez. Bundan dolayı,
güvenlik marjinleri transformatöre dahil edilerek geçişler sırasında eş olmayan (uneven) dutyratio'lar cover edilebilsin.
Diğer bir ilğiç nokta ise, lokal turn-off devresi transformatörün sekonder kısmı ile kolayca
birlikte çalışabilir ve buna ihtiyaç duyulur. Gate drive transformatörünün leakage (sızıntı)
indüktansı değişen sinyaller için yüksek empedans gösterir. Eğer sürücünün pull-down
yetenegi yüksek hızlı uygulamalar için optimize edilmemiş ise güç devresinin turn-off hızı ve
dv/dt bağışıklıgı (immunity) bundan şiddetti-ciddi biçimde etkilenir.
FINAL COMMENTS, SUMMARY
Like all books, this article should be read from the beginning to the end to get the whole story.
Every consideration described earlier regarding switching speeds, dv/dt immunity, bypassing
rules etc. are equally applicable for all circuits including transformer coupled gate drives. As
the topics build upon each other, only the unique and new properties of the particular circuit
have been highlighted. This paper demonstrated asystematic approach to design high
performance gate drive circuits for high speed switching applications. The procedure can be
summarized by the following step-by-step checklist:
SON YORUMLAR ve ÖZET
Hikayenin tümünü anlamak için, diğer tüm kitaplar gibi, bu kitap da okunmaya en başından
başlanmalı. Bundan önce tanımlanmış, anlatılmış bilgiler switching hızı, dv/dt bağışıklıgı,
bypasslama kuralları, transformer coupled gate drivelar da dahil olmak üzere hepsi
uygulanabilir bilgilerdir. Sadece diğerinin üzerine eklenen tek ve yeni özellikler highlight
edilmiştir. Bu metin, yüksek hızlı switching uygulamaları yüksek performanslı gate drive
devrelerinin tasarımına asimetrik bir yaklaşım geritmek üzere yazılmışıtr. Tüm prosegür
aşağıdaki kontrol listesini adım-adım takip ederek özetlenebilir.
• The gate drive design process begins AFTER the power stage is designed and the power
components are selected.
• Collect all relevant operating parameters. Specifically the voltage and current stresses of the
power MOSFET based on the application requirements, operating junction temperature, dv/dt
and di/dt limits related to external circuits around the power MOSFET which are often
determined by the different snubber or resonant circuitry in the power stage.
• Estimate all device parameters which describe the parasitic component values of the power
semiconductor in the actual application circuit. Data sheet values are often listed for
unrealistic test conditions at room temperature and they must be corrected accordingly. These
parameters include the device capacitance, total gate charge, RDS(on), threshold voltage,
Miller plateau voltage, internal gate mesh resistance, etc.
•
•
•
Gate drive, power katmanı tasarlandıktan ve power bileşenleri seçildikten sonra
tasarlanmaya başlanır.
İlgili tüm çalışma parametrelerini bul ve toparla. Özellikle power Mosfetin voltaj ve akım
stres parametrelerini uygulamanın ihtiyaçları, mosfet yakınlarındaki harici devrelerin
çalışma junction sıcaklıgı, dv/dt sınırları göz önünde bulundurulmalıdır. ki bunlar
genelde power evresinde söndürücü (snubber) resonantrır.
Gerçek uygylama devresinde, parazitik etkilere neden olabilecek tüm bileşenlerin
parametrelerini incele. Datasheetlerde verilen degerler genellikle gerçekci olmayan test
koşullanında geçerlidir. Değerler buna göre normalize edilmelidir. Test parametreleri
device kapasitansını, toplam gate yükünü RDS(on), eşik voltajını, Miller platosu
voltajını, dahili gate mesh direnvi vb. parametreleri içermektedir.
• Prioritize the requirements: performance, printed circuit board size, cost target, etc. Then
choose the appropriate gate drive circuit to match the power stage topology.
• Establish the bias voltage level which will be used to power the gate drive circuit and check
for sufficient voltage to minimize the RDS(on of the MOSFET.
• Select a driver IC, gate-to-source resistor value, and the series gate resistance RGATE
according to the targeted power-up dv/dt, and desired turn-on and turn-off switching speeds.
• Design (or select) the gate drive transformer if needed.
• Calculate the coupling capacitor values in case of AC coupling.
• Check start-up and transient operating conditions, especially in AC coupled gate drive
circuits.
•
•
•
•
•
•
Önceliklei sırala, performans, baskıdevre boyutu, hedeflenen maliyet, vs. Sonrasında
power evresine uygun gate drive devresini seç.
Gate drive devresine güç verecek bias voltaj seviyesini belirle ve Mosfet'in RDS(on)
değerini minimize edecek voltajı kontrol et.
IC sürücüsünü, gate-tosource direnci degerini, gate rezistans RGATE degerini
hedeflenen power-up ve dv/dt ye göre seç, ihtiyaç duyulan turn-on ve turn-off switching
hızlarını belirle.
Eğer ihtiyaç duyuluyorsa gate drive transformatörünü seç yada tasarla.
AC coupling durumunda coupling kapasitör değerini hesapla.
Başlanğıç ve geçiş evreleri çalışma koşullarını kontrol et. Özellikle AC coupled gate
drive devrelerinde.
• Evaluate the dv/dt and di/dt capabilities of the driver and compare it to the values
determined by the power stage.
• Add one of the turn-off circuits if needed, and calculate its component values to meet dv/dt
and di/dt requirements.
• Check the power dissipation of all components in the driver circuitry.
• Calculate the bypass capacitor values.
• Optimize the printed circuit board LAYOUT to minimize parasitic inductance.
• Always check the gate drive waveform on the final printed circuit board for excessive ringing
at the gate-source terminals and at the output of the driver IC.
• Add protection or tune the resonant circuits by changing the gate drive resistor as needed.
In a reliable design, these steps should be evaluated for worst case conditions as elevated
temperatures, transient voltage and current stresses can significantly change the operation of
the driver, consequently the switching performance of the power MOSFET. Of course, there
are many more gate drive implementations which are not discussed in this paper. Hopefully,
the principles and methods presented here can help the reader’s understanding and
analyzing of other solutions. For those who are looking for quick answers in the rather
complex field of high speed gate drive design, Appendix A through E offer typical, numerical
examples of the different calculations. Appendix F provides a complete, step-by-ste gate drive
design example for an active clamp forward converter with a ground referenced and a floating
gate drive circuits.
•
•
•
•
•
•
•
Sürücünün dv/dt ve di/dt değerlerini değerlendir power katmanı tarafından belirlenen
değerlerle karşılaştır.
İhtiyaç duyuluyorsa birtane turn-off devresi ekle ve bileşenlerini kontrol ederek ihtiyaç
duyulan dv/dt ve di/dt değerlerini karşılayıp karşılamadığına bak.
Sürücü devresindeki tüm bileşenlerin güç tüketimini kontrol et.
Bypass kapasitörü değerini hesapla
Pazitik indüktansı minimize etmek için baskıdevre tasarımını optimize et.
Basılmış baskıdevredenin gate-to-source terminallerinde ve IC'nin output
terminallerinde herzaman gate drive dalga formunu (wavefrom) ve limitlerin geçilme
durumunu kontrol et.
İhtiyaç duyuluyorsa, gate drive direncini değiştirerek resonant devreye koruma ekle
yada tune (ince ayar) et. Uygun bir tasarımda bu adımlar en kotü çalışma şartları için
(sıcaklık, geçiş voltaj ve akım stresleri, vs vs) kontrol edilir. Elbette bu yadızda
bahsedilmeyen daha pek çok gate-drive uyarlamaları bulunmaktadır. Umarımki bu
yazıda bahsedilen bilgiler, okuyucunun diğer çözümleri de anlamasına ve analiz
edebeilmesine yardımcı olacaktır. Yüksek hızlı gate drive tasarımlarının kompleks
alanlarında basit ve hızlı çözümlere ulaşmak isteyen okuyucular Ek A dan Ek F ye
kadarki bölümlerde nümerik hesaplamalar ve farklı hesaplar bulabilirler. Ek F'de
ground refaranslı ve dalgalanan (floating) gate drive devreleriyli aktif kenetli forward
konvertırlar için komple adım-adım gate drive tasarım örnekleri bulunmaktadır.
Laszlo Balogh